JP2018007329A - Dc power supply and air conditioner - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、直流電源装置および空気調和機に関する。 The present invention relates to a DC power supply device and an air conditioner.
電車、自動車、空気調和機などには、交流電圧を直流電圧に変換する直流電源装置が搭載されている。そして、直流電源装置から出力される直流電圧をインバータによって所定周波数の交流電圧に変換し、この交流電圧をモータなどの負荷に印加するようになっている。
このような直流電源装置は、入力する交流電圧から直流電圧をより高くするため倍電圧整流回路を備えており、力率改善や電源高調波電流の低減、直流電圧の昇圧を目的にリアクトルとスイッチング素子を用いて能動動作を行う。
Trains, automobiles, air conditioners, and the like are equipped with a DC power supply device that converts an AC voltage into a DC voltage. And the direct-current voltage output from a direct-current power supply device is converted into the alternating voltage of a predetermined frequency with an inverter, and this alternating voltage is applied to loads, such as a motor.
Such a DC power supply device is equipped with a voltage doubler rectifier circuit to make the DC voltage higher than the input AC voltage. Reactor and switching are aimed at improving power factor, reducing power supply harmonic current, and boosting DC voltage. An active operation is performed using the element.
特許文献１には、交流電源に接続され、４つのダイオードを有するダイオードブリッジ回路を備え、交流電源を整流して空調機に設けられた圧縮機へ供給する空調機のコンバータ装置であって、双方向にオンオフ可能に構成され、上記ダイオードの少なくとも１つに互いに並列接続されると共に、該ダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低く構成され且つ該ダイオードがオフする方向に対して耐電圧性を有するスイッチング素子を備える空調機のコンバータ装置が記載されている。特許文献１に記載の倍電圧整流回路を含む電力変換装置では、回路にＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）を備える同期整流回路が提案されている。
図１２は、特許文献１に記載のコンバータ回路５０２を含む電力変換装置５０１を示す図である。
図１２に示すように、電力変換装置５０１は、電源５０５、コンバータ回路５０２、インバータ装置５０３、制御回路５０４、および電動機５０６を備える。
コンバータ回路５０２は、リアクトルＬと、スイッチング素子Ｔ１，Ｔ２、整流ダイオードＤ１〜Ｄ４、および平滑コンデンサＣ１，Ｃ２からなるダイオードブリッジ回路５０２ａと、を備える。
コンバータ回路５０２は、スイッチング素子Ｔ１，Ｔ２をオフした状態では倍電圧整流回路となり、正の半周期においては電源→Ｌ→Ｄ１→Ｃ１→電源の経路で平滑コンデンサＣ１が充電され、負の半周期において電源→Ｃ２→Ｄ２→Ｌ→電源の経路で平滑コンデンサＣ２が充電される。正の半周期においては整流ダイオードＤ１に電流が流れるときにスイッチング素子Ｔ１を、整流ダイオードＤ２に電流が流れるときにスイッチング素子Ｔ２をオンすることにより同期整流回路として動作する。
FIG. 12 is a diagram showing a
As shown in FIG. 12, the
The
しかしながら、特許文献１に記載の同期整流回路にあっては、該回路をアクティブコンバータとして動作させる場合を考えると、図１２に示す正の半周期においてはスイッチング素子Ｔ１をオフしてスイッチング素子Ｔ２をオンさせると、回路電流が電源→Ｌ→Ｔ２→Ｃ２（放電）→電源と流れ、充電していた平滑コンデンサＣ２を放電させてしまう。これは平滑コンデンサＣ２のエネルギを、リアクトルＬを介して平滑コンデンサＣ１に充電させることになり、Ｃ１とＣ２のアンバランスを生じ、効率を損なう結果となる。
However, in the synchronous rectifier circuit described in
本発明の目的は、倍電圧整流回路を含み同期整流を高効率で行う直流電源装置および空気調和機を提供することを課題とする。 An object of the present invention is to provide a DC power supply device and an air conditioner that include a voltage doubler rectifier circuit and perform synchronous rectification with high efficiency.
上記課題を解決するために、本発明の直流電源装置は、交流電源に接続され、直列に接続されたダイオード特性を有する第１スイッチング素子および第２スイッチング素子と、前記交流電源に接続され、直列に接続された第１平滑コンデンサおよび第２平滑コンデンサとを有してなる倍電圧整流回路と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の接続点にリアクトルの一方の点を接続し、前記リアクトルの他方の点と前記交流電源の一方を接続し、前記交流電源の他方の点と、前記第１平滑コンデンサと前記第２平滑コンデンサの接続点とを接続し、前記リアクトルと前記倍電圧整流回路の間に双方向スイッチ回路とが備えられる。 In order to solve the above-described problems, a DC power supply device of the present invention is connected to an AC power source, connected in series with a first switching element and a second switching element having diode characteristics, and connected to the AC power source. A voltage doubler rectifier circuit having a first smoothing capacitor and a second smoothing capacitor connected to each other, and connecting one point of a reactor to a connection point of the first switching element and the second switching element, The other point of the reactor is connected to one of the AC power supplies, the other point of the AC power supply is connected to the connection point of the first smoothing capacitor and the second smoothing capacitor, and the reactor and the voltage doubler rectifier A bidirectional switch circuit is provided between the circuits.
本発明によれば、倍電圧整流回路を含み同期整流を高効率で行う直流電源装置および空気調和機を提供することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the DC power supply device and air conditioner which include a voltage doubler rectifier circuit and perform synchronous rectification with high efficiency can be provided.
以下、本発明の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
図１は、本発明の実施形態に係る直流電源装置を示す構成図である。各図において共通の構成要素には、同一の符号を付して重複する説明を省略する。
図１に示すように、直流電源装置１は、リアクトルＬ１と、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２と、ダイオード特性を有するスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と、双方向スイッチＳ１（双方向スイッチ回路）と、電流検出部１１と、交流電圧検出部１２と、負荷検出部１５と、直流電圧検出部１３と、制御部１８と、を備える。
直流電源装置１は、交流電源ＶＳに接続され、直列に接続されたダイオード特性を有するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、交流電源ＶＳに接続され、直列に接続された平滑コンデンサＣ１，Ｃ２とからなる倍電圧整流回路１０と、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の接続点Ｎ１にリアクトルＬ１の一方の点を接続し、リアクトルＬ１の他方の点と交流電源ＶＳの一方を接続し、交流電源ＶＳの他方の点と、平滑コンデンサＣ１と平滑コンデンサＣ２の接続点Ｎ２とを接続し、リアクトルＬ１と倍電圧整流回路１０の間に双方向スイッチＳ１が備えられる。
FIG. 1 is a configuration diagram showing a DC power supply device according to an embodiment of the present invention. In the drawings, common components are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
As shown in FIG. 1, a
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、オンすることで、ダイオード特性より順方向電圧が下がる電流領域がある特性のものである。代表的なダイオード特性を有するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ＭＯＳＦＥＴである。このＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）として、オン抵抗（ＭＯＳＦＥＴが動作している時の動作抵抗）の小さいスーパージャンクション（Super Junction、ＳＪ）構造を採用したＭＯＳＦＥＴ（以下、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴという）が好ましい。ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴのほか、スイッチング素子としてＳｉＣ（Silicon carbide）−ＦＥＴ、ＧａＮ（Gallium nitride）−ＦＥＴもこれに相当し、より高効率な動作が期待できる。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ＩＧＢＴ（Insulated-Gate-Bipolar-Transistor）とダイオードの並列接続であってもよい。
なお、図１では、ダイオード特性を有するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ダイオード特性の極性がわかりやすいようにダイオードを併記している。このダイオードのアノード側は、スイッチング素子Ｑ１のソースとなり、ダイオードのカソード側は、スイッチング素子Ｑ２のドレインとなる。
The switching elements Q1 and Q2 have a characteristic in which there is a current region in which the forward voltage decreases from the diode characteristic when turned on. Switching elements Q1 and Q2 having typical diode characteristics are MOSFETs. As the MOSFETs (Q1, Q2), a MOSFET (hereinafter referred to as SJ-MOSFET) adopting a super junction (SJ) structure having a small on-resistance (operation resistance when the MOSFET is operating) is preferable. In addition to SJ-MOSFET, SiC (Silicon carbide) -FET and GaN (Gallium nitride) -FET are also equivalent to this as switching elements, and more efficient operation can be expected. The switching elements Q1 and Q2 may be a parallel connection of an IGBT (Insulated-Gate-Bipolar-Transistor) and a diode.
In FIG. 1, the switching elements Q1 and Q2 having diode characteristics are also shown with diodes so that the polarity of the diode characteristics can be easily understood. The anode side of the diode is the source of the switching element Q1, and the cathode side of the diode is the drain of the switching element Q2.
交流電源ＶＳの一方には、リアクトルＬ１を接続し、リアクトルＬ１の他方とダイオード特性を有するスイッチング素子Ｑ１のソースとＱ２のドレインと双方向スイッチＳ１の一方と接続する。交流電源ＶＳの他方には、双方向スイッチＳ１の他方と直列に接続された平滑コンデンサＣ１の負側と平滑コンデンサＣ２の正側を接続する。ダイオード特性を有するスイッチング素子Ｑ１のドレインと平滑コンデンサＣ１の正側を接続し、ダイオード特性を有するスイッチング素子Ｑ２ソースと平滑コンデンサＣ２の負側を接続し、これらを負荷Ｈに接続する。 Reactor L1 is connected to one side of AC power supply VS, and the other side of reactor L1, the source of switching element Q1 having diode characteristics, the drain of Q2, and one of bidirectional switches S1 are connected. The other side of the AC power source VS is connected to the negative side of the smoothing capacitor C1 and the positive side of the smoothing capacitor C2 connected in series with the other side of the bidirectional switch S1. The drain of the switching element Q1 having diode characteristics is connected to the positive side of the smoothing capacitor C1, the source of the switching element Q2 having diode characteristics is connected to the negative side of the smoothing capacitor C2, and these are connected to the load H.
双方向スイッチＳ１は、双方向にスイッチング特性を有し、導通、導通阻止を制御できる。具体的な構成例については後記する。
ダイオード特性を有するスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、導通については双方向に可能であるが、導通阻止については片側にしかできないため、ここでは双方向スイッチＳ１と区別する。双方向スイッチＳ１として、ＳｉＣ−ＦＥＴ、ＧａＮ−ＦＥＴを使用して、より高効率な動作が行うこともできる。
The bidirectional switch S1 has bidirectional switching characteristics and can control conduction and conduction prevention. A specific configuration example will be described later.
The switching elements Q1 and Q2 having diode characteristics can be conducted in both directions, but can be conducted only on one side to prevent conduction, and therefore are distinguished from the bidirectional switch S1 here. A more efficient operation can be performed by using a SiC-FET or GaN-FET as the bidirectional switch S1.
電流検出部１１は、交流電源ＶＳと双方向スイッチＳ１間に設けられる。電流検出部１１は、回路電流を検出し制御部１８に電流情報を送る。電流検出部１１は、後記する各制御に必要な電流を検出できるのであれば、どのような位置にあってもよい。
交流電圧検出部１２は、交流電源ＶＳの電圧を検出し、制御部１８に交流電圧情報を送る。
直流電圧検出部１３は、平滑コンデンサＣ１とＣ２間の直流電圧を検出し、制御部１８に直流電圧情報を送る。
負荷検出部１５は、直流電源装置１に接続された負荷Ｈ（例えば、モータ駆動用インバータ）の負荷情報（例えば、インバータの回転周波数、インバータの変調率直流電流、モータ電流、モータトルクなど）を制御部１８に送る。
The
The AC
The
The
制御部１８は、例えば、マイコン（Microcomputer：図示せず）であり、ＲＯＭ（Read Only Memory）に記憶されたプログラムを読み出してＲＡＭ（Random Access Memory）に展開し、ＣＰＵ（Central Processing Unit）が各種処理を実行するようになっている。制御部１８は、得られた情報を基に双方向スイッチＳ１、ダイオード特性を有するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフを制御する。制御部１８は、下記の制御を実行する。各制御の詳細については後記する。
The
制御部１８は、倍電圧整流を行う倍電圧整流制御と、交流電源ＶＳの半周期間に双方向スイッチＳ１を部分的な範囲でスイッチングする部分スイッチング制御と、交流電源ＶＳの半周期間に双方向スイッチＳ１を略全域でスイッチングする高速スイッチング制御と、倍電圧整流制御、部分スイッチング制御、および高速スイッチング制御のいずれか１つと、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２をオンする同期整流とを組み合わせて行う組合せ制御と、を実行する。
この場合、制御部１８は、交流電源ＶＳの半周期間に双方向スイッチＳ１を２０回以下の回数でスイッチングする部分スイッチング制御と、交流電源ＶＳの半周期間に双方向スイッチＳ１を８０回以上の回数でスイッチングする高速スイッチング制御と、を実行することが好ましい。
The
In this case, the
制御部１８は、同期整流と部分スイッチング制御または高速スイッチング制御を組み合わせて行う制御の場合、双方向スイッチＳ１をオンするときにはスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２をオフする。
In the case of control performed by combining synchronous rectification and partial switching control or high-speed switching control, the
制御部１８は、部分スイッチング制御または高速スイッチング制御を行う場合、ゼロクロスにおいて、双方向スイッチＳ１を始めにオンさせる。
When performing the partial switching control or the high-speed switching control, the
制御部１８は、同期整流を行っている場合、回路電流が所定の電流閾値より小さくなったときに同期整流を行うためオンしているスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２をオフする。
When performing the synchronous rectification, the
制御部１８は、同期整流を行っている場合、交流電圧が直流電圧よりも大きくなったときに同期整流を行うためオンしているスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２をオフする。
When performing the synchronous rectification, the
ここで、制御部１８は、各制御を切り替える場合、電源電圧が０となるゼロクロスで行うことが好ましい。
Here, when switching each control, it is preferable that the
制御部１８は、部分スイッチング制御から高速スイッチング制御に切り替える場合に交流電源ＶＳから流れる回路電流のピーク値が従前の値よりも低くなるように制御し、高速スイッチング制御から部分スイッチング制御に切り替える場合に交流電源ＶＳから流れる回路電流のピーク値が従前の値よりも高くなるように制御する。
When switching from partial switching control to high-speed switching control, the
図２および図３は、双方向スイッチＳ１の回路構成を示す図である。
図２に示すように、双方向スイッチＳ１は、ダイオード特性を有するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を向かい合わせに接続した回路構成がある。
図３に示すように、双方向スイッチＳ１は、ダイオードスタックＤ１１〜Ｄ１４と、スイッチング素子Ｑ１３とを組み合わせる回路構成がある。
2 and 3 are diagrams showing a circuit configuration of the bidirectional switch S1.
As shown in FIG. 2, the bidirectional switch S1 has a circuit configuration in which switching elements Q11 and Q12 having diode characteristics are connected face to face.
As shown in FIG. 3, the bidirectional switch S1 has a circuit configuration in which diode stacks D11 to D14 and a switching element Q13 are combined.
以下、上述のように構成された直流電源装置１００の動作について説明する。
本実施形態では、直流電源装置１は、複数の動作モードを有する。
直流電源装置１の動作モードを大別すると、ダイオード特性を有するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフしたままで行う「倍電圧整流モード」、「部分スイッチングモード」および「高速スイッチングモード」と、ダイオード特性を有するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をダイオード特性に電流が流れるタイミングに同期させて同期整流を行う「倍電圧整流モード」、「部分スイッチングモード」および「高速スイッチングモード」と、の６つがある。
Hereinafter, the operation of the DC
In the present embodiment, the DC
The operation mode of the DC
「部分スイッチングモード」と「高速スイッチングモード」は、直流電源装置１が能動動作をするモードである。「部分スイッチングモード」および「高速スイッチングモード」では、力率改善電流を通流させることで直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う。例えば、インバータやモータなどの負荷Ｈが大きい場合には、直流電圧Ｖｄを昇圧する。また、負荷が大きくなり、直流電源装置１に流れる電流が大きくなるに従って高調波電流も増大してしまう。そのため、高負荷の場合には、「部分スイッチングモード」または「高速スイッチングモード」で昇圧を行い、高調波電流の低減つまり、電源入力の力率を改善させる。
「部分スイッチングモード」は、交流電源半周期の間に双方向スイッチＳ１を１回から２０回以下の回数で部分的にスイッチングを行う。また「高速スイッチングモード」は、電源周期のほぼ全域で双方向スイッチＳ１を８０回以上のスイッチングを行う。ただし「高速スイッチングモード」においても、直流電圧と交流電圧の大小関係によりある範囲でスイッチングを停止することもある。ちなみに、「部分スイッチングモード」および「高速スイッチングモード」において、２１〜７９回のスイッチングを避けるのは、周波数が人間の可聴範囲と重なり、リアクトル等から発生する音を不快と感じるからである。特殊な防音効果をもつリアクトルを用いるならば、上記スイッチング回数はこの限りではない。
The “partial switching mode” and “high-speed switching mode” are modes in which the DC
In the “partial switching mode”, the bidirectional switch S1 is partially switched from 1 to 20 times during a half cycle of the AC power supply. In the “fast switching mode”, the bidirectional switch S1 is switched 80 times or more in almost the entire power supply cycle. However, even in the “high-speed switching mode”, switching may be stopped within a certain range due to the magnitude relationship between the DC voltage and the AC voltage. By the way, in the “partial switching mode” and the “high-speed switching mode”, the reason why the switching of 21 to 79 times is avoided is because the frequency overlaps the human audible range and the sound generated from the reactor or the like feels uncomfortable. If a reactor having a special soundproof effect is used, the number of times of switching is not limited to this.
［同期整流を行う倍電圧整流モード］
同期整流を行う「倍電圧整流モード」は、ダイオード特性を有するスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をダイオードに電流が流れるタイミングに同期させて同期整流を行うモードである。同期整流を行う「倍電圧整流モード」は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフしたままで行う「倍電圧整流モード」に対して、より高効率動作を行うためのものである。
[Double voltage rectification mode for synchronous rectification]
The “double voltage rectification mode” in which the synchronous rectification is performed is a mode in which the switching elements Q1 and Q2 having diode characteristics are synchronously rectified in synchronization with the timing of current flowing through the diode. The “double voltage rectification mode” in which the synchronous rectification is performed is for performing a higher efficiency operation than the “double voltage rectification mode” in which the switching elements Q1 and Q2 are turned off.
図４は、同期整流を行う「倍電圧整流モード」の電圧・電流波形図である。図４は、同期整流を行う「倍電圧整流モード」における交流電源電圧Ｖｓと回路電流Ｉｓとダイオード特性を有するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２および双方向スイッチＳ１の駆動パルスの波形を示す。
電源電圧Ｖｓが０となる点を電源電圧のゼロクロスと呼ぶ。本実施形態では、電源電圧Ｖｓが０となるゼロクロスまたはその近傍に双方向スイッチＳ１とスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２をオフする期間を設ける。
FIG. 4 is a voltage / current waveform diagram of the “double voltage rectification mode” in which synchronous rectification is performed. FIG. 4 shows waveforms of drive pulses for the switching elements Q1, Q2 having the diode characteristics and the AC power supply voltage Vs, the circuit current Is, and the bidirectional switch S1 in the “double voltage rectification mode” in which synchronous rectification is performed.
The point at which the power supply voltage Vs becomes 0 is called a zero cross of the power supply voltage. In the present embodiment, a period in which the bidirectional switch S1, the switching element Q1, and the switching element Q2 are turned off is provided at or near the zero cross where the power supply voltage Vs becomes zero.
電源電圧Ｖｓがゼロクロスから正となる正の半周期のとき電流Ｉｓが流れていない状態でＱ１をオンすると平滑コンデンサＣ１から交流電源ＶＳへ電流が逆流してしまう。
そこで直流電源装置１は、電流検出部１１が回路電流を検出し、制御部１８は、検出された電流情報を基に、スイッチング素子Ｑ１のダイオード特性に電流が流れるタイミングを検出し、電流がある閾値より大きくなった場合にスイッチング素子Ｑ１をオンする。
When Q1 is turned on in a state where the current Is does not flow when the power supply voltage Vs is a positive half cycle from the zero cross to the positive, the current flows backward from the smoothing capacitor C1 to the AC power supply VS.
Therefore, in the DC
図１に示す電源ＶＳ→Ｌ１→Ｑ１→Ｃ１→電源ＶＳの電流経路で電流が流れることで平滑コンデンサＣ１に充電される。電流が別の閾値より小さくなった場合にスイッチング素子Ｑ１をオフする。
スイッチング素子Ｑ１をオンオフする別な方法としては、交流電圧検出部１２による交流電圧情報と直流電圧検出部１３による直流電圧とを比較し、直流電圧よりも交流電圧が大きくなった後でスイッチング素子Ｑ１をオンする。交流電圧が直流電圧よりも小さくなった後でスイッチング素子Ｑ１をオフする。
The smoothing capacitor C1 is charged by the current flowing through the current path of the power source VS → L1 → Q1 → C1 → power source VS shown in FIG. When the current becomes smaller than another threshold, the switching element Q1 is turned off.
As another method for turning on / off the switching element Q1, the AC voltage information by the AC
電源電圧Ｖｓが負の半周期のときは、図１に示す電源ＶＳ→Ｃ２→Ｑ２→Ｌ１→電源ＶＳの電流経路で電流が流れることで平滑コンデンサＣ２に充電される。この場合、スイッチング素子Ｑ２に対しては、正の半周期のときにスイッチング素子Ｑ１に行った場合と同様に制御を行う。 When the power supply voltage Vs is a negative half cycle, the smoothing capacitor C2 is charged by the current flowing through the current path of the power supply VS → C2 → Q2 → L1 → power supply VS shown in FIG. In this case, the switching element Q2 is controlled similarly to the case where the switching element Q1 is performed during the positive half cycle.
［同期整流を行う部分スイッチングモード］
同期整流を行う「部分スイッチングモード」は、同期整流を行いながら部分スイッチングを行うモードである。
図５は、同期整流を行う「部分スイッチングモード」の電圧・電流波形図である。より具体的には、図５は、同期整流を行う「部分スイッチングモード」における交流電源電圧Ｖｓと回路電流Ｉｓとダイオード特性を有するＱ１，Ｑ２および双方向スイッチＳ１の駆動パルスの波形図を示す。
上述したように、電源電圧Ｖｓがゼロクロスから正となる正の半周期のとき回路電流Ｉｓが流れていない状態でスイッチング素子Ｑ１をオンすると平滑コンデンサＣ１から交流電源ＶＳへ電流が逆流してしまう。
また電源電圧Ｖｓが正の半周期において、ダイオード特性を有するスイッチング素子Ｑ１をオンした状態で双方向スイッチＳ１をオンさせると、平滑コンデンサＣ１の電圧が放電してしまうので、双方向スイッチＳ１がオンのときにはスイッチング素子Ｑ１はオフしている必要がある。
したがって、電源電圧Ｖｓのゼロクロスから正の半周期のとき、双方向スイッチＳ１，Ｑ１、Ｑ２がオフの状態から、始めにＳ１をオンさせる。
[Partial switching mode for synchronous rectification]
The “partial switching mode” for performing synchronous rectification is a mode for performing partial switching while performing synchronous rectification.
FIG. 5 is a voltage / current waveform diagram of “partial switching mode” for performing synchronous rectification. More specifically, FIG. 5 shows waveform diagrams of AC power supply voltage Vs, circuit current Is, Q1 and Q2 having diode characteristics, and drive pulses of bidirectional switch S1 in “partial switching mode” in which synchronous rectification is performed.
As described above, when the switching element Q1 is turned on while the circuit current Is is not flowing when the power supply voltage Vs is a positive half cycle from the zero cross to the positive, the current flows backward from the smoothing capacitor C1 to the AC power supply VS.
Further, when the bidirectional switch S1 is turned on while the switching element Q1 having the diode characteristic is turned on in the positive half cycle of the power supply voltage Vs, the voltage of the smoothing capacitor C1 is discharged, so that the bidirectional switch S1 is turned on. In this case, the switching element Q1 needs to be turned off.
Therefore, when the power supply voltage Vs is in the positive half cycle from the zero cross, S1 is first turned on from the state in which the bidirectional switches S1, Q1, and Q2 are off.
その後、双方向スイッチＳ１をオフした後、スイッチング素子Ｑ１をオンする。双方向スイッチＳ１をオンすることで、リアクトルに蓄えられた電流が平滑コンデンサＣ１に充電されるため、必ずスイッチング素子Ｑ１が正となるためである。双方向スイッチＳ１がオフしている間、スイッチング素子Ｑ１がオンしている時間が長ければそれだけ同期整流の効果が期待できる。この双方向スイッチＳ１とスイッチング素子Ｑ１のオンオフを必要回数繰り返す。部分スイッチングは双方向スイッチＳ１のスイッチング回数が限られるので双方向スイッチＳ１をオフしスイッチング素子Ｑ１をオンする状態が続く。 Thereafter, the bidirectional switch S1 is turned off, and then the switching element Q1 is turned on. This is because, by turning on the bidirectional switch S1, the current stored in the reactor is charged into the smoothing capacitor C1, and therefore the switching element Q1 is always positive. If the time during which the switching element Q1 is on is long while the bidirectional switch S1 is off, the effect of synchronous rectification can be expected. This bidirectional switch S1 and switching element Q1 are repeatedly turned on and off as many times as necessary. In the partial switching, since the number of times of switching of the bidirectional switch S1 is limited, the state where the bidirectional switch S1 is turned off and the switching element Q1 is turned on continues.
次に、電流Ｉｓがある閾値以下になるタイミングでスイッチング素子Ｑ１をオフする。スイッチング素子Ｑ１をオフするタイミングは、同期整流を行う「倍電圧整流モード」で述べた方法と同様な方法で検出することができる。すなわち、電流検出部１１が回路電流を検出し、制御部１８は、検出された電流情報を基に、スイッチング素子Ｑ１のダイオードに電流が流れるタイミングを検出し、電流がある閾値より小さくなったらスイッチング素子Ｑ１をオフする。
スイッチング素子Ｑ１をオンオフする別な方法としては、交流電圧検出部１２による交流電圧情報と直流電圧検出部１３による直流電圧とを比較し、直流電圧よりも交流電圧が大きくなった後でスイッチング素子Ｑ１をオンする。交流電圧が直流電圧よりも小さくなった後でスイッチング素子Ｑ１をオフする。
これにより、回路電流Ｉｓが０となった後は双方向スイッチＳ１およびスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフの状態となる。
Next, the switching element Q1 is turned off at a timing when the current Is becomes a certain threshold value or less. The timing to turn off the switching element Q1 can be detected by a method similar to the method described in the “double voltage rectification mode” in which synchronous rectification is performed. That is, the
As another method for turning on / off the switching element Q1, the AC voltage information by the AC
Thereby, after the circuit current Is becomes 0, the bidirectional switch S1 and the switching elements Q1 and Q2 are turned off.
電源電圧Ｖｓが負の半周期のときは、正の半周期のときに双方向スイッチＳ１とスイッチング素子Ｑ１に行ったのと同様の制御を双方向スイッチＳ１とスイッチング素子Ｑ２に対して行う。 When the power supply voltage Vs is a negative half cycle, the same control as that performed for the bidirectional switch S1 and the switching element Q1 when the positive half cycle is performed is performed for the bidirectional switch S1 and the switching element Q2.
インバータやコンバータにおいて、スイッチング素子を直列に接続した場合、スイッチング素子のオン、オフ切替のときには制御部から発生する駆動信号の伝達遅れや電圧や電流の過渡現象を考慮して上下のスイッチング素子が両方ともオフであるデッドタイムを設けることは公知技術である。双方向スイッチＳ１とダイオード特性を有するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン、オフ切替のときに上記デッドタイムを設けることが望ましい。
交流電流が小さいときは、電流と電圧の過渡現象の時間も短いので、デッドタイムは短くてもよい。デッドタイムが短い方が同期整流の効果が大きくなるので、電流値に合わせてデッドタイムを可変させることが望ましい。
In an inverter or converter, when switching elements are connected in series, when switching the switching elements on / off, both the upper and lower switching elements are considered in consideration of the transmission delay of the drive signal generated from the control unit and voltage and current transients. It is a known technique to provide a dead time that is both off. It is desirable to provide the dead time when the bidirectional switch S1 and switching elements Q1 and Q2 having diode characteristics are switched on and off.
When the alternating current is small, the current and voltage transients are also short, so the dead time may be short. Since the effect of synchronous rectification becomes larger when the dead time is shorter, it is desirable to vary the dead time according to the current value.
［同期整流を行う高速スイッチングモード］
同期整流を行う「高速スイッチングモード」は、同期整流を行いながら「高速スイッチングモード」を行うモードである。
図６は、同期整流を行う「高速スイッチングモード」の電圧・電流波形図である。より具体的には、図６は、同期整流を行う「高速スイッチングモード」における交流電源電圧Ｖｓと回路電流Ｉｓとダイオード特性を有するＱ１，Ｑ２および双方向スイッチＳ１の駆動パルスの波形を示す。
同期整流を行う「高速スイッチングモード」は、同期整流を行う「部分スイッチングモード」よりもスイッチングの回数が多くなるので高調波抑制効果、力率改善効果、直流電圧の昇圧効果が向上する。しかしながらスイッチング回数が多くなることでスイッチング損失が増え、回路効率は低下するという特徴がある。
[High-speed switching mode with synchronous rectification]
The “fast switching mode” in which synchronous rectification is performed is a mode in which “fast switching mode” is performed while synchronous rectification is performed.
FIG. 6 is a voltage / current waveform diagram of a “high-speed switching mode” in which synchronous rectification is performed. More specifically, FIG. 6 shows waveforms of drive pulses for the AC power supply voltage Vs, the circuit current Is, and the diode characteristics Q1 and Q2 and the bidirectional switch S1 in the “high-speed switching mode” in which synchronous rectification is performed.
In the “high-speed switching mode” in which synchronous rectification is performed, the number of times of switching is larger than in the “partial switching mode” in which synchronous rectification is performed, so that the harmonic suppression effect, the power factor improvement effect, and the DC voltage boosting effect are improved. However, as the number of times of switching increases, switching loss increases and circuit efficiency decreases.
同期整流を行う「高速スイッチングモード」は、前記同期整流を行う「部分スイッチングモード」の場合と同様に、ゼロクロスから電源電圧の正の半周期のとき双方向スイッチＳ１とスイッチング素子Ｑ１のオン／オフを必要回数繰り返す。
電源電圧が再びゼロクロスに近づいたときはスイッチング素子Ｑ１と双方向スイッチＳ１とを共にオフするのが望ましい。スイッチング素子Ｑ１と双方向スイッチＳ１とを共にオフするのは、電流のリアクトルによる位相遅れを解消するためである。
電源電圧Ｖｓが負の半周期のときは、正の半周期のときに双方向スイッチＳ１とスイッチング素子Ｑ１に行ったのと同様の制御を双方向スイッチＳ１とスイッチング素子Ｑ２に対して行う。
As in the “partial switching mode” in which the synchronous rectification is performed, the “high-speed switching mode” in which the synchronous rectification is performed is turned on / off of the bidirectional switch S1 and the switching element Q1 in the positive half cycle from the zero cross to the power supply voltage. Repeat as many times as necessary.
When the power supply voltage approaches the zero cross again, it is desirable to turn off both the switching element Q1 and the bidirectional switch S1. The reason why both the switching element Q1 and the bidirectional switch S1 are turned off is to eliminate the phase delay caused by the current reactor.
When the power supply voltage Vs is a negative half cycle, the same control as that performed for the bidirectional switch S1 and the switching element Q1 when the positive half cycle is performed is performed for the bidirectional switch S1 and the switching element Q2.
［モードの切り替え］
直流電源装置１は、前記のように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフしたままで行う「倍電圧整流モード」、「部分スイッチングモード」および「高速スイッチングモード」と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をダイオード特性に電流が流れるタイミングに同期させて同期整流を行う「倍電圧整流モード」、「部分スイッチングモード」および「高速スイッチングモード」と、の６つのモードがある。
[Switch mode]
As described above, the DC
次に、これらモードの切り替えについて説明する。
低負荷の場合には、高調波電流も小さくなるので必要以上に力率を確保する必要が無い場合がある。しかし、高負荷の場合には、高調波電流も大きくなるので、高速スイッチングモードのようにショット数を増やして力率を確保する必要がある。
低負荷時に高速スイッチングを行った場合、必要以上に力率を確保することになる。更にスイッチング損失も同期整流制御に対して増大する。換言すれば、負荷条件に応じて効率を考慮しつつ最適なスイッチング制御を行って力率を確保することで高調波電流を低減すればよいと言える。
Next, switching between these modes will be described.
In the case of a low load, the harmonic current is also small, so it may not be necessary to secure a power factor more than necessary. However, in the case of a high load, the harmonic current also increases, so it is necessary to secure the power factor by increasing the number of shots as in the high-speed switching mode.
When high-speed switching is performed at a low load, a power factor is secured more than necessary. Furthermore, switching loss also increases with respect to synchronous rectification control. In other words, it can be said that the harmonic current may be reduced by securing the power factor by performing optimum switching control while considering the efficiency in accordance with the load condition.
本実施形態の直流電源装置１は、同期整流がある場合と無い場合とで、それぞれ、倍電圧整流制御と部分スイッチング制御と高速スイッチング制御とを選択的に実行可能にする。例えば、使用する機器によっては、負荷条件によって、高効率化優先の領域、昇圧と力率改善優先の領域等、求められる性能が変わる場合がある。そこで本実施形態では、前述した６つの制御を実行するモードを、予め決められた閾値情報を基にして選択的に切り替えることで、より最適に高効率化と高調波電流の低減を両立可能とする。
The DC
図７は、直流電源装置１の負荷の大きさに応じた動作モードの切り替えを説明する図である。図７において、第１の閾値を「閾値＃１」、第２の閾値を「閾値＃２」と省略して記載している。同様に、第１〜第８の制御方法を単に「＃１」から「＃８」と省略して記載している。
第１制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実行するモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実行するモードとを切り替える。なお、図面では、部分スイッチング制御のことを「部分ＳＷ」と省略して記載している。
第２制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実行するモードと、同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実行するモードとを切り替える。なお、図面では、高速スイッチング制御のことを「高速ＳＷ」と省略して記載している。
FIG. 7 is a diagram illustrating switching of operation modes according to the load size of the DC
The first control method switches between a mode in which synchronous rectification control is executed and a mode in which synchronous rectification control and partial switching control are simultaneously executed based on predetermined first threshold information. In the drawing, the partial switching control is abbreviated as “partial SW”.
The second control method switches between a mode in which synchronous rectification control is executed and a mode in which synchronous rectification control and high-speed switching control are executed simultaneously, based on predetermined first threshold information. In the drawings, the high-speed switching control is abbreviated as “high-speed SW”.
第３制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を行うモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実行するモードと、同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実行するモードと、を切り替える。
なお、この第３制御方法は、ダイオード特性を有するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に、高速タイプのＳＪ−ＭＯＳＦＥＴを用いることで、導通損失とスイッチング損失の低減を両立させる効果が最も良く現わされるモードである。
The third control method includes a mode for performing synchronous rectification control, a mode for simultaneously executing synchronous rectification control and partial switching control, synchronous rectification control and high-speed switching based on predetermined first and second threshold information. Switches between modes that execute control simultaneously.
This third control method is a mode in which the effect of achieving both reduction in conduction loss and reduction in switching loss is best exhibited by using high-speed type SJ-MOSFETs for switching elements Q1 and Q2 having diode characteristics. It is.
第４制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実行するモードと、ダイオード整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える。
第５制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実行するモードと、ダイオード整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える。
第６制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実行するモードと、ダイオード整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、ダイオード整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える。
第７制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実行するモードと、ダイオード整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える。
第８制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実行するモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、ダイオード整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える。
The fourth control method switches between a mode in which synchronous rectification control is performed and a mode in which diode rectification control and partial switching control are performed simultaneously based on predetermined first threshold information.
The fifth control method switches between a mode in which synchronous rectification control is performed and a mode in which diode rectification control and high-speed switching control are simultaneously performed based on predetermined first threshold information.
The sixth control method includes a mode in which synchronous rectification control is performed based on predetermined first and second threshold information, a mode in which diode rectification control and partial switching control are simultaneously performed, diode rectification control, and high-speed control. Switches between modes for simultaneously performing switching control.
The seventh control method includes a mode for executing synchronous rectification control, a mode for simultaneously executing diode rectification control and partial switching control, synchronous rectification control and high speed based on predetermined first and second threshold information. Switches between modes for simultaneously performing switching control.
The eighth control method includes a mode in which synchronous rectification control is executed based on predetermined first and second threshold information, a mode in which synchronous rectification control and partial switching control are performed simultaneously, diode rectification control and high-speed control. Switches between modes for simultaneously performing switching control.
例えば、効率向上と高調波電流の低減や昇圧を主目的にするのであれば、第１〜第３制御方法で切り替えればよい。また、効率はあまり優先ではなく、高調波電流の低減や昇圧を主目的にするのであれば、第４〜第６制御方法等のモードで切り替えればよい。例えば、部分スイッチング動作や高速スイッチング動作と同期整流動作を組み合わせる場合は、交流電源電圧半周期の中で２つのＭＯＳＦＥＴを制御する必要があるため、制御としては複雑になる。しかし、ダイオード整流との組み合わせであれば、半周期のうち制御するＭＯＳＦＥＴは１つであるため、制御の簡略化にも繋がる。効率や高調波の低減や制御性など、必要に応じて最適な制御を選択すればよい。 For example, if the main purpose is to improve efficiency, reduce harmonic current, or boost the voltage, the first to third control methods may be used. Further, efficiency is not so much a priority, and if the main purpose is to reduce harmonic current or boost the voltage, the mode may be switched in the fourth to sixth control methods. For example, when a partial switching operation or a high-speed switching operation is combined with a synchronous rectification operation, it is necessary to control two MOSFETs in an AC power supply voltage half cycle, which makes the control complicated. However, in combination with diode rectification, the number of MOSFETs to be controlled is one in a half cycle, which leads to simplification of control. What is necessary is just to select optimal control as needed, such as efficiency, reduction of harmonics, and controllability.
なお、制御切り替えのトリガとなる閾値情報としては、例えば電流検出部１１（図１）のレントトランス（図示省略）で検出される回路電流がある。あるいは負荷検出部１５（図１）にて検出した負荷情報を用いてもよい。負荷情報として例えば、負荷Ｈ（図１）がモータやインバータの場合はモータ電流、モータ回転速度、変調率、または直流電圧等を用いればよい。 The threshold information serving as a trigger for control switching includes, for example, a circuit current detected by a rent transformer (not shown) of the current detection unit 11 (FIG. 1). Or you may use the load information detected in the load detection part 15 (FIG. 1). For example, when the load H (FIG. 1) is a motor or an inverter, a motor current, a motor rotation speed, a modulation rate, a DC voltage, or the like may be used as the load information.
更に、第１，第２，第４，第５制御方法のように２つのモードの間で制御を切り替える場合には、閾値情報は１つ（第１の閾値情報）であればよい。第３、第６、第７、第８制御方法のように３つのモードの間で切り替える場合には、閾値情報は２つ（第１の閾値情報と第２の閾値情報）用意する。更に、第１の閾値情報と第２の閾値情報は負荷の大きさに関連されている。つまり、第１の閾値情報は、第２の閾値情報よりも大きいという関係がある。 Furthermore, when the control is switched between the two modes as in the first, second, fourth and fifth control methods, the threshold information may be one (first threshold information). When switching between the three modes as in the third, sixth, seventh, and eighth control methods, two pieces of threshold information (first threshold information and second threshold information) are prepared. Furthermore, the first threshold information and the second threshold information are related to the magnitude of the load. That is, there is a relationship that the first threshold information is larger than the second threshold information.
例えば、第３制御方法では、第１の閾値未満の領域では同期整流動作で動作させ、第１の閾値以上で第２の閾値未満の領域では同期整流動作＋部分スイッチング動作で動作させ、第２の閾値以上の領域では同期整流動作＋高速スイッチング動作で動作させる。その他のモードに関しても同様である。 For example, in the third control method, a synchronous rectification operation is performed in a region below the first threshold, a synchronous rectification operation + partial switching operation is performed in a region greater than the first threshold and less than the second threshold, In the region above the threshold value, the synchronous rectification operation + high-speed switching operation is performed. The same applies to other modes.
動作モードを「部分スイッチングモード」から「高速スイッチングモード」に切り替える際に、直流電圧Ｖｄが急激に上昇する場合がある。これは、「部分スイッチングモード」よりも「高速スイッチングモード」の力率が高くなるためである。力率が高くなると、回路電流Ｉｓの振幅が「部分スイッチングモード」のときと同一であったとしても、より大きなエネルギが平滑コンデンサＣ１に供給され、直流電圧Ｖｄが急激に昇圧されることがある。
このような、直流電圧Ｖｄの急激な変動を回避するために、「部分スイッチングモード」から「高速スイッチングモード」に切り替える際に、回路電流Ｉｓが通常値（従前の値）よりも低くなるように制御することが好ましい。回路電流Ｉｓを操作する具体例について説明する。
When the operation mode is switched from the “partial switching mode” to the “high-speed switching mode”, the DC voltage Vd may increase rapidly. This is because the power factor of the “fast switching mode” is higher than that of the “partial switching mode”. When the power factor increases, even if the amplitude of the circuit current Is is the same as that in the “partial switching mode”, larger energy may be supplied to the smoothing capacitor C1 and the DC voltage Vd may be boosted rapidly. .
In order to avoid such a rapid fluctuation of the DC voltage Vd, when switching from the “partial switching mode” to the “high-speed switching mode”, the circuit current Is is set to be lower than the normal value (previous value). It is preferable to control. A specific example of manipulating the circuit current Is will be described.
図８は、部分スイッチングから高速スイッチングへ切り替える場合の電流波形を説明する図である。この図８は、「部分スイッチングモード」および「高速スイッチングモード」における交流電源電圧Ｖｓおよび回路電流Ｉｓの波形図であり、回路電流Ｉｓのピーク値を破線で示す。
図８（ａ）は、部分スイッチング制御時の交流電源電圧Ｖｓの瞬時値と入力電流Ｉｓとを模式的に示している。
図８（ｂ）は、「高速スイッチングモード」に切り替えたときの交流電源電圧Ｖｓの瞬時値と入力電流Ｉｓとを模式的に示している。図８（ｂ）に示す、「部分スイッチングモード」におけるピーク値よりも、高速スイッチングモードにおけるピーク値が低くなっている。このように、「部分スイッチングモード」から「高速スイッチングモード」への切り替えの瞬間に、「部分スイッチングモード」における回路電流Ｉｓに対して、「高速スイッチングモード」における回路電流Ｉｓのピークが低くなるように、オン時間を調整して切り替えることで、直流電圧Ｖｄの変動を抑えることが可能である。
FIG. 8 is a diagram for explaining a current waveform when switching from partial switching to high-speed switching. FIG. 8 is a waveform diagram of the AC power supply voltage Vs and the circuit current Is in the “partial switching mode” and the “high-speed switching mode”, and the peak value of the circuit current Is is indicated by a broken line.
FIG. 8A schematically shows the instantaneous value of the AC power supply voltage Vs and the input current Is during the partial switching control.
FIG. 8B schematically shows the instantaneous value of the AC power supply voltage Vs and the input current Is when the mode is switched to the “high-speed switching mode”. The peak value in the high-speed switching mode is lower than the peak value in the “partial switching mode” shown in FIG. Thus, at the moment of switching from the “partial switching mode” to the “fast switching mode”, the peak of the circuit current Is in the “fast switching mode” becomes lower than the circuit current Is in the “partial switching mode”. Moreover, it is possible to suppress fluctuations in the DC voltage Vd by adjusting and switching the ON time.
同様に、「高速スイッチングモード」から「部分スイッチングモード」への切り替え時には、上述した場合とは逆に、回路電流Ｉｓの振幅が通常値（従前の値）よりも大きくなるようにオン時間を調整して切り替えるとよい。これにより、直流電圧Ｖｄの低下を防ぐことが可能である。
更に、各制御の切り替えは電源電圧のゼロクロスのタイミングで行うことで、安定的に制御の切り替えを行うことができる。
Similarly, when switching from the “high-speed switching mode” to the “partial switching mode”, the on-time is adjusted so that the amplitude of the circuit current Is is larger than the normal value (previous value), contrary to the case described above. To switch. Thereby, it is possible to prevent a drop in the DC voltage Vd.
Furthermore, the control can be stably switched by switching each control at the zero cross timing of the power supply voltage.
［部分スイッチングと高速スイッチングモードの切り替え］
負荷Ｈ（図１参照）が高負荷である場合には、直流電圧Ｖｄを高くする（特に、交流電源電圧実効値Ｖｓの√２倍よりも高くする）ことがある。このような場合の動作モードは、「高速スイッチングモード」を選択することが好ましい。直流電圧Ｖｄが交流電源電圧実効値Ｖｓの√２倍よりも高い状態で、「部分スイッチングモード」を採用すると、高調波電流が大きくなってしまうからである。
[Switching between partial switching and high-speed switching modes]
When the load H (see FIG. 1) is a high load, the DC voltage Vd may be increased (particularly, higher than √2 times the AC power supply voltage effective value Vs). As the operation mode in such a case, it is preferable to select the “high-speed switching mode”. This is because, when the “partial switching mode” is employed in a state where the DC voltage Vd is higher than √2 times the AC power supply voltage effective value Vs, the harmonic current becomes large.
図９は、「部分スイッチングモード」と「高速スイッチングモード」を切り替える時の直流電圧の変更例を示す図である。この図９は、消費電力に応じて直流電圧Ｖｄを変更する場合における、消費電力、直流電圧Ｖｄ、および動作モードの関係の一例を示す。
図９に示すように、消費電力Ｐが所定値Ｐ１以下であれば、直流電圧Ｖｄは、√２×２×Ｖｓ以下の値になっている。消費電力Ｐが所定値Ｐ１よりも高い所定値Ｐ２以上になると、直流電圧Ｖｄは、√２×２×Ｖｓよりも高い所定値になっている。また、消費電力Ｐが所定値Ｐ１〜Ｐ２の範囲では、消費電力Ｐの増加に伴って直流電圧Ｖｄが単調増加している。
FIG. 9 is a diagram illustrating an example of changing the DC voltage when switching between the “partial switching mode” and the “high-speed switching mode”. FIG. 9 shows an example of the relationship between the power consumption, the DC voltage Vd, and the operation mode when the DC voltage Vd is changed according to the power consumption.
As shown in FIG. 9, when the power consumption P is equal to or less than a predetermined value P1, the DC voltage Vd is a value equal to or less than √2 × 2 × Vs. When the power consumption P is equal to or higher than the predetermined value P2 higher than the predetermined value P1, the DC voltage Vd is a predetermined value higher than √2 × 2 × Vs. Further, when the power consumption P is in the range of the predetermined values P1 to P2, the DC voltage Vd monotonously increases as the power consumption P increases.
また、動作モード（「部分スイッチングモード」および「高速スイッチングモード」）を切り替える境界値となる閾値Ｐｔｈは、所定値Ｐ１よりも低くなっている。これにより、直流電圧Ｖｄが√２×２×Ｖｓよりも高い場合には、必ず「高速スイッチングモード」が採用される。 Further, the threshold value Pth serving as a boundary value for switching the operation mode (“partial switching mode” and “high-speed switching mode”) is lower than the predetermined value P1. Thus, when the DC voltage Vd is higher than √2 × 2 × Vs, the “fast switching mode” is always employed.
以上説明したように、本実施形態に係る直流電源装置１（図１）は、交流電源ＶＳに接続され、直列に接続されたダイオード特性を有するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、交流電源ＶＳに接続され、直列に接続された平滑コンデンサＣ１，Ｃ２とからなる倍電圧整流回路１０と、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の接続点Ｎ１にリアクトルＬ１の一方の点を接続し、リアクトルＬ１の他方の点と交流電源ＶＳの一方を接続し、交流電源ＶＳの他方の点と、平滑コンデンサＣ１と平滑コンデンサＣ２の接続点Ｎ２とを接続し、リアクトルＬ１と倍電圧整流回路１０の間に双方向スイッチＳ１が備えられる。
そして、制御部１８（図１）は、倍電圧整流を行う倍電圧整流制御と、交流電源ＶＳの半周期間に双方向スイッチＳ１を部分的な範囲でスイッチングする部分スイッチング制御と、交流電源ＶＳの半周期間に双方向スイッチＳ１を略全域でスイッチングする高速スイッチング制御と、倍電圧整流制御、部分スイッチング制御、および高速スイッチング制御のいずれか１つと、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２をオンする同期整流とを組み合わせて行う制御と、を実行する。
As described above, the DC power supply device 1 (FIG. 1) according to the present embodiment is connected to the AC power supply VS, and is connected to the switching elements Q1, Q2 having diode characteristics connected in series and the AC power supply VS. , A voltage
And the control part 18 (FIG. 1), the voltage doubler rectification control which performs voltage doubler rectification, the partial switching control which switches bidirectional switch S1 in a partial range between the half cycles of AC power supply VS, and AC power supply VS High-speed switching control for switching the bidirectional switch S1 in substantially the entire region during a half cycle, any one of voltage doubler rectification control, partial switching control, and high-speed switching control, and synchronous rectification for turning on the switching element Q1 and the switching element Q2. And performing control in combination.
この構成により、倍電圧整流回路１０を含み、同期整流を高効率で行う直流電源装置を実現することができる。
With this configuration, a DC power supply device that includes the voltage
更に、直流電源装置１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフしたままで行う「倍電圧整流モード」、「部分スイッチングモード」および「高速スイッチングモード」と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をダイオード特性に電流が流れるタイミングに同期させて同期整流を行う「倍電圧整流モード」、「部分スイッチングモード」および「高速スイッチングモード」と、の６つのモードを有し、負荷条件に応じて効率を考慮しつつ最適なスイッチング制御を行って力率を確保する。ここで、使用する機器の負荷条件によって、高効率化優先の領域、昇圧と力率改善優先の領域等、求められる性能を考慮する。本実施形態では、各モードを、予め決められた閾値情報を基にして負荷に応じて選択的に切り替えることで、より最適に高効率化と高調波電流の低減を両立することができる。
Furthermore, the direct current
［空気調和機］
図１０は、本実施形態の直流電源装置１を用いた空気調和機の室内機、室外機、およびリモコンの構成図である。
図１０に示すように、空気調和機Ａは、いわゆるルームエアコンであり、室内機１００と、室外機２００と、リモコンＲｅと、図示しない直流電源装置１（図１参照）とを備えている。
室内機１００と室外機２００とは冷媒配管３００で接続され、周知の冷媒サイクルによって、室内機１００が設置されている室内を空調する。また、室内機１００と室外機２００とは、通信ケーブル（図示省略）を介して互いに情報を送受信するようになっている。更に室外機２００には配線（図示省略）で繋がれており室内機１００を介して交流電圧が供給されている。直流電源装置は、室外機２００に備えられており、室内機１００側から供給された交流電力を直流電力に変換している。
[Air conditioner]
FIG. 10 is a configuration diagram of an indoor unit, an outdoor unit, and a remote controller of an air conditioner using the DC
As shown in FIG. 10, the air conditioner A is a so-called room air conditioner, and includes an
The
リモコンＲｅは、ユーザによって操作されて、室内機１００のリモコン送受信部Ｑに対して赤外線信号を送信する。この赤外線信号の内容は、運転要求、設定温度の変更、タイマ、運転モードの変更、停止要求などの指令である。空気調和機Ａは、これら赤外線信号の指令に基づいて、冷房モード、暖房モード、除湿モードなどの空調運転を行う。また、室内機１００は、リモコン送受信部ＱからリモコンＲｅへ、室温情報、湿度情報、電気代情報などのデータを送信する。
The remote controller Re is operated by the user and transmits an infrared signal to the remote controller transmission / reception unit Q of the
空気調和機Ａに搭載された直流電源装置１の動作の流れについて説明する。
直流電源装置１は、高効率動作と力率の改善による高調波電流の低減と直流電圧Ｖｄの昇圧を行うものである。そして、動作モードとしては前記のように、６つの動作モードを備えている。
例えば、負荷Ｈ（図１参照）として空気調和機Ａのインバータやモータを考えた場合、負荷が小さく、効率重視の運転が必要であれば、直流電源装置１を「同期整流モード」で動作させるとよい（図７の「＃１」〜「＃８」参照）。
An operation flow of the DC
The direct-
For example, when an inverter or a motor of the air conditioner A is considered as the load H (see FIG. 1), the
負荷が大きくなり、昇圧と力率の確保とが必要であれば、直流電源装置１に高速スイッチング動作を行わせるとよい。また空気調和機Ａの定格運転時のように、負荷としてはそれほど大きくないが昇圧や力率の確保が必要な場合には、部分スイッチング動作を行わせるとよい。なお、部分スイッチングと高速スイッチング時にはダイオード整流と同期整流のどちらを組み合わせてもよい。
If the load increases and it is necessary to increase the voltage and secure the power factor, the DC
図１１は、負荷の大きさに応じて直流電源装置１の動作モードと空気調和機Ａの運転領域を切り替える様子を説明する概要図である。
負荷に、閾値＃１，＃２を設けて、かつ機器として空気調和機Ａを考えた場合、負荷が小さい中間運転領域において、直流電源装置１は同期整流を行い、定格運転時には部分スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行い、必要に応じて高速スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行う。
FIG. 11 is a schematic diagram illustrating how the operation mode of the DC
In the case where the load is provided with
定格運転よりも更に負荷が大きい低温暖房運転領域などにおいて、直流電源装置１は高速スイッチングを行い、必要に応じて部分スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行う。
In a low-temperature heating operation region where the load is higher than the rated operation, the DC
以上のように、直流電源装置は、空気調和機Ａの運転領域に応じた最適な動作モードに切り替えることで、高効率動作を行いつつ、高調波電流の低減を行うことが可能である。 As described above, the DC power supply device can reduce the harmonic current while performing high-efficiency operation by switching to the optimum operation mode according to the operation region of the air conditioner A.
なお、負荷Ｈがインバータやモータなどの場合、負荷の大きさを決めるパラメータとして、インバータやモータに流れる電流、インバータの変調率、モータの回転速度が考えられる。また、直流電源装置１に通流する回路電流Ｉｓで負荷Ｈの大きさを判断してもよい。また、直流電圧で負荷の大きさを判断してもよい。
例えば、負荷の大きさが閾値＃１以下ならば、直流電源装置１は同期整流を行い、閾値＃１を超えたならば部分スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行う。または負荷の大きさが閾値＃２を超えたならば、直流電源装置１は、高速スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行い、閾値＃２を以下ならば部分スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行う。
以上のように直流電源装置１は、負荷の大きさに応じた最適な動作モードに切り替えることで、高効率動作を行いつつ、高調波電流の低減を行うことが可能である。
When the load H is an inverter, a motor, or the like, the parameters that determine the magnitude of the load may include the current flowing through the inverter or the motor, the modulation rate of the inverter, and the rotation speed of the motor. Further, the magnitude of the load H may be determined from the circuit current Is flowing through the DC
For example, if the magnitude of the load is equal to or less than
As described above, the DC
このように、本実施形態の直流電源装置１を空気調和機Ａに備えることで、エネルギ効率（つまり、ＡＰＦ）を高く、また、信頼性を高めることができる。
空気調和機以外の機器に、本実施形態の直流電源装置１を搭載してもよく、空気調和機以外の機器において高効率かつ信頼性を高めることができる。
Thus, by providing the DC
The DC
本発明は上記の実施形態例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載した本発明の要旨を逸脱しない限りにおいて、他の変形例、応用例を含む。
例えば、本実施形態では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）としてＳＪ−ＭＯＳＦＥＴを使用した例を説明した。ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴに代えて、このＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）としてＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴやＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴを用いたスイッチング素子を用いることで、更なる高効率動作を実現することが可能である。
また、上記した実施形態例は本発明をわかりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態例の構成の一部を他の実施形態例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態例の構成に他の実施形態例の構成を加えることも可能である。また、各実施形態例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
The present invention is not limited to the above-described embodiments, and includes other modifications and application examples without departing from the gist of the present invention described in the claims.
For example, in this embodiment, the example using SJ-MOSFET as MOSFET (Q1) thru | or MOSFET (Q4) was demonstrated. By using switching elements using SiC-MOSFETs or GaN-MOSFETs as the MOSFETs (Q1) to (Q4) instead of the SJ-MOSFETs, it is possible to realize further high-efficiency operation.
Further, the above-described exemplary embodiments have been described in detail for easy understanding of the present invention, and are not necessarily limited to those having all the configurations described. Further, a part of the configuration of an embodiment can be replaced with the configuration of another embodiment, and the configuration of another embodiment can be added to the configuration of an embodiment. . Further, it is possible to add, delete, and replace other configurations for a part of the configuration of each exemplary embodiment.
上記の各構成、機能、処理部、処理手段などは、それらの一部または全部を、例えば集積回路などのハードウェアで実現してもよい。上記の各構成、機能などは、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈して実行することにより、ソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイルなどの情報は、メモリ、ハードディスクなどの記録装置、または、フラッシュメモリカード、ＤＶＤ（Digital Versatile Disk）などの記録媒体に置くことができる。
各実施形態において、制御線や情報線は、説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には、殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。
A part or all of the above-described configurations, functions, processing units, processing means, and the like may be realized by hardware such as an integrated circuit. Each of the above-described configurations, functions, and the like may be realized by software by a processor interpreting and executing a program that realizes each function. Information such as programs, tables, and files for realizing each function can be stored in a recording device such as a memory or a hard disk, or a recording medium such as a flash memory card or a DVD (Digital Versatile Disk).
In each embodiment, the control lines and information lines indicate what is considered necessary for the explanation, and not all control lines and information lines on the product are necessarily shown. Actually, it may be considered that almost all the components are connected to each other.
１ 直流電源装置
１０ 倍電圧整流回路
１１ 電流検出部
１２ 交流電圧検出部
１３ 直流電圧検出部
１５ 負荷検出部
１８ 制御部
１００ 室内機
２００ 室外機
ＶＳ 交流電源
Ｖｓ 電源電圧
Ｉｓ 回路電流
Ｌ１ リアクトル
Ｓ１ 双方向スイッチ（双方向スイッチ回路）
Ｑ１ ダイオード特性を有する第１スイッチング素子
Ｑ２ ダイオード特性を有する第２スイッチング素子
Ｑ１１，Ｑ１２ ダイオード特性を有するスイッチング素子
Ｑ１３ スイッチング素子
Ｃ１ 平滑コンデンサ（第１平滑コンデンサ）
Ｃ２ 平滑コンデンサ（第２平滑コンデンサ）
Ｄ１１〜Ｄ１４ ダイオードスタック
Ａ 空気調和機
DESCRIPTION OF
Q1 First switching element having diode characteristics Q2 Second switching element having diode characteristics Q11, Q12 Switching element having diode characteristics Q13 Switching element C1 Smoothing capacitor (first smoothing capacitor)
C2 smoothing capacitor (second smoothing capacitor)
D11-D14 Diode stack A Air conditioner
Claims (13)
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の接続点にリアクトルの一方の点を接続し、
前記リアクトルの他方の点と前記交流電源の一方を接続し、前記交流電源の他方の点と、前記第１平滑コンデンサと前記第２平滑コンデンサの接続点とを接続し、
前記リアクトルと前記倍電圧整流回路の間に双方向スイッチ回路とが備えられる
ことを特徴とする直流電源装置。 A first switching element and a second switching element connected to an AC power source and having diode characteristics connected in series, and a first smoothing capacitor and a second smoothing capacitor connected to the AC power source and connected in series. A voltage doubler rectifier circuit,
Connecting one point of the reactor to the connection point of the first switching element and the second switching element;
Connecting the other point of the reactor and one of the AC power supplies, connecting the other point of the AC power supply, and a connection point of the first smoothing capacitor and the second smoothing capacitor;
A DC power supply device comprising a bidirectional switch circuit between the reactor and the voltage doubler rectifier circuit.
前記交流電源の半周期間に前記双方向スイッチを部分的な範囲でスイッチングする部分スイッチング制御と、
前記交流電源の半周期間に前記双方向スイッチを略全域でスイッチングする高速スイッチング制御と、
前記倍電圧整流制御、前記部分スイッチング制御、および前記高速スイッチング制御のいずれか１つと、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子をオンする同期整流とを組み合わせて行う組合せ制御と、を実行する制御部を備える
ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。 Double voltage rectification control for performing double voltage rectification,
Partial switching control for switching the bidirectional switch in a partial range during a half cycle of the AC power supply;
High-speed switching control for switching the bidirectional switch in substantially the entire region during a half cycle of the AC power supply;
Combination control performed by combining any one of the voltage doubler rectification control, the partial switching control, and the high-speed switching control with synchronous rectification that turns on the first switching element and the second switching element is executed. The direct-current power supply device according to claim 1, further comprising a control unit.
前記同期整流と前記部分スイッチング制御または前記高速スイッチング制御を組み合わせて行う制御の場合、前記双方向スイッチをオンするときには前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子をオフする
ことを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。 The controller is
In the control performed by combining the synchronous rectification and the partial switching control or the high-speed switching control, the first switching element and the second switching element are turned off when the bidirectional switch is turned on. 2. The DC power supply device according to 2.
前記交流電源の半周期間に前記双方向スイッチを２０回以下の回数でスイッチングする前記部分スイッチング制御と、
前記交流電源の半周期間に前記双方向スイッチを８０回以上の回数でスイッチングする前記高速スイッチング制御と、を実行する
ことを特徴とする請求項２または請求項３に記載の直流電源装置。 The controller is
The partial switching control for switching the bidirectional switch at a frequency of 20 times or less during a half cycle of the AC power supply;
4. The DC power supply device according to claim 2, wherein the high-speed switching control is performed to switch the bidirectional switch at a frequency of 80 times or more during a half cycle of the AC power supply. 5.
ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。 2. The DC power supply device according to claim 1, wherein a dead time is provided in drive pulses of the bidirectional switch, the first switching element, and the second switching element.
ことを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。 The DC power supply device according to claim 2, wherein a period in which the bidirectional switch, the first switching element, and the second switching element are turned off is provided at or near the zero cross where the power supply voltage becomes zero.
前記部分スイッチング制御または前記高速スイッチング制御を行う場合、前記ゼロクロスにおいて、前記双方向スイッチを始めにオンさせる
ことを特徴とする請求項６に記載の直流電源装置。 The controller is
The DC power supply device according to claim 6, wherein when performing the partial switching control or the high-speed switching control, the bidirectional switch is first turned on at the zero cross.
前記同期整流を行っている場合、回路電流が所定の電流閾値より小さくなったときに前記同期整流を行うためオンしている前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子をオフする
ことを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。 The controller is
When performing the synchronous rectification, when the circuit current becomes smaller than a predetermined current threshold, the first switching element and the second switching element that are turned on are turned off to perform the synchronous rectification. The DC power supply device according to claim 2.
前記同期整流を行っている場合、交流電圧が直流電圧よりも大きくなったときに前記同期整流を行うためオンしている前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子をオフする
ことを特徴とする直流電源装置。 The controller is
When the synchronous rectification is performed, the first switching element and the second switching element that are turned on are turned off to perform the synchronous rectification when the AC voltage becomes larger than the DC voltage. DC power supply.
各制御を切り替える場合、前記電源電圧が０となるゼロクロスで行う
ことを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。 The controller is
The DC power supply according to claim 2, wherein when switching each control, the control is performed at a zero cross where the power supply voltage becomes zero.
前記部分スイッチング制御から前記高速スイッチング制御に切り替える場合に前記交流電源から流れる回路電流のピーク値が従前の値よりも低くなるように制御し、
前記高速スイッチング制御から前記部分スイッチング制御に切り替える場合に前記交流電源から流れる回路電流のピーク値が従前の値よりも高くなるように制御する
ことを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。 The controller is
When switching from the partial switching control to the high-speed switching control, control so that the peak value of the circuit current flowing from the AC power supply is lower than the previous value,
3. The DC power supply device according to claim 2, wherein when switching from the high-speed switching control to the partial switching control, control is performed so that a peak value of a circuit current flowing from the AC power supply becomes higher than a previous value.
ことを特徴とする請求項１に直流電源装置。 Any one of the first switching element and the second switching element may be a super junction structure MOSFET, SiC (Silicon carbide) -MOSFET, GaN (Gallium nitride), or IGBT (Insulated-Gate-Bipolar-Transistor). The DC power supply device according to claim 1, wherein the diodes are connected in parallel.
ことを特徴とする空気調和機。 An air conditioner comprising the DC power supply device according to any one of claims 1 to 12.
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