JP7333450B2 - Power converter and air conditioner - Google Patents
Power converter and air conditioner Download PDFInfo
- Publication number
- JP7333450B2 JP7333450B2 JP2022109608A JP2022109608A JP7333450B2 JP 7333450 B2 JP7333450 B2 JP 7333450B2 JP 2022109608 A JP2022109608 A JP 2022109608A JP 2022109608 A JP2022109608 A JP 2022109608A JP 7333450 B2 JP7333450 B2 JP 7333450B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- switching element
- power supply
- control
- switching
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Images
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
Description
本発明は、交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置等に関する。
TECHNICAL FIELD The present invention relates to a power converter and the like that convert AC voltage to DC voltage.
電車、自動車、空気調和機等には、交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置（直流電源装置、コンバータ）が搭載されている。そして、電力変換装置から出力される直流電圧をインバータによって所定周波数の交流電圧に変換し、この交流電圧をモータ等の負荷に印加するようになっている。このような電力変換装置において、高調波電流規制に準拠して高調波を抑制し、また、電力変換効率を高めて省エネルギ化を図ることが求められている。 2. Description of the Related Art Trains, automobiles, air conditioners, and the like are equipped with a power converter (DC power supply, converter) that converts AC voltage to DC voltage. A DC voltage output from the power converter is converted into an AC voltage having a predetermined frequency by an inverter, and this AC voltage is applied to a load such as a motor. In such power converters, it is required to suppress harmonics in compliance with harmonic current regulations, and to improve power conversion efficiency to save energy.
例えば、特許文献１には、直列接続された２つのダイオードと、直列接続された２つの半導体素子と、が並列接続されてなる整流回路と、交流電源から整流回路に流れる電流の検出値の極性に同期させて半導体スイッチをスイッチングする制御部と、を備える直流電源装置について記載されている。
For example,
特許文献１に記載の整流回路は、前記したように、直列接続された２つのダイオードと、直列接続された２つの半導体素子と、が並列接続された構成になっている。したがって、半導体スイッチのオン・オフに関わらず、２つのダイオードのいずれかに電流が流れる。このように２つのダイオードに電流が流れるぶん損失が大きくなるため、さらに高効率化を図る余地がある。
As described above, the rectifier circuit described in
そこで、本発明は、高効率で電力変換を行う電力変換装置等を提供することを課題とする。
Then, this invention makes it a subject to provide the power converter etc. which perform power conversion with high efficiency.
前記課題を解決するために、本発明は、ブリッジ形に接続された複数のスイッチング素子を有し、入力側は交流電源に接続され、出力側は負荷に接続されるブリッジ回路と、前記交流電源と前記ブリッジ回路とを接続する配線に設けられるリアクトルと、前記ブリッジ回路の出力側に接続される平滑コンデンサと、前記ブリッジ回路及び前記平滑コンデンサを介した電流経路を流れる電流を検出する第１電流検出部と、前記平滑コンデンサを介さずに前記ブリッジ回路及び前記リアクトルを介した短絡経路を流れる短絡電流を検出する第２電流検出部と、前記複数のスイッチング素子を制御する制御部と、を備え、前記第１電流検出部は、前記電流経路に設けられる第１シャント抵抗を有し、前記第２電流検出部は、前記短絡経路に設けられる第２シャント抵抗を有し、前記第１シャント抵抗の抵抗値は、前記第２シャント抵抗の抵抗値よりも大きく、前記第２電流検出部は、前記交流電源の電圧が正の半サイクルの期間において、前記平滑コンデンサを介さずに前記リアクトルを介して流れる短絡電流を検出し、前記制御部は、前記電流経路に含まれる前記スイッチング素子のうち、前記平滑コンデンサの正極に接続されているスイッチング素子を、前記ブリッジ回路に電流が流れている期間の少なくとも一部でオン状態とし、前記電流経路に含まれないスイッチング素子をオフ状態で維持する同期整流動作を、前記第１電流検出部の検出値に基づいて実行することを特徴とする。
In order to solve the above problems, the present invention provides a bridge circuit having a plurality of switching elements connected in a bridge configuration, the input side of which is connected to an AC power supply, and the output side of which is connected to a load, and the AC power supply. and the bridge circuit; a smoothing capacitor connected to the output side of the bridge circuit; and a first current for detecting a current flowing through a current path via the bridge circuit and the smoothing capacitor. A detection unit, a second current detection unit that detects a short-circuit current flowing through a short-circuit path that passes through the bridge circuit and the reactor without passing through the smoothing capacitor, and a control unit that controls the plurality of switching elements. , the first current detection section has a first shunt resistor provided in the current path, the second current detection section has a second shunt resistor provided in the short-circuit path, and the first shunt resistor is greater than the resistance value of the second shunt resistor, and the second current detection section detects the current through the reactor, not through the smoothing capacitor, during a positive half cycle period of the voltage of the AC power supply. The control unit detects a short-circuit current flowing through the bridge circuit, and controls the switching element connected to the positive electrode of the smoothing capacitor among the switching elements included in the current path during the period when the current is flowing in the bridge circuit. A synchronous rectification operation, in which at least a part of the switching elements are turned on and the switching elements not included in the current path are kept in the off state, is performed based on the detected value of the first current detection section.
本発明によれば、高効率で電力変換を行う電力変換装置等を提供できる。
ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the power converter etc. which perform power conversion with high efficiency can be provided.
≪第１実施形態≫
＜電力変換装置の構成＞
図１は、第１実施形態に係る電力変換装置１の構成図である。
電力変換装置１は、交流電源Ｇから印加される交流電源電圧Ｖｓを直流電圧Ｖｄに変換し、この直流電圧Ｖｄを負荷Ｈ（インバータ、モータ等）に出力するコンバータである。電力変換装置１は、その入力側が交流電源Ｇに接続され、出力側が負荷Ｈに接続されている。
<<First embodiment>>
<Configuration of power converter>
FIG. 1 is a configuration diagram of a
The
図１に示すように、電力変換装置１は、ブリッジ回路１０と、リアクトルＬ１と、平滑コンデンサＣ１と、電流検出部１１と、交流電圧検出部１２と、直流電圧検出部１３と、負荷検出部１４と、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１（第１シャント抵抗）と、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２（第２シャント抵抗）と、増幅回路Ａ１，Ａ２と、制御部１５と、を備えている。
As shown in FIG. 1, the
ブリッジ回路１０は、ブリッジ形に接続されたスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を備えている。ブリッジ回路１０は、その入力側が交流電源Ｇに接続され、出力側が負荷Ｈに接続されている。
The
スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）であり、制御部１５によってオン・オフが制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４としてＭＯＳＦＥＴを用いることで、スイッチング損失を低減できるとともに、スイッチングを高速で行えるという利点がある。
The switching elements Q1 to Q4 are, for example, MOSFETs (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistors), and are controlled to be turned on/off by the
また、スイッチング素子Ｑ１は、その内部に寄生ダイオードＤ１を有している。寄生ダイオードＤ１は、スイッチング素子Ｑ１のソースとドレインとの間に存在するｐｎ接合の部分である。 Moreover, the switching element Q1 has a parasitic diode D1 therein. Parasitic diode D1 is the portion of the pn junction that exists between the source and drain of switching element Q1.
なお、スイッチング素子Ｑ１の飽和電圧（オン状態におけるドレイン・ソース間電圧）は、寄生ダイオードＤ１の順方向の電圧降下よりも低いことが好ましい。これによって、寄生ダイオードＤ１に電流を流すよりも、スイッチング素子Ｑ１のソース・ドレインに電流を流すほうが電圧降下が小さくなり、ひいては、導通損失を低減できるからである。わかりやすくいうと、オフ状態のスイッチング素子Ｑ１において寄生ダイオードＤ１に電流を流すよりも、オン状態のスイッチング素子Ｑ１に電流を流すほうが導通損失が小さくなるようにしている。なお、他のスイッチング素子Ｑ２～Ｑ４についても同様のことがいえる。 It is preferable that the saturation voltage of the switching element Q1 (the voltage between the drain and the source in the ON state) be lower than the forward voltage drop of the parasitic diode D1. This is because the voltage drop is smaller when the current flows through the source/drain of the switching element Q1 than when the current flows through the parasitic diode D1, and thus the conduction loss can be reduced. To put it simply, the conduction loss is smaller when the current flows through the switching element Q1 in the ON state than in the parasitic diode D1 in the switching element Q1 in the OFF state. The same applies to the other switching elements Q2-Q4.
図１に示すように、ブリッジ回路１０は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が直列接続されてなる第１レグＪ１と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が直列接続されてなる第２レグＪ２と、が並列接続された構成になっている。
As shown in FIG. 1, the
第１レグＪ１において、スイッチング素子Ｑ１のソースと、スイッチング素子Ｑ２のドレインと、が接続され、その接続点Ｎ１は、配線ｈａを介して交流電源Ｇに接続されている。なお、配線ｈａは、その一端が交流電源Ｇに接続され、他端が前記した接続点Ｎ１に接続されている。 In the first leg J1, the source of the switching element Q1 and the drain of the switching element Q2 are connected, and the connection point N1 is connected to the AC power supply G via the wiring ha. One end of the wiring ha is connected to the AC power supply G, and the other end is connected to the connection point N1.
第２レグＪ２において、スイッチング素子Ｑ３のソースと、スイッチング素子Ｑ４のドレインと、が接続され、その接続点Ｎ２は、配線ｈｂを介して交流電源Ｇに接続されている。なお、配線ｈｂは、その一端が交流電源Ｇに接続され、他端が前記した接続点Ｎ２に接続されている。 In the second leg J2, the source of the switching element Q3 and the drain of the switching element Q4 are connected, and the connection point N2 is connected to the AC power supply G via the wiring hb. One end of the wiring hb is connected to the AC power supply G, and the other end is connected to the connection point N2.
スイッチング素子Ｑ１のドレインと、スイッチング素子Ｑ３のドレインと、は互いに接続され、その接続点Ｎ３は、配線ｈｃを介して負荷Ｈに接続されている。なお、配線ｈｃは、その一端が負荷Ｈに接続され、他端が前記した接続点Ｎ３に接続されている。 The drain of the switching element Q1 and the drain of the switching element Q3 are connected to each other, and the connection point N3 is connected to the load H via the wiring hc. The wiring hc has one end connected to the load H and the other end connected to the connection point N3.
スイッチング素子Ｑ２のソースと、スイッチング素子Ｑ４のソースとは、後記するシャント抵抗ＳＨ_Ｒ２を介して接続されている。また、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２とスイッチング素子Ｑ２のソースとの接続点Ｎ４は、配線ｈｄを介して負荷Ｈに接続されている。なお、配線ｈｄは、その一端がスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のソースに接続され、他端が負荷Ｈに接続されている。 The source of the switching element Q2 and the source of the switching element Q4 are connected via a shunt resistor SH_R2, which will be described later. A connection point N4 between the shunt resistor SH_R2 and the source of the switching element Q2 is connected to the load H via the wiring hd. The wiring hd is connected to the sources of the switching elements Q2 and Q4 at one end and to the load H at the other end.
リアクトルＬ１は、交流電源Ｇから供給される電力をエネルギとして蓄え、このエネルギを放出することで昇圧や力率の改善を行うものである。リアクトルＬ１は、交流電源Ｇとブリッジ回路１０とを接続する配線ｈａに設けられている。
The reactor L1 stores electric power supplied from the AC power supply G as energy, and releases this energy to boost the voltage and improve the power factor. The reactor L<b>1 is provided on the wiring ha connecting the AC power supply G and the
平滑コンデンサＣ１は、ブリッジ回路１０から印加される電圧を平滑化して直流電圧にするものであり、配線ｈｃ，ｈｄを介してブリッジ回路１０の出力側に接続されている。また、平滑コンデンサＣ１は、その正極が配線ｈｃを介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のドレインに接続され、負極が配線ｈｄを介してスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のソースに接続されている。
The smoothing capacitor C1 smoothes the voltage applied from the
電流検出部１１（第５電流検出部）は、ブリッジ回路１０に流れる電流を実効値（平均電流）として検出するものである。電流検出部１１は、例えば、カレントトランスであり、１次側・２次側のコイルを有するトランス１１ａを備えるとともに、トランス１１ａの２次側から接地側に向けて順次に接続される保護ダイオードＤ５、負荷抵抗Ｒ、及びコンデンサＣ２を備えている。
交流電圧検出部１２は、交流電源Ｇから印加される交流電源電圧Ｖｓを検出するものであり、配線ｈａ，ｈｂに接続されている。
The current detector 11 (fifth current detector) detects the current flowing through the
The
直流電圧検出部１３は、平滑コンデンサＣ１の直流電圧Ｖｄを検出するものであり、その正側が配線ｈｃに接続され、負側が配線ｈｄに接続されている。なお、直流電圧検出部１３の検出値は、負荷Ｈに印加される電圧値が所定の目標値に達しているか否かの判定に用いられる。
The DC
負荷検出部１４は、負荷Ｈに供給される電流を検出するものであり、この負荷Ｈに設置されている。負荷検出部１４として、例えば、シャント抵抗を用いることができる。なお、負荷Ｈがモータである場合、負荷検出部１４によってモータの回転速度を検出し、この回転速度から電流値を推定するようにしてもよい。
The
シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１は、平滑コンデンサＣ１を介した電流経路（図３、図５の破線矢印を参照）を流れる電流の瞬時値（瞬時電流）を検出するための抵抗であり、配線ｈｄに設けられている。すなわち、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１は、その一端がスイッチング素子Ｑ２のソースに接続され、他端が平滑コンデンサＣ１の負極に接続されている。 The shunt resistor SH_R1 is a resistor for detecting the instantaneous value (instantaneous current) of the current flowing through the current path (see the dashed arrows in FIGS. 3 and 5) via the smoothing capacitor C1, and is provided in the wiring hd. there is That is, the shunt resistor SH_R1 has one end connected to the source of the switching element Q2 and the other end connected to the negative electrode of the smoothing capacitor C1.
増幅回路Ａ１は、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１の両端の電圧を増幅するオペアンプであり、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１の両端に接続されている。なお、平滑コンデンサＣ１を介した電流経路を流れる電流（回路電流ｉｓ）を検出する「第１電流検出部」は、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１と、増幅回路Ａ１と、を含んで構成される。 The amplifier circuit A1 is an operational amplifier that amplifies the voltage across the shunt resistor SH_R1, and is connected across the shunt resistor SH_R1. The "first current detector" that detects the current (circuit current is) flowing through the current path via the smoothing capacitor C1 includes a shunt resistor SH_R1 and an amplifier circuit A1.
図１に示すように、増幅回路Ａ１の非反転入力端子（＋）は、配線ｈｄにおいて平滑コンデンサＣ１の負極と同電位の位置に接続されている。この電位を基準として、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１に流れる電流が検出される。また、増幅回路Ａ１の反転入力端子（－）は、前記した接続点Ｎ４と同電位の位置に接続されている。そして、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１及び増幅回路Ａ１によって、平滑コンデンサＣ１の負極から接続点Ｎ４に向かう電流を検出するようになっている。 As shown in FIG. 1, the non-inverting input terminal (+) of the amplifier circuit A1 is connected to the wiring hd at the same potential as the negative electrode of the smoothing capacitor C1. Using this potential as a reference, the current flowing through the shunt resistor SH_R1 is detected. Further, the inverting input terminal (-) of the amplifier circuit A1 is connected to the position of the same potential as the connection point N4. The shunt resistor SH_R1 and the amplifier circuit A1 detect the current from the negative electrode of the smoothing capacitor C1 to the connection point N4.
シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２は、平滑コンデンサＣ１を介さない短絡経路（図７の破線矢印を参照）を流れる短絡電流ｉｓｐを検出するための抵抗であり、前記した短絡経路に設けられている。すなわち、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２は、その一端がスイッチング素子Ｑ２のソースに接続され、他端がスイッチング素子Ｑ４のソースに接続されている。 The shunt resistor SH_R2 is a resistor for detecting the short-circuit current isp flowing through the short-circuit path (see the dashed arrow in FIG. 7) that does not pass through the smoothing capacitor C1, and is provided in the above-described short-circuit path. That is, the shunt resistor SH_R2 has one end connected to the source of the switching element Q2 and the other end connected to the source of the switching element Q4.
増幅回路Ａ２は、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２の両端の電圧を増幅するオペアンプであり、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２の両端に接続されている。なお、交流電源Ｇの電圧が正の半サイクルの期間において、平滑コンデンサＣ１を介さずにリアクトルＬ１を介して流れる短絡電流ｉｓｐ（図７の破線矢印を参照）を検出する「第２電流検出部」は、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２と、増幅回路Ａ２と、を含んで構成される。 The amplifier circuit A2 is an operational amplifier that amplifies the voltage across the shunt resistor SH_R2, and is connected across the shunt resistor SH_R2. It should be noted that during the positive half cycle period of the voltage of the AC power supply G, the "second current detection unit ” includes a shunt resistor SH_R2 and an amplifier circuit A2.
詳細については後記するが、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１は、主に、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン・オフを切り替える制御に用いられる。他方のシャント抵抗ＳＨ_Ｒ２は、ブリッジ回路１０に過電流が流れているか否かの判定に用いられる。したがって、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１の抵抗値は、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２の抵抗値よりも大きいことが好ましい。これによって、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１におけるＳＮ比が十分に確保されるため、増幅回路Ａ１からコンバータ制御部１５ｄに出力される信号の雑音を低減できる。つまり、平滑コンデンサＣ１を介して流れる回路電流ｉｓ（図５参照）を高精度で検出できるため、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン・オフを適切に制御できる。
Although the details will be described later, the shunt resistor SH_R1 is mainly used for controlling the ON/OFF switching of the switching elements Q1 to Q4. The other shunt resistor SH_R2 is used to determine whether an overcurrent is flowing through the
図１に示すように、増幅回路Ａ２の非反転入力端子（＋）は、前記した接続点Ｎ４と同電位の位置に接続されている。この電位を基準として、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２に流れる電流が検出される。また、増幅回路Ａ２の反転入力端子（－）は、スイッチング素子Ｑ４のソースと同電位の位置に接続されている。つまり、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２及び増幅回路Ａ２によって、接続点Ｎ４からスイッチング素子Ｑ４のソースに向かう電流を検出するようになっている。 As shown in FIG. 1, the non-inverting input terminal (+) of the amplifier circuit A2 is connected to the same potential as the connection point N4. Based on this potential, the current flowing through the shunt resistor SH_R2 is detected. The inverting input terminal (-) of the amplifier circuit A2 is connected to the same potential as the source of the switching element Q4. That is, the shunt resistor SH_R2 and the amplifier circuit A2 detect the current flowing from the connection point N4 to the source of the switching element Q4.
制御部１５は、例えば、マイコン（Microcomputer：図示せず）であり、ＲＯＭ（Read Only Memory）に記憶されたプログラムを読み出してＲＡＭ（Random Access Memory）に展開し、ＣＰＵ（Central Processing Unit）が各種処理を実行するようになっている。制御部１５は、前記したように、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン・オフを制御する機能を有している。
The
図１に示すように、制御部１５は、ゼロクロス判定部１５ａと、昇圧比制御部１５ｂと、ゲイン制御部１５ｃと、コンバータ制御部１５ｄと、を備えている。
As shown in FIG. 1, the
ゼロクロス判定部１５ａは、交流電圧検出部１２の検出値に基づいて、交流電源電圧Ｖｓの正負が切り替わったか（つまり、ゼロクロスに達したか）否かを判定する機能を有している。例えば、ゼロクロス判定部１５ａは、交流電源電圧Ｖｓが正の期間中にはコンバータ制御部１５ｄに‘１’の信号を出力し、交流電源電圧Ｖｓが負の期間中にはコンバータ制御部１５ｄに‘０’の信号を出力する。
The zero-
昇圧比制御部１５ｂは、負荷検出部１４の検出値に基づいて、直流電圧Ｖｄの昇圧比を設定し、その昇圧比をゲイン制御部１５ｃ及びコンバータ制御部１５ｄに出力する機能を有している。
ゲイン制御部１５ｃは、電流検出部１１によって検出される回路電流ｉｓの実効値と、直流電圧Ｖｄの昇圧比と、に基づいて、電流制御ゲインを設定する機能を有している。
The step-up
The
コンバータ制御部１５ｄは、電流検出部１１、直流電圧検出部１３、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２、ゼロクロス判定部１５ａ、昇圧比制御部１５ｂ、及びゲイン制御部１５ｃから入力される情報に基づいて、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン・オフを制御する。なお、コンバータ制御部１５ｄが実行する処理については後記する。
Based on information input from the
＜電力変換装置の制御モード＞
次に、負荷（例えば、電流検出部１１の検出値）の大きさに基づいて切り替えられる制御モードについて説明する。前記した制御モードには、「ダイオード整流制御」、「同期整流制御」、「部分スイッチング制御」、及び「高速スイッチング制御」が含まれる。
<Control mode of power converter>
Next, control modes that are switched based on the magnitude of the load (for example, the value detected by the current detection unit 11) will be described. The aforementioned control modes include "diode rectification control", "synchronous rectification control", "partial switching control" and "fast switching control".
（１．ダイオード整流制御）
ダイオード整流制御は、４つの寄生ダイオードＤ１～Ｄ４を用いて全波整流を行う制御モードである。ダイオード整流制御は、例えば、負荷の大きさが比較的小さいときに実行されるが、これに限定されるものではない。
(1. Diode rectification control)
Diode rectification control is a control mode that performs full-wave rectification using four parasitic diodes D1 to D4. Diode rectification control is performed, for example, when the magnitude of the load is relatively small, but is not limited to this.
図２は、ダイオード整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
なお、図２（ａ）は、交流電源電圧ｖｓ（瞬時値）の波形であり、図２（ｂ）は、回路電流ｉｓ（瞬時値）の波形である。図２（ｃ）～（ｆ）は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスである。
FIG. 2 is an explanatory diagram showing temporal changes in the AC power supply voltage vs, the circuit current is, and the driving pulses for the switching elements Q1 to Q4 in diode rectification control.
2A shows the waveform of the AC power supply voltage vs (instantaneous value), and FIG. 2B shows the waveform of the circuit current is (instantaneous value). 2(c)-(f) are drive pulses for the switching elements Q1-Q4.
図２（ｃ）～（ｆ）に示すように、コンバータ制御部１５ｄは、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の全てをオフ状態で維持することで、次に説明するように、寄生ダイオードＤ１～Ｄ４を介して回路電流ｉｓを流す。
As shown in FIGS. 2(c) to 2(f), the
図３は、ダイオード整流制御において、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルに含まれるときの回路電流ｉｓの流れを示す説明図である。交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルの期間では、図３の破線矢印で示すように、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→寄生ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１→シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２→寄生ダイオードＤ４→交流電源Ｇの順に回路電流ｉｓが流れる。
また、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルの期間では、図示はしないが、交流電源Ｇ→寄生ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１→シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２→寄生ダイオードＤ２→リアクトルＬ１→交流電源Ｇの順に回路電流ｉｓが流れる。なお、回路電流ｉｓの波形は、図２（ｂ）に示すとおりである。
FIG. 3 is an explanatory diagram showing the flow of the circuit current is when the AC power supply voltage vs is included in the positive half cycle in diode rectification control. During the half cycle period when the AC power supply voltage vs is positive, as indicated by the dashed arrow in FIG. A circuit current is flows in the order of the AC power supply G.
Also, in the period of the negative half cycle of the AC power supply voltage vs, although not shown, AC power supply G→parasitic diode D3→smoothing capacitor C1→shunt resistor SH_R1→shunt resistor SH_R2→parasitic diode D2→reactor L1→AC power supply G A circuit current is flows in this order. The waveform of the circuit current is is as shown in FIG. 2(b).
このようなダイオード整流制御を低負荷時に行うことで、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４におけるスイッチング損失を低減できる。 By performing such diode rectification control when the load is low, the switching loss in the switching elements Q1 to Q4 can be reduced.
（２．同期整流制御）
同期整流制御は、平滑コンデンサＣ１を介した電流経路に含まれるスイッチング素子のうち、平滑コンデンサＣ１の正極に接続されているスイッチング素子を、ブリッジ回路１０に電流が流れている期間の少なくとも一部でオン状態とし、前記した電流経路に含まれないスイッチング素子をオフ状態で維持する制御モードである。なお、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルの期間において、前記した「電流経路」は、図５の破線矢印で示す経路である。
(2. Synchronous rectification control)
In the synchronous rectification control, among the switching elements included in the current path through the smoothing capacitor C1, the switching element connected to the positive electrode of the smoothing capacitor C1 is switched at least part of the period during which the current flows through the
本実施形態では、一例として、交流電源電圧ｖｓの極性に同期させてスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のオン・オフを切り替えるとともに（図４（ｄ）、（ｆ）参照）、回路電流ｉｓが流れているか否かによってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のオン・オフを切り替えるようにしている（図４（ｃ）、（ｅ）参照）。なお、同期整流制御は、例えば、負荷（電流検出部１１の検出値等）が比較的小さいときに実行されるが、これに限定されるものではない。
In the present embodiment, as an example, the switching elements Q2 and Q4 are switched on and off in synchronization with the polarity of the AC power supply voltage vs (see FIGS. 4(d) and (f)), and whether the circuit current is is flowing or not. The switching elements Q1 and Q3 are turned on and off depending on whether or not they are present (see FIGS. 4(c) and 4(e)). The synchronous rectification control is executed, for example, when the load (detected value of the
図４は、同期整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
同期整流制御においてコンバータ制御部１５ｄは、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１によって検出される回路電流ｉｓに同期させて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のオン・オフを切り替える。交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルの期間について説明すると（図４（ａ）参照）、コンバータ制御部１５ｄは、回路電流ｉｓが流れているときには（図４（ｂ）参照）、スイッチング素子Ｑ１をオン状態とし（図４（ｃ）参照）、回路電流ｉｓが流れていないときには、スイッチング素子Ｑ１をオフ状態にする。なお、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルの期間において、スイッチング素子Ｑ３はオフ状態で維持される（図４（ｅ）参照）。
FIG. 4 is an explanatory diagram showing temporal changes in the AC power supply voltage vs, the circuit current is, and the driving pulses for the switching elements Q1 to Q4 in synchronous rectification control.
In the synchronous rectification control, the
また、コンバータ制御部１５ｄは、交流電源電圧ｖｓの極性の変化に同期させて、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のオン・オフを切り替える。例えば、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルの期間では（図４（ａ）参照）、コンバータ制御部１５ｄは、スイッチング素子Ｑ２をオフ状態にし（図４（ｄ）参照）、スイッチング素子Ｑ４をオン状態にする（図４（ｆ）参照）。なお、交流電源電圧ｖｓの極性は、ゼロクロス判定部１５ａによって判定（特定）される。
Further, the
このように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３は、回路電流ｉｓが流れているか否かによってオン・オフが切り替えられ、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４は、交流電源電圧ｖｓの極性に同期させてオン・オフが切り替えられる。これは、次に説明するように、平滑コンデンサＣ１から交流電源Ｇ側への逆流電流を防ぐためである。 Thus, the switching elements Q1 and Q3 are switched on/off depending on whether or not the circuit current is is flowing, and the switching elements Q2 and Q4 are switched on/off in synchronization with the polarity of the AC power supply voltage vs. be done. This is to prevent a reverse current from flowing from the smoothing capacitor C1 to the AC power supply G side, as will be described below.
仮に、直流電圧Ｖｄが交流電源電圧ｖｓよりも高いときに、回路電流ｉｓが通流していない状態でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４を両方ともオン状態にすると、平滑コンデンサＣ１から交流電源Ｇ側に逆流電流が流れてしまう。
これに対して本実施形態では、前記した状態においてスイッチング素子Ｑ１をオフにするため（図４（ｃ）参照）、逆流電流が流れること防止できる。また、例えば、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルではスイッチング素子Ｑ２がオフ状態で維持されるため（図４（ｄ）参照）、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を介して逆流電流がループすることもない。
If the DC voltage Vd is higher than the AC power supply voltage vs and both the switching elements Q1 and Q4 are turned on while the circuit current is is not flowing, a reverse current flows from the smoothing capacitor C1 to the AC power supply G side. flows away.
In contrast, in the present embodiment, the switching element Q1 is turned off in the above-described state (see FIG. 4(c)), so that the reverse current can be prevented from flowing. In addition, for example, in the positive half cycle of the AC power supply voltage vs, since the switching element Q2 is maintained in the OFF state (see FIG. 4(d)), the reverse current does not loop through the switching elements Q2 and Q4. .
なお、交流電源電圧ｖｓが直流電圧Ｖｄよりも低くなった直後の所定時間ｄｔ（図４（ｂ）参照）では、リアクトルＬ１のインダクタンスによって回路電流ｉｓが流れ続ける。ここで、前記した所定時間ｄｔは、以下の（数式１）で表される。 In a predetermined time dt (see FIG. 4(b)) immediately after the AC power supply voltage vs becomes lower than the DC voltage Vd, the circuit current is continues to flow due to the inductance of the reactor L1. Here, the predetermined time dt described above is represented by the following (Formula 1).
本実施形態では、図４（ｂ）、（ｃ）、（ｅ）に示すように、交流電源電圧ｖｓの絶対値が平滑コンデンサＣ１の電圧（直流電圧Ｖｄ）よりも小さくなってからも所定時間ｄｔは、平滑コンデンサＣ１の正極に接続されているスイッチング素子Ｑ１（交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルでは、スイッチング素子Ｑ３）をオン状態で維持するようにしている。これによって、所定時間ｄｔにおいてもスイッチング素子Ｑ１のソース・ドレインを介して回路電流ｉｓを流すことができる。したがって、寄生ダイオードＤ１を介して回路電流ｉｓを流す場合よりも損失が小さくなるため、高効率で電力変換を行うことができる。なお、所定時間ｄｔは、事前の実験に基づいて計算してもよいし、また、リアルタイムで計算してもよい。 In this embodiment, as shown in FIGS. 4(b), (c), and (e), even after the absolute value of the AC power supply voltage vs becomes smaller than the voltage (DC voltage Vd) of the smoothing capacitor C1, for a predetermined time dt keeps the switching element Q1 (the switching element Q3 in the negative half cycle of the AC power supply voltage vs) connected to the positive terminal of the smoothing capacitor C1 in the ON state. As a result, the circuit current is can flow through the source/drain of the switching element Q1 even during the predetermined time dt. Therefore, since the loss is smaller than when the circuit current is is caused to flow through the parasitic diode D1, power conversion can be performed with high efficiency. Note that the predetermined time dt may be calculated based on a prior experiment, or may be calculated in real time.
図５は、同期整流制御において、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。交流電源電圧Ｖｓが正の半サイクルの期間では、図５の破線矢印で示すように、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→スイッチング素子Ｑ１→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１→シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２→スイッチング素子Ｑ４→交流電源Ｇの電流経路において回路電流ｉｓが流れる。このとき、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３は、オフ状態で維持される（図４（ｄ）、（ｅ）参照）。 FIG. 5 is an explanatory diagram showing current flow when the AC power supply voltage vs is included in the positive half cycle in synchronous rectification control. During the positive half-cycle period of the AC power supply voltage Vs, as indicated by the dashed arrow in FIG. A circuit current is flows in the current path of the AC power supply G. As shown in FIG. At this time, the switching elements Q2 and Q3 are maintained in the off state (see FIGS. 4(d) and 4(e)).
また、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルの期間では、図示はしないが、交流電源Ｇ→スイッチング素子Ｑ３→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１→シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２→スイッチング素子Ｑ２→リアクトルＬ１→交流電源Ｇの電流経路において回路電流ｉｓが流れる。このとき、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４は、オフ状態で維持される（図４（ｃ）、（ｆ）参照）。 Also, in the period of the negative half cycle of the AC power supply voltage vs, although not shown, AC power supply G→switching element Q3→smoothing capacitor C1→shunt resistor SH_R1→shunt resistor SH_R2→switching element Q2→reactor L1→AC power supply G A circuit current is flows in the current path of . At this time, the switching elements Q1 and Q4 are maintained in the off state (see FIGS. 4(c) and 4(f)).
このように同期整流制御では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４には積極的に電流を流し、寄生ダイオードＤ１，Ｄ４にはほとんど電流を流さないようにしている。これによって、高効率で電力変換を行うことができる。また、後記する部分スイッチング制御や高速スイッチング制御と比較して、同期整流制御ではスイッチングの回数が少なくて済む。したがって、適度な力率を保ちながらもスイッチング損失を低減できるため、高効率で電力変換を行うことができる。 In this way, in the synchronous rectification control, the switching elements Q1 and Q4 are positively flowed with current, while the parasitic diodes D1 and D4 are hardly flowed with current. Thereby, power conversion can be performed with high efficiency. In addition, compared to partial switching control and high-speed switching control, which will be described later, synchronous rectification control requires less switching. Therefore, it is possible to reduce the switching loss while maintaining an appropriate power factor, so that the power conversion can be performed with high efficiency.
（３．部分スイッチング制御）
部分スイッチング制御は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のうち、リアクトルＬ１に接続されている２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフする動作を所定回数行う制御モードである。部分スイッチング制御は、例えば、負荷Ｈの定格運転中に実行されるが、これに限定されるものではない。
(3. Partial switching control)
Partial switching control is a control mode in which the two switching elements Q1 and Q2 connected to the reactor L1, among the switching elements Q1 to Q4, are alternately turned on and off a predetermined number of times. Partial switching control is performed, for example, during rated operation of load H, but is not limited to this.
図６は、部分スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ・短絡電流ｉｓｐ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルの期間について説明すると（図６（ａ）参照）、コンバータ制御部１５ｄは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を所定回数・所定パルス幅で交互にオン・オフする。より詳しく説明すると、コンバータ制御部１５ｄは、交流電源電圧ｖｓの正・負が切り替わった直後に（図６（ａ）参照）、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフする動作を所定回数行う（図６（ｃ）、（ｄ）参照）。また、コンバータ制御部１５ｄは、交流電源電圧ｖｓの極性に同期して、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオン・オフを制御する（図６（ｅ）、（ｆ）参照）。
FIG. 6 is an explanatory diagram showing temporal changes in AC power supply voltage vs, circuit current is/short-circuit current isp, and drive pulses for switching elements Q1 to Q4 in partial switching control.
In a half cycle period in which the AC power supply voltage vs is positive (see FIG. 6A), the
以下では、部分スイッチング制御ついてわかりやすく説明するために、この部分スイッチング制御を「力率改善動作」と「同期整流動作」とに分けて説明する。 In the following, in order to explain the partial switching control in an easy-to-understand manner, the partial switching control will be explained by dividing it into "power factor improvement operation" and "synchronous rectification operation".
前記した「力率改善動作」とは、平滑コンデンサＣ１を介さずにリアクトルＬ１を介して短絡電流ｉｓｐ（図７の破線矢印を参照）が流れる短絡経路において、リアクトルＬ１に接続されているスイッチング素子をオン状態にすることで、力率を改善する動作である。
なお、前記した短絡経路においてリアクトルＬ１に接続されている「スイッチング素子」とは、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルの期間ではスイッチング素子Ｑ２であり（図７参照）、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルの期間ではスイッチング素子Ｑ１である。
The above-described "power factor improvement operation" refers to the switching element connected to the reactor L1 in the short-circuit path through which the short-circuit current isp (see the dashed arrow in FIG. 7) flows through the reactor L1 without passing through the smoothing capacitor C1. is turned on to improve the power factor.
The “switching element” connected to the reactor L1 in the short-circuit path is the switching element Q2 (see FIG. 7) during the half cycle period when the AC power supply voltage vs is positive, and the AC power supply voltage vs is negative. is the switching element Q1 during the half cycle period of .
前記した「同期整流動作」とは、平滑コンデンサＣ１を介した電流経路に含まれるスイッチング素子のうち、平滑コンデンサＣ１の正極に接続されているスイッチング素子を、ブリッジ回路１０に電流が流れている期間の少なくとも一部でオン状態とし、前記した電流経路に含まれないスイッチング素子をオフ状態で維持する動作である。
なお、前記した電流経路において平滑コンデンサＣ１の正極に接続されている「スイッチング素子」とは、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルの期間ではスイッチング素子Ｑ１であり（図５参照）、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルの期間ではスイッチング素子Ｑ３である。
The above-mentioned "synchronous rectification operation" means that, among the switching elements included in the current path via the smoothing capacitor C1, the switching element connected to the positive electrode of the smoothing capacitor C1 is turned on in at least part of the current path, and the switching elements not included in the current path are maintained in the off state.
The "switching element" connected to the positive electrode of the smoothing capacitor C1 in the current path described above is the switching element Q1 (see FIG. 5) during the positive half cycle period of the AC power supply voltage vs. During the half cycle period when vs is negative, it is the switching element Q3.
ちなみに、前記した同期整流モード（図４、図５参照）は、「同期整流動作」を継続的に行う制御モードである。 Incidentally, the above-described synchronous rectification mode (see FIGS. 4 and 5) is a control mode in which "synchronous rectification operation" is continuously performed.
詳細については後記するが、部分スイッチング制御では、前記した「同期整流動作」と「力率改善動作」とが交互に所定回数行われる。 Although the details will be described later, in partial switching control, the above-described "synchronous rectification operation" and "power factor improvement operation" are alternately performed a predetermined number of times.
まず、「力率改善動作」について説明する。
例えば、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルの期間においてコンバータ制御部１５ｄは、スイッチング素子Ｑ３をオフ状態で維持するとともに（図６（ｅ）参照）、スイッチング素子Ｑ４をオン状態で維持する（図６（ｆ）参照）。また、コンバータ制御部１５ｄは、ブリッジ回路１０に電流が流れ始める所定の区間ｔｆにおいて、スイッチング素子Ｑ２をオン（図６（ｄ）参照）、スイッチング素子Ｑ１をオフにする（図６（ｃ）参照）。このときに流れる短絡電流ｉｓｐの経路について、図７を参照して説明する。
First, the "power factor improvement operation" will be described.
For example, during the positive half cycle period of the AC power supply voltage vs, the
図７は、交流電源電圧ｖｓが正の極性の半サイクルにおいて、力率改善動作を行ったときの電流の流れを示す説明図である。
交流電源電圧ｖｓが正の極性のときに力率改善動作を行うと、図７の破線矢印で示すように、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→スイッチング素子Ｑ２→シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２→スイッチング素子Ｑ４→交流電源Ｇの短絡経路において、短絡電流ｉｓｐ（力率改善電流）が流れる。このときリアクトルＬ１には、以下の（数式２）で表されるエネルギが蓄えられる。なお、（数式２）に示すＩｓｐは、短絡電流ｉｓｐの実効値である。
FIG. 7 is an explanatory diagram showing the current flow when the power factor correction operation is performed in the positive half cycle of the AC power supply voltage vs.
When the power factor improvement operation is performed when the AC power supply voltage vs is of positive polarity, as indicated by the dashed arrow in FIG. A short-circuit current isp (power factor correction current) flows in the short-circuit path of G. At this time, the reactor L1 stores energy represented by (Formula 2) below. Note that Isp shown in (Formula 2) is the effective value of the short-circuit current isp.
このように短絡電流ｉｓｐを流すことで、電流波形の歪みを小さくし、電流波形を正弦波に近づけることができる（図６（ｂ）参照）。したがって、電力変換装置１の力率を改善できるとともに、高調波電流に伴う高調波を抑制できる。
By passing the short-circuit current isp in this way, the distortion of the current waveform can be reduced, and the current waveform can be approximated to a sine wave (see FIG. 6B). Therefore, the power factor of the
なお、交流電源電圧ｖｓが負の極性である期間では、図示はしないが、交流電源Ｇ→スイッチング素子Ｑ３→スイッチング素子Ｑ１→リアクトルＬ１→交流電源Ｇの短絡経路において、短絡電流ｉｓｐ（力率改善電流）が流れる。 In the period when the AC power supply voltage vs is of negative polarity, although not shown, a short-circuit current isp (power factor improvement current) flows.
次に、「同期整流動作」について説明する。
図６（ｄ）に示す所定の区間ｔｆにおいて「力率改善動作」を行った後、コンバータ制御部１５ｄは、所定の区間ｔｇにおいて「同期整流動作」を行う。すなわち、コンバータ制御部１５ｄは、スイッチング素子Ｑ１をオフからオンに切り替えるとともに（図６（ｃ）参照）、スイッチング素子Ｑ２をオンからオフに切り替える（図６（ｄ）参照）。なお、区間ｔｇにおいてもスイッチング素子Ｑ３はオフ状態で維持され（図６（ｅ）参照）、スイッチング素子Ｑ４はオン状態で維持される（図６（ｆ）参照）。
Next, "synchronous rectification operation" will be described.
After performing the "power factor improvement operation" in the predetermined interval tf shown in FIG. 6(d), the
このようにスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４が制御されることで、リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギが平滑コンデンサＣ１に放出され、平滑コンデンサＣ１の直流電圧が昇圧される。なお、同期整流動作における電流経路は、前記した同期整流モードにおける電流経路（図５の破線矢印を参照）と同様である。 By controlling the switching elements Q1 to Q4 in this way, the energy stored in the reactor L1 is released to the smoothing capacitor C1, and the DC voltage of the smoothing capacitor C1 is boosted. The current path in the synchronous rectification operation is the same as the current path in the synchronous rectification mode (see the dashed arrows in FIG. 5).
部分スイッチング制御では、前記したように、「力率改善動作」と「同期整流動作」とが、交流電源電圧ｖｓの半サイクルごとに交互に所定回数行われる。このような制御を行った後、コンバータ制御部１５ｄは、回路電流ｉｓが流れている区間ｔｈにおいて、スイッチング素子Ｑ１をオン状態（図６（ｃ）参照）、スイッチング素子Ｑ２をオフ状態で維持する（図６（ｄ））。つまり、コンバータ制御部１５ｄは、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１（第１電流検出部）の検出値に基づいて、交流電源電圧ｖｓの絶対値が平滑コンデンサＣ１の電圧（直流電圧Ｖｄ）よりも小さくなってから所定時間ｔｄは、リアクトルＬ１に接続されているスイッチング素子Ｑ１をオン状態とする同期整流動作を継続する。これによって、交流電源電圧ｖｓが直流電圧Ｖｄよりも低くなってからも、図５に示す電流経路で回路電流ｉｓを流すことができる。したがって、寄生ダイオードＤ１を介して回路電流ｉｓを流す場合よりも、スイッチング素子Ｑ１の導通損失を低減し、高効率化を図ることができる。
In the partial switching control, as described above, the "power factor correction operation" and the "synchronous rectification operation" are alternately performed a predetermined number of times every half cycle of the AC power supply voltage vs. After performing such control, the
例えば、負荷Ｈがモータである場合、回転速度の上昇に伴ってモータの誘起電圧が高くなり、モータが駆動しにくくなることがあるが、前記した「力率改善動作」及び「同期整流動作」を交互に行って昇圧することで、モータの回転速度の許容限度を高めることができる。 For example, if the load H is a motor, the induced voltage of the motor increases as the rotation speed increases, and the motor may become difficult to drive. are alternately performed to increase the voltage, the allowable limit of the rotational speed of the motor can be increased.
ちなみに、図６（ｃ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１は、１ショット目の前の区間ｔａ、及び、同期整流動作が継続される区間ｔｈの後の区間ｔｂでは、オフ状態にされる。これは、前述した平滑コンデンサＣ１から逆流電流が流れることを防止するためである。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフする際のタイミングや回数は、適宜設定できる。 Incidentally, as shown in FIG. 6(c), the switching element Q1 is turned off in the section ta before the first shot and the section tb after the section th in which the synchronous rectification operation is continued. This is to prevent a reverse current from flowing from the aforementioned smoothing capacitor C1. The timing and the number of times when the switching elements Q1 and Q2 are alternately turned on and off can be appropriately set.
次に、部分スイッチング制御におけるスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの設定について、さらに詳しく説明する。 Next, setting of drive pulses for switching elements Q1 to Q4 in partial switching control will be described in more detail.
図８は、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルにおける部分スイッチング制御の説明図である。
なお、図８（ａ）～（ｆ）の横軸は、時間である。図８（ａ）は、正の半サイクルにおける交流電源電圧ｖｓである。図８（ｂ）は、回路電流ｉｓ、短絡電流ｉｓｐ、及び正弦波状の理想電流である。図８（ｃ）、（ｄ）（ｆ）は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ１の駆動パルスである。図８の「理想電流」に示すように、正弦波状の回路電流ｉｓが交流電源電圧ｖｓに対して同相で流れることが理想的である。この理想電流は、例えば、電流検出部１１（図７参照）の検出値と、ゼロクロス判定部１５ａ（図７参照）の判定結果と、に基づいて、ゲイン制御部１５ｃ（図７参照）によって求められる。
FIG. 8 is an explanatory diagram of partial switching control in a half cycle in which the AC power supply voltage vs is positive.
Note that the horizontal axis in FIGS. 8A to 8F is time. FIG. 8(a) is the AC source voltage vs in the positive half cycle. FIG. 8(b) shows the circuit current is, the short-circuit current isp, and the sinusoidal ideal current. 8(c), (d) and (f) are drive pulses for the switching elements Q2, Q4 and Q1. As shown in "ideal current" in FIG. 8, ideally, a sinusoidal circuit current is flows in phase with the AC power supply voltage vs. This ideal current is obtained by the
例えば、理想電流上の点Ｐ１（図８（ｂ）参照）に関して、この点Ｐ１での傾きをdi(P1)/dtとおく。回路電流ｉｓがゼロの状態から、スイッチング素子Ｑ２を時間ton1_Q2に亘ってオンする力率改善動作を行ったときの短絡電流ｉｓｐの傾きをdi(ton1_Q2)/dtとおく。また、その後に時間toff1_Q2に亘ってオフして同期整流動作を行ったときの回路電流ｉｓの傾きをdi(toff1_Q2)/dtとおく。ここで、傾きdi(ton1_Q2)/dtと、傾きdi(toff1_Q2)/dtとの平均値が、点Ｐ１における傾きdi(P1)/dtと等しくなるようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフが制御される。 For example, regarding the point P1 (see FIG. 8B) on the ideal current, let di(P1)/dt be the slope at this point P1. Let di(ton1_Q2)/dt be the slope of the short-circuit current isp when the power factor improvement operation is performed to turn on the switching element Q2 over time ton1_Q2 from the state where the circuit current is is zero. Further, let di(toff1_Q2)/dt be the slope of the circuit current is when the synchronous rectification operation is performed by turning off over time toff1_Q2. Here, the switching elements Q1 and Q2 are turned on/off so that the average value of the slope di(ton1_Q2)/dt and the slope di(toff1_Q2)/dt becomes equal to the slope di(P1)/dt at the point P1. controlled.
また、点Ｐ１と同様に、点Ｐ２での電流の傾きをdi(P2)/dtとおく。そして、スイッチング素子Ｑ２を時間ton2_Q2に亘ってオンする力率改善動作を行ったときの短絡電流ｉｓｐの傾きをdi(ton2_Q2)/dtとおく。また、その後に時間toff2_Q2に亘ってスイッチング素子Ｑ２をオフして同期整流動作を行ったときの回路電流ｉｓの傾きをdi(toff2_Q2)/dtとおく。点Ｐ１の場合と同様に、傾きdi(ton2_Q2)/dtと、傾きdi(toff2_Q2)/dtと、の平均値が、点Ｐ２における傾きdi(P2)/dtと等しくなるようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフが制御される。交流電源電圧ｖｓが正の半周期において、このような処理が所定回数繰り返される。なお、スイッチング素子Ｑ２のスイッチング回数が多いほど、回路電流ｉｓを理想的な正弦波状の波形に近づけることができるが、スイッチング損失を考慮してスイッチング回数を設定することが望ましい。 Similarly to the point P1, the slope of the current at the point P2 is di(P2)/dt. Let di(ton2_Q2)/dt be the slope of the short-circuit current isp when the power factor improvement operation is performed to turn on the switching element Q2 for the time ton2_Q2. Further, let di(toff2_Q2)/dt be the slope of the circuit current is when the switching element Q2 is turned off over the time toff2_Q2 to perform the synchronous rectification operation. As in the case of the point P1, the switching elements Q1 and ON/OFF of Q2 is controlled. Such processing is repeated a predetermined number of times in a half cycle in which the AC power supply voltage vs is positive. As the number of switching times of the switching element Q2 increases, the circuit current is can be brought closer to an ideal sinusoidal waveform, but it is desirable to set the number of switching times in consideration of switching loss.
なお、交流電源電圧ｖｓが負の極性の半サイクルについても、前記と同様にしてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が制御される。 The switching elements Q1 and Q2 are controlled in the same manner as described above even in the half cycle in which the AC power supply voltage vs is of negative polarity.
（４．高速スイッチング制御）
高速スイッチング制御は、スイッチング素子Ｑ～Ｑ４のうち、リアクトルＬ１に接続されている２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフする動作を所定周期で繰り返す制御モードである。言い換えると、高速スイッチング制御は、前記した同期整流動作と力率改善動作とを所定周期で交互に繰り返す制御モードである。高速スイッチング制御は、例えば、負荷（電流検出部１１の検出値等）が比較的大きい高負荷時に実行されるが、これに限定されるものではない。
(4. High-speed switching control)
The high-speed switching control is a control mode in which the two switching elements Q1 and Q2 connected to the reactor L1 among the switching elements Q to Q4 are alternately turned on and off at predetermined intervals. In other words, the high-speed switching control is a control mode in which the synchronous rectification operation and the power factor improvement operation are alternately repeated at predetermined intervals. High-speed switching control is performed, for example, when the load (detected value of the
図９は、高速スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ・短絡電流ｉｓｐ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
高速スイッチング制御では、部分スイッチング制御で説明した「力率改善動作」と「同期整流動作」とが所定周期で交互に繰り返される。
FIG. 9 is an explanatory diagram showing temporal changes in AC power supply voltage vs, circuit current is/short-circuit current isp, and drive pulses for switching elements Q1 to Q4 in high-speed switching control.
In the high-speed switching control, the "power factor improvement operation" and the "synchronous rectification operation" described in the partial switching control are alternately repeated at a predetermined cycle.
力率改善動作について、交流電源電圧ｖｓ（図９（ａ）参照）の正の半サイクルを例に説明すると、コンバータ制御部１５ｄは、所定の区間ｔｋにおいてスイッチング素子Ｑ２をオン状態（図９（ｄ）参照）、スイッチング素子Ｑ１をオフ状態にする（図９（ｃ）参照）。また、コンバータ制御部１５ｄは、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルにおいて、スイッチング素子Ｑ３をオフ状態（図９（ｅ）参照）、スイッチング素子Ｑ４をオン状態で維持する（図９（ｆ）参照）。これによって、リアクトルＬ１を介して短絡電流ｉｓｐ（図７参照）が流れるため、力率を改善できるとともに、高調波を抑制できる。
The power factor improvement operation will be described using the positive half cycle of the AC power supply voltage vs (see FIG. 9A) as an example.
次に、同期整流動作について、交流電源電圧ｖｓ（図９（ａ）参照）の正の半サイクルを例に説明すると、コンバータ制御部１５ｄは、例えば、前記した区間ｔｋの後の区間ｔｍにおいて、スイッチング素子Ｑ１をオン状態、スイッチング素子Ｑ２をオフ状態にする。これによって、リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギが平滑コンデンサＣ１に放出されるため、平滑コンデンサＣ１の直流電圧Ｖｄが昇圧される。また、寄生ダイオードＤ１を介して回路電流ｉｓを流す場合と比べて導通損失が低減されるため、電力変換を高効率で行うことができる。なお、同期整流動作時における電流経路は、図５と同様である。 Next, the synchronous rectification operation will be described using the positive half cycle of the AC power supply voltage vs (see FIG. 9A) as an example. The switching element Q1 is turned on, and the switching element Q2 is turned off. As a result, the energy stored in the reactor L1 is released to the smoothing capacitor C1, so that the DC voltage Vd of the smoothing capacitor C1 is boosted. Moreover, since the conduction loss is reduced compared to the case where the circuit current is is caused to flow through the parasitic diode D1, power conversion can be performed with high efficiency. The current path during synchronous rectification operation is the same as in FIG.
また、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルにおいても、同様にして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン・オフされる（図９（ｃ）、（ｄ）参照）。また、交流電源電圧ｖｓの極性に同期して、スイッチング素子Ｑ３がオン状態（図９（ｅ）参照）、スイッチング素子Ｑ４がオフ状態にされる（図９（ｆ）参照）。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティは、回路電流ｉｓを正弦波に近づけるように適宜設定される。 Similarly, the switching elements Q1 and Q2 are alternately turned on and off during the negative half cycle of the AC power supply voltage vs (see FIGS. 9(c) and 9(d)). In synchronization with the polarity of the AC power supply voltage vs, the switching element Q3 is turned on (see FIG. 9(e)) and the switching element Q4 is turned off (see FIG. 9(f)). The on-duties of the switching elements Q1 and Q2 are appropriately set so that the circuit current is approaches a sine wave.
また、交流電源電圧ｖｓの正の半サイクルの初期において、交流電源電圧ｖｓが直流電圧Ｖｄよりも低い区間ｔｊ（図９（ｃ）参照）では、逆流電流を防止するためにスイッチング素子Ｑ１がオフ状態で維持される。
また、交流電源電圧ｖｓが直流電圧Ｖｄを下回ってから所定時間ｄｔが経過するまでは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチングが継続される（図９（ｃ）、（ｄ））。これによって寄生ダイオードＤ１，Ｄ２に流れる電流を抑制し、高効率で電力変換を行うことができる。そして、前記した所定時間ｄｔが経過した後の区間ｔｎでは、逆流電流が流れないように、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態にされる（図９（ｃ）参照）。
In addition, at the beginning of the positive half cycle of the AC power supply voltage vs, in the section tj (see FIG. 9(c)) where the AC power supply voltage vs is lower than the DC voltage Vd, the switching element Q1 is turned off to prevent backflow current. maintained in condition.
Further, the switching of the switching elements Q1 and Q2 continues until the predetermined time dt elapses after the AC power supply voltage vs drops below the DC voltage Vd (FIGS. 9(c) and 9(d)). As a result, the current flowing through the parasitic diodes D1 and D2 can be suppressed, and power conversion can be performed with high efficiency. Then, in the section tn after the predetermined time dt has passed, the switching element Q1 is turned off so that the reverse current does not flow (see FIG. 9(c)).
なお、高負荷時には比較的大きな回路電流ｉｓが流れるため、それに伴って高調波が発生しやすくなる。本実施形態では、高負荷時に高速スイッチング制御を行うことで、回路電流ｉｓを正弦波に近づけるようにしている。これによって、高調波を抑制できるとともに、力率を改善できる。 Note that a relatively large circuit current is flows when the load is high, so that harmonics are likely to occur accordingly. In this embodiment, high-speed switching control is performed at high load to bring the circuit current is closer to a sine wave. As a result, harmonics can be suppressed and the power factor can be improved.
以下では、部分スイッチング制御と、高速スイッチング制御と、を含めて「スイッチング制御」という。この「スイッチング制御」は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のうち、リアクトルＬ１に接続されている２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフする制御である。 Hereinafter, partial switching control and high-speed switching control are collectively referred to as "switching control". This "switching control" is control for alternately turning on and off two switching elements Q1 and Q2 connected to the reactor L1 among the switching elements Q1 to Q4.
次に、部分スイッチング制御及び高速スイッチング制御におけるデューティの設定について説明する。
電力変換装置１における回路電流ｉｓ（瞬時値）は、以下の（数式３）で表される。ここで、Ｖｓは交流電源電圧ｖｓの実効値であり、Ｋｐは電流制御ゲインであり、Ｖｄは直流電圧であり、ωは角周波数である。
Next, duty setting in partial switching control and high-speed switching control will be described.
The circuit current is (instantaneous value) in the
上記の（数式３）を整理すると、以下の（数式４）になる。 By arranging the above (Formula 3), the following (Formula 4) is obtained.
また、回路電流ｉｓ（瞬時値）と、回路電流Ｉｓ（実効値）と、の関係は、以下の（数式５）で表される。前記したように、回路電流ｉｓ（瞬時値）はシャント抵抗ＳＨ_Ｒ１によって検出され、回路電流Ｉｓ（実効値）は電流検出部１１によって検出される。
Also, the relationship between the circuit current is (instantaneous value) and the circuit current Is (rms value) is represented by (Equation 5) below. As described above, the circuit current is (instantaneous value) is detected by the shunt resistor SH_R1, and the circuit current Is (rms value) is detected by the
（数式４）を変形して（数式５）に代入すると、電流制御ゲインＫｐは、以下の（数式６）で表される。なお、ａは昇圧比である。 By transforming (Formula 4) and substituting it into (Formula 5), the current control gain Kp is represented by (Formula 6) below. Note that a is the step-up ratio.
ここで、（数式６）から、昇圧比ａの逆数を右辺に移項すると、以下の（数式７）の関係が成り立つ。 Here, from (Equation 6), transposing the reciprocal of the step-up ratio a to the right side yields the following relationship (Equation 7).
また、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルにおいて、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティｄ（通流率）は、以下の（数式８）で表される。なお、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルにおけるスイッチング素子Ｑ１のオンデューティｄについても同様である。 In addition, in a half cycle in which the AC power supply voltage vs is positive, the on-duty d (duty ratio) of the switching element Q2 is represented by the following (Equation 8). The same applies to the on-duty d of the switching element Q1 in the negative half cycle of the AC power supply voltage vs.
以上より、（数式７）に示したＫｐ・Ｉｓを制御することで、直流電圧Ｖｄを交流電源電圧Ｖｓ（実効値）のａ倍に昇圧できる。そのときのスイッチング素子Ｑ２（又は、スイッチング素子Ｑ１）のオンデューティｄは、（数式８）で与えられる。
なお、昇圧比ａは、負荷検出部１４によって検出される負荷に基づき、昇圧比制御部１５ｂ（図７参照）によって設定される。例えば、負荷が大きいほど、昇圧比ａも大きな値に設定される。
As described above, by controlling Kp·Is shown in (Equation 7), the DC voltage Vd can be boosted to a times the AC power supply voltage Vs (effective value). The on-duty d of the switching element Q2 (or switching element Q1) at that time is given by (Equation 8).
The boost ratio a is set by the
図１０は、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルにおいて、高速スイッチング制御でのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティを示す説明図である。
なお、図１０の横軸は、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルにおける時間（正の半サイクルの開始時からの経過時間）であり、縦軸は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティｄ_Ｑ１，ｄ_Ｑ２である。
FIG. 10 is an explanatory diagram showing the on-duty of the switching elements Q1 and Q2 in high-speed switching control in a positive half cycle of the AC power supply voltage vs.
Note that the horizontal axis of FIG. 10 represents the time in the positive half cycle of the AC power supply voltage vs (the elapsed time from the start of the positive half cycle), and the vertical axis represents the on-duties d_Q1 and d_Q1 of the switching elements Q1 and Q2. d_Q2.
また、図１０の破線は、デッドタイムｄｔｘを考慮しない場合のスイッチング素子Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１である。実線は、デッドタイムｄｔｘを考慮した場合のスイッチング素子Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１である。二点鎖線は、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティｄ_Ｑ２である。 Also, the dashed line in FIG. 10 is the on-duty d_Q1 of the switching element Q1 when the dead time dtx is not considered. A solid line is the on-duty d_Q1 of the switching element Q1 when the dead time dtx is considered. A two-dot chain line is the on-duty d_Q2 of the switching element Q2.
破線で示すスイッチング素子Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１は、例えば、交流電源電圧Ｖｓに比例するように設定されている。二点鎖線で示すスイッチング素子Ｑ２のオンデューティｄ_Ｑ２は、１．０からスイッチング素子Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１を減算した値として設定される。 The on-duty d_Q1 of the switching element Q1 indicated by the dashed line is set, for example, to be proportional to the AC power supply voltage Vs. The on-duty d_Q2 of the switching element Q2 indicated by the two-dot chain line is set as a value obtained by subtracting the on-duty d_Q1 of the switching element Q1 from 1.0.
（数式８）で説明したように、回路電流ｉｓが大きいほど、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティｄ_Ｑ２は小さな値に設定され、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１は大きな値に設定される。言い換えると、同期整流動作でオンされるスイッチング素子Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１は、力率改善動作でオンされるスイッチング素子Ｑ２のオンデューティｄ_Ｑ２に対して逆特性になっている。 As described in (Equation 8), the larger the circuit current is, the smaller the on-duty d_Q2 of the switching element Q2 is set, and the larger the on-duty d_Q1 of the switching element Q1 is set. In other words, the on-duty d_Q1 of the switching element Q1 that is turned on by the synchronous rectification operation has an opposite characteristic to the on-duty d_Q2 of the switching element Q2 that is turned on by the power factor improvement operation.
なお、ブリッジ回路１０における上下短絡を回避するために、図１０の実線で示すように、デッドタイムｄｔｘを考慮した制御を行うことが望ましい。所定のデッドタイムｄｔｘ（図示せず）を付与すると、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１は、このデッドタイムｄｔｓ分だけ小さくなる。
In order to avoid a short circuit between the upper and lower sides of the
図１１は、高速スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓと回路電流ｉｓとの関係を示す説明図である。
図１１の横軸は、交流電源電圧ｖｓの正の半サイクルが開始された時点からの経過時間（時間）であり、縦軸は、交流電源電圧ｖｓ（瞬時値）及び回路電流ｉｓ（瞬時値）である。
FIG. 11 is an explanatory diagram showing the relationship between the AC power supply voltage vs and the circuit current is in high-speed switching control.
The horizontal axis of FIG. 11 is the elapsed time (time) from the start of the positive half cycle of the AC power supply voltage vs, and the vertical axis is the AC power supply voltage vs (instantaneous value) and the circuit current is (instantaneous value ).
図１１に示すように、高速スイッチング制御を行うことで、交流電源電圧ｖｓ及び回路電流ｉｓが正弦波状の波形になっており、また、交流電源電圧ｖｓと回路電流ｉｓとが同相になっている。つまり、高速スイッチング制御を行うことで、力率が改善されていることがわかる。このような正弦波状の回路電流ｉｓを流すために、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティｄ_Ｑ２は、以下の（数式９）で設定される。また、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１は、以下の（数式１０）で設定される。 As shown in FIG. 11, by performing high-speed switching control, the AC power supply voltage vs and the circuit current is have sinusoidal waveforms, and the AC power supply voltage vs and the circuit current is are in phase. . In other words, it can be seen that the power factor is improved by performing high-speed switching control. In order to flow such a sinusoidal circuit current is, the on-duty d_Q2 of the switching element Q2 is set by the following (Equation 9). Also, the on-duty d_Q1 of the switching element Q1 is set by the following (Equation 10).
図１２は、高速スイッチング制御において、リアクトルＬ１による電流位相の遅れ分を考慮しない場合と、電流位相の遅れ分を考慮した場合と、におけるスイッチング素子Ｑ２のオンデューティｄ_Ｑ２を示す説明図である。
図１２の横軸は、交流電源電圧ｖｓの正の半サイクルが開始された時点からの経過時間（時間）であり、縦軸は、高速スイッチング制御におけるスイッチング素子Ｑ２のオンデューティである。
FIG. 12 is an explanatory diagram showing the on-duty d_Q2 of the switching element Q2 when the current phase delay due to the reactor L1 is not considered and when the current phase delay is considered in high-speed switching control.
The horizontal axis of FIG. 12 is the elapsed time (time) from the start of the positive half cycle of the AC power supply voltage vs, and the vertical axis is the on-duty of the switching element Q2 in high-speed switching control.
また、実線は、リアクトルＬ１による電流位相の遅れを考慮しない場合のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティである。破線は、リアクトルＬ１による電流位相の遅れを考慮した場合のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティである。図１２の破線で示すように、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティを設定することで、リアクトルＬ１のインダクタンスが大きい場合であっても、正弦波状の回路電流ｉｓを流すことができる。 The solid line is the on-duty of the switching element Q2 when the current phase delay due to the reactor L1 is not considered. A dashed line represents the on-duty of the switching element Q2 when considering the current phase delay due to the reactor L1. As indicated by the dashed line in FIG. 12, by setting the on-duty of the switching element Q2, even if the inductance of the reactor L1 is large, the sinusoidal circuit current is can be flowed.
＜制御モードの切替えについて＞
コンバータ制御部１５ｄ（図１参照）は、例えば、負荷が比較的小さい低負荷領域では同期整流制御を行い、定格運転領域では部分スイッチング制御を行い、負荷が比較的大きい高負荷領域では高速スイッチング制御を行う。なお、負荷が非常に小さいときにダイオード整流制御を行ってもよいし、また、ダイオード整流を行わないようにしてもよい。
<Regarding control mode switching>
The
図１３（ａ）は、部分スイッチング制御における正の半サイクルでの交流電源電圧ｖｓ及び回路電流ｉｓの説明図である。なお、図１３（ａ）に示すピーク値ｉｓ１は、部分スイッチング制御における回路電流ｉｓのピーク値である。 FIG. 13(a) is an explanatory diagram of the AC power supply voltage vs and the circuit current is in the positive half cycle in the partial switching control. The peak value is1 shown in FIG. 13(a) is the peak value of the circuit current is in the partial switching control.
図１３（ｂ）は、高速スイッチング制御における正の半サイクルでの交流電源電圧ｖｓ及び回路電流ｉｓの説明図である。
なお、図１３（ｂ）に示すピーク値ｉｓ２は、高速スイッチング制御における回路電流ｉｓのピーク値である。図１３（ｂ）に示すように、高速スイッチング制御における回路電流ｉｓのピーク値ｉｓ２は、部分スイッチング制御における回路電流ｉｓのピーク値ｉｓ２よりも小さくなっている。
FIG. 13(b) is an explanatory diagram of the AC power supply voltage vs and the circuit current is in the positive half cycle in high-speed switching control.
The peak value is2 shown in FIG. 13(b) is the peak value of the circuit current is in high-speed switching control. As shown in FIG. 13B, the peak value is2 of the circuit current is in the high-speed switching control is smaller than the peak value is2 of the circuit current is in the partial switching control.
仮に、前記したピーク値ｉｓ１，ｉｓ２が略同一となるように制御すると、部分スイッチング制御よりも高速スイッチング制御のほうが力率が高いため、高速スイッチング制御において直流電圧Ｖｄが昇圧されすぎてしまう。これに対して本実施形態では、ピーク値ｉｓ１＞ピーク値ｉｓ２となるようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティが調整される。つまり、コンバータ制御部１５ｄは、部分スイッチング制御及び高速スイッチング制御の一方から他方に切り替える際、平滑コンデンサＣ１の直流電圧Ｖｄの変動を抑制するように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティを調整する。これによって、部分スイッチング制御及び高速スイッチング制御の一方から他方に移行する際、直流電圧Ｖｄの変動を抑制できる。
If the peak values is1 and is2 are controlled to be approximately the same, the power factor is higher in the high-speed switching control than in the partial switching control, so the DC voltage Vd is excessively boosted in the high-speed switching control. On the other hand, in the present embodiment, the on-duties of the switching elements Q1 and Q2 are adjusted so that the peak value is1>the peak value is2. That is, when switching from one of the partial switching control and the high-speed switching control to the other,
また、コンバータ制御部１５ｄは、交流電源電圧ｖｓのゼロクロス（正・負の切り替わり）のタイミングで、制御モードの切替えを行うことが好ましい。例えば、コンバータ制御部１５ｄは、交流電源電圧ｖｓのゼロクロスのタイミングで、部分スイッチング制御から高速スイッチング制御に切り替える。これによって、制御モードの切替時に、制御が不安定になったり、直流電圧Ｖｄが変動したりすることを抑制できる。
Further, the
＜電流の検出値に基づくスイッチング＞
次に、前記した同期整流制御、部分スイッチング制御、及び高速スイッチング制御における制御部１５の処理について説明する。
<Switching based on current detection value>
Next, the processing of the
図１４は、電力変換装置１の制御部１５が実行する処理を示すフローチャートである（適宜、図１を参照）。
なお、図１４の「ＳＴＡＲＴ」において制御部１５は、電流検出部１１によって検出される回路電流ｉｓの大きさに基づいて、同期整流制御、部分スイッチング制御、及び高速スイッチング制御のいずれかを実行しているものとする。
FIG. 14 is a flowchart showing processing executed by the
In "START" of FIG. 14, the
ステップＳ１０１において制御部１５は、現時点で同期整流動作を実行しているか否かを判定する。例えば、「同期整流制御」では、前記したように、同期整流動作が継続的に行われる（図４参照）。したがって、図１４の「ＳＴＡＲＴ」時において「同期整流制御」が行われている場合には、ステップＳ１０１の判定結果が常に「Ｙｅｓ」になる。
In step S101, the
また、「部分スイッチング制御」や「高速スイッチング制御」では、前記したように、力率改善動作と同期整流動作とが交互に繰り返される。したがって、図１４の「ＳＴＡＲＴ」において「部分スイッチング制御」又は「高速スイッチング制御」が行われている場合、力率改善動作中にはステップＳ１０１の判定結果が「Ｎｏ」になり、同期整流動作中にはステップＳ１０１の判定結果が「Ｙｅｓ」になる。
ステップＳ１０１において現時点で同期整流動作を実行している場合（Ｓ１０１：Ｙｅｓ）、制御部１５の処理はステップＳ１０２に進む。
Further, in the "partial switching control" and the "high-speed switching control", as described above, the power factor improvement operation and the synchronous rectification operation are alternately repeated. Therefore, when "partial switching control" or "high-speed switching control" is being performed at "START" in FIG. , the determination result of step S101 becomes "Yes".
If the synchronous rectification operation is currently being performed in step S101 (S101: Yes), the process of the
ステップＳ１０２において制御部１５は、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１に流れている電流（図５の破線矢印で示す回路電流ｉｓ）の検出値Ｉ１を読み込む。
In step S102, the
ステップＳ１０３において制御部１５は、ステップＳ１０２で読み込んだ検出値Ｉ１が所定閾値ＩＡ以上であるか否かを判定する。この所定閾値ＩＡは、平滑コンデンサＣ１を介した回路電流ｉｓが過大であるか否かの判定基準となる閾値である。ステップＳ１０３において検出値Ｉ１が所定閾値ＩＡ未満である場合（Ｓ１０３：Ｎｏ）、制御部１５の処理はステップＳ１０４に進む。
At step S103, the
ステップＳ１０４において制御部１５は、ステップＳ１０２で読み込んだ検出値Ｉ１に基づいて、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を制御する。例えば、制御部１５は、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルにおいて回路電流ｉｓが流れ続けている間は、リアクトルＬ１に接続されたスイッチング素子Ｑ１をオン状態にする（図４（ｂ）、（ｃ）参照）。これによって、前記したように、寄生ダイオードＤ１ではなくスイッチング素子Ｑ１のソース・ドレインを介して回路電流ｉｓが流れるため、高効率で電力変換を行うことができる。
At step S104, the
なお、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルにおいて、回路電流ｉｓ（図４（ｂ）参照）が流れ続けている期間の少なくとも一部でスイッチング素子Ｑ１をオン状態にするようにしてもよい。交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルについても同様である。また、前記した制御は、同期整流制御（図４参照）のみではなく、部分スイッチング制御（図６参照）や高速スイッチング制御（図９参照）にも適用できる。
ステップＳ１０４の処理を行った後、制御部１５の処理は「ＳＴＡＲＴ」に戻る（ＲＥＴＵＲＮ）。
In the positive half cycle of the AC power supply voltage vs, the switching element Q1 may be turned on during at least part of the period during which the circuit current is (see FIG. 4B) continues to flow. The same is true for half cycles in which the AC power supply voltage vs is negative. Moreover, the control described above can be applied not only to synchronous rectification control (see FIG. 4), but also to partial switching control (see FIG. 6) and high-speed switching control (see FIG. 9).
After performing the process of step S104, the process of the
また、ステップＳ１０３において検出値Ｉが所定閾値ＩＡ以上である場合（Ｓ１０３：Ｙｅｓ）、制御部１５の処理はステップＳ１０５に進む。
ステップＳ１０５において制御部１５は、ブリッジ回路１０に過電流が流れていると判定する。つまり、制御部１５は、平滑コンデンサＣ１を介した電流経路（図５の破線矢印を参照）に過大な回路電流ｉｓが流れていると判定する。
If the detected value I is equal to or greater than the predetermined threshold value IA in step S103 (S103: Yes), the process of the
In step S<b>105 , the
ちなみに、同期整流動作では、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクル（図５参照）であっても、負の半サイクル（図示せず）であっても、回路電流ｉｓは平滑コンデンサＣ１の負極からシャント抵抗ＳＨ_Ｒ１に向けて流れる。したがって、交流電源電圧ｖｓが正・負の半サイクルのいずれであっても、そのときに流れている回路電流ｉｓをシャント抵抗ＳＨ_Ｒ１を用いて検出できる。 Incidentally, in the synchronous rectification operation, whether the AC power supply voltage vs is in a positive half cycle (see FIG. 5) or in a negative half cycle (not shown), the circuit current is flows from the negative electrode of the smoothing capacitor C1. It flows towards the shunt resistor SH_R1. Therefore, regardless of whether the AC power supply voltage vs is in a positive half cycle or a negative half cycle, the circuit current is flowing at that time can be detected using the shunt resistor SH_R1.
ステップＳ１０６において制御部１５は、電力変換装置１や負荷Ｈを保護するための保護制御を実行する。制御部１５は、例えば、負荷Ｈへの出力電流を減少させるか、又は、負荷Ｈを停止させる。これによって、ブリッジ回路１０に過電流が流れることを防止できる。ステップＳ１０６の処理を行った後、制御部１５の処理は「ＳＴＡＲＴ」に戻る（ＲＥＴＵＲＮ）。
In step S<b>106 , the
また、ステップＳ１０１において現時点で同期整流動作を実行していない場合（Ｓ１０１：Ｎｏ）、制御部１５の処理はステップＳ１０７に進む。つまり、現時点で力率改善動作を実行している場合、制御部１５の処理はステップＳ１０７に進む。
Moreover, when the synchronous rectification operation is not being performed at the present time in step S101 (S101:No), the process of the
ステップＳ１０７において制御部１５は、現時点での交流電源電圧ｖｓの極性が正であるか否かを、ゼロクロス判定部１５ａによって判定する。現時点での交流電源電圧ｖｓの極性が正である場合（Ｓ１０７：Ｙｅｓ）、制御部１５の処理はステップＳ１０８に進む。一方、現時点での交流電源電圧ｖｓの極性が負である場合（Ｓ１０７：Ｎｏ）、制御部１５の処理は「ＳＴＡＲＴ」に戻る（ＲＥＴＵＲＮ）。
In step S107, the
ステップＳ１０８において制御部１５は、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２に流れている電流（図７の破線矢印で示す短絡電流ｉｓｐ）の検出値Ｉ２を読み込む。
ステップＳ１０９において制御部１５は、ステップＳ１０８で読み込んだ検出値Ｉ２が所定閾値ＩＢ以上であるか否かを判定する。この所定閾値ＩＢは、短絡電流ｉｓｐが過大であるか否かの判定基準となる閾値である。
In step S108, the
In step S109, the
ステップＳ１０９において検出値Ｉ２が所定閾値ＩＢ以上である場合（Ｓ１０９：Ｙｅｓ）、制御部１５の処理はステップＳ１０５に進む。
ステップＳ１０５において制御部１５は、ブリッジ回路１０に過電流が流れていると判定する。つまり、制御部１５は、交流電源電圧ｖｓの正の半サイクルにおいて、リアクトルＬ１を介した短絡経路（図７の破線矢印を参照）に過大な短絡電流ｉｓｐが流れていると判定する。
If the detected value I2 is equal to or greater than the predetermined threshold value IB in step S109 (S109: Yes), the process of the
In step S<b>105 , the
ステップＳ１０６において制御部１５は、前記した保護制御を実行する。これによって、力率改善動作中に保護制御を開始できる。例えば、図１４の「ＳＴＡＲＴ」の時点で、同期整流動作と力率改善動作とを交互に行う高速スイッチング制御を行っている場合において、力率改善動作中に過大な短絡電流ｉｓｐ（図７参照）が流れたときには、その瞬間に（つまり、同期整流動作に切り替わるよりも早く）保護制御を開始できる。このように早いタイミングで過電流を抑えることができるため、電力変換装置１の信頼性を高めることができる。
In step S106, the
また、ステップＳ１０９において検出値Ｉ２が所定閾値ＩＢ未満である場合（Ｓ１０９：Ｎｏ）、制御部１５の処理は「ＳＴＡＲＴ」に戻る（ＲＥＴＵＲＮ）。このようにして、図１４に示す一連の処理が繰り返される。
Further, when the detected value I2 is less than the predetermined threshold value IB in step S109 (S109: No), the process of the
＜効果＞
本実施形態よれば、低負荷時には同期整流制御を行うことで、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４に積極的に電流を流すようにしている。これによって、寄生ダイオードＤ１～Ｄ４での損失を抑制し、電力変換を高効率で行うことができる。
<effect>
According to the present embodiment, synchronous rectification control is performed when the load is low, so that a current is actively caused to flow through the switching elements Q1 to Q4. As a result, losses in the parasitic diodes D1 to D4 can be suppressed, and power conversion can be performed with high efficiency.
また、定格運転時には部分スイッチング制御が行われ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が所定回数、交互にスイッチングされる。これによって、昇圧、力率の改善、及び高調波の抑制を行うことができる。また、高速スイッチング制御と比べてスイッチング回数が少ないため、スイッチング損失を低減できる。 During rated operation, partial switching control is performed, and the switching elements Q1 and Q2 are alternately switched a predetermined number of times. This makes it possible to boost the voltage, improve the power factor, and suppress harmonics. In addition, switching loss can be reduced because the number of times of switching is smaller than in high-speed switching control.
また、高負荷時には高速スイッチング制御を行って、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を所定周期で交互にスイッチングするようにしている。これによって、昇圧、力率の改善、及び高調波の抑制を行うことができる。高速スイッチング制御では、前記したように、回路電流ｉｓが正弦波状になるため（図９（ｂ）参照）、特に力率の改善や高調波の抑制に効果がある。 Also, when the load is high, high-speed switching control is performed to alternately switch the switching elements Q1 and Q2 at a predetermined cycle. This makes it possible to boost the voltage, improve the power factor, and suppress harmonics. In high-speed switching control, as described above, the circuit current is becomes sinusoidal (see FIG. 9(b)), which is particularly effective in improving the power factor and suppressing harmonics.
また、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１を流れる電流の検出値Ｉ１に基づいてスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を制御することで、前記したように、高効率で電力変換を行うことができる。
さらに、同期整流動作中に過大な回路電流ｉｓ（図５参照）が流れている場合や（Ｓ１０３：Ｙｅｓ）、力率改善動作中に過大な短絡電流ｉｓｐ（図７参照）が流れている場合（Ｓ１０９：Ｙｅｓ）、保護制御が実行される（Ｓ１０６）。これによって、電力変換装置１の信頼性を高めることができる。
Also, by controlling the switching elements Q1 to Q4 based on the detected value I1 of the current flowing through the shunt resistor SH_R1, power conversion can be performed with high efficiency as described above.
Furthermore, when excessive circuit current is (see FIG. 5) is flowing during synchronous rectification operation (S103: Yes), or when excessive short-circuit current isp (see FIG. 7) is flowing during power factor improvement operation (S109: Yes), protection control is executed (S106). Thereby, the reliability of the
≪第２実施形態≫
第２実施形態は、スイッチング素子Ｑ２（図１５参照）を介して接続点Ｎ１（図１５参照）に向かう短絡電流ｉｓｐを検出するシャント抵抗ＳＨ_Ｒ３（図１５参照）を設けている点が、第１実施形態とは異なっている。なお、その他については第１実施形態と同様である。したがって、第１実施形態とは異なる部分について説明し、重複する部分については説明を省略する。
<<Second embodiment>>
The second embodiment is different from the first embodiment in that a shunt resistor SH_R3 (see FIG. 15) is provided to detect the short-circuit current isp flowing to the connection point N1 (see FIG. 15) through the switching element Q2 (see FIG. 15). It differs from the embodiment. Others are the same as those of the first embodiment. Therefore, the portions different from the first embodiment will be described, and the description of the overlapping portions will be omitted.
＜電力変換装置の構成＞
図１５は、第２実施形態に係る電力変換装置１Ａの構成図である。
図１５に示すように、電力変換装置１Ａは、第１実施形態で説明した構成（図１参照）に加えて、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ３（第３シャント抵抗）を備えている。このシャント抵抗ＳＨ_Ｒ３は、その一端がスイッチング素子Ｑ２のソースに接続され、他端が、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１，ＳＨ_Ｒ２の接続点Ｎ４に接続されている。
<Configuration of power converter>
FIG. 15 is a configuration diagram of a
As shown in FIG. 15, the
また、図１５では図示を省略したが、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ３の両端に接続され、このシャント抵抗ＳＨ_Ｒ３に流れる短絡電流ｉｓｐの値をコンバータ制御部１５ｄに出力する増幅回路が設置されている。そして、前記した増幅回路及びシャント抵抗ＳＨ_Ｒ３によって、接続点Ｎ４から接続点Ｎ１に向かう短絡電流ｉｓｐを検出するようになっている。
Although not shown in FIG. 15, an amplifier circuit is provided that is connected to both ends of the shunt resistor SH_R3 and outputs the value of the short-circuit current isp flowing through the shunt resistor SH_R3 to the
なお、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルの期間において、平滑コンデンサＣ１を介さずに、平滑コンデンサＣ１の負極側に接続されたスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４、及びリアクトルＬ１を介して流れる短絡電流ｉｓｐを検出する「第３電流検出部」は、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ３と、前記した増幅回路と、を含んで構成される。 In the period of the negative half cycle of the AC power supply voltage vs, the short-circuit current isp flowing through the switching elements Q2 and Q4 connected to the negative electrode side of the smoothing capacitor C1 and the reactor L1 without passing through the smoothing capacitor C1 is The "third current detection unit" for detection includes the shunt resistor SH_R3 and the amplifier circuit described above.
また、図１５に示すシャント抵抗ＳＨ_Ｒ１（第１シャント抵抗）の抵抗値は、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ３（第３シャント抵抗）の抵抗値よりも大きいことが好ましい。これによって、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１におけるＳＮ比を十分に確保し、回路電流ｉｓ（瞬時値）を高精度で検出できるからである。 Moreover, the resistance value of the shunt resistor SH_R1 (first shunt resistor) shown in FIG. 15 is preferably larger than the resistance value of the shunt resistor SH_R3 (third shunt resistor). This is because the SN ratio in the shunt resistor SH_R1 is sufficiently ensured, and the circuit current is (instantaneous value) can be detected with high accuracy.
＜制御部が実行する処理＞
図１６は、電力変換装置１Ａの制御部１５が実行する処理を示すフローチャートである（適宜、図１５を参照）。なお、図１６に示すステップＳ１０１～Ｓ１０９については、第１実施形態（図１４参照）と同様であるから、説明を省略する。
ステップＳ１０１において同期整流動作を実行しておらず、前記した力率改善動作を実行している場合において（Ｓ１０１：Ｎｏ）、現時点での交流電源電圧ｖｓが負であるとき（Ｓ１０７：Ｎｏ）、制御部１５の処理はステップＳ２０１に進む。
<Processing executed by the control unit>
FIG. 16 is a flowchart showing the process executed by the
When the synchronous rectification operation is not executed in step S101 and the power factor improvement operation is executed (S101: No), when the current AC power supply voltage vs is negative (S107: No), The processing of the
ステップＳ２０１において制御部１５は、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ３に流れている電流（図１５の破線矢印で示す短絡電流ｉｓｐ）の検出値Ｉ３を読み込む。
In step S201, the
ステップＳ２０２において制御部１５は、ステップＳ２０１で読み込んだ検出値Ｉ３が所定閾値ＩＣ以上であるか否かを判定する。この所定閾値ＩＣは、制御部１５が誤動作しているか否かの判定基準となる閾値である。
In step S202, the
例えば、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルで力率改善動作を行う場合において、本来ならばスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３がオンされるべきところを（図５（ｃ）、（ｅ）参照）、誤ってスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオンされると、図１５の破線矢印で示す経路に短絡電流ｉｓｐが流れる。この短絡電流ｉｓｐが流れているか否か（つまり、制御部１５が誤動作しているか否か）を判定するために、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ３が設けられている。
For example, when the AC power supply voltage vs performs the power factor improvement operation in the negative half cycle, the switching elements Q1 and Q3 should be turned on (see FIGS. 5(c) and 5(e)). When the switching elements Q2 and Q4 are turned on, the short-circuit current isp flows through the path indicated by the dashed arrow in FIG. A shunt resistor SH_R3 is provided to determine whether or not the short-circuit current isp is flowing (that is, whether or not the
ステップＳ２０２において検出値Ｉ３が所定閾値ＩＣ以上である場合（Ｓ２０２：Ｙｅｓ）、制御部１５の処理はステップＳ２０３に進む。一方、検出値Ｉ３が所定閾値ＩＣ未満である場合（Ｓ２０２：Ｎｏ）、制御部１５の処理は「ＳＴＡＲＴ」に戻る（ＲＥＴＵＲＮ）。
ステップＳ２０３において制御部１５は、誤動作が生じていると判定する。つまり、制御部は、自身によるスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン・オフに誤りがあると判定する。
If the detected value I3 is equal to or greater than the predetermined threshold IC in step S202 (S202: Yes), the process of the
In step S203, the
ステップＳ２０４において制御部１５は、保護制御を実行する。例えば、制御部１５は、負荷Ｈへの出力電流を減少させるか、又は、負荷Ｈを停止させる。これによって、誤ったスイッチングが継続されることを防止し、電力変換装置１や負荷Ｈを保護できる。
ステップＳ２０４の処理を行った後、制御部１５の処理は「ＳＴＡＲＴ」に戻る（ＲＥＴＵＲＮ）。
In step S204, the
After performing the process of step S204, the process of the
＜効果＞
本実施形態によれば、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ３に流れている電流の検出値Ｉ３に基づき、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン・オフに誤動作が生じていると判定された場合には（Ｓ２０２：Ｙｅｓ、Ｓ２０３）、保護制御が実行される（Ｓ２０４）。これによって、誤ったスイッチングが継続されることを防止できるため、第１実施形態よりも電力変換装置１Ａの信頼性を第１実施形態よりもさらに高めることができる。
<effect>
According to the present embodiment, when it is determined that there is a malfunction in turning on/off the switching elements Q1 to Q4 based on the detected value I3 of the current flowing through the shunt resistor SH_R3 (S202: Yes, S203 ), protection control is executed (S204). As a result, continuation of erroneous switching can be prevented, so that the reliability of the
≪第３実施形態≫
第３実施形態は、力率改善動作を行っている場合において、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルのときに流れる短絡電流ｉｓｐを検出する短絡電流検出部３１（図１７参照）を設けている点が、第２実施形態とは異なっている。なお、その他については第２実施形態と同様である。したがって、第２実施形態とは異なる部分について説明し、重複する部分については説明を省略する。
<<Third Embodiment>>
The third embodiment is provided with a short-circuit current detector 31 (see FIG. 17) that detects the short-circuit current isp that flows when the AC power supply voltage vs is in the negative half cycle when the power factor improving operation is performed. The point is different from the second embodiment. In addition, it is the same as that of 2nd Embodiment about others. Therefore, the parts different from the second embodiment will be explained, and the explanation of overlapping parts will be omitted.
＜電力変換装置の構成＞
図１７は、第３実施形態に係る電力変換装置１Ｂの構成図である。
図１７に示すように、電力変換装置１Ｂは、第２実施形態で説明した構成（図１５参照）に加えて、短絡電流検出部３１（第４電流検出部）を備えている。この短絡電流検出部３１は、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルの期間において、平滑コンデンサＣ１を介さずに、平滑コンデンサＣ１の正極側に接続されたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３、及びリアクトルＬ１を介して流れる短絡電流ｉｓｐを検出する機能を有している。
<Configuration of power converter>
FIG. 17 is a configuration diagram of a
As shown in FIG. 17, the
図１７に示すように、短絡電流検出部３１は、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ４，ＳＨ_Ｒ５と、発光ダイオードＤ６と、ダイオードＤ７と、フォトトランジスタＱ５と、を備えている。
シャント抵抗ＳＨ_Ｒ５は、配線ｈｃに設けられ、その一端がスイッチング素子Ｑ１のドレインに接続され、他端がスイッチング素子Ｑ３のドレインに接続されている。
As shown in FIG. 17, the short circuit
The shunt resistor SH_R5 is provided on the wiring hc, one end of which is connected to the drain of the switching element Q1, and the other end of which is connected to the drain of the switching element Q3.
互いに直列接続されたシャント抵抗ＳＨ_Ｒ４及び発光ダイオードＤ６は、図１７に示すように、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ５に並列接続されている。そして、破線矢印で示すように、スイッチング素子Ｑ３、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ４、発光ダイオードＤ５、及びスイッチング素子Ｑ１を順次に介して短絡電流ｉｓｐが流れると、それに伴って発光ダイオードＤ６が発光するようになっている。なお、発光ダイオードＤ６には、保護用のダイオードＤ７が逆並列に接続されている。
フォトトランジスタＱ５は、発光ダイオードＤ６から受光した光を電気信号に変換し、この電気信号をコンバータ制御部１５ｄに出力する素子である。
The shunt resistor SH_R4 and the light emitting diode D6, which are connected in series with each other, are connected in parallel to the shunt resistor SH_R5 as shown in FIG. As indicated by the dashed arrow, when the short-circuit current isp sequentially flows through the switching element Q3, the shunt resistor SH_R4, the light emitting diode D5, and the switching element Q1, the light emitting diode D6 emits light accordingly. there is A protection diode D7 is connected in antiparallel to the light emitting diode D6.
The phototransistor Q5 is an element that converts the light received from the light emitting diode D6 into an electric signal and outputs this electric signal to the
＜制御部が実行する処理＞
図１８Ａ，図１８Ｂは、電力変換装置１Ｂの制御部１５が実行する処理を示すフローチャートである（適宜、図１７を参照）。
なお、図１８Ａ，図１８Ｂに示すステップＳ１０１～Ｓ１０９については第１実施形態（図１４参照）と同様であり、ステップＳ２０１～Ｓ２０４については第２実施形態（図１６参照）と同様であるから、説明を省略する。
<Processing executed by the control unit>
18A and 18B are flowcharts showing the processing executed by the
Note that steps S101 to S109 shown in FIGS. 18A and 18B are the same as in the first embodiment (see FIG. 14), and steps S201 to S204 are the same as in the second embodiment (see FIG. 16). Description is omitted.
図１８ＡのステップＳ１０１において同期整流動作を実行しておらず、前記した力率改善動作を実行している場合において（Ｓ１０１：Ｎｏ）、交流電源電圧ｖｓの極性が負である場合（Ｓ２０１：Ｎｏ）、制御部１５の処理は、図１８ＢのステップＳ３０１に進む。
When the synchronous rectification operation is not performed in step S101 of FIG. 18A and the power factor improvement operation described above is performed (S101: No), the polarity of the AC power supply voltage vs is negative (S201: No ), the process of the
ステップＳ３０１において制御部１５は、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ４に流れている電流（図１７の破線矢印で示す短絡電流ｉｓｐ）の検出値Ｉ４を読み込む。
ステップＳ３０２において制御部１５は、ステップＳ３０１で読み込んだ検出値Ｉ４が所定閾値ＩＤ以上であるか否かを判定する。この所定閾値ＩＤは、短絡電流ｉｓｐが過大であるか否かの判定基準となる閾値である。
In step S301, the
At step S302, the
ステップＳ３０２において検出値Ｉ４が所定閾値ＩＤ以上である場合（Ｓ３０２：Ｙｅｓ）、制御部１５の処理はステップＳ３０３に進む。
ステップＳ３０３において制御部１５は、ブリッジ回路１０に過電流が流れていると判定する。つまり、制御部１５は、交流電源電圧ｖｓの負の半サイクルにおいて、リアクトルＬ１を介した短絡経路（図７の破線矢印を参照）に過大な短絡電流ｉｓｐが流れていると判定する。
If the detected value I4 is equal to or greater than the predetermined threshold ID in step S302 (S302: Yes), the process of the
In step S<b>303 , the
ステップＳ３０４において制御部１５は、保護制御を実行する。例えば、制御部１５は、負荷Ｈへの出力電流を減少させるか、又は、負荷Ｈを停止させる。これによって、ブリッジ回路１０に過電流が流れることを防止できる。つまり、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルの期間での力率改善動作中に過電流が流れたときには、ステップＳ３０１～Ｓ３０４の処理によって、その瞬間に（つまり、同期整流動作に切り替わるよりも早く）保護制御を開始できる。したがって、早いタイミングで過電流を抑えることができるため、電力変換装置１の信頼性を高めることができる。
In step S304, the
ちなみに、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルの期間での力率改善動作中に過電流が流れたか否かは、第１実施形態で説明したように、ステップＳ１０９（図１８Ａ参照）の処理で判定される。 Incidentally, as described in the first embodiment, whether or not an overcurrent has flowed during the positive half cycle period of the AC power supply voltage vs is determined by the processing of step S109 (see FIG. 18A). be judged.
ステップＳ３０４の処理を行った後、制御部１５の処理は、図１８Ａの「ＳＴＡＲＴ」に戻る（図１８Ａの「ＲＥＴＵＲＮ」）。また、図１８ＢのステップＳ３０２において検出値Ｉ４が所定閾値ＩＤ未満である場合（Ｓ３０２：Ｎｏ）、制御部１５の処理はステップＳ２０１に進む。なお、ステップＳ２０１～Ｓ２０１の処理は、第２実施形態で説明したとおりである。
After performing the process of step S304, the process of the
＜効果＞
本実施形態によれば、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルの期間での力率改善動作中に過電流が流れたときには（Ｓ３０２：Ｙｅｓ、Ｓ３０３）、次の同期整流動作に切り替わる前に保護制御を開始できる（Ｓ３０４）。これによって、電力変換装置１Ｂの信頼性を第２実施形態よりもさらに高めることができる。
<effect>
According to this embodiment, when an overcurrent flows during the power factor improvement operation in the negative half cycle period of the AC power supply voltage vs (S302: Yes, S303), protection is provided before switching to the next synchronous rectification operation. Control can start (S304). Thereby, the reliability of the
≪第４実施形態≫
第４実施形態は、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１を流れる電流の検出値に基づいて、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン・オフに誤りがあるか否かを判定する点が第１実施形態とは異なっている。なお、その他については第１実施形態と同様である。したがって、第１実施形態とは異なる部分について説明し、重複する部分については説明を省略する。
<<Fourth Embodiment>>
The fourth embodiment differs from the first embodiment in that it is determined whether there is an error in turning on/off the switching elements Q1 to Q4 based on the detected value of the current flowing through the shunt resistor SH_R1. Others are the same as those of the first embodiment. Therefore, the portions different from the first embodiment will be described, and the description of the overlapping portions will be omitted.
図１９（ａ）は、第４実施形態に係る電力変換装置１Ｃにおいて、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルのときの誤動作によって短絡電流ｉｓｃが流れている状態を示す説明図である。
電力変換装置１Ｃは、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１を用いて、平滑コンデンサＣ１の負極から接続点Ｎ４に向かう電流を検出するとともに、これとは逆向きの電流も検出できるようになっている。第１実施形態（図１参照）で説明した構成に、前記した逆向きの電流を検出するための増幅回路（図示せず）が追加することで、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１を介した双方向の電流検出が可能になる。
FIG. 19(a) is an explanatory diagram showing a state in which a short-circuit current isc is flowing due to a malfunction in the
The
例えば、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルの期間での力率改善動作中に、誤ってスイッチング素子Ｑ１がオン状態になると、図１９（ａ）に示す短絡電流ｉｓｃが流れる。このような短絡電流ｉｓｃがシャント抵抗ＳＨ_Ｒ１に流れた場合、制御部１５は、負荷Ｈへの出力電流を減少させるか、又は、負荷Ｈを停止させる保護制御を行う。これによって、誤ったスイッチングが継続されることを防止できる。
For example, if the switching element Q1 is erroneously turned on during the power factor improvement operation during the positive half cycle period of the AC power supply voltage vs, the short-circuit current isc shown in FIG. 19(a) flows. When such a short-circuit current isc flows through the shunt resistor SH_R1, the
図１９（ｂ）は、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルのときの誤動作によって短絡電流ｉｓｃが流れている状態を示す説明図である。
例えば、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルで力率改善動作中に、誤ってスイッチング素子Ｑ１がオン状態になると、図１９（ｂ）に示す短絡電流ｉｓｃが流れる。このような場合でも、前記した保護制御を行うことで、誤ったスイッチングが継続されることを防止できる。
FIG. 19(b) is an explanatory diagram showing a state in which a short-circuit current isc is flowing due to a malfunction when the AC power supply voltage vs is in the negative half cycle.
For example, if the switching element Q1 is erroneously turned on while the AC power supply voltage vs is in the negative half cycle and the power factor is being improved, the short-circuit current isc shown in FIG. 19(b) flows. Even in such a case, the continuation of erroneous switching can be prevented by performing the protection control described above.
≪第５実施形態≫
第５実施形態は、電流検出部１１の検出値Ｉと所定の閾値ＩＥ，ＩＦとの大小を比較し、その比較結果に基づいて制御モードを切り替える点が、第１実施形態とは異なっている。また、第５実施形態では、電力変換装置１の負荷Ｈが、空気調和機Ｗ（図２１参照）の圧縮機４１のモータ４１ａである点が、第１実施形態とは異なっている。なお、その他の構成（図１に示す電力変換装置１の構成や、各制御モードの内容）については、第１実施形態と同様である。したがって、第１実施形態と異なる部分について説明し、重複する部分については説明を省略する。
<<Fifth Embodiment>>
The fifth embodiment differs from the first embodiment in that the detection value I of the
＜空気調和機の構成＞
図２０は、第５実施形態に係る空気調和機Ｗが備える室内機Ｕ１、室外機Ｕ２、及びリモコンＲｅの正面図である。
空気調和機Ｗは、冷媒回路４（図２１参照）において周知のヒートポンプサイクルで冷媒を循環させることによって、空調（冷房運転、暖房運転、除湿運転等）を行う機器である。図２０に示すように、空気調和機Ｗは、室内機Ｕ１と、室外機Ｕ２と、リモコンＲｅと、を備えている。
<Configuration of air conditioner>
FIG. 20 is a front view of the indoor unit U1, the outdoor unit U2, and the remote controller Re included in the air conditioner W according to the fifth embodiment.
The air conditioner W is a device that performs air conditioning (cooling operation, heating operation, dehumidifying operation, etc.) by circulating a refrigerant in a well-known heat pump cycle in a refrigerant circuit 4 (see FIG. 21). As shown in FIG. 20, the air conditioner W includes an indoor unit U1, an outdoor unit U2, and a remote controller Re.
室内機Ｕ１は、次に説明する室内熱交換器４４（図２１参照）、室内ファンＦ２等を備えている。
室外機Ｕ２は、次に説明する圧縮機４１（図２１参照）、室外熱交換器４２、膨張弁４３、室外ファンＦ１等を備えている。
なお、室内機Ｕ１と室外機Ｕ２とは、冷媒が通流する配管ｋを介して接続されるとともに、図示はしないが、通信線を介して接続されている。
リモコンＲｅは、室内機Ｕ１との間で所定の信号（運転／停止指令、設定温度の変更、タイマの設定、運転モードの変更等）を送受信するものである。
The indoor unit U1 includes an indoor heat exchanger 44 (see FIG. 21), an indoor fan F2, and the like, which will be described below.
The outdoor unit U2 includes a compressor 41 (see FIG. 21), an
The indoor unit U1 and the outdoor unit U2 are connected via a pipe k through which a refrigerant flows, and are also connected via a communication line (not shown).
The remote controller Re transmits and receives predetermined signals (start/stop commands, temperature setting changes, timer settings, operation mode changes, etc.) to and from the indoor unit U1.
図２１は、空気調和機Ｗの構成図である。
図２１に示すように、空気調和機Ｗは、電力変換装置１と、インバータ２と、冷媒回路４と、を備えている。なお、電力変換装置１の構成については、第１実施形態（図１参照）で説明したとおりである。
FIG. 21 is a configuration diagram of the air conditioner W. As shown in FIG.
As shown in FIG. 21, the air conditioner W includes a
インバータ２は、電力変換装置１から印加される直流電圧を、例えば、ＰＷＭ制御（Pulse Width Modulation）に基づいて交流電圧に変換する電力変換器である。
冷媒回路４は、圧縮機４１と、室外熱交換器４２と、膨張弁４３と、室内熱交換器４４と、が配管ｋを介して環状に順次接続された構成になっている。
The
The refrigerant circuit 4 has a configuration in which a
圧縮機４１は、モータ４１ａの駆動によって冷媒を圧縮する機器である。なお、モータ４１ａは、インバータ２から印加される交流電圧によって駆動する。
The
室外熱交換器４２は、室外ファンＦ１から送り込まれる室内空気と、冷媒と、の熱交換が行われる熱交換器である。
膨張弁４３は、室外熱交換器４２又は室内熱交換器４４から流れ込む冷媒を膨張させて減圧する減圧器である。
The
The
室内熱交換器４４は、室内ファンＦ２から送り込まれる室内空気と、冷媒と、の熱交換が行われる熱交換器である。
そして、圧縮機４１、室外熱交換器４２、膨張弁４３、及び室内熱交換器４４が配管ｋを介して環状に順次接続されてなる冷媒回路４においてヒートポンプサイクルで冷媒を循環させるようになっている。
The
Refrigerant is circulated in a heat pump cycle in a refrigerant circuit 4 in which a
なお、空気調和機Ｗは、冷房用であってもよいし、また、暖房用であってもよい。また、冷房時と暖房時とで冷媒の流れる向きを切り替える四方弁（図示せず）を設けてもよい。
次に、電力変換装置１が備える電流検出部１１（図１参照）の検出値（負荷）に基づいて、電力変換装置１の制御モードを切り替える処理について説明する。
The air conditioner W may be for cooling or for heating. A four-way valve (not shown) may be provided to switch the direction of refrigerant flow between cooling and heating.
Next, processing for switching the control mode of the
図２２は、負荷の大きさ、動作モード、及び機器の運転領域の関係を示す説明図である。
図２２に示す「中間運転領域」は、負荷（つまり、電流検出部１１の検出値：図１参照）が比較的小さい領域である。本実施形態では、負荷の大きさが閾値ＩＥ未満である場合に「同期整流制御」を行うことで、電力変換装置１の高効率化を図るようにしている。
FIG. 22 is an explanatory diagram showing the relationship between the magnitude of the load, the operation mode, and the operating range of the equipment.
The "intermediate operating region" shown in FIG. 22 is a region where the load (that is, the detected value of the current detector 11: see FIG. 1) is relatively small. In this embodiment, when the size of the load is less than the threshold value IE , "synchronous rectification control" is performed to improve the efficiency of the
図２２に示す「定格運転領域」は、前記した「中間運転領域」よりも負荷が大きく、圧縮機４１のモータ４１ａ（つまり、図１に示す負荷Ｈ）を定格運転できる領域である。本実施形態では、負荷の大きさが閾値ＩＥ以上かつ閾値ＩＦ未満である場合に「部分スイッチング制御」を行うことで、昇圧、力率の改善、及び高調波の抑制を行うようにしている。
The "rated operating range" shown in FIG. 22 is a range in which the load is larger than that of the "intermediate operating range" and the
図２２に示す「高負荷領域」は、負荷の大きさが比較的大きい領域である。例えば、外気温が非常に低いときに暖房運転を行う場合や、外気温が非常に高いときに冷房運転を行う場合の運転領域が「高負荷領域」に相当する。本実施形態では、負荷の大きさが閾値ＩＦ以上である場合に「高速スイッチング制御」を行うことで、昇圧、力率の改善、及び高調波の抑制を行うようにしている。なお、閾値ＩＥ，ＩＦの大きさは、事前の実験やシミュレーションに基づいて適宜設定される。 The "high load area" shown in FIG. 22 is an area where the magnitude of the load is relatively large. For example, the operating range in which the heating operation is performed when the outside air temperature is extremely low or the cooling operation is performed when the outside air temperature is extremely high corresponds to the "high load area". In this embodiment, when the magnitude of the load is equal to or greater than the threshold IF , "high-speed switching control" is performed to boost the voltage, improve the power factor, and suppress harmonics. Note that the magnitudes of the thresholds I E and I F are appropriately set based on prior experiments and simulations.
＜電力変換装置の動作＞
図２３は、電力変換装置１の制御部１５が実行する処理を示すフローチャートである（適宜、図１を参照）。なお、図２３の「ＳＴＡＲＴ」時において、モータ４１ａ（図２１参照）が駆動しているものとする。
ステップＳ４０１において制御部１５は、電流検出部１１の検出値Ｉ（負荷）を読み込む。
<Operation of power converter>
FIG. 23 is a flow chart showing processing executed by the
In step S<b>401 , the
ステップＳ４０２において制御部１５は、ステップＳ４０１で読み込んだ検出値Ｉが閾値ＩＥ（第１閾値）未満であるか否かを判定する。つまり、制御部１５は、電流の検出値Ｉが「中間運転領域」（図２２参照）に含まれるか否かを判定する。
In step S402, the
電流の検出値Ｉが閾値ＩＥ未満である場合（Ｓ４０２：Ｙｅｓ）、制御部１５の処理はステップＳ４０３に進む。
ステップＳ４０３において制御部１５は、同期整流制御を実行する。このように中間運転領域において同期整流制御を行うことで、第１実施形態で説明したように、電力変換を高効率で行うことができる。
If the current detection value I is less than the threshold IE (S402: Yes), the process of the
In step S403, the
また、ステップＳ４０２において電流の検出値Ｉが閾値ＩＥ以上である場合（Ｓ４０２：Ｎｏ）、制御部１５の処理はステップＳ４０４に進む。
ステップＳ４０４において制御部１５は、電流検出部１１の検出値Ｉが閾値ＩＦ（第２閾値）未満であるか否かを判定する。つまり、制御部１５は、電流の検出値Ｉが「定格運転領域」（図２２参照）に含まれるか否かを判定する。ちなみに、前記した閾値ＩＦは、閾値ＩＥよりも大きな値である（図２２参照）。
If the current detection value I is equal to or greater than the threshold value IE in step S402 (S402: No), the process of the
In step S404, the
電流の検出値Ｉが閾値ＩＦ未満である場合（Ｓ４０４：Ｙｅｓ）、制御部１５の処理はステップＳ４０５に進む。
ステップＳ４０５において制御部１５は、部分スイッチング制御を実行する。このように定格運転領域において部分スイッチング制御を行うことで、第１実施形態で説明したように、昇圧、力率の改善、及び高調波の抑制を行うことができる。
If the current detection value I is less than the threshold value IF (S404: Yes), the process of the
In step S405, the
また、ステップＳ４０４において電流検出部１１の検出値Ｉが閾値ＩＦ以上である場合（Ｓ４０４：Ｎｏ）、制御部１５の処理はステップＳ４０６に進む。
ステップＳ４０６において制御部１５は、高速スイッチング制御を実行する。これによって、高負荷運転領域で大きな回路電流ｉｓが流れたとしても、力率を改善できるとともに、高調波を抑制できる。
ステップＳ４０３，Ｓ４０５，Ｓ４０６のいずれかの処理を行った後、制御部１５の処理は「ＳＴＡＲＴ」に戻る（ＲＥＴＵＲＮ）。
Further, when the detection value I of the
In step S406, the
After performing any one of steps S403, S405 and S406, the process of the
なお、電流の検出値Ｉが非常に小さい場合に、第１実施形態で説明したダイオード整流制御（図２，３参照）を行うようにしてもよい。 When the current detection value I is very small, the diode rectification control (see FIGS. 2 and 3) described in the first embodiment may be performed.
＜効果＞
本実施形態によれば、負荷の大きさに応じて制御モードを切り替えることで、電力変換装置１の高効率化を図るとともに、高調波を抑制できる。このような電力変換装置１を備えることで、エネルギ効率（つまり、ＡＰＦ：Annual Performance Factor）が高く、省エネ化を図った空気調和機Ｗを提供できる。
<effect>
According to this embodiment, by switching the control mode according to the magnitude of the load, it is possible to improve the efficiency of the
≪変形例≫
以上、本発明に係る電力変換装置１等について各実施形態により説明したが、本発明はこれらの記載に限定されるものではなく、種々の変更を行うことができる。
<<Modification>>
Although the
≪第１の変形例≫
図２４は、第１の変形例に係る電力変換装置１Ｄの構成図である。
図２４に示す電力変換装置１Ｄは、第１実施形態で説明した電力変換装置１（図１参照）にリアクトルＬ２を追加した構成になっている。リアクトルＬ２は、接続点Ｎ２と交流電源Ｇとを接続する配線ｈｂに設けられている。このようにリアクトルＬ２を設けることで、第１実施形態で説明した「力率改善動作」に伴うノイズを低減できる。
<<First Modification>>
FIG. 24 is a configuration diagram of a
A
≪第２の変形例≫
図２５は、第２の変形例に係る電力変換装置１Ｅの構成図である。
図２５に示す電力変換装置１Ｅは、接続点Ｎ１を介してリアクトルＬ１に接続されるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２として、ＭＯＳＦＥＴではなく、ＩＧＢＴ（Insulated-Gate-Bipolar-Transistor）を用いている点が、第１実施形態（図１参照）とは異なっている。このようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２としてＩＧＢＴを用いても、第１実施形態と同様の効果が奏される。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２として、ＦＲＤ（Fast-Recovery-Diode）を用いてもよい。
<<Second modification>>
FIG. 25 is a configuration diagram of a
The
その他、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４として、オン抵抗の小さいスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴ（ＳＪＭＯＳＦＥＴ）を用いてもよい。特に、逆回復時間（time of reverse recovery：ｔｒｒ）が比較的短い高速ｔｒｒタイプのものを用いることが好ましい。前記した「逆回復時間」とは、逆回復電流が流れる時間であり、「逆回復電流」とは、寄生ダイオードＤ１～Ｄ４に印加される電圧が順方向電圧から逆方向電圧に切り替わった瞬間に流れる電流である。例えば、逆回復時間が３００ｎｓｅｃ以下のＳＪＭＯＳＦＥＴをスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４として用いることで損失を低減し、さらなる高効率化を図ることができる。
また、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４として、オン抵抗が０．１Ω以下のものを用いることが好ましい。これによって、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４における導通損失を低減できる。
In addition, super junction MOSFETs (SJMOSFETs) with low on-resistance may be used as the switching elements Q1 to Q4. In particular, it is preferable to use a high-speed trr type having a relatively short time of reverse recovery (trr). The "reverse recovery time" mentioned above is the time during which the reverse recovery current flows, and the "reverse recovery current" is the moment when the voltage applied to the parasitic diodes D1 to D4 switches from the forward voltage to the reverse voltage. is the current that flows. For example, by using SJMOSFETs with a reverse recovery time of 300 nsec or less as the switching elements Q1 to Q4, loss can be reduced and efficiency can be further improved.
Moreover, it is preferable to use switching elements Q1 to Q4 having an on-resistance of 0.1Ω or less. As a result, conduction loss in switching elements Q1-Q4 can be reduced.
また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の逆回復時間は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４よりも短いことが好ましい。前記したように、同期整流制御、部分スイッチング制御、高速スイッチングでは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフが、交流電源電圧ｖｓの半サイクルごとに所定回数行われる。したがって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２として逆回復時間の短いものを用いることで、逆回復電流が流れる時間が短くなるため、スイッチング損失を低減できる。ちなみに、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４については、オン・オフする頻度がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に比べて少ないため、逆回復時間が比較的長い安価な素子を用いても効率にそれほど影響はない。 Also, the reverse recovery time of the switching elements Q1, Q2 is preferably shorter than that of the switching elements Q3, Q4. As described above, in synchronous rectification control, partial switching control, and high-speed switching, the switching elements Q1 and Q2 are turned on and off a predetermined number of times per half cycle of the AC power supply voltage vs. Therefore, by using the switching elements Q1 and Q2 having a short reverse recovery time, the time during which the reverse recovery current flows is shortened, so that the switching loss can be reduced. Incidentally, since the switching elements Q3 and Q4 are turned on and off less frequently than the switching elements Q1 and Q2, the efficiency is not so affected even if an inexpensive element having a relatively long reverse recovery time is used.
また、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４として、例えば、ＳｉＣ（Silicon Carbide）－ＭＯＳＦＥＴやＧａＮ（Gallium nitride）を用いてもよい。これによって、電力変換装置１のエネルギ損失をさらに低減し、高効率化を図ることができる。
Also, for example, SiC (Silicon Carbide)-MOSFET or GaN (Gallium nitride) may be used as the switching elements Q1 to Q4. As a result, the energy loss of the
≪第３の変形例≫
図２６は、第３の変形例に係る電力変換装置において、同期整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図２６に示す変形例では、同期整流制御においてスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４（図２６（ｄ）、（ｆ）参照）をオン状態にする期間が、第１実施形態（図４（ｄ）、（ｆ）参照）よりも短くなっている。例えば、図２６に示す変形例では、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルでは、その一部の区間（回路電流ｉｓが流れている期間の一部）でスイッチング素子Ｑ４をオン状態にしている。なお、正の回路電流ｉｓが流れている期間の一部でスイッチング素子Ｑ４がオフ状態であっても、寄生ダイオードＤ４を介して電流が流れるため、同期整流制御に支障が生じることはない。
<<Third modification>>
FIG. 26 is an explanatory diagram showing temporal changes in the AC power supply voltage vs, the circuit current is, and the drive pulses for the switching elements Q1 to Q4 in synchronous rectification control in the power converter according to the third modification.
In the modification shown in FIG. 26, the period in which the switching elements Q2 and Q4 (see FIGS. 26(d) and (f)) are turned on in the synchronous rectification control is the same as that of the first embodiment (FIGS. 4(d) and (f)). ) is shorter than ). For example, in the modification shown in FIG. 26, the switching element Q4 is turned on in a part of the period (a part of the period during which the circuit current is flows) in the positive half cycle of the AC power supply voltage vs. Note that even if the switching element Q4 is in an off state during a part of the period in which the positive circuit current is is flowing, the current flows through the parasitic diode D4, so that the synchronous rectification control is not hindered.
≪第４の変形例≫
図２７は、第４の変形例に係る電力変換装置において、同期整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図２７に示す変形例では、同期整流制御においてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３（図２７（ｃ）、（ｅ）参照）をオン状態にする期間が、第１実施形態（図４（ｃ）、（ｅ）参照）よりも短くなっている。このようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３を制御しても、同期整流制御を適切に行うことができる。
<<Fourth Modification>>
FIG. 27 is an explanatory diagram showing temporal changes in the AC power supply voltage vs, the circuit current is, and the drive pulses for the switching elements Q1 to Q4 in synchronous rectification control in the power converter according to the fourth modification.
In the modification shown in FIG. 27, the period in which the switching elements Q1 and Q3 (see FIGS. 27(c) and (e)) are turned on in synchronous rectification control is the same as that of the first embodiment (FIGS. 4(c) and (e)). ) is shorter than ). Even if the switching elements Q1 and Q3 are controlled in this manner, synchronous rectification control can be appropriately performed.
なお、同期整流制御において、交流電源電圧ｖｓの極性に同期させてスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオン・オフする処理に代えて、回路電流ｉｓが流れているか否かに応じてスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオン・オフするようにしてもよい。 In the synchronous rectification control, instead of turning on/off the switching elements Q3 and Q4 in synchronization with the polarity of the AC power supply voltage vs. It may be turned on/off.
≪第５の変形例≫
図２８は、第５の変形例に係る電力変換装置において、部分スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ・短絡電流ｉｓｐ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図２８に示す変形例では、部分スイッチング制御においてスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４（図２８（ｅ）、（ｆ）参照）をオン状態にする期間が、第１実施形態（図６（ｅ）、（ｆ）参照）よりも短くなっている。例えば、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルでは、回路電流ｉｓが流れている期間の一部でスイッチング素子Ｑ４をオン状態にしている。このようにスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を制御しても、部分スイッチング制御を適切に行うことができる。
<<Fifth Modification>>
FIG. 28 is an explanatory diagram showing temporal changes in the AC power supply voltage vs, the circuit current is, the short-circuit current isp, and the drive pulses for the switching elements Q1 to Q4 in the partial switching control in the power converter according to the fifth modification. is.
In the modification shown in FIG. 28, the period during which the switching elements Q3 and Q4 (see FIGS. 28(e) and (f)) are turned on in the partial switching control is the same as that of the first embodiment (FIGS. 6(e) and (f)). ) is shorter than ). For example, in a half cycle in which the AC power supply voltage vs is positive, the switching element Q4 is turned on during part of the period during which the circuit current is is flowing. By controlling the switching elements Q3 and Q4 in this manner, partial switching control can be performed appropriately.
≪第６の変形例≫
図２９は、第６の変形例に係る電力変換装置において、部分スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ・短絡電流ｉｓｐ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図２９に示す変形例では、部分スイッチング制御においてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２（図２９（ｃ）、（ｄ）参照）をオン状態にする期間が、第１実施形態（図６（ｃ）、（ｄ）参照）よりも短くなっている。例えば、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルでは、回路電流が流れている期間の一部でスイッチング素子Ｑ１をオン状態にしている。このようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御しても、部分スイッチング制御を適切に行うことができる。
<<Sixth modification>>
FIG. 29 is an explanatory diagram showing temporal changes in the AC power supply voltage vs, the circuit current is, the short-circuit current isp, and the drive pulses for the switching elements Q1 to Q4 in the partial switching control in the power converter according to the sixth modification. is.
In the modification shown in FIG. 29, the period in which the switching elements Q1 and Q2 (see FIGS. 29(c) and (d)) are turned on in the partial switching control is the same as that of the first embodiment (FIGS. 6(c) and (d)). ) is shorter than ). For example, in a half cycle in which the AC power supply voltage vs is positive, the switching element Q1 is turned on during part of the period in which the circuit current flows. Even if the switching elements Q1 and Q2 are controlled in this manner, partial switching control can be performed appropriately.
≪第７の変形例≫
図３０は、第７の変形例に係る電力変換装置において、同期整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図３０に示す変形例は、同期整流制御の実行中、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３（図３０（ｃ）、（ｅ）参照）がオフ状態で維持されている点が、第１実施形態（図４（ｃ）、（ｅ）参照）とは異なっている。例えば、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルにおいてスイッチング素子Ｑ１がオフ状態で維持されても、寄生ダイオードＤ１を介して回路電流ｉｓが流れるため、同期整流制御に支障が生じることはない。
<<Seventh Modification>>
FIG. 30 is an explanatory diagram showing temporal changes in the AC power supply voltage vs, the circuit current is, and the drive pulses for the switching elements Q1 to Q4 in synchronous rectification control in the power converter according to the seventh modification.
The modification shown in FIG. 30 differs from the first embodiment (FIG. 4) in that the switching elements Q1 and Q3 (see FIGS. (c), (e) reference) is different. For example, even if the switching element Q1 is maintained in the OFF state during the positive half cycle of the AC power supply voltage vs, the circuit current is flows through the parasitic diode D1, so that the synchronous rectification control is not hindered.
≪第８の変形例≫
図３１は、第８の変形例に係る電力変換装置において、同期整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図３１に示す変形例は、同期整流制御の実行中、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４はオフ状態で維持され（図３１（ｄ）、（ｆ）参照）、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３は交流電源電圧ｖｓに同期してオン・オフされている点が（図３１（ｃ）、（ｅ）参照）、第１実施形態（図４（ｃ）～（ｆ）参照）とは異なっている。このようにスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を制御しても、同期整流制御を適切に行うことができる。
<<Eighth modification>>
FIG. 31 is an explanatory diagram showing temporal changes in the AC power supply voltage vs, the circuit current is, and the drive pulses for the switching elements Q1 to Q4 in synchronous rectification control in the power converter according to the eighth modification.
In the modification shown in FIG. 31, the switching elements Q2 and Q4 are maintained in the OFF state during execution of synchronous rectification control (see FIGS. It differs from the first embodiment (see FIGS. 4C to 4F) in that they are turned on and off synchronously (see FIGS. 31C and 31E). Even if the switching elements Q1 to Q4 are controlled in this manner, synchronous rectification control can be performed appropriately.
なお、同期整流制御において、ブリッジ回路１０に回路電流ｉｓが流れている期間のうち、交流電源電圧ｖｓの絶対値｜ｖｓ｜が平滑コンデンサＣ１の電圧（直流電圧Ｖｄ）よりも小さい期間では、この平滑コンデンサＣ１の正極に接続されているスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３をオフ状態にしてもよい。これによって、ブリッジ回路１０を介して逆流電流が流れることを防止できる。
In the synchronous rectification control, during the period in which the circuit current is is flowing through the
また、スイッチング制御（部分スイッチング制御、高速スイッチング制御）を行う場合において、リアクトルＬ１を介して短絡電流ｉｓｐが流れる短絡経路（例えば、図７の破線矢印を参照）に含まれるスイッチング素子のうち、リアクトルＬ１に接続されているスイッチング素子を、交流電源電圧ｖｓの絶対値｜ｖｓ｜が平滑コンデンサＣ１の電圧よりも小さい期間ではオフ状態にするようにしてもよい。これによって、ブリッジ回路１０に逆流電流が流れることを防止できる。
Further, when performing switching control (partial switching control, high-speed switching control), the reactor The switching element connected to L1 may be turned off during a period in which the absolute value |vs| of the AC power supply voltage vs is smaller than the voltage of the smoothing capacitor C1. Thereby, it is possible to prevent a reverse current from flowing through the
≪第９の変形例≫
図３２は、第９の変形例に係る電力変換装置において、部分スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ・短絡電流ｉｓｐ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図３２に示す変形例は、部分スイッチング制御において、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルではスイッチング素子Ｑ１がオフ状態で維持され（図３２（ｃ）参照）、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルではスイッチング素子Ｑ２がオフ状態で維持される点が（図３２（ｄ）参照）、第１実施形態（図６（ｃ）、（ｄ）参照）とは異なっている。このようにしても、例えば、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルでは寄生ダイオードＤ１を介して回路電流ｉｓが流れるため、部分スイッチング制御を適切に行うことができる。
<<Ninth Modification>>
FIG. 32 is an explanatory diagram showing temporal changes in the AC power supply voltage vs, the circuit current is, the short-circuit current isp, and the driving pulses for the switching elements Q1 to Q4 in the partial switching control in the power converter according to the ninth modification. is.
In the modification shown in FIG. 32, in the partial switching control, the switching element Q1 is maintained in the OFF state in the positive half cycle of the AC power supply voltage vs (see FIG. 32(c)), and in the negative half cycle of the AC power supply voltage vs. In this embodiment, the switching element Q2 is kept off (see FIG. 32(d)), which is different from the first embodiment (see FIGS. 6(c) and 6(d)). Even in this way, for example, in the positive half cycle of the AC power supply voltage vs, the circuit current is flows through the parasitic diode D1, so partial switching control can be appropriately performed.
≪第１０の変形例≫
図３３は、第１０の変形例に係る電力変換装置において、高速スイッチング整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ・短絡電流ｉｓｐ、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図３３に示す変形例は、高速スイッチング制御において、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルではスイッチング素子Ｑ１がオフ状態で維持され（図３３（ｃ）参照）、交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルではスイッチング素子Ｑ２がオフ状態で維持される点が（図３３（ｄ）参照）、第１実施形態（図９（ｃ）、（ｄ）参照）とは異なっている。このようにしても、高速スイッチング制御を適切に行うことができる。
<<Tenth Modification>>
FIG. 33 is an explanation showing temporal changes in the AC power supply voltage vs, the circuit current is, the short-circuit current isp, and the driving pulses of the switching elements Q1 to Q4 in the high-speed switching rectification control in the power conversion device according to the tenth modification. It is a diagram.
In the modification shown in FIG. 33, in high-speed switching control, the switching element Q1 is maintained in the OFF state in the positive half cycle of the AC power supply voltage vs (see FIG. 33(c)), and in the negative half cycle of the AC power supply voltage vs. This differs from the first embodiment (see FIGS. 9C and 9D) in that the switching element Q2 is maintained in the OFF state (see FIG. 33D). Even in this manner, high-speed switching control can be performed appropriately.
その他、例えば、交流電源電圧ｖｓが正の極性の場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ４をオフ状態で維持し、スイッチング素子Ｑ２によって高速スイッチングを行うようにしてもよい（交流電源電圧ｖｓが負の極性の場合も同様）。このように制御しても、力率を改善できるとともに、高調波を抑制できる。 In addition, for example, when the AC power supply voltage vs has a positive polarity, the switching elements Q1, Q3, and Q4 may be maintained in an OFF state, and high-speed switching may be performed by the switching element Q2 (when the AC power supply voltage vs is negative). (same for polarity). Even with such control, the power factor can be improved and harmonics can be suppressed.
≪他の変形例≫
図３４は、他の変形例に係る電力変換装置の制御モードの切替えに関する説明図である。
図３４に示す「同期整流」は、同期整流モードを意味している。また、「同期整流＋部分ＳＷ」は、部分スイッチング制御に、前記した同期整流動作が含まれる（つまり、力率改善動作と同期整流動作とを交互に行う）ことを意味している。「同期整流＋高速ＳＷ」とは、高速スイッチング制御に同期整流動作が含まれることを意味している。
<<Other Modifications>>
FIG. 34 is an explanatory diagram regarding switching of the control mode of the power converter according to another modification.
"Synchronous rectification" shown in FIG. 34 means synchronous rectification mode. "Synchronous rectification + partial SW" means that partial switching control includes the above-described synchronous rectification operation (that is, the power factor improvement operation and the synchronous rectification operation are alternately performed). "Synchronous rectification + high-speed SW" means that synchronous rectification operation is included in high-speed switching control.
また、「ダイオード整流＋部分ＳＷ」とは、部分スイッチング制御にダイオード整流動作が含まれることを意味している。前記した「ダイオード整流動作」とは、寄生ダイオードＤ１等を介して回路電流ｉｓを流す動作である。つまり、「ダイオード整流＋部分ＳＷ」とは、力率改善動作とダイオード整流動作とを交互に行うことで、部分スイッチング制御を行うことを意味している。「ダイオード整流＋高速ＳＷ」とは、高速スイッチング制御にダイオード整流動作が含まれることを意味している。 Also, "diode rectification + partial SW" means that the partial switching control includes the diode rectification operation. The "diode rectification operation" mentioned above is an operation of causing the circuit current is to flow through the parasitic diode D1 and the like. In other words, "diode rectification + partial SW" means performing partial switching control by alternately performing the power factor improvement operation and the diode rectification operation. "Diode rectification + high-speed SW" means that diode rectification operation is included in high-speed switching control.
例えば、制御方法Ｘ１に示すように、負荷（例えば、電流検出部１１の検出値）が閾値ＩＥ以上である場合には、同期整流動作を含む部分スイッチング制御を行い、負荷が閾値ＩＥ未満である場合には、同期整流制御を行うようにしてもよい。 For example, as shown in the control method X1, when the load (for example, the value detected by the current detection unit 11) is equal to or higher than the threshold IE , partial switching control including synchronous rectification operation is performed so that the load is less than the threshold IE . , synchronous rectification control may be performed.
また、例えば、制御方法Ｘ２で示すように、負荷が閾値ＩＥ以上である場合には、同期整流動作を含む高速スイッチング制御を行い、負荷が閾値ＩＥ未満である場合には、同期整流制御を行うようにしてもよい。 Further, for example, as indicated by the control method X2, when the load is equal to or greater than the threshold IE , high-speed switching control including synchronous rectification operation is performed, and when the load is less than the threshold IE , synchronous rectification control is performed. may be performed.
図３４に示す制御方法Ｘ３は、第５実施形態で説明した制御方法（図２２、図２３参照）と同一である。
また、例えば、制御方法Ｘ４に示すように、負荷が閾値ＩＥ以上である場合には、ダイオード整流動作を含む部分スイッチング制御を行い、負荷が閾値ＩＥ未満である場合には、同期整流制御を行うようにしてもよい。このようにダイオード整流動作を行うことで、交流電源電圧ｖｓの半サイクルにおいて、オン状態にするスイッチング素子が１つで済むため、制御の簡略化を図ることができる。
The control method X3 shown in FIG. 34 is the same as the control method (see FIGS. 22 and 23) described in the fifth embodiment.
Further, for example, as shown in the control method X4, when the load is equal to or greater than the threshold IE , partial switching control including diode rectification operation is performed, and when the load is less than the threshold IE , synchronous rectification control is performed. may be performed. By performing the diode rectification operation in this manner, only one switching element is turned on in the half cycle of the AC power supply voltage vs, so control can be simplified.
図３４に示す他の制御方法Ｘ５～Ｘ８については説明を省略するが、効率・高調波の抑制・昇圧等を考慮して、制御方法を適宜設定すればよい。例えば、高効率化、高調波電流の抑制、及び昇圧が主目的である場合には、制御方法Ｘ１～Ｘ３のいずれかを選択すればよい。また、高効率化は主目的でなく、高調波電流の抑制及び昇圧が主目的である場合には、制御方法Ｘ４～Ｘ６を選択すればよい。 Description of the other control methods X5 to X8 shown in FIG. 34 is omitted, but the control method may be appropriately set in consideration of efficiency, suppression of harmonics, boosting, and the like. For example, if the main purpose is to improve efficiency, suppress harmonic current, and boost voltage, one of the control methods X1 to X3 may be selected. If the main purpose is not to increase the efficiency but to suppress and boost the harmonic current, the control methods X4 to X6 may be selected.
また、各実施形態では、電流検出部１１（図１参照）の検出値に基づいて制御モードを切り替える場合について説明したが、これに限らない。すなわち、配線ｈａ，ｈｂ（図１参照）に流れる電流と正の相関を有する「負荷」を、負荷検出部１４（図１参照）によって検出し、この「負荷」の大きさに基づいて制御モードを切り替えるようにしてもよい。例えば、直流電圧検出部１３の検出値（出力電圧）に基づいて、制御モードを切り替えるようにしてもよい。なお、負荷が大きくなるにつれて出力電圧も大きくなるため、複数の閾値によって分けられる負荷領域と出力電圧との関係は、図２２と同様になる。
Also, in each embodiment, the case where the control mode is switched based on the detection value of the current detection unit 11 (see FIG. 1) has been described, but the present invention is not limited to this. That is, the load detector 14 (see FIG. 1) detects a "load" having a positive correlation with the current flowing through the wirings ha and hb (see FIG. 1), and the control mode is determined based on the magnitude of this "load". may be switched. For example, the control mode may be switched based on the detection value (output voltage) of the DC
また、平滑コンデンサＣ１（図１参照）の出力側に接続されるインバータ２（図２１参照）の電流値や、このインバータ２に接続されるモータ４１ａ（図２１参照）の回転速度、モータ４１ａの変調率に基づいて、制御モードを切り替えるようにしてもよい。前記した「変調率」とは、インバータ２の直流電圧に対するモータ４１ａの印加電圧（線間電圧）の実効値の比である。なお、負荷が大きくなるにつれてインバータ２に流れる電流（モータ４１ａの回転速度、変調率）も大きくなる。したがって、複数の閾値によって分けられる負荷領域と、インバータ２に流れる電流（モータ４１ａの回転速度、変調率）との関係は、図２２と同様になる。
Also, the current value of the inverter 2 (see FIG. 21) connected to the output side of the smoothing capacitor C1 (see FIG. 1), the rotational speed of the
また、各実施形態では、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１（図１参照）によって回路電流ｉｓを検出する構成について説明したが、これに限らない。例えば、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１に代えて、高速の電流トランスを用いてもよい。 Also, in each embodiment, the configuration in which the circuit current is is detected by the shunt resistor SH_R1 (see FIG. 1) has been described, but the configuration is not limited to this. For example, a high-speed current transformer may be used instead of the shunt resistor SH_R1.
また、第１実施形態では、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１の抵抗値が、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２の抵抗値よりも大きい場合について説明し、第２実施形態では、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１の抵抗値が、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２，ＳＨ_Ｒ３の抵抗値よりも大きい場合について説明したが、抵抗値の大小関係はこれに限定されない。すなわち、電力変換装置１の使用条件等に応じて、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ１，ＳＨ_Ｒ２，ＳＨ_Ｒ３等の抵抗値を適宜設定すればよい。
Also, in the first embodiment, the case where the resistance value of the shunt resistor SH_R1 is greater than the resistance value of the shunt resistor SH_R2 will be described. Although the case of being larger than the resistance value has been described, the magnitude relationship of the resistance value is not limited to this. That is, the resistance values of the shunt resistors SH_R1, SH_R2, SH_R3, etc. may be appropriately set according to the usage conditions of the
また、第１実施形態では、電力変換装置１（図１参照）がシャント抵抗ＳＨ_Ｒ１，ＳＨ_Ｒ２を備える構成について説明したが、過電流の有無を検出するためのシャント抵抗ＳＨ_Ｒ２を省略してもよい。
また、第２実施形態では、電力変換装置１Ａ（図１５参照）がシャント抵抗ＳＨ_Ｒ１，ＳＨ_Ｒ２，ＳＨ_Ｒ３を備える構成について説明したが、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２，ＳＨ_Ｒ３の一方を省略してもよい。
また、第３実施形態では、電力変換装置１Ｂ（図１７参照）がシャント抵抗ＳＨ_Ｒ１，ＳＨ_Ｒ２，ＳＨ_Ｒ３，ＳＨ_Ｒ４，ＳＨ_Ｒ５を備える構成について説明したが、これに限らない。すなわち、シャント抵抗ＳＨ_Ｒ２，ＳＨ_Ｒ３，ＳＨ_Ｒ４，ＳＨ_Ｒ５のうち一つ又は複数を適宜省略してもよい。
Also, in the first embodiment, the power conversion device 1 (see FIG. 1) has the shunt resistors SH_R1 and SH_R2, but the shunt resistor SH_R2 for detecting the presence or absence of overcurrent may be omitted.
Also, in the second embodiment, the configuration in which the
Moreover, although 3rd Embodiment demonstrated the structure which the
また、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４に、それぞれ、整流ダイオード（図示せず）を逆並列に接続してもよい。
また、各実施形態では、電力変換装置１が２レベルのコンバータである構成について説明したが、例えば、３レベルや５レベルのコンバータにも適用できる。
また、各実施形態では、負荷の大きさに応じて制御モードを切り替える処理について説明したが、電力変換装置１の用途や仕様によっては、負荷の大きさに関わらず、所定の制御モード（例えば、部分スイッチング制御）を実行するようにしてもよい。
Also, rectifying diodes (not shown) may be connected in anti-parallel to the switching elements Q1 to Q4, respectively.
Further, in each embodiment, the configuration in which the
Further, in each embodiment, the process of switching the control mode according to the size of the load has been described. partial switching control) may be executed.
また、各実施形態や変形例は、適宜組み合わせることができる。例えば、制御方法Ｘ１～Ｘ８（図３４参照）のいずれかを用いて電力変換を行うことで、第５実施形態で説明した圧縮機４１（図２１参照）のモータ４１ａを駆動するようにしてもよい。
In addition, each embodiment and modifications can be combined as appropriate. For example, by performing power conversion using any of the control methods X1 to X8 (see FIG. 34), even if the
また、第５実施形態では、電力変換装置１が空気調和機Ｗ（図２１参照）に搭載される場合について説明したが、これに限らない。例えば、電車、自動車、冷蔵庫、給湯機、洗濯機、乗り物、バッテリへの充電設備等に電力変換装置１を搭載してもよい。
Moreover, in the fifth embodiment, the case where the
また、前記した各構成、機能、処理部、処理手段などは、それらの一部又は全部を、例えば集積回路などのハードウェアで実現してもよい。上記の各構成、機能などは、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈して実行することにより、ソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイルなどの情報を、メモリ、ハードディスクなどの記録装置、又は、フラッシュメモリカード、ＤＶＤ（Digital Versatile Disk）等の記録媒体に記録してもよい。 Further, each configuration, function, processing unit, processing means, etc. described above may be implemented partially or entirely by hardware such as an integrated circuit. Each of the above configurations, functions, etc. may be realized by software by a processor interpreting and executing a program for realizing each function. Information such as programs, tables, and files that implement each function may be recorded in a recording device such as a memory or hard disk, or a recording medium such as a flash memory card or DVD (Digital Versatile Disk).
また、各実施形態に於いて、制御線や情報線は、説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には、ほとんど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。 In addition, in each embodiment, the control lines and information lines indicate those considered necessary for explanation, and not all the control lines and information lines are necessarily indicated on the product. In fact, it may be considered that almost all configurations are interconnected.
１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅ 電力変換装置
１０ ブリッジ回路
Ｌ１ リアクトル
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ スイッチング素子
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４ 寄生ダイオード
Ｊ１ 第１レグ
Ｊ２ 第２レグ
１１ 電流検出部（第５電流検出部）
１２ 交流電圧検出部
１３ 直流電圧検出部
１４ 負荷検出部
１５ 制御部
Ｇ 交流電源
Ｈ 負荷
ｈａ 配線
ＳＨ_Ｒ１ シャント抵抗（第１電流検出部、第１シャント抵抗）
Ａ１ 増幅回路（第１電流検出部）
ＳＨ_Ｒ２ シャント抵抗（第２電流検出部、第２シャント抵抗）
Ａ２ 増幅回路（第２電流検出部）
ＳＨ_Ｒ３ シャント抵抗（第３電流検出部、第３シャント抵抗）
３１ 短絡電流検出部（第４電流検出部）
ＳＨ_Ｒ４，ＳＨ_Ｒ５ シャント抵抗（第４電流検出部）
Ｄ６ 発光ダイオード（第４電流検出部）
Ｄ７ ダイオード（第４電流検出部）
Ｑ５ フォトトランジスタ（第４電流検出部）
Ｗ 空気調和機
２ インバータ
４ 冷媒回路
４１ 圧縮機
４１ａ モータ
４２ 室外熱交換器
４３ 膨張弁
４４ 室内熱交換器
ｋ 配管
1, 1A, 1B, 1C, 1D,
12 AC
A1 amplifier circuit (first current detector)
SH_R2 shunt resistor (second current detector, second shunt resistor)
A2 amplifier circuit (second current detector)
SH_R3 shunt resistor (third current detector, third shunt resistor)
31 short-circuit current detector (fourth current detector)
SH_R4, SH_R5 shunt resistance (fourth current detector)
D6 light-emitting diode (fourth current detector)
D7 diode (fourth current detector)
Q5 phototransistor (fourth current detector)
Claims (7)
前記交流電源と前記ブリッジ回路とを接続する配線に設けられるリアクトルと、
前記ブリッジ回路の出力側に接続される平滑コンデンサと、
前記ブリッジ回路及び前記平滑コンデンサを介した電流経路を流れる電流を検出する第１電流検出部と、
前記平滑コンデンサを介さずに前記ブリッジ回路及び前記リアクトルを介した短絡経路を流れる短絡電流を検出する第２電流検出部と、
前記複数のスイッチング素子を制御する制御部と、を備え、
前記第１電流検出部は、前記電流経路に設けられる第１シャント抵抗を有し、
前記第２電流検出部は、前記短絡経路に設けられる第２シャント抵抗を有し、
前記第１シャント抵抗の抵抗値は、前記第２シャント抵抗の抵抗値よりも大きく、
前記第２電流検出部は、前記交流電源の電圧が正の半サイクルの期間において、前記平滑コンデンサを介さずに前記リアクトルを介して流れる短絡電流を検出し、
前記制御部は、前記電流経路に含まれる前記スイッチング素子のうち、前記平滑コンデンサの正極に接続されているスイッチング素子を、前記ブリッジ回路に電流が流れている期間の少なくとも一部でオン状態とし、前記電流経路に含まれないスイッチング素子をオフ状態で維持する同期整流動作を、前記第１電流検出部の検出値に基づいて実行すること
を特徴とする電力変換装置。 a bridge circuit having a plurality of switching elements connected in a bridge configuration, the input side of which is connected to an AC power supply, and the output side of which is connected to a load;
a reactor provided in a wiring that connects the AC power supply and the bridge circuit;
a smoothing capacitor connected to the output side of the bridge circuit;
a first current detection unit that detects a current flowing through a current path via the bridge circuit and the smoothing capacitor;
a second current detection unit that detects a short-circuit current flowing through a short-circuit path via the bridge circuit and the reactor without passing through the smoothing capacitor;
A control unit that controls the plurality of switching elements,
The first current detection unit has a first shunt resistor provided in the current path,
The second current detection unit has a second shunt resistor provided in the short-circuit path,
The resistance value of the first shunt resistor is greater than the resistance value of the second shunt resistor,
The second current detection unit detects a short-circuit current flowing through the reactor without passing through the smoothing capacitor during a positive half cycle period of the voltage of the AC power supply,
The control unit turns on the switching element connected to the positive electrode of the smoothing capacitor among the switching elements included in the current path during at least part of a period in which the current flows through the bridge circuit, A power converter, wherein a synchronous rectification operation that maintains a switching element not included in the current path in an OFF state is performed based on a detection value of the first current detection unit.
前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子が直列接続されてなる第１レグと、前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子が直列接続されてなる第２レグと、が並列接続されており、A first leg in which the first switching element and the second switching element are connected in series, and a second leg in which the third switching element and the fourth switching element are connected in series are connected in parallel. ,
前記第２スイッチング素子と、前記第４スイッチング素子とは、前記第２シャント抵抗を介して接続されていることThe second switching element and the fourth switching element are connected via the second shunt resistor.
を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。The power converter according to claim 1, characterized by:
を特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。The power converter according to claim 2, characterized by:
前記複数のスイッチング素子のうち、前記短絡経路において、前記リアクトルに接続されているスイッチング素子をオン状態にすることで力率を改善する力率改善動作を実行し、Execute a power factor improvement operation for improving the power factor by turning on a switching element connected to the reactor in the short-circuit path among the plurality of switching elements,
前記交流電源の電圧が正の半サイクルの期間での前記力率改善動作の実行中、前記第２電流検出部の検出値に基づいて、前記ブリッジ回路に過電流が流れていると判定した場合、前記負荷への出力電流を減少させるか、又は、前記負荷を停止させることWhen it is determined that overcurrent is flowing in the bridge circuit based on the detection value of the second current detection unit during the execution of the power factor improvement operation in the positive half cycle period of the voltage of the AC power supply. , reducing the output current to the load or stopping the load
を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。The power converter according to claim 1, characterized by:
前記第３電流検出部は、前記平滑コンデンサの負極側に接続された前記スイッチング素子、及び前記リアクトルを介した経路に設けられる第３シャント抵抗を有し、The third current detection unit has a third shunt resistor provided in a path through the switching element connected to the negative electrode side of the smoothing capacitor and the reactor,
前記第１シャント抵抗の抵抗値は、前記第３シャント抵抗の抵抗値よりも大きいことThe resistance value of the first shunt resistor is greater than the resistance value of the third shunt resistor
を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。The power converter according to claim 1, characterized by:
前記複数のスイッチング素子のうち、前記短絡経路において、前記リアクトルに接続されているスイッチング素子をオン状態にすることで力率を改善する力率改善動作を実行し、Execute a power factor improvement operation for improving the power factor by turning on a switching element connected to the reactor in the short-circuit path among the plurality of switching elements,
前記交流電源の電圧が負の半サイクルの期間での前記力率改善動作の実行中、前記第３電流検出部の検出値が所定閾値以上である場合、前記複数のスイッチング素子のオン・オフに誤りがあると判定し、前記負荷への出力電流を減少させるか、又は、前記負荷を停止させることWhen the detected value of the third current detection unit is equal to or greater than a predetermined threshold value during the execution of the power factor improvement operation during the negative half cycle period of the voltage of the AC power supply, the plurality of switching elements are turned on and off. determining that there is an error and reducing the output current to the load or stopping the load;
を特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。The power converter according to claim 5, characterized by:
前記電力変換装置から印加される直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、an inverter that converts a DC voltage applied from the power conversion device to an AC voltage;
前記インバータから印加される交流電圧で駆動するモータと、を備えるとともに、and a motor driven by the AC voltage applied from the inverter,
前記モータによって駆動する圧縮機と、室外熱交換器と、膨張弁と、室内熱交換器と、a compressor driven by the motor, an outdoor heat exchanger, an expansion valve, an indoor heat exchanger,
が配管を介して環状に順次接続されてなる冷媒回路を備えることprovided with a refrigerant circuit in which are sequentially connected in a circular fashion via piping
を特徴とする空気調和機。An air conditioner characterized by:
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2022109608A JP7333450B2 (en) | 2016-06-28 | 2022-07-07 | Power converter and air conditioner |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2016127252A JP6877898B2 (en) | 2016-06-28 | 2016-06-28 | Power converter and air conditioner equipped with it |
| JP2021074762A JP7104209B2 (en) | 2016-06-28 | 2021-04-27 | Power converter and air conditioner equipped with it |
| JP2022109608A JP7333450B2 (en) | 2016-06-28 | 2022-07-07 | Power converter and air conditioner |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2021074762A Division JP7104209B2 (en) | 2016-06-28 | 2021-04-27 | Power converter and air conditioner equipped with it |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2022125276A JP2022125276A (en) | 2022-08-26 |
| JP7333450B2 true JP7333450B2 (en) | 2023-08-24 |
Family
ID=87888364
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2022109608A Active JP7333450B2 (en) | 2016-06-28 | 2022-07-07 | Power converter and air conditioner |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP7333450B2 (en) |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009189114A (en) | 2008-02-05 | 2009-08-20 | Panasonic Corp | Direct-current power supply device |
| JP2015208109A (en) | 2014-04-21 | 2015-11-19 | 日立アプライアンス株式会社 | Dc power supply device and air conditioner using the same |
| JP2015211488A (en) | 2014-04-24 | 2015-11-24 | 日立アプライアンス株式会社 | Booster circuit and air conditioner |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009033814A (en) * | 2007-07-25 | 2009-02-12 | Panasonic Corp | Dc power supply device |
| JP5743995B2 (en) * | 2012-10-30 | 2015-07-01 | 三菱電機株式会社 | DC power supply device, refrigeration cycle device, air conditioner and refrigerator |
| JP2015061322A (en) * | 2013-09-17 | 2015-03-30 | 株式会社日本自動車部品総合研究所 | Power conversion device |
-
2022
- 2022-07-07 JP JP2022109608A patent/JP7333450B2/en active Active
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009189114A (en) | 2008-02-05 | 2009-08-20 | Panasonic Corp | Direct-current power supply device |
| JP2015208109A (en) | 2014-04-21 | 2015-11-19 | 日立アプライアンス株式会社 | Dc power supply device and air conditioner using the same |
| JP2015211488A (en) | 2014-04-24 | 2015-11-24 | 日立アプライアンス株式会社 | Booster circuit and air conditioner |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2022125276A (en) | 2022-08-26 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP7104209B2 (en) | Power converter and air conditioner equipped with it | |
| CN109874379B (en) | Power conversion device and air conditioner | |
| CN107546991B (en) | Power conversion device and air conditioner provided with power conversion device | |
| JP6478881B2 (en) | DC power supply and air conditioner | |
| TWI664802B (en) | Power conversion device and refrigerating and air-conditioning equipment | |
| JP6798802B2 (en) | DC power supply and air conditioner | |
| JP6671126B2 (en) | DC power supply and air conditioner | |
| JP6431413B2 (en) | Power conversion device, air conditioner equipped with the same, and power conversion method | |
| JP6416690B2 (en) | DC power supply and air conditioner | |
| JP2017055475A (en) | Dc power supply unit and air conditioner | |
| JPWO2019082246A1 (en) | DC power supply and air conditioner | |
| JP7333450B2 (en) | Power converter and air conditioner | |
| JP6906077B2 (en) | DC power supply and air conditioner | |
| KR20140096627A (en) | Power converting apparatus and air conditioner having the same | |
| JP6955077B2 (en) | DC power supply and air conditioner | |
| JP6982254B2 (en) | Power converter and air conditioner | |
| JP7238186B2 (en) | Power conversion device and air conditioner provided with the same | |
| JP6884254B2 (en) | Power converter and air conditioner | |
| JP6876386B2 (en) | DC power supply and air conditioner | |
| JP7359925B2 (en) | DC power supplies and air conditioners | |
| AU2013270449B2 (en) | Converter circuit and motor drive control apparatus, air-conditioner, refrigerator, and induction heating cooker provided with the circuit | |
| JP7313231B2 (en) | DC power supply, motor drive and air conditioner |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20220803 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20220803 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20230711 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20230718 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20230814 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 7333450 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |