JP6798802B2 - DC power supply and air conditioner - Google Patents
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Description
本発明は、直流電源装置および空気調和機に関する。 The present invention relates to a DC power supply device and an air conditioner.
電車、自動車、空気調和機などには、交流電圧を直流電圧に変換する直流電源装置が搭載されている。そして、直流電源装置から出力される直流電圧をインバータによって所定周波数の交流電圧に変換し、この交流電圧をモータなどの負荷に印加するようになっている。このような直流電源装置は、電力変換効率を高めて省エネルギ化を図ることが求められている。
特許文献１には、交流電源に接続され、４つのダイオードを有するダイオードブリッジ回路を備え、交流電源を整流して空調機に設けられた圧縮機へ供給する空調機のコンバータ装置であって、双方向にオンオフ可能に構成され、上記ダイオードの少なくとも１つに互いに並列接続されると共に、該ダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低く構成され且つ該ダイオードがオフする方向に対して耐電圧性を有するスイッチング素子を備える空調機のコンバータ装置が記載されている。
Trains, automobiles, air conditioners, etc. are equipped with a DC power supply device that converts AC voltage into DC voltage. Then, the DC voltage output from the DC power supply device is converted into an AC voltage having a predetermined frequency by an inverter, and this AC voltage is applied to a load such as a motor. Such a DC power supply device is required to improve power conversion efficiency and save energy.
特許文献２には、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換する整流手段としてＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）を備える直流電源装置が記載されている。
ところで、直流電源装置には省エネルギ化の他に、電子機器や配電・受電設備の保護といった観点から高調波電流の低減が求められている。そのためには電源力率の改善が必要である。一般的に１次電源側を短絡させて、回路に短絡電流を通流させることで力率を改善することが行われる。負荷が大きい領域では、短絡回数が１回であると力率の改善には不十分である。この場合、短絡回数を複数増やすことで力率を更に改善することが可能であるものの、スイッチング損失は悪化してしまう。また、高出力領域ほど力率は悪化し、高調波電流の許容値に対して厳しくなるため、低出力領域以上に力率の改善が必要である。
しかし、前述したように短絡回数を増やすことはスイッチング損失の悪化に繋がるため、省エネルギ化と高調波電流の抑制を両立させるための最適な制御が求められるという課題があった。
By the way, in addition to energy saving, the DC power supply device is required to reduce the harmonic current from the viewpoint of protecting electronic devices and power distribution / power receiving equipment. For that purpose, it is necessary to improve the power factor. Generally, the power factor is improved by short-circuiting the primary power supply side and passing a short-circuit current through the circuit. In a region where the load is large, a single short circuit is insufficient for improving the power factor. In this case, although it is possible to further improve the power factor by increasing the number of short circuits, the switching loss becomes worse. Further, the higher the output region, the worse the power factor becomes, and the more severe the permissible value of the harmonic current becomes.
However, as described above, increasing the number of short circuits leads to deterioration of switching loss, so there is a problem that optimum control for achieving both energy saving and suppression of harmonic current is required.
本発明の目的は、高効率かつ高調波電流の抑制を両立可能な直流電源装置および空気調和機を提供することを課題とする。 An object of the present invention is to provide a DC power supply device and an air conditioner capable of achieving both high efficiency and suppression of harmonic current.
上記課題を解決するために、本発明の直流電源装置は、交流電源に接続され、ダイオードを有する第１乃至第４のスイッチング素子と、前記交流電源と前記第１乃至第４のスイッチング素子からなるダイオードブリッジ回路との間に設けられるリアクトルと、前記ダイオードブリッジ回路の出力側に接続され、当該ダイオードブリッジ回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、を備え、前記第１乃至第４のスイッチング素子のリアクトル側である第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とが直列接続されて構成される回路をレグ１、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とが直列接続されて構成される回路をレグ２とした場合、前記レグ１と前記レグ２のスイッチング素子の逆回復時間の特性が異なる、前記レグ２のスイッチング素子は、前記レグ１のスイッチング素子よりもオン抵抗が小さいことを特徴とする。
In order to solve the above problems, the direct current power supply device of the present invention is connected to an AC power source, a first to fourth switching elements having a diode, from the said AC power source first to fourth switching elements A reactor provided between the diode bridge circuit and a smoothing capacitor connected to the output side of the diode bridge circuit and smoothing a voltage applied from the diode bridge circuit are provided, and the first to fourth units are provided. A circuit composed of a first switching element and a second switching element connected in series on the reactor side of the switching element of the
本発明によれば、高効率かつ高調波電流の抑制を両立可能な直流電源装置および空気調和機を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a DC power supply device and an air conditioner capable of achieving both high efficiency and suppression of harmonic current.
以下、本発明の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
図１は、本発明の実施形態に係る直流電源装置を示す構成図である。各図において共通の構成要素には、同一の符号を付して重複する説明を省略する。
［構成］
図１に示すように、直流電源装置１は、交流電源ＶＳから供給される交流電源電圧Ｖｓを直流電圧Ｖｄに変換し、この直流電圧Ｖｄを負荷Ｈ（インバータ、モータなど）に出力するコンバータである。直流電源装置１は、その入力側が交流電源ＶＳに接続され、出力側が負荷Ｈに接続される。
FIG. 1 is a configuration diagram showing a DC power supply device according to an embodiment of the present invention. The common components in each figure are designated by the same reference numerals, and duplicate description will be omitted.
[Constitution]
As shown in FIG. 1, the DC
直流電源装置１は、リアクトルＬ１と、平滑コンデンサＣ１と、ダイオードＤ１乃至Ｄ４、スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）およびシャント抵抗Ｒ１を備える。ダイオードＤ１乃至Ｄ４と、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）とは、ブリッジ整流回路１０（ダイオードブリッジ回路）を構成する。
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）は、スイッチング素子であり、ダイオードＤ１乃至Ｄ４はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の寄生ダイオードである。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の飽和電圧は、寄生ダイオードＤ１乃至Ｄ４の順方向電圧降下よりも低い。
The DC
MOSFETs (Q1) to MOSFETs (Q4) are switching elements, and diodes D1 to D4 are parasitic diodes of MOSFETs (Q1) to MOSFETs (Q4). Further, the saturation voltage of the MOSFETs (Q1) to MOSFETs (Q4) is lower than the forward voltage drop of the parasitic diodes D1 to D4.
直流電源装置１は更に、電流検出部１１と、ゲイン制御部１２と、交流電圧検出部１３と、ゼロクロス判定部１４と、負荷検出部１５と、昇圧比制御部１６と、直流電圧検出部１７と、コンバータ制御部１８とを備える。
ダイオードＤ１乃至Ｄ４とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）は、ブリッジ接続される。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のソースは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のドレインに接続され、その接続点Ｎ１は配線ｈａとリアクトルＬ１を介して交流電源ＶＳの一端に接続される。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は、接続点Ｎ１で直列接続されている（以降、この直列回路をレグ１と呼ぶ）。
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）のソースは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）のドレインに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）のソースは、接続点Ｎ２と配線ｈｂを介して交流電源ＶＳの一端に接続される。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）は、接続点Ｎ２で直列接続されている（以降、この直列回路をレグ２と呼ぶ）。
The DC
The diodes D1 to D4 and the MOSFETs (Q1) to MOSFETs (Q4) are bridge-connected. The source of the MOSFET (Q1) is connected to the drain of the MOSFET (Q2), and the connection point N1 is connected to one end of the AC power supply VS via the wiring ha and the reactor L1. The MOSFET (Q1) and the MOSFET (Q2) are connected in series at the connection point N1 (hereinafter, this series circuit is referred to as a leg 1).
The source of the MOSFET (Q3) is connected to the drain of the MOSFET (Q4). The source of the MOSFET (Q3) is connected to one end of the AC power supply VS via the connection point N2 and the wiring hb. The MOSFET (Q3) and the MOSFET (Q4) are connected in series at the connection point N2 (hereinafter, this series circuit is referred to as a leg 2).
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のソースは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）のソースに接続されている。
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のドレインは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）のドレインに接続されている。
また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のドレインとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）のドレインは、配線ｈｃを介して平滑コンデンサＣ１の正極と負荷Ｈの一端に接続されている。更にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のソースとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）のソースは、シャント抵抗Ｒ１と配線ｈｄを介して、それぞれ平滑コンデンサＣ１の負極および負荷Ｈの他端に接続されている。
The source of the MOSFET (Q2) is connected to the source of the MOSFET (Q4).
The drain of the MOSFET (Q1) is connected to the drain of the MOSFET (Q3).
Further, the drain of the MOSFET (Q1) and the drain of the MOSFET (Q3) are connected to the positive electrode of the smoothing capacitor C1 and one end of the load H via the wiring hc. Further, the source of the MOSFET (Q2) and the source of the MOSFET (Q4) are connected to the negative electrode of the smoothing capacitor C1 and the other end of the load H, respectively, via the shunt resistor R1 and the wiring hd, respectively.
リアクトルＬ１は、配線ｈａ上に、すなわち交流電源ＶＳとブリッジ整流回路１０との間に設けられている。リアクトルＬ１は、交流電源ＶＳから供給される電力をエネルギとして蓄え、更にこのエネルギを放出することで昇圧を行う。
平滑コンデンサＣ１は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）やＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）を通して整流された電圧を平滑化して、直流電圧Ｖｄとする。平滑コンデンサＣ１は、ブリッジ整流回路１０の出力側に接続されており、正極側が配線ｈｃに接続され、負極側が配線ｈｄに接続される。
The reactor L1 is provided on the wiring ha, that is, between the AC power supply VS and the
The smoothing capacitor C1 smoothes the voltage rectified through the MOSFET (Q1) and the MOSFET (Q3) to obtain a DC voltage Vd. The smoothing capacitor C1 is connected to the output side of the
スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）は、後記するコンバータ制御部１８からの指令によってオン／オフ制御される。スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）を用いることで、スイッチングを高速で行うことができ、更に電圧ドロップの小さいＭＯＳＦＥＴに電流を流すことで、いわゆる同期整流制御を行うことが可能であり、回路の導通損失を低減できる。
The MOSFETs (Q1) to MOSFETs (Q4), which are switching elements, are on / off controlled by a command from the
本実施形態では、このＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４）として、オン抵抗（ＭＯＳＦＥＴが動作している時の動作抵抗）の小さいスーパージャンクション（Super Junction、ＳＪ）構造を採用したＭＯＳＦＥＴ（以下、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴという）を用いる。特に、レグ１を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴのうち、高速タイプのＳＪ−ＭＯＳＦＥＴを用いる。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４）として、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴを用いる構成の詳細については後記する。
In the present embodiment, as the MOSFETs (Q1, Q2, Q3, Q4), a MOSFET adopting a Super Junction (SJ) structure having a small on-resistance (operating resistance when the MOSFET is operating) (hereinafter, SJ). SJ-MOSFET) is used. In particular, as the MOSFET (Q1) and MOSFET (Q2) constituting the
シャント抵抗Ｒ１は、回路に通流する瞬時電流を検出する機能を有する。
電流検出部１１は、回路に通流する平均電流を検出する機能を有する。
ゲイン制御部１２は、回路電流実効値Ｉｓと直流電圧昇圧比ａから決定される電流制御ゲインＫｐを制御する機能を有する。このときＫｐ×Ｉｓを所定値に制御することで、交流電源電圧Ｖｓから直流電圧Ｖｄをａ倍に昇圧することができる。
交流電圧検出部１３は、交流電源ＶＳから印加される交流電源電圧Ｖｓを検出するものであり、配線ｈａ，ｈｂに接続されている。交流電圧検出部１３は、その検出値をゼロクロス判定部１４に出力する。
ゼロクロス判定部１４は、交流電圧検出部１３によって検出される交流電源電圧Ｖｓの値に関して、その正負が切り替わったか否か（ゼロクロス点に達したか否か）を判定する機能を有する。ゼロクロス判定部１４は、交流電源電圧Ｖｓの極性を検出する極性検出部である。例えば、ゼロクロス判定部１４は、交流電源電圧Ｖｓが正の期間中にはコンバータ制御部１８に‘１’の信号を出力し、交流電源電圧Ｖｓが負の期間中にはコンバータ制御部１８に‘０’の信号を出力する。
The shunt resistor R1 has a function of detecting an instantaneous current flowing through a circuit.
The
The
The AC
The zero-
負荷検出部１５は、例えば不図示のシャント抵抗によって構成され、負荷Ｈに流れる電流を検出する機能を有する。なお、負荷Ｈがインバータやモータである場合、負荷検出部１５によって検出した負荷電流によってモータの回転速度やモータの印加電圧を演算してもよい。また、後記する直流電圧検出部１７によって検出した直流電圧とモータの印加電圧から、インバータの変調率を演算してもよい。負荷検出部１５は、検出値（電流、モータ回転速度、変調率等）を昇圧比制御部１６に出力する。
昇圧比制御部１６は、負荷検出部１５の検出値から直流電圧Ｖｄの昇圧比ａを選定し、選定結果をコンバータ制御部１８に出力する。そしてコンバータ制御部１８は、目標電圧まで直流電圧Ｖｄを昇圧するようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）に駆動パルスを出力して、スイッチング制御を行う。
直流電圧検出部１７は、平滑コンデンサＣ１に印加される直流電圧Ｖｄを検出する。直流電圧検出部１７は、正側が配線ｈｃに接続され、負側が配線ｈｄに接続される。直流電圧検出部１７は、検出値をコンバータ制御部１８に出力する。なお、直流電圧検出部１７の検出値は、負荷Ｈに印加される電圧値が所定の目標値に達しているか否かの判定に用いられる。
The
The boost
The DC
コンバータ制御部１８を含むブロックＭ（図１の破線囲み）は、例えば、マイコン（Microcomputer：図示せず）であり、ＲＯＭ（Read Only Memory）に記憶されたプログラムを読み出してＲＡＭ（Random Access Memory）に展開し、ＣＰＵ（Central Processing Unit）が各種処理を実行するようになっている。コンバータ制御部１８は、電流検出部１１、シャント抵抗Ｒ１、ゲイン制御部１２、ゼロクロス判定部１４、昇圧比制御部１６、および直流電圧検出部１７から入力される情報に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）のオン／オフを制御する。なお、コンバータ制御部１８が実行する処理については後記する。
The block M (enclosed by a broken line in FIG. 1) including the
<ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）>
次に、レグ１とレグ２のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の構成について説明する。
直流電源装置１は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）のリアクトル側であるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）とが直列接続されて構成される回路をレグ１、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）とが直列接続されて構成される回路をレグ２とした場合、レグ１を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）と、レグ２を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）との逆回復時間の特性が異なる。具体的には、下記である。
<MOSFET (Q1) to MOSFET (Q4)>
Next, the configurations of the MOSFETs (Q1) to MOSFETs (Q4) of the
The DC
（１）相対的にレグ２の逆回復時間（ｔｒｒ：Reverse Recovery Time）に対してレグ１の逆回復時間が小さい。すなわち、レグ１を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は、レグ２を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）よりも逆回復時間が小さいスイッチング素子を用いる。
（２）相対的にレグ１のオン抵抗（ＭＯＳＦＥＴが動作している時の動作抵抗）に対してレグ２のオン抵抗が小さい。すなわち、レグ２を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）は、レグ１を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）よりもオン抵抗が小さいスイッチング素子を用いる。
（３）レグ１を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は、レグ２を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）よりスイッチング速度が速いスイッチング素子を用いる。
（４）レグ１を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の逆回復時間は、２００ｎｓ以下である。
（５）レグ２を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）のオン抵抗は、最大入力が１０Ａを超える場合は１００ｍΩ以下、最大入力が１０Ａより小さい場合は１５０ｍΩ以下である。
(1) The reverse recovery time of
(2) The on-resistance of the
(3) As the MOSFET (Q1) and MOSFET (Q2) constituting the
(4) The reverse recovery time of the MOSFET (Q1) and the MOSFET (Q2) constituting the
(5) The on-resistance of the MOSFETs (Q3) and MOSFETs (Q4) constituting the
上記（１）〜（５）の制約条件から、レグ１を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）には、高速タイプのＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ（後記）を用いる。
あるいは、レグ１を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のスイッチング素子に、高速タイプのＳＪ−ＭＯＳＦＥＴを用いる構成に代えて、レグ１で使用するスイッチング素子としてＳｉＣ（Silicon carbide）−ＦＥＴ、ＧａＮ（Gallium nitride）−ＦＥＴ、およびＩＧＢＴ（Insulated-Gate-Bipolar-Transistor）、およびＦＲＤ（Fast-Recovery-Diode）から選択される少なくとも１つを用いる。ただし、レグ１で使用するスイッチング素子としてＦＲＤを用いる場合、当該ＦＲＤはレグ２で使用するスイッチング素子より逆回復時間が小さいことが条件とされる。
From the above-mentioned constraints (1) to (5), a high-speed type SJ-MOSFET (described later) is used as the MOSFET (Q1) and MOSFET (Q2) constituting the
Alternatively, instead of using a high-speed type SJ-MOSFET as the switching element of the MOSFET (Q1) and MOSFET (Q2) constituting the
以下、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）に、高速タイプのＳＪ−ＭＯＳＦＥＴを用いる理由について説明する。
まず、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）に、オン抵抗の小さいＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ（高速タイプ／低速タイプ（通常タイプ）を問わない）を用いることで、通常のＭＯＳＦＥＴを用いた場合よりも導通損失を低減することが可能である。
次に、レグ１を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）に、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴのうち、高速タイプのＳＪ−ＭＯＳＦＥＴを用いる理由は、下記の通りである。
一般に、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードには、回路短絡動作時に逆回復電流が発生する。特に、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードは、通常のＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに対して逆回復電流が大きく、スイッチング損失が大きい。
Hereinafter, the reason why the high-speed type SJ-MOSFET is used for the MOSFETs (Q1) to MOSFETs (Q4) will be described.
First, by using SJ-MOSFETs with low on-resistance (regardless of high-speed type / low-speed type (normal type)) for MOSFETs (Q1) to MOSFETs (Q4), conduction loss is higher than when normal MOSFETs are used. Can be reduced.
Next, the reason for using the high-speed type SJ-MOSFET among the SJ-MOSFETs as the MOSFETs (Q1) and MOSFETs (Q2) constituting the
In general, a reverse recovery current is generated in a parasitic diode of a MOSFET when a circuit is short-circuited. In particular, the parasitic diode of the SJ-MOSFET has a larger reverse recovery current and a larger switching loss than the parasitic diode of a normal MOSFET.
図２は、高速タイプのＳＪ−ＭＯＳＦＥＴと低速タイプ（通常タイプ）のＳＪ−ＭＯＳＦＥＴの特性（電流容量、逆回復時間およびオン抵抗）を比較して示す図である。図２に示すように、高速タイプのＳＪ−ＭＯＳＦＥＴは、低速タイプのＳＪ−ＭＯＳＦＥＴよりもオン抵抗は若干大きいものの、逆回復時間は約３倍小さい。逆回復時間が小さいと、スイッチング損失を低減することができる。ちなみに、低オン抵抗、高速スイッチングが可能なＳＪ−ＭＯＳＦＥＴが、従来インバータ回路等で使用されなかったのは、通常のＭＯＳＦＥＴに比べて逆回復時間が大きく、スイッチング損失が大きいからであった。 FIG. 2 is a diagram comparing the characteristics (current capacity, reverse recovery time, and on-resistance) of the high-speed type SJ-MOSFET and the low-speed type (normal type) SJ-MOSFET. As shown in FIG. 2, the high-speed type SJ-MOSFET has a slightly larger on-resistance than the low-speed type SJ-MOSFET, but the reverse recovery time is about three times shorter. When the reverse recovery time is small, the switching loss can be reduced. Incidentally, the reason why SJ-MOSFETs capable of low on-resistance and high-speed switching have not been used in conventional inverter circuits or the like is that the reverse recovery time is longer and the switching loss is larger than that of ordinary MOSFETs.
本実施形態では、レグ１を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）に、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴのうち、逆回復時間が小さく、かつ、スイッチング速度の速い高速タイプのＳＪ−ＭＯＳＦＥＴを用いることで、スイッチング損失を低減する。逆回復時間が小さいスイッチング素子としては、高速タイプのＳＪ−ＭＯＳＦＥＴのほか、ＳｉＣ、ＧａＮ、ＩＧＢＴ、またはＦＲＤ（ただしＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３，Ｑ４）で使用するスイッチング素子より逆回復時間が短いＦＲＤ）が挙げられる。ただし、ＳｉＣ、ＧａＮは、高速タイプのＳＪ−ＭＯＳＦＥＴに比べ高価であり、また、ＩＧＢＴ、ＦＲＤは、オン抵抗が大きい。
In the present embodiment, among the SJ-MOSFETs, the high-speed type SJ-MOSFET having a short reverse recovery time and a high switching speed is used as the MOSFET (Q1) and the MOSFET (Q2) constituting the
一方、レグ２を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）は、アクティブ動作時においても逆回復電流が発生しないため、オン抵抗が小さい素子を使用することで導通損失を低減することが可能である。具体的には、オン抵抗の小さい通常のＳＪ−ＭＯＳＦＥＴを用いることで、導通損失を低減することが可能である。
On the other hand, since the MOSFETs (Q3) and MOSFETs (Q4) constituting the
次に、ＭＯＳＦＥＴの逆回復時間およびオン抵抗と、レグ１およびレグ２との関係について説明する。
一般的に、ＭＯＳＦＥＴは、逆回復時間が大きいとオン抵抗は小さくなり、逆回復時間が小さいとオン抵抗は大きくなることが知られている。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のソースとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のドレインが直列接続されてなる回路をレグ１とし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）のソースとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）のドレインが直列接続されてなる回路をレグ２としたとき、逆回復時間はレグ１＜レグ２、オン抵抗はレグ１＞レグ２であることが望ましい。
つまり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の逆回復時間は、２００ｎｓ以下であることが望ましい。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の逆回復時間が２００ｎｓを超えるとスイッチング損失が大きくなったり、上下短絡により素子が破損したりするおそれがある。本発明者らは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の逆回復時間が２００ｎｓ以下にするとよいことをシミュレーション等により確かめた。
Next, the relationship between the reverse recovery time and on-resistance of the MOSFET and the
In general, it is known that a MOSFET has a small on-resistance when the reverse recovery time is long, and a large on-resistance when the reverse recovery time is short. The circuit in which the source of the MOSFET (Q1) and the drain of the MOSFET (Q2) are connected in series is defined as
That is, it is desirable that the reverse recovery time of the MOSFETs (Q1 and Q2) is 200 ns or less. If the reverse recovery time of the MOSFETs (Q1 and Q2) exceeds 200 ns, the switching loss may increase or the element may be damaged due to a vertical short circuit. The present inventors have confirmed by simulation or the like that the reverse recovery time of the MOSFETs (Q1, Q2) should be 200 ns or less.
図３は、ダイオードおよびＭＯＳＦＥＴにおけるＶ−Ｉ特性を示す図である。
図３に示すように、従来のダイオードに比べて導通損失を低減させるため、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３，Ｑ４）のオン抵抗は最大入力が１０Ａを超える場合は１００ｍΩ以下、最大入力が１０Ａより小さい場合は１５０ｍΩ以下が望ましい。スイッチング損失の低減のため、レグ１で使用するスイッチング素子のスイッチング速度は、レグ２で使用するスイッチング素子より速いことが望ましい。本発明者らは、上記条件についてシミュレーション等により確かめた。また、レグ１のスイッチング素子としてＦＲＤを用いる場合、当該ＦＲＤはレグ２のスイッチング素子より逆回復時間が小さくするとよいことも確かめた。
FIG. 3 is a diagram showing VI characteristics in diodes and MOSFETs.
As shown in FIG. 3, in order to reduce the conduction loss as compared with the conventional diode, the on-resistance of the MOSFET (Q3, Q4) is 100 mΩ or less when the maximum input exceeds 10 A, and 150 mΩ when the maximum input is smaller than 10 A. The following is desirable. In order to reduce the switching loss, it is desirable that the switching speed of the switching element used in
以下、上述のように構成された直流電源装置１００の動作について説明する。
本実施形態では、直流電源装置１は、複数の動作モードを有する。
直流電源装置１の動作モードを大別すると、「ダイオード整流モード」、「同期整流モード」、「部分スイッチングモード」、「高速スイッチングモード」の４つである。
「ダイオード整流モード」は、４つの寄生ダイオードＤ１〜Ｄ４を用いて全波整流を行うモードである。
「同期整流モード」は、交流電源電圧Ｖｓの極性に応じてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）をスイッチング制御する同期整流制御を行うモードである。
Hereinafter, the operation of the DC
In this embodiment, the DC
The operation modes of the DC
The "diode rectification mode" is a mode in which full-wave rectification is performed using four parasitic diodes D1 to D4.
The "synchronous rectification mode" is a mode for performing synchronous rectification control for switching and controlling MOSFETs (Q1) to MOSFETs (Q4) according to the polarity of the AC power supply voltage Vs.
「部分スイッチングモード」および「高速スイッチングモード」は、コンバータがアクティブ動作（力率改善動作）をするモードである。「部分スイッチングモード」および「高速スイッチングモード」は、ブリッジ整流回路１０に力率改善電流を通流させることで直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行うモードである。例えば、インバータやモータなどの負荷が大きい場合には、直流電圧Ｖｄを昇圧することが好ましい。また、負荷が大きくなり、直流電源装置１に流れる電流が大きくなるに従って高調波電流も増大してしまう。そのため、高負荷の場合には、「部分スイッチングモード」または「高速スイッチングモード」に切り替えて、昇圧を行い、高調波電流を低減して電源入力の力率を改善させる。
The "partial switching mode" and the "high-speed switching mode" are modes in which the converter is actively operated (power factor improving operation). The "partial switching mode" and the "high-speed switching mode" are modes in which the power factor improving current is passed through the
［ダイオード整流モード］
「ダイオード整流モード」は、４つの寄生ダイオードＤ１〜Ｄ４を用いて全波整流を行うモードである。「ダイオード整流モード」では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）はオフ状態である。
図４は、直流電源装置１の交流電源電圧Ｖｓが正の極性（Ｖｓ＞０）の場合において、ダイオード整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示す図である。図４中の破線矢印は、電流が流れる経路を示している。
図４に示すように、交流電源電圧Ｖｓが正の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち電流は、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→寄生ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→寄生ダイオードＤ４→交流電源ＶＳの順に流れる。
また、図示は省略するが、交流電源電圧Ｖｓが負の半サイクルの期間では、電流は、交流電源ＶＳ→寄生ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→寄生ダイオードＤ２→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの順に流れる。
[Diode rectification mode]
The "diode rectification mode" is a mode in which full-wave rectification is performed using four parasitic diodes D1 to D4. In the "diode rectification mode", the MOSFETs (Q1) to MOSFETs (Q4) are in the off state.
FIG. 4 is a diagram showing a current path flowing through the circuit when diode rectification is performed when the AC power supply voltage Vs of the DC
As shown in FIG. 4, during the period of half a cycle in which the AC power supply voltage Vs is positive, the current flows in the direction indicated by the broken line arrow. That is, the current flows in the order of AC power supply VS → reactor L1 → parasitic diode D1 → smoothing capacitor C1 → shunt resistor R1 → parasitic diode D4 → AC power supply VS.
Although not shown, in the half-cycle period when the AC power supply voltage Vs is negative, the current is the AC power supply VS → parasitic diode D3 → smoothing capacitor C1 → shunt resistor R1 → parasitic diode D2 → reactor L1 → AC power supply VS. It flows in the order of.
図５は、直流電源装置１のダイオード整流時における、電源電圧と回路電流とＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。図５は、ダイオード整流を行った場合における、交流電源電圧Ｖｓと回路電流ＩｓとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の関係を示す。なお、回路電流ＩｓはリアクトルＬ１に通流する電流である。
図５（ａ）（ｂ）に示すように、回路電流リアクトル電流Ｉｓは、略正弦波状の波形の交流電源電圧Ｖｓから直流電圧Ｖｄ（図示略）を引いたような波形となる。図５（ｃ）〜（ｆ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）はオフ状態（駆動パルス（Ｑ１）〜（Ｑ４）は０）である。
FIG. 5 is a waveform diagram of the power supply voltage, the circuit current, and the drive pulse of the MOSFET at the time of diode rectification of the DC
As shown in FIGS. 5A and 5B, the circuit current reactor current Is has a waveform obtained by subtracting the DC voltage Vd (not shown) from the AC power supply voltage Vs having a substantially sinusoidal waveform. As shown in FIGS. 5 (c) to 5 (f), the MOSFETs (Q1) to MOSFETs (Q4) are in the off state (drive pulses (Q1) to (Q4) are 0).
［同期整流モード］
<同期整流モード：電流経路>
「同期整流モード」は、交流電源電圧Ｖｓの極性に応じてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）をスイッチング制御する同期整流制御を行うモードである。「同期整流モード」は、「ダイオード整流モード」よりも高効率動作を行うためのものである。
図６は、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合において、同期整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示す図である。
図６に示すように、交流電源電圧Ｖｓが正の半サイクルの期間では、図６の破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち電流は、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）→交流電源ＶＳの順に流れる。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２，Ｑ３）は、常時オフである。
[Synchronous rectification mode]
<Synchronous rectification mode: current path>
The "synchronous rectification mode" is a mode for performing synchronous rectification control for switching and controlling MOSFETs (Q1) to MOSFETs (Q4) according to the polarity of the AC power supply voltage Vs. The "synchronous rectification mode" is for performing more efficient operation than the "diode rectification mode".
FIG. 6 is a diagram showing a current path flowing through the circuit when synchronous rectification is performed when the AC power supply voltage Vs has a positive polarity.
As shown in FIG. 6, in the period of half a cycle in which the AC power supply voltage Vs is positive, the current flows in the direction indicated by the broken line arrow in FIG. That is, the current flows in the order of AC power supply VS → reactor L1 → MOSFET (Q1) → smoothing capacitor C1 → shunt resistor R1 → MOSFET (Q4) → AC power supply VS. At this time, the MOSFETs (Q2 and Q3) are always off.
図７は、交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合において、同期整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示す図である。すなわち、交流電源ＶＳ→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの順に電流が流れる。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１、Ｑ４）は常時オフである。
例えば、交流電源電圧Ｖｓが正のとき、仮にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１），ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）がオン状態で無い場合には、前述のダイオード整流動作のように電流はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１），ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の寄生ダイオードＤ１，Ｄ４を流れる。しかし通常、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの順方向電圧降下が大きいため、大きな導通損失が発生してしまう。そこで、交流電源電圧Ｖｓに同期してＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１），ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）をオンさせて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１），ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）のオン抵抗の部分に電流を流すことで、導通損失の低減を図ることが可能である。これが、いわゆる同期整流制御の原理である。
FIG. 7 is a diagram showing a current path flowing through the circuit when synchronous rectification is performed when the AC power supply voltage Vs has a negative polarity. That is, the current flows in the order of AC power supply VS → MOSFET (Q3) → smoothing capacitor C1 → shunt resistor R1 → MOSFET (Q2) → reactor L1 → AC power supply VS. At this time, the MOSFETs (Q1, Q4) are always off.
For example, when the AC power supply voltage Vs is positive and the MOSFET (Q1) and MOSFET (Q4) are not in the ON state, the current is the MOSFET (Q1) and MOSFET (Q4) as in the diode rectification operation described above. It flows through the parasitic diodes D1 and D4. However, usually, since the forward voltage drop of the parasitic diode of the MOSFET is large, a large conduction loss occurs. Therefore, the MOSFET (Q1) and MOSFET (Q4) are turned on in synchronization with the AC power supply voltage Vs, and a current is passed through the on-resistance portion of the MOSFET (Q1) and MOSFET (Q4) to reduce the conduction loss. It is possible to plan. This is the principle of so-called synchronous rectification control.
<同期整流モード：駆動パルス>
図８は、同期整流時における、交流電源電圧Ｖｓと回路電流ＩｓとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）〜ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の駆動パルスの波形図である。図８（ａ）は、交流電源電圧の瞬時値の波形を示し、図８（ｂ）は、回路電流Ｉｓの波形を示す。図８（ｃ）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示し、図８（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルス波形を示す。図８（ｅ）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）の駆動パルス波形を示し、図８（ｆ）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の駆動パルス波形を示す。なお、所定時間ｄｔについては後記する。
図８（ａ）に示すように、交流電源電圧Ｖｓの瞬時値は、略正弦波状の波形である。
基本的に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は、回路電流Ｉｓに同期させてスイッチングを行い、またＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）は、交流電源電圧Ｖｓに同期させてスイッチングを行う。
<Synchronous rectification mode: Drive pulse>
FIG. 8 is a waveform diagram of AC power supply voltage Vs, circuit current Is, and drive pulses of MOSFETs (Q1) to MOSFETs (Q4) during synchronous rectification. FIG. 8A shows the waveform of the instantaneous value of the AC power supply voltage, and FIG. 8B shows the waveform of the circuit current Is. FIG. 8C shows the drive pulse waveform of the MOSFET (Q1), and FIG. 8D shows the drive pulse waveform of the MOSFET (Q2). FIG. 8 (e) shows the drive pulse waveform of the MOSFET (Q3), and FIG. 8 (f) shows the drive pulse waveform of the MOSFET (Q4). The predetermined time dt will be described later.
As shown in FIG. 8A, the instantaneous value of the AC power supply voltage Vs is a substantially sinusoidal waveform.
Basically, the MOSFET (Q1) and the MOSFET (Q2) perform switching in synchronization with the circuit current Is, and the MOSFET (Q3) and the MOSFET (Q4) perform switching in synchronization with the AC power supply voltage Vs.
例えば、前記図６に示すように、交流電源電圧Ｖｓが正の半サイクルの場合、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２），ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）はＬレベルであり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）は交流電源電圧Ｖｓに同期してＨレベルである。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の駆動パルスは、交流電源電圧Ｖｓのゼロクロスを基準にＨ、Ｌの信号を出力している。一方、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）に関しては、回路電流Ｉｓに同期してＨレベルの信号を出力している（回路電流のゼロクロスを基準にＨ、Ｌの信号を出力している）。言い換えると、回路電流が通流しているときにＨレベルの信号を出力している。これは、平滑コンデンサＣ１からの逆流電流を防ぐためである。 For example, as shown in FIG. 6, when the AC power supply voltage Vs is a positive half cycle, the MOSFET (Q2) and the MOSFET (Q3) are at the L level, and the MOSFET (Q4) is synchronized with the AC power supply voltage Vs. H level. At this time, the drive pulse of the MOSFET (Q4) outputs H and L signals with reference to the zero cross of the AC power supply voltage Vs. On the other hand, regarding the MOSFET (Q1), an H level signal is output in synchronization with the circuit current Is (H and L signals are output based on the zero cross of the circuit current). In other words, the H level signal is output when the circuit current is flowing. This is to prevent the backflow current from the smoothing capacitor C1.
通常、回路電流Ｉｓが通流するのは、交流電源電圧Ｖｓに対して直流電圧Ｖｄが小さいときである。例えば、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合、回路電流Ｉｓが通流していない区間、つまり直流電圧Ｖｄが交流電源電圧Ｖｓよりも大きいときにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）が両方ともオン状態であると、平滑コンデンサＣ１側から交流電源Ｖｓ側へ逆流電流が流れてしまう。しかし、このときＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２，Ｑ３）のどちらかがオフ状態であるならば、ダイオードＤ１またはダイオードＤ４があるために、逆流電流が流れるループが生じることはない。 Normally, the circuit current Is flows when the DC voltage Vd is smaller than the AC power supply voltage Vs. For example, when the AC power supply voltage Vs has a positive polarity, both the MOSFET (Q1) and the MOSFET (Q4) are turned on when the circuit current Is is not flowing, that is, when the DC voltage Vd is larger than the AC power supply voltage Vs. In this state, a backflow current flows from the smoothing capacitor C1 side to the AC power supply Vs side. However, if either of the MOSFETs (Q2 and Q3) is in the off state at this time, a loop through which a backflow current flows does not occur due to the presence of the diode D1 or the diode D4.
そのため、図８（ｆ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）を交流電源電圧Ｖｓに同期させてオン状態とし、その後、図８（ａ）に示すタイミングでＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を回路電流Ｉｓが流れている区間（図８（ｂ）参照）でのみオンさせている。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）をオンさせる場合（ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）はオフ）、まずＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）を交流電源電圧Ｖｓに同期させてオン状態としてから、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を回路電流Ｉｓが流れている区間（図８（ｂ）参照）でオンさせる。そして、回路電流Ｉｓが流れている区間が終わるとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオフし、交流電源電圧Ｖｓの極性反転でＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）をオフさせる。これにより、まずＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）をオン状態としてから、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオンさせることで、平滑コンデンサＣ１側から交流電源Ｖｓ側への逆流電流を確実に防いでいる。 Therefore, as shown in FIG. 8 (f), the MOSFET (Q4) is synchronized with the AC power supply voltage Vs to be turned on, and then the circuit current Is flows through the MOSFET (Q1) at the timing shown in FIG. 8 (a). It is turned on only in the section (see FIG. 8B). That is, when the MOSFET (Q1) and the MOSFET (Q4) are turned on (the MOSFET (Q2) and the MOSFET (Q3) are turned off), the MOSFET (Q4) is first synchronized with the AC power supply voltage Vs to be turned on, and then the MOSFET (Q2) ( Turn on Q1) in the section where the circuit current Is is flowing (see FIG. 8B). Then, when the section in which the circuit current Is is flowing ends, the MOSFET (Q1) is turned off, and the MOSFET (Q4) is turned off by reversing the polarity of the AC power supply voltage Vs. As a result, by first turning on the MOSFET (Q4) and then turning on the MOSFET (Q1), the backflow current from the smoothing capacitor C1 side to the AC power supply Vs side is surely prevented.
なお、変形例としてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）を回路電流Ｉｓに同期してスイッチングを行ってもよい。
また、上記回路電流Ｉｓに同期させてスイッチングするのではなく、直流電圧Ｖｄを検出して、交流電源電圧Ｖｓ＞直流電圧Ｖｄの区間を検出してスイッチングを行ってもよい。
更に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は回路電流が通流していないとき、つまり交流電源電圧Ｖｓが直流電圧Ｖｄよりも小さいとき（図８のｄｔ参照）はオフ状態にする。
As a modification, the MOSFET (Q3) and the MOSFET (Q4) may be switched in synchronization with the circuit current Is.
Further, instead of switching in synchronization with the circuit current Is, the DC voltage Vd may be detected and the section of the AC power supply voltage Vs> the DC voltage Vd may be detected for switching.
Further, the MOSFET (Q1) is turned off when the circuit current is not flowing, that is, when the AC power supply voltage Vs is smaller than the DC voltage Vd (see dt in FIG. 8).
交流電源電圧Ｖｓが負の区間においても、交流電源電圧Ｖｓが正の場合と同様の考え方でＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）をスイッチングする。つまり、図８（ｄ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を交流電源電圧Ｖｓに同期させてオン状態とし、その後、図８（ｅ）に示すタイミングでＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）を回路電流Ｉｓが流れている区間（図８（ｂ）参照）でのみオンさせている。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）をオンさせる場合（ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）はオフ）、まずＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を交流電源電圧Ｖｓに同期させてオン状態としてから、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）を回路電流Ｉｓが流れている区間（図８（ｅ）参照）でオンさせる。そして、回路電流Ｉｓが流れている区間が終わるとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）をオフし、交流電源電圧Ｖｓの極性反転でＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオフさせる。 Even in the section where the AC power supply voltage Vs is negative, the MOSFET (Q2) and MOSFET (Q3) are switched in the same way as when the AC power supply voltage Vs is positive. That is, as shown in FIG. 8 (d), the MOSFET (Q2) is synchronized with the AC power supply voltage Vs to be turned on, and then the circuit current Is flows through the MOSFET (Q3) at the timing shown in FIG. 8 (e). It is turned on only in the section (see FIG. 8B). That is, when the MOSFET (Q2) and the MOSFET (Q3) are turned on (the MOSFET (Q1) and the MOSFET (Q4) are turned off), the MOSFET (Q2) is first synchronized with the AC power supply voltage Vs to be turned on, and then the MOSFET (Q1) and the MOSFET (Q4) are turned on. Turn on Q3) in the section where the circuit current Is is flowing (see FIG. 8E). Then, when the section in which the circuit current Is is flowing ends, the MOSFET (Q3) is turned off, and the MOSFET (Q2) is turned off by reversing the polarity of the AC power supply voltage Vs.
<同期整流モード：同期整流後ＭＯＳＦＥＴオフ>
次に、同期整流後にＭＯＳＦＥＴがオフする場合の動作を考える。
交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合、上述したようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）をオンにして同期整流を行う。ここで、交流電源電圧Ｖｓの瞬時値が直流電圧Ｖｄより小さくなったときに、回路電流Ｉｓは通流しなくなる。しかし実際には、図８（ａ）に示すように、交流電源電圧Ｖｓが直流電圧Ｖｄを下回った瞬間に電流がゼロになることは無く、リアクトルＬ１の特性に応じて所定時間ｄｔ経過後に電流はゼロになる。
すなわち、同期整流後にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）またはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）のどちらか一方をオフするタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓが直流電圧Ｖｄを下回った後所定時間ｄｔ経過後にオフすればよい。
所定時間をｄｔとすると次式（１）で表すことができる。
<Synchronous rectification mode: MOSFET off after synchronous rectification>
Next, consider the operation when the MOSFET is turned off after synchronous rectification.
When the AC power supply voltage Vs has a positive polarity, the MOSFET (Q1) and the MOSFET (Q4) are turned on as described above to perform synchronous rectification. Here, when the instantaneous value of the AC power supply voltage Vs becomes smaller than the DC voltage Vd, the circuit current Is does not flow. However, in reality, as shown in FIG. 8A, the current does not become zero at the moment when the AC power supply voltage Vs falls below the DC voltage Vd, and the current does not become zero after a lapse of a predetermined time dt according to the characteristics of the reactor L1. Becomes zero.
That is, as the timing for turning off either the MOSFET (Q1) or the MOSFET (Q4) after the synchronous rectification, it may be turned off after a predetermined time dt elapses after the AC power supply voltage Vs falls below the DC voltage Vd.
Assuming that the predetermined time is dt, it can be expressed by the following equation (1).
以上のように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）をスイッチング制御することで高効率動作が可能となる。 As described above, high-efficiency operation is possible by switching control of MOSFETs (Q1) to MOSFETs (Q4).
［部分スイッチングモード（部分スイッチング動作）］
<力率改善動作>
まず、力率改善電流を通流させた場合の動作について説明する。
交流電源電圧Ｖｓが正の極性で同期整流を行った場合、電流の流れは、前記図６の通りである。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の動作については上述した通りである。このとき、図８（ｂ）に示したように、交流電源電圧Ｖｓに対して回路電流Ｉｓは歪んで（正弦波波形からずれて）いる。これは、電流が流れるタイミングが交流電源電圧Ｖｓに対して直流電圧Ｖｄが小さくなった場合のみであることと、リアクトルＬ１の特性から生じるものである。
[Partial switching mode (partial switching operation)]
<Power factor improvement operation>
First, the operation when a power factor improving current is passed will be described.
When synchronous rectification is performed with the AC power supply voltage Vs having a positive polarity, the current flow is as shown in FIG. The operation of the MOSFETs (Q1) to MOSFETs (Q4) is as described above. At this time, as shown in FIG. 8B, the circuit current Is is distorted (deviation from the sinusoidal waveform) with respect to the AC power supply voltage Vs. This is caused by the fact that the timing at which the current flows is only when the DC voltage Vd becomes smaller than the AC power supply voltage Vs and the characteristics of the reactor L1.
そこで、複数回に亘って回路に力率改善電流Ｉｓｐ（後記）を通流させ、回路電流Ｉｓを正弦波に近づけるように波形成形を行う。これによって力率の改善を行うことができ、高調波電流を低減することが可能である。
また、波形成形を行うことで平滑コンデンサＣ１に蓄えられる直流電圧が増える効果がある。
例えば、負荷Ｈがモータ等である場合、回転速度の増加に伴いモータの誘起電圧が上昇してしまい、モータをある回転速度以上で駆動することができなくなる。そこで波形成形を行い、直流電圧の増加によってモータの駆動回転速度を増やすことができる効果がある。
Therefore, the power factor improving current Isp (described later) is passed through the circuit a plurality of times, and waveform shaping is performed so that the circuit current Is approaches a sine wave. As a result, the power factor can be improved and the harmonic current can be reduced.
Further, the waveform shaping has the effect of increasing the DC voltage stored in the smoothing capacitor C1.
For example, when the load H is a motor or the like, the induced voltage of the motor rises as the rotation speed increases, and the motor cannot be driven at a certain rotation speed or higher. Therefore, there is an effect that the drive rotation speed of the motor can be increased by performing waveform shaping and increasing the DC voltage.
図９は、直流電源装置１の交流電源電圧が正の極性の場合において、力率改善動作を行った場合に回路に流れる電流経路を示す図である。図９は、電源電圧が正の極性でＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）をオンさせた場合に流れる力率改善電流Ｉｓｐの経路を示す。
図９に示すように、力率改善電流Ｉｓｐの経路としては、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）→交流電源ＶＳ、の順である。このとき、リアクトルＬ１には、次式（２）で表されるエネルギが蓄えられる。このエネルギが平滑コンデンサＣ１に放出されることで、直流電圧Ｖｄが昇圧される。
FIG. 9 is a diagram showing a current path flowing through the circuit when the power factor improving operation is performed when the AC power supply voltage of the DC
As shown in FIG. 9, the path of the power factor improving current Isp is in the order of AC power supply VS → reactor L1 → MOSFET (Q2) → MOSFET (Q4) → AC power supply VS. At this time, the energy represented by the following equation (2) is stored in the reactor L1. By releasing this energy to the smoothing capacitor C1, the DC voltage Vd is boosted.
交流電源電圧Ｖｓが負のサイクルで同期整流を行った場合の電流の流れは前記図７の通りである。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の動作については上述した通りである。 The current flow when synchronous rectification is performed in a cycle in which the AC power supply voltage Vs is negative is as shown in FIG. 7. The operation of the MOSFETs (Q1) to MOSFETs (Q4) is as described above.
図１０は、直流電源装置１の交流電源電圧が負の極性の場合において、力率改善動作を行った場合に回路に流れる電流経路を示す図である。図１０は、電源電圧が負のサイクルでＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ３）をオンさせて力率改善電流Ｉｓｐを通流させた場合の経路を示す。
図１０に示すように、電流の経路としては、交流電源ＶＳ→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの順となる。このときも、前記したようにリアクトルＬ１にエネルギが蓄えられ、そのエネルギによって直流電圧Ｖｄが昇圧される。
FIG. 10 is a diagram showing a current path flowing through the circuit when the power factor improving operation is performed when the AC power supply voltage of the DC
As shown in FIG. 10, the current path is in the order of AC power supply VS → MOSFET (Q3) → MOSFET (Q1) → reactor L1 → AC power supply VS. Also at this time, energy is stored in the reactor L1 as described above, and the DC voltage Vd is boosted by the energy.
<力率改善電流の複数回通流>
図１１は、直流電源装置１の部分スイッチングを行った場合において、電源電圧と回路電流とＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。図１１は、力率改善電流Ｉｓｐを２回通流させた場合（２ショットと呼ぶ）における、交流電源電圧Ｖｓと回路電流ＩｓとＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形を示す。
図１１（ａ）は、交流電源電圧の瞬時値の波形を示し、図１１（ｂ）は回路電流Ｉｓの波形を示す。図１１（ｃ）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示し、図１１（ｄ）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルス波形を示す。図１１（ｅ）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）の駆動パルス波形を示し、図１１（ｆ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の駆動パルス波形を示す。
図１１（ａ）に示すように、交流電源電圧Ｖｓの瞬時値は、略正弦波状の波形である。
<Multiple flow of power factor improving current>
FIG. 11 is a waveform diagram of the power supply voltage, the circuit current, and the drive pulse of the MOSFET when the DC
FIG. 11A shows the waveform of the instantaneous value of the AC power supply voltage, and FIG. 11B shows the waveform of the circuit current Is. FIG. 11C shows the drive pulse waveform of the MOSFET (Q1), and FIG. 11D shows the drive pulse waveform of the MOSFET (Q2). FIG. 11 (e) shows the drive pulse waveform of the MOSFET (Q3), and FIG. 11 (f) shows the drive pulse waveform of the MOSFET (Q4).
As shown in FIG. 11A, the instantaneous value of the AC power supply voltage Vs is a substantially sinusoidal waveform.
図１１（ｆ）に示すように、例えば交流電源電圧Ｖｓが正の極性のとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の駆動パルスはＨレベルとなり、図１１（ｄ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスは所定タイミングで２回のＨレベルのパルスとなる。また、図１１（ｅ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）の駆動パルスはＬレベルであり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスがＬレベル、かつ、回路電流Ｉｓが通流している区間でＨレベルとなっている。 As shown in FIG. 11 (f), for example, when the AC power supply voltage Vs has a positive polarity, the drive pulse of the MOSFET (Q4) becomes the H level, and the drive pulse of the MOSFET (Q2) becomes as shown in FIG. 11 (d). Becomes two H-level pulses at a predetermined timing. Further, as shown in FIG. 11E, the drive pulse of the MOSFET (Q3) is at the L level, and the drive pulse of the MOSFET (Q1) is such that the drive pulse of the MOSFET (Q2) is at the L level and the circuit current Is. It is H level in the section where the current is flowing.
<力率改善動作と同期整流動作の組み合わせ>
図１１（ｃ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスは、所定のタイミングでＨレベルとＬレベルを出力している。これは、力率改善動作と同期整流動作を組み合わせて行っているためである。例えば交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合において、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）をオンさせることで力率改善動作を行う。その後、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフした後、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオンしている区間は同期整流動作となる。このように、力率改善動作と同期性流動作を組み合わせることで、力率改善を行いつつ高効率動作が可能である。
<Combination of power factor improvement operation and synchronous rectification operation>
As shown in FIG. 11C, the drive pulse of the MOSFET (Q1) outputs the H level and the L level at predetermined timings. This is because the power factor improving operation and the synchronous rectification operation are combined. For example, when the AC power supply voltage Vs has a positive polarity, the power factor improving operation is performed by turning on the MOSFET (Q2) and the MOSFET (Q4). After that, after the MOSFET (Q2) is turned off, the section in which the MOSFET (Q1) is turned on is a synchronous rectification operation. In this way, by combining the power factor improving operation and the synchronous flow operation, high efficiency operation is possible while improving the power factor.
更に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の１ショット目の前の区間、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）はオフさせている。これは、前述した平滑コンデンサＣ１からの逆流電流を防ぐためである。つまり、直流電圧Ｖｄよりも交流電圧Ｖｓが大きい区間でＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオンさせて、力率の改善と昇圧動作を行う。
図１１（ｂ）に示すように、回路電流Ｉｓは、交流電源電圧Ｖｓが正極性かつ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスがＨレベルになったときに立ち上がる。これにより、力率が改善される。
Further, the MOSFET (Q1) in the section before the first shot of the MOSFET (Q2) is turned off. This is to prevent the backflow current from the smoothing capacitor C1 described above. That is, the MOSFET (Q1) is turned on in the section where the AC voltage Vs is larger than the DC voltage Vd to improve the power factor and perform the boosting operation.
As shown in FIG. 11B, the circuit current Is rises when the AC power supply voltage Vs is positive and the drive pulse of the MOSFET (Q1) reaches the H level. This improves the power factor.
交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合においても、上述した交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合と同様の考えでＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）をスイッチングすればよい。
例えば、交流電源電圧Ｖｓが正の場合、力率改善動作中の電流経路は、前記図９のようになる。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフしてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオンとなって同期整流動作に切り替わったときの電流経路は、前記図６のようになる。
Even when the AC power supply voltage Vs has a negative polarity, the MOSFETs (Q1) to MOSFETs (Q4) may be switched in the same manner as when the AC power supply voltage Vs has a positive polarity.
For example, when the AC power supply voltage Vs is positive, the current path during the power factor improving operation is as shown in FIG. The current path when the MOSFET (Q2) is turned off and the MOSFET (Q1) is turned on to switch to the synchronous rectification operation is as shown in FIG.
<力率改善動作とダイオード整流動作の組み合わせ>
なお、上記力率改善動作と前述したダイオード整流動作（図４および図５参照）を組み合わせてもよい。すなわち、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合、力率改善動作中の電流経路は、前記図９のようになる。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフした後、寄生ダイオードＤ１がオンとなってダイオード整流動作に切り替わったときの電流経路は、前記図４のようになる。
<Combination of power factor improvement operation and diode rectification operation>
The power factor improving operation and the diode rectification operation described above (see FIGS. 4 and 5) may be combined. That is, when the AC power supply voltage Vs has a positive polarity, the current path during the power factor improving operation is as shown in FIG. The current path when the parasitic diode D1 is turned on and switched to the diode rectification operation after the MOSFET (Q2) is turned off is as shown in FIG.
<部分スイッチング動作>
次に、部分スイッチング動作について説明する。
部分スイッチング動作とは、交流電源電圧Ｖｓの半サイクルの中で、所定の位相で複数回力率改善動作を行うことで直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う動作モードである。高速スイッチング動作の場合と比べてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１），ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のスイッチング回数が少ない分、スイッチング損失の低減が可能である。以下、図１２、図１３を用いて部分スイッチング動作の説明を行う。
<Partial switching operation>
Next, the partial switching operation will be described.
The partial switching operation is an operation mode in which the DC voltage Vd is boosted and the power factor is improved by performing the power factor improving operation a plurality of times in a predetermined phase in a half cycle of the AC power supply voltage Vs. Since the number of switching times of the MOSFET (Q1) and the MOSFET (Q2) is smaller than that in the case of high-speed switching operation, the switching loss can be reduced. Hereinafter, the partial switching operation will be described with reference to FIGS. 12 and 13.
<部分スイッチング動作（Ｖｓ＞０の場合）>
図１２は、直流電源装置１のＶｓ＞０の場合において、部分スイッチングの概要を説明する図である。図１２は、交流電源電圧Ｖｓが正のサイクルにおける、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１），ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２），ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の駆動パルスと交流電源電圧Ｖｓ、回路電流Ｉｓの関係を示す。
<Partial switching operation (when Vs>0)>
FIG. 12 is a diagram illustrating an outline of partial switching when Vs> 0 of the DC
図１２（ａ）は、交流電源電圧Ｖｓの瞬時値を示し、図１２（ｂ）は、回路電流Ｉｓを示す。図１２（ｃ）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスを示し、図１２（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の駆動パルスを示す。図１２（ｅ）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスを示す。
図１２（ａ）に示すように、交流電源電圧Ｖｓの瞬時値は、略正弦波状である。
図１２（ｂ）の一点鎖線は、理想的な回路電流Ｉｓを略正弦波状に示している。このとき、最も力率が改善される。
理想電流上の点Ｐ１を考えた場合、この点Ｐ１での傾きをdi(P2)/dtとおく。次に、電流がゼロの状態から、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を時間ton1_Q2に亘ってオンしたときの電流の傾きをdi(ton1_Q2)/dtとおく。さらに時間ton1_Q2に亘ってオンした後、時間toff_Q2に亘ってオフした場合の電流の傾きをdi(toff1_Q2)/dtとおく。このときdi(ton1_Q2)/dtとdi(toff1_Q2)/dtとの平均値が点Ｐ１における傾きdi(P1)/dtと等しくなるように制御する。
FIG. 12 (a) shows the instantaneous value of the AC power supply voltage Vs, and FIG. 12 (b) shows the circuit current Is. FIG. 12 (c) shows the drive pulse of the MOSFET (Q2), and FIG. 12 (d) shows the drive pulse of the MOSFET (Q4). FIG. 12E shows the drive pulse of the MOSFET (Q1).
As shown in FIG. 12A, the instantaneous value of the AC power supply voltage Vs is substantially sinusoidal.
The alternate long and short dash line in FIG. 12B shows the ideal circuit current Is in a substantially sinusoidal shape. At this time, the power factor is most improved.
Considering the point P1 on the ideal current, the slope at this point P1 is set to di (P2) / dt. Next, the slope of the current when the MOSFET (Q2) is turned on for the time ton1_Q2 from the state where the current is zero is set to di (ton1_Q2) / dt. Furthermore, let di (toff1_Q2) / dt be the slope of the current when the current is turned on for the time ton1_Q2 and then turned off for the time toff_Q2. At this time, the average value of di (ton1_Q2) / dt and di (toff1_Q2) / dt is controlled to be equal to the slope di (P1) / dt at the point P1.
次に、点Ｐ１と同様に、点Ｐ２での電流の傾きをdi(P2)/dtとおく。そして、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を時間ton2_Q2に亘ってオンしたときの電流の傾きをdi(ton2_Q2)/dtとおき、時間toff2_Q2に亘ってオフした場合の電流の傾きをdi(toff2_Q2)/dtとおく。点Ｐ１の場合と同様に、di(ton2_Q2)/dtとdi(toff2_Q2)/dtの平均値が点Ｐ２における傾きdi(P2)/dtと等しくなるようにする。以降これを繰り返していく。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のスイッチング回数が多いほど、理想的な正弦波に近似することが可能である。 Next, the slope of the current at the point P2 is set to di (P2) / dt as in the point P1. Then, the slope of the current when the MOSFET (Q2) is turned on for the time ton2_Q2 is set to di (ton2_Q2) / dt, and the slope of the current when the MOSFET (Q2) is turned off for the time toff2_Q2 is set as di (toff2_Q2) / dt. .. As in the case of the point P1, the average value of di (ton2_Q2) / dt and di (toff2_Q2) / dt should be equal to the slope di (P2) / dt at the point P2. After that, this is repeated. At this time, as the number of switching times of the MOSFET (Q2) increases, it is possible to approximate an ideal sine wave.
なお、図１２に示すように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のスイッチングを相補に切り替え、かつ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）は交流電源電圧に同期させてオン状態にしているのは、部分スイッチング動作と同期整流動作を組み合わせて実行しているためである。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の１ショット目の前に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオフにしているのは、前述した平滑コンデンサＣ１からの逆流電流を防ぐためである。つまり、直流電圧Ｖｄに対して交流電源電圧Ｖｓが大きい区間で力率改善動作を行っている。 As shown in FIG. 12, the switching between the MOSFET (Q1) and the MOSFET (Q2) is complementarily switched, and the MOSFET (Q4) is turned on in synchronization with the AC power supply voltage because of the partial switching operation. This is because the synchronous rectification operation is combined with the above. Further, the reason why the MOSFET (Q1) is turned off before the first shot of the MOSFET (Q2) is to prevent the backflow current from the smoothing capacitor C1 described above. That is, the power factor improving operation is performed in the section where the AC power supply voltage Vs is larger than the DC voltage Vd.
<部分スイッチング動作（Ｖｓ＜０の場合）>
図１３は、直流電源装置１のＶｓ＜０の場合において、部分スイッチングの概要を説明する図である。図１３は、交流電源電圧Ｖｓが負のサイクルにおける、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１），ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２），ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の駆動パルスと交流電源電圧Ｖｓ、回路電流Ｉｓの関係を示す。
<Partial switching operation (when Vs <0)>
FIG. 13 is a diagram illustrating an outline of partial switching in the case of Vs <0 of the DC
図１３（ａ）は、交流電源電圧Ｖｓの瞬時値を示し、図１３（ｂ）は、回路電流Ｉｓを示す。図１３（ｃ）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスを示し、図１３（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の駆動パルスを示す。図１３（ｅ）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスを示す。
図１３（ａ）に示すように、交流電源電圧Ｖｓの瞬時値は、略正弦波状である。
図１３（ｂ）の一点鎖線は、理想的な回路電流Ｉｓを略正弦波状に示している。このとき、最も力率が改善される。
理想電流上の点Ｐ３を考えた場合、この点Ｐ３での傾きをdi(P3)/dtとおく。次に、電流がゼロの状態から、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を時間ton1_Q1に亘ってオンしたときの電流の傾きをdi(ton1_Q1)/dtとおく。さらに時間ton1_Q1に亘ってオンした後、時間toff_Q1に亘ってオフした場合の電流の傾きをdi(toff1_Q1)/dtとおく。このときdi(ton1_Q1)/dtとdi(toff1_Q1)/dtとの平均値が点Ｐ３における傾きdi(P3)/dtと等しくなるように制御する。
FIG. 13A shows the instantaneous value of the AC power supply voltage Vs, and FIG. 13B shows the circuit current Is. FIG. 13 (c) shows the drive pulse of the MOSFET (Q2), and FIG. 13 (d) shows the drive pulse of the MOSFET (Q4). FIG. 13 (e) shows the drive pulse of the MOSFET (Q1).
As shown in FIG. 13A, the instantaneous value of the AC power supply voltage Vs is substantially sinusoidal.
The alternate long and short dash line in FIG. 13B shows the ideal circuit current Is in a substantially sinusoidal shape. At this time, the power factor is most improved.
Considering the point P3 on the ideal current, the slope at this point P3 is set to di (P3) / dt. Next, the slope of the current when the MOSFET (Q2) is turned on for the time ton1_Q1 from the state where the current is zero is set to di (ton1_Q1) / dt. Furthermore, the slope of the current when the current is turned on for the time ton1_Q1 and then turned off for the time toff_Q1 is set to di (toff1_Q1) / dt. At this time, the average value of di (ton1_Q1) / dt and di (toff1_Q1) / dt is controlled to be equal to the slope di (P3) / dt at the point P3.
次に、点Ｐ３と同様に、点Ｐ４での電流の傾きをdi(P4)/dtとおく。そして、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を時間ton2_Q1に亘ってオンしたときの電流の傾きをdi(ton2_Q1)/dtとおき、時間toff2_Q1に亘ってオフした場合の電流の傾きをdi(toff2_Q1)/dtとおく。点Ｐ３の場合と同様に、di(ton2_Q1)/dtとdi(toff2_Q1)/dtの平均値が点Ｐ４における傾きdi(P4)/dtと等しくなるようにする。以降これを繰り返していく。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のスイッチング回数が多いほど、理想的な正弦波に近似することが可能である。
なお、場合によっては部分スイッチング動作とダイオード整流動作を組み合わせて実行してもよい。
Next, the slope of the current at the point P4 is set to di (P4) / dt as in the point P3. Then, the slope of the current when the MOSFET (Q2) is turned on for the time ton2_Q1 is set to di (ton2_Q1) / dt, and the slope of the current when the MOSFET (Q2) is turned off for the time toff2_Q1 is set as di (toff2_Q1) / dt. .. As in the case of the point P3, the average value of di (ton2_Q1) / dt and di (toff2_Q1) / dt should be equal to the slope di (P4) / dt at the point P4. After that, this is repeated. At this time, as the number of switching times of the MOSFET (Q2) increases, it is possible to approximate an ideal sine wave.
In some cases, the partial switching operation and the diode rectification operation may be combined and executed.
［高速スイッチングモード（高速スイッチング動作）］
次に、高速スイッチング動作について説明する。
回路の入力が大きいほど、高調波電流も増大するので、特に高次の高調波電流の規制値を満足することが難しくなる。このため、入力電流が大きいほど高力率を確保する必要がある。
前述した「部分スイッチングモード」によっては、力率の確保が難しい場合には「高速スイッチングモード」でスイッチング制御を行う。
「高速スイッチングモード」は、ある一定のスイッチング周波数でＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をスイッチング制御することで、直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う。
[High-speed switching mode (high-speed switching operation)]
Next, the high-speed switching operation will be described.
As the input of the circuit increases, the harmonic current also increases, so that it becomes difficult to satisfy the regulation value of the higher-order harmonic current in particular. Therefore, it is necessary to secure a high power factor as the input current increases.
Depending on the above-mentioned "partial switching mode", when it is difficult to secure the power factor, switching control is performed in the "high-speed switching mode".
In the "high-speed switching mode", the MOSFET (Q1) and the MOSFET (Q2) are switched and controlled at a constant switching frequency to boost the DC voltage Vd and improve the power factor.
図１４は、直流電源装置１の高速スイッチングを行った場合において、電源電圧と回路電流とＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。図１４は、高速スイッチングを行った場合の交流電源電圧Ｖｓと回路電流ＩｓとＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図を示す。
図１４（ａ）は、交流電源電圧の瞬時値の波形を示し、図１４（ｂ）は、回路電流Ｉｓの波形を示す。図１４（ｃ）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示し、図１４（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルス波形を示す。図１４（ｅ）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）の駆動パルス波形を示し、図１４（ｆ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の駆動パルス波形を示す。
FIG. 14 is a waveform diagram of the power supply voltage, the circuit current, and the drive pulse of the MOSFET when the DC
FIG. 14A shows the waveform of the instantaneous value of the AC power supply voltage, and FIG. 14B shows the waveform of the circuit current Is. FIG. 14 (c) shows the drive pulse waveform of the MOSFET (Q1), and FIG. 14 (d) shows the drive pulse waveform of the MOSFET (Q2). FIG. 14 (e) shows the drive pulse waveform of the MOSFET (Q3), and FIG. 14 (f) shows the drive pulse waveform of the MOSFET (Q4).
図１４（ａ）に示すように、交流電源電圧Ｖｓの瞬時値は、略正弦波状の波形である。
高速スイッチング動作においては、例えば交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合、力率改善動作時には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオン、かつＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオフ状態とすることで、力率改善電流Ｉｓｐを通流させる。更に、交流電源電圧Ｖｓに同期させてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）をオフ状態にし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）をオン状態にしている。そして、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオンからオフにした後、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオン状態とする。つまり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）は交流電源電圧Ｖｓに同期させてオン状態にしつつ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は交互にスイッチングさせている。このようなスイッチング制御を行っているのは、高速スイッチングを行うと同時に同期整流を行うためである。なお、単純に高速スイッチング動作を行うためには、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ４）はオフ状態で、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を一定周波数でスイッチング動作を行えばよい。
As shown in FIG. 14A, the instantaneous value of the AC power supply voltage Vs is a substantially sinusoidal waveform.
In the high-speed switching operation, for example, when the AC power supply voltage Vs has a positive polarity, the power factor improving current Isp is increased by turning on the MOSFET (Q2) and turning off the MOSFET (Q1) during the power factor improving operation. Let it flow. Further, the MOSFET (Q3) is turned off and the MOSFET (Q4) is turned on in synchronization with the AC power supply voltage Vs. Then, after turning the MOSFET (Q1) from on to off, the MOSFET (Q2) is turned on. That is, while the MOSFET (Q4) is turned on in synchronization with the AC power supply voltage Vs, the MOSFET (Q1) and the MOSFET (Q2) are switched alternately. The reason for performing such switching control is to perform synchronous rectification at the same time as performing high-speed switching. In order to simply perform the high-speed switching operation, the MOSFET (Q1 and Q4) may be turned off and the MOSFET (Q2) may be switched at a constant frequency.
しかし、このときＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）オフ時にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１），ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）もオフ状態であると、電流はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１），ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の寄生ダイオードＤ１，Ｄ４を流れることになる。前記したように、この寄生ダイオードは逆回復時間の特性が悪く、電圧ドロップが大きいために、導通損失が大きくなってしまう。 However, at this time, if the MOSFET (Q1) and the MOSFET (Q4) are also in the off state when the MOSFET (Q2) is off, the current flows through the parasitic diodes D1 and D4 of the MOSFET (Q1) and the MOSFET (Q4). As described above, this parasitic diode has a poor reverse recovery time characteristic and a large voltage drop, so that the conduction loss becomes large.
そこで本実施形態では、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）は交流電源電圧Ｖｓに同期させてオン状態とし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）オフ時には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオン状態にして同期整流を行うことで、導通損失を低減する。交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合も同様である。つまり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）は交流電源電圧Ｖｓの極性に合わせてオン状態とし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオフ時には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオンさせて同期整流を行う。 Therefore, in the present embodiment, when the AC power supply voltage Vs has a positive polarity, the MOSFET (Q4) is turned on in synchronization with the AC power supply voltage Vs, and when the MOSFET (Q2) is off, the MOSFET (Q1) is turned on. Conduction loss is reduced by performing synchronous rectification. The same applies when the AC power supply voltage Vs has a negative polarity. That is, the MOSFET (Q3) is turned on according to the polarity of the AC power supply voltage Vs, and when the MOSFET (Q1) is off, the MOSFET (Q2) is turned on to perform synchronous rectification.
［制御モードの切り替え］
直流電源装置１は、前記のように「ダイオード整流モード」、「同期整流モード」、「部分スイッチングモード」、「高速スイッチングモード」を有し、それぞれ、ダイオード整流制御、同期整流制御、部分スイッチング制御、高速スイッチング制御を実行する。
次に、これら制御モードの切り替えについて説明する。
低負荷の場合には高調波電流も小さくなるので必要以上に力率を確保する必要が無い場合がある。しかし、高負荷の場合には高調波電流も大きくなるので、「高速スイッチングモード」を用いてショット数を増やして力率を確保する必要がある。しかし、低負荷時に高速スイッチングを行った場合、必要以上に力率を確保することになり、更にスイッチング損失も同期整流制御に対して増大する。換言すれば、負荷条件に応じて効率を考慮しつつ最適なスイッチング制御を行って力率を確保することで高調波電流を低減すればよいと言える。
[Switch control mode]
As described above, the DC
Next, switching of these control modes will be described.
In the case of a low load, the harmonic current becomes small, so it may not be necessary to secure the power factor more than necessary. However, in the case of a high load, the harmonic current also becomes large, so it is necessary to increase the number of shots and secure the power factor by using the "high-speed switching mode". However, when high-speed switching is performed at a low load, the power factor is secured more than necessary, and the switching loss also increases with respect to the synchronous rectification control. In other words, it can be said that the harmonic current should be reduced by performing the optimum switching control according to the load condition while considering the efficiency to secure the power factor.
直流電源装置１は、上記したように、ダイオード整流制御と同期整流制御と部分スイッチング制御と高速スイッチング制御を実行可能である。また、使用する機器の負荷条件によっては、高効率化優先の領域、昇圧と力率改善優先の領域等、求められる性能が変わる場合がある。
そこで本実施形態では、上記各制御モードを、予め決められた閾値情報を基にして負荷に応じて選択的に切り替えることで、より最適に高効率化と高調波電流の低減を両立可能とする。
As described above, the DC
Therefore, in the present embodiment, by selectively switching each of the above control modes according to the load based on the predetermined threshold information, it is possible to more optimally achieve both high efficiency and reduction of harmonic current. ..
図１５は、直流電源装置１の負荷の大きさに応じた動作モードの切り替えを説明する図である。図１５において、第１の閾値を「閾値＃１」、第２の閾値を「閾値＃２」と省略して記載している。同様に、第１〜第８の制御方法を単に「＃１」から「＃８」と省略して記載している。
第１制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実行するモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実行するモードとを切り替える。なお、図面では、部分スイッチング制御のことを「部分ＳＷ」と省略して記載している。
第２制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実行するモードと、同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実行するモードとを切り替える。なお、図面では、高速スイッチング制御のことを「高速ＳＷ」と省略して記載している。
FIG. 15 is a diagram illustrating switching of the operation mode according to the magnitude of the load of the DC
The first control method switches between a mode in which synchronous rectification control is executed and a mode in which synchronous rectification control and partial switching control are simultaneously executed, based on a predetermined first threshold value information. In the drawings, the partial switching control is abbreviated as "partial SW".
The second control method switches between a mode in which synchronous rectification control is executed and a mode in which synchronous rectification control and high-speed switching control are executed at the same time, based on a predetermined first threshold value information. In the drawings, high-speed switching control is abbreviated as "high-speed SW".
第３制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を行うモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実行するモードと、同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実行するモードと、を切り替える。
なお、この第３制御方法は、レグ１を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）に、高速タイプのＳＪ−ＭＯＳＦＥＴを用いることで、導通損失とスイッチング損失の低減を両立させる効果が最も良く現わされる制御モードである。
The third control method includes a mode for performing synchronous rectification control based on predetermined first and second threshold information, a mode for simultaneously executing synchronous rectification control and partial switching control, and synchronous rectification control and high-speed switching. Switch between the mode in which control is executed at the same time.
In this third control method, by using a high-speed type SJ-MOSFET as the MOSFET (Q1) and MOSFET (Q2) constituting the
第４制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実行するモードと、ダイオード整流制御および部分スイッチング制御を同時に実行するモードとを切り替える。
第５制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実行するモードと、ダイオード整流制御および高速スイッチング制御を同時に実行するモードとを切り替える。
第６制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実行するモードと、ダイオード整流制御および部分スイッチング制御を同時に実行するモードと、ダイオード整流制御および高速スイッチング制御を同時に実行するモードとを切り替える。
第７制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実行するモードと、ダイオード整流制御および部分スイッチング制御を同時に実行するモードと、同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実行するモードとを切り替える。
第８制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実行するモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実行するモードと、ダイオード整流制御および高速スイッチング制御を同時に実行するモードとを切り替える。
The fourth control method switches between a mode in which synchronous rectification control is executed and a mode in which diode rectification control and partial switching control are simultaneously executed, based on a predetermined first threshold value information.
The fifth control method switches between a mode in which synchronous rectification control is executed and a mode in which diode rectification control and high-speed switching control are simultaneously executed, based on a predetermined first threshold value information.
The sixth control method includes a mode in which synchronous rectification control is executed based on predetermined first and second threshold information, a mode in which diode rectification control and partial switching control are simultaneously executed, diode rectification control, and high speed. Switches between modes that execute switching control at the same time.
The seventh control method includes a mode in which synchronous rectification control is executed based on predetermined first and second threshold information, a mode in which diode rectification control and partial switching control are simultaneously executed, synchronous rectification control, and high speed. Switches between modes that execute switching control at the same time.
The eighth control method includes a mode in which synchronous rectification control is executed based on predetermined first and second threshold information, a mode in which synchronous rectification control and partial switching control are simultaneously executed, diode rectification control, and high speed. Switches between modes that execute switching control at the same time.
例えば、効率向上と高調波電流の低減や昇圧を主目的にするのであれば、第１〜第３制御方法で切り替えればよい。また、効率はあまり優先ではなく、高調波電流の低減や昇圧を主目的にするのであれば、第４〜第６制御方法等のモードで切り替えればよい。例えば、部分スイッチング動作や高速スイッチング動作と同期整流動作を組み合わせる場合は、交流電源電圧半周期の中で２つのＭＯＳＦＥＴを制御する必要があるため、制御としては複雑になる。しかし、ダイオード整流との組み合わせであれば、半周期のうち制御するＭＯＳＦＥＴは１つであるため、制御の簡略化にも繋がる。効率や高調波の低減や制御性など、必要に応じて最適な制御を選択すればよい。 For example, if the main purpose is to improve efficiency, reduce harmonic current, or boost the voltage, switching may be performed by the first to third control methods. Further, efficiency is not so prioritized, and if the main purpose is to reduce the harmonic current or boost the voltage, switching may be performed in modes such as the fourth to sixth control methods. For example, when a partial switching operation or a high-speed switching operation and a synchronous rectification operation are combined, it is necessary to control two MOSFETs in a half cycle of the AC power supply voltage, which makes the control complicated. However, if it is combined with diode rectification, since only one MOSFET is controlled in a half cycle, it also leads to simplification of control. Optimal control may be selected as needed, such as efficiency, reduction of harmonics, and controllability.
なお、制御切り替えのトリガとなる閾値情報としては、例えば電流検出部１１（図１）のレントトランス（図示省略）で検出される回路電流がある。あるいは負荷検出部１５（図１）にて検出した負荷情報を用いてもよい。負荷情報として例えば、負荷Ｈ（図１）がモータやインバータの場合はモータ電流、モータ回転速度、変調率、または直流電圧等を用いればよい。 The threshold information that triggers control switching includes, for example, a circuit current detected by a rent transformer (not shown) of the current detection unit 11 (FIG. 1). Alternatively, the load information detected by the load detection unit 15 (FIG. 1) may be used. As the load information, for example, when the load H (FIG. 1) is a motor or an inverter, the motor current, the motor rotation speed, the modulation factor, the DC voltage, or the like may be used.
更に、第１，第２，第４，第５制御方法のように２つのモードの間で制御を切り替える場合には、閾値情報は１つ（第１の閾値情報）であればよい。第３、第６、第７、第８制御方法のように３つのモードの間で切り替える場合には、閾値情報は２つ（第１の閾値情報と第２の閾値情報）用意する。更に、第１の閾値情報と第２の閾値情報は負荷の大きさに関連されている。つまり、第１の閾値情報は、第２の閾値情報よりも大きいという関係がある。 Further, when the control is switched between the two modes as in the first, second, fourth, and fifth control methods, only one threshold information (first threshold information) may be used. When switching between the three modes as in the third, sixth, seventh, and eighth control methods, two threshold information (first threshold information and second threshold information) are prepared. Further, the first threshold information and the second threshold information are related to the magnitude of the load. That is, there is a relationship that the first threshold information is larger than the second threshold information.
例えば、第３制御方法では、第１の閾値未満の領域では同期整流動作で動作させ、第１の閾値以上で第２の閾値未満の領域では同期整流動作＋部分スイッチング動作で動作させ、第２の閾値以上の領域では同期整流動作＋高速スイッチング動作で動作させる。その他のモードに関しても同様である。 For example, in the third control method, a synchronous rectification operation is performed in a region below the first threshold value, a synchronous rectification operation + a partial switching operation is performed in a region above the first threshold value and below the second threshold value, and the second control method is performed. In the region above the threshold value of, the operation is performed by synchronous rectification operation + high-speed switching operation. The same applies to other modes.
また、第３，第６〜第８制御方法のように部分スイッチング動作中から高速スイッチング動作に切り替える場合に、直流電圧が変動する場合がある。部分スイッチング動作中から高速スイッチング動作に切り替える場合の直流電圧変動を回避するために、部分スイッチングの動作から高速スイッチングへの切り替えの瞬間に、部分スイッチング動作時の電流に対して高速スイッチング動作時の電流のピークが小さくなるようにオン時間を調整して切り替える。 Further, when switching from the partial switching operation to the high-speed switching operation as in the third, sixth to eighth control methods, the DC voltage may fluctuate. In order to avoid DC voltage fluctuations when switching from partial switching operation to high-speed switching operation, the current during high-speed switching operation is compared to the current during partial switching operation at the moment of switching from partial switching operation to high-speed switching. Adjust the on-time so that the peak of is smaller.
図１６は、部分スイッチングから高速スイッチングへ切り替える場合の電流波形を説明する図である。
図１６（ａ）は、部分スイッチング制御時の交流電源電圧Ｖｓの瞬時値と入力電流Ｉｓとを模式的に示している。
図１６（ｂ）は、高速スイッチング制御に切り替えたときの交流電源電圧Ｖｓの瞬時値と入力電流Ｉｓとを模式的に示している。このときの電流Ｉｓのピークは、図１６（ａ）に示した電流Ｉｓのピークよりも小さくなっている。このようにオン時間を調整して切り替えることで直流電圧の変動を抑えることが可能である。これは、部分スイッチングに対して高速スイッチング時は力率が良いため電流は小さくなる。つまり、部分スイッチングの電流振幅と同じになるように切り替えてしまうと、直流電圧が昇圧されすぎてしまうためである。これにより、直流電圧Ｖｄの変動を抑えることが可能である。
FIG. 16 is a diagram illustrating a current waveform when switching from partial switching to high-speed switching.
FIG. 16A schematically shows the instantaneous value of the AC power supply voltage Vs and the input current Is during partial switching control.
FIG. 16B schematically shows the instantaneous value of the AC power supply voltage Vs and the input current Is when switching to the high-speed switching control. The peak of the current Is at this time is smaller than the peak of the current Is shown in FIG. 16 (a). By adjusting and switching the on-time in this way, it is possible to suppress fluctuations in the DC voltage. This is because the power factor is good at high speed switching with respect to partial switching, so the current becomes small. That is, if the current amplitude of partial switching is changed to be the same, the DC voltage will be boosted too much. This makes it possible to suppress fluctuations in the DC voltage Vd.
同様に、高速スイッチングから部分スイッチングへの切り替え時には、上記の場合とは逆に電流の振幅が大きくなるようにオン時間を調整して切り替えることで、逆に直流電圧の低下を防ぐことが可能である。
更に、各制御の切り替えは電源電圧ゼロクロスのタイミングで行うことで安定的に制御の切り替えを行うことができる。
また、本実施形態では、瞬時電流の検出にシャント抵抗Ｒ１（図１）を用いているが、シャント抵抗の代わりに高速の電流トランスを用いてもよい。
Similarly, when switching from high-speed switching to partial switching, it is possible to prevent a decrease in DC voltage by adjusting the on-time so that the amplitude of the current increases, contrary to the above case. is there.
Further, each control can be switched stably at the timing of the power supply voltage zero cross.
Further, in the present embodiment, the shunt resistor R1 (FIG. 1) is used for detecting the instantaneous current, but a high-speed current transformer may be used instead of the shunt resistor.
［変形例］
図１７は、本発明の実施形態に係る直流電源装置１Ａの変形例を示す構成図である。本変形例の説明に当たり、図１と同一構成部分には同一符号を付している。
図１７に示すように、直流電源装置１Ａは、レグ２側にも第２のリアクトルであるリアクトルＬ２を備える。
このように、レグ２側にリアクトルＬ２を配置することで、短絡動作に発生するノイズをさらに低減する効果がある。また、リアクトルＬ１およびリアクトルＬ２のインダクタンスの値は、図１のようにリアクトルＬ１のみの場合に対して、リアクトルＬ１とリアクトルＬ２ではそれぞれ約半分にすることが可能であり、リアクトルの小型化に効果がある。
[Modification example]
FIG. 17 is a configuration diagram showing a modified example of the DC power supply device 1A according to the embodiment of the present invention. In the explanation of this modification, the same components as those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals.
As shown in FIG. 17, the DC power supply device 1A also includes a reactor L2, which is a second reactor, on the
By arranging the reactor L2 on the
図１８は、本発明の実施形態に係る直流電源装置１Ｂの変形例を示す構成図である。本変形例の説明に当たり、図１と同一構成部分には同一符号を付している。
図１８に示すように、直流電源装置１Ｂは、図１の直流電源装置１のレグ１を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）（第１のスイッチング素子）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）（第２のスイッチング素子）を、それぞれＩＧＢＴとＦＲＤで構成する。
FIG. 18 is a configuration diagram showing a modified example of the DC
As shown in FIG. 18, the DC
以上説明したように、本実施形態に係る直流電源装置１（図１）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）のリアクトルＬ１側であるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）とが直列接続されて構成される回路をレグ１、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）とが直列接続されて構成される回路をレグ２とした場合、レグ１とレグ２のスイッチング素子の逆回復時間の特性が異なる。特に、レグ１を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は、レグ２を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）よりも逆回復時間が小さい高速タイプのＳＪ−ＭＯＳＦＥＴを用いる。
As described above, in the DC power supply device 1 (FIG. 1) according to the present embodiment, the MOSFET (Q1) and the MOSFET (Q2) on the reactor L1 side of the MOSFET (Q1) to the MOSFET (Q4) are connected in series. When the circuit composed of the above is the
そして、コンバータ制御部１８（図１）は、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合、リアクトルＬ１に電流が通流しているときにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）両方をオン状態にし、一方、リアクトルＬ１に電流が通流していないとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）またはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）のうち少なくとも１つをオフ状態とし、交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合、リアクトルＬ１に電流が通流しているときにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）両方をオン状態にし、一方、リアクトルＬ１に電流が通流していないとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）またはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）のうち少なくとも１つをオフ状態とする。 Then, the converter control unit 18 (FIG. 1) turns on both the MOSFET (Q1) and the MOSFET (Q4) when the current is flowing through the reactor L1 when the AC power supply voltage Vs has a positive polarity. When no current is flowing through the reactor L1, at least one of the MOSFET (Q1) or MOSFET (Q4) is turned off, and when the AC power supply voltage Vs has a negative polarity, the current is flowing through the reactor L1. When the current is on, both the MOSFET (Q2) and the MOSFET (Q3) are turned on, while when no current is flowing through the reactor L1, at least one of the MOSFET (Q2) or the MOSFET (Q3) is turned off. ..
また、コンバータ制御部１８は、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合、リアクトルＬ１に通流する電流の波形成形を行うときには、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）を電源半周期の一部区間若しくは半周期の間オン状態にし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を交互にオン、オフさせ、交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合、リアクトルＬ１に通流する電流の波形成形を行うときには、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）を電源半周期の一部区間若しくは半周期の間オン状態にし、前記ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を交互にオン、オフさせる。
この場合、コンバータ制御部１８は、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）をオン状態にし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオンした後、一定時間経過後にオフさせ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフ後にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオンさせ、交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）をオン状態にし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオンした後、一定時間経過後にオフさせ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオフ後にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオンさせる。
Further, when the AC power supply voltage Vs has a positive polarity, the
In this case, when the AC power supply voltage Vs has a positive polarity, the
この構成により、ダイオード特性を有する第１乃至第４のスイッチング素子として、オン抵抗の小さいＳＪ−ＭＯＳＦＥＴを用いることで、通常のＭＯＳＦＥＴを用いた場合よりも導通損失を低減することできる。また、レグ１のスイッチング素子は、逆回復時間が小さく、かつ、スイッチング速度の速い高速タイプのＳＪ−ＭＯＳＦＥＴを用いることで、スイッチング損失を低減することができる。
更に、直流電源装置１は、「ダイオード整流モード」、「同期整流モード」、「部分スイッチングモード」、「高速スイッチングモード」を有し、負荷条件に応じて効率を考慮しつつ最適なスイッチング制御を行って力率を確保する。ここで、使用する機器の負荷条件によって、高効率化優先の領域、昇圧と力率改善優先の領域等、求められる性能を考慮する。本実施形態では、各制御モードを、予め決められた閾値情報を基にして負荷に応じて選択的に切り替えることで、より最適に高効率化と高調波電流の低減を両立することができる。
With this configuration, by using an SJ-MOSFET having a small on-resistance as the first to fourth switching elements having diode characteristics, it is possible to reduce the conduction loss as compared with the case of using a normal MOSFET. Further, the switching element of
Further, the DC
［空気調和機］
図１９は、本実施形態の直流電源装置１，１Ａ，１Ｂを用いた空気調和機の室内機、室外機、およびリモコンの構成図である。
図１９に示すように、空気調和機Ａは、いわゆるルームエアコンであり、室内機１００と、室外機２００と、リモコンＲｅと、図示しない直流電源装置１，１Ａ，１Ｂ（図１、図１７および図１８参照。以下同様。）とを備えている。
室内機１００と室外機２００とは冷媒配管３００で接続され、周知の冷媒サイクルによって、室内機１００が設置されている室内を空調する。また、室内機１００と室外機２００とは、通信ケーブル（図示省略）を介して互いに情報を送受信するようになっている。更に室外機２００には配線（図示省略）で繋がれており室内機１００を介して交流電圧が供給されている。直流電源装置は、室外機２００に備えられており、室内機１００側から供給された交流電力を直流電力に変換している。
[Air conditioner]
FIG. 19 is a configuration diagram of an indoor unit, an outdoor unit, and a remote controller of an air conditioner using the DC
As shown in FIG. 19, the air conditioner A is a so-called room air conditioner, and is an
The
リモコンＲｅは、ユーザによって操作されて、室内機１００のリモコン送受信部Ｑに対して赤外線信号を送信する。この赤外線信号の内容は、運転要求、設定温度の変更、タイマ、運転モードの変更、停止要求などの指令である。空気調和機Ａは、これら赤外線信号の指令に基づいて、冷房モード、暖房モード、除湿モードなどの空調運転を行う。また、室内機１００は、リモコン送受信部ＱからリモコンＲｅへ、室温情報、湿度情報、電気代情報などのデータを送信する。
The remote controller Re is operated by the user to transmit an infrared signal to the remote controller transmitter / receiver Q of the
空気調和機Ａに搭載された直流電源装置１，１Ａ，１Ｂの動作の流れについて説明する。
直流電源装置１，１Ａ，１Ｂは、高効率動作と力率の改善による高調波電流の低減と直流電圧Ｖｄの昇圧を行うものである。そして、動作モードとしては前記のように、ダイオード整流動作、同期整流動作、高速スイッチング動作、部分スイッチング動作の４つの動作モードを備えている。
例えば、負荷Ｈ（図１、図１７および図１８参照）として空気調和機Ａのインバータやモータを考えた場合、負荷が小さく、効率重視の運転が必要であれば、直流電源装置１，１Ａ，１Ｂを同期整流モードで動作させるとよい。
The operation flow of the DC
The DC
For example, when considering the inverter and motor of the air conditioner A as the load H (see FIGS. 1, 17 and 18), if the load is small and efficiency-oriented operation is required, the DC
負荷が大きくなり、昇圧と力率の確保とが必要であれば、直流電源装置１，１Ａ，１Ｂに高速スイッチング動作を行わせるとよい。また空気調和機Ａの定格運転時のように、負荷としてはそれほど大きくないが昇圧や力率の確保が必要な場合には、部分スイッチング動作を行わせるとよい。なお、部分スイッチングと高速スイッチング時にはダイオード整流と同期整流のどちらを組み合わせてもよい。
If the load becomes large and it is necessary to boost the voltage and secure the power factor, it is preferable to cause the DC
図２０は、負荷の大きさに応じて直流電源装置１，１Ａ，１Ｂの動作モードと空気調和機Ａの運転領域を切り替える様子を説明する概要図である。
負荷に、閾値＃１，＃２を設けて、かつ機器として空気調和機Ａを考えた場合、負荷が小さい中間領域において、直流電源装置１，１Ａ，１Ｂは同期整流を行い、定格運転時には部分スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行い、必要に応じて高速スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行う。
FIG. 20 is a schematic diagram illustrating how the operation modes of the DC
When
定格運転よりも更に負荷が大きい低温暖房運転領域などにおいて、直流電源装置１は高速スイッチングを行い、必要に応じて部分スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行う。
In a low-temperature heating operation region where the load is even larger than the rated operation, the DC
以上のように、直流電源装置は、空気調和機Ａの運転領域に応じた最適な動作モードに切り替えることで、高効率動作を行いつつ、高調波電流の低減を行うことが可能である。 As described above, the DC power supply device can reduce the harmonic current while performing high-efficiency operation by switching to the optimum operation mode according to the operating region of the air conditioner A.
なお、負荷Ｈがインバータやモータなどの場合、負荷の大きさを決めるパラメータとして、インバータやモータに流れる電流、インバータの変調率、モータの回転速度が考えられる。また、直流電源装置１，１Ａ，１Ｂに通流する回路電流Ｉｓで負荷Ｈの大きさを判断してもよい。また、直流電圧で負荷の大きさを判断してもよい。
例えば、負荷の大きさが閾値＃１以下ならば、直流電源装置１，１Ａ，１Ｂは同期整流を行い、閾値＃１を超えたならば部分スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行う。または負荷の大きさが閾値＃２を超えたならば、直流電源装置１，１Ａ，１Ｂは、高速スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行い、閾値＃２を以下ならば部分スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行う。
以上のように直流電源装置１，１Ａ，１Ｂは、負荷の大きさに応じた最適な動作モードに切り替えることで、高効率動作を行いつつ、高調波電流の低減を行うことが可能である。
When the load H is an inverter or a motor, the current flowing through the inverter or the motor, the modulation factor of the inverter, and the rotation speed of the motor can be considered as parameters for determining the magnitude of the load. Further, the magnitude of the load H may be determined by the circuit current Is flowing through the DC
For example, if the load magnitude is less than or equal to the
As described above, the DC
このように、本実施形態の直流電源装置１，１Ａ，１Ｂを空気調和機Ａに備えることで、エネルギ効率（つまり、ＡＰＦ）を高く、また、信頼性を高めることができる。
空気調和機以外の機器に、本実施形態の直流電源装置１，１Ａ，１Ｂを搭載してもよく、空気調和機以外の機器において高効率かつ信頼性を高めることができる。
As described above, by providing the DC
The DC
本発明は上記の実施形態例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載した本発明の要旨を逸脱しない限りにおいて、他の変形例、応用例を含む。
例えば、本実施形態では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）としてＳＪ−ＭＯＳＦＥＴを使用した例を説明した。ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴに代えて、このＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）としてＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴやＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴを用いたスイッチング素子を用いることで、更なる高効率動作を実現することが可能である。
また、上記した実施形態例は本発明をわかりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態例の構成の一部を他の実施形態例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態例の構成に他の実施形態例の構成を加えることも可能である。また、各実施形態例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
The present invention is not limited to the above-described embodiment, and includes other modifications and applications as long as it does not deviate from the gist of the present invention described in the claims.
For example, in the present embodiment, an example in which SJ-MOSFET is used as the MOSFET (Q1) to MOSFET (Q4) has been described. By using a switching element using SiC-MOSFET or GaN-MOSFET as the MOSFETs (Q1) to MOSFETs (Q4) instead of the SJ-MOSFET, it is possible to realize further high-efficiency operation.
Further, the above-described embodiment has been described in detail in order to explain the present invention in an easy-to-understand manner, and is not necessarily limited to those having all the described configurations. Further, it is possible to replace a part of the configuration of one embodiment with the configuration of another embodiment, and it is also possible to add the configuration of another embodiment to the configuration of one embodiment. .. Further, it is possible to add / delete / replace a part of the configuration of each embodiment with another configuration.
上記の各構成、機能、処理部、処理手段などは、それらの一部または全部を、例えば集積回路などのハードウェアで実現してもよい。上記の各構成、機能などは、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈して実行することにより、ソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイルなどの情報は、メモリ、ハードディスクなどの記録装置、または、フラッシュメモリカード、ＤＶＤ（Digital Versatile Disk）などの記録媒体に置くことができる。
各実施形態において、制御線や情報線は、説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には、殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。
Each of the above configurations, functions, processing units, processing means, and the like may be partially or wholly realized by hardware such as an integrated circuit. Each of the above configurations, functions, and the like may be realized by software by the processor interpreting and executing a program that realizes each function. Information such as programs, tables, and files that realize each function can be placed in a recording device such as a memory or a hard disk, or a recording medium such as a flash memory card or a DVD (Digital Versatile Disk).
In each embodiment, the control lines and information lines indicate what is considered necessary for explanation, and do not necessarily indicate all the control lines and information lines in the product. In practice, it can be considered that almost all configurations are interconnected.
１，１Ａ，１Ｂ 直流電源装置
１０ 整流回路（ダイオードブリッジ回路）
１１ 電流検出部
１２ ゲイン制御部
１３ 交流電圧検出部
１４ ゼロクロス判定部
１５ 負荷検出部
１６ 昇圧比制御部
１７ 直流電圧検出部
１８ コンバータ制御部（制御手段）
１９ 電源回路
１００ 室内機
２００ 室外機
Ｖｓ 交流電源
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｄ１ ダイオード（第１のダイオード）
Ｄ２ ダイオード（第２のダイオード）
Ｄ３ ダイオード（第３のダイオード）
Ｄ４ ダイオード（第４のダイオード）
ｈａ，ｈｂ，ｈｃ，ｈｄ 配線
Ｌ１ リアクトル
Ｌ２ 第２のリアクトル
Ｑ１ ＭＯＳＦＥＴ（第１のスイッチング素子）
Ｑ２ ＭＯＳＦＥＴ（第２のスイッチング素子）
Ｑ３ ＭＯＳＦＥＴ（第３のスイッチング素子）
Ｑ４ ＭＯＳＦＥＴ（第４のスイッチング素子）
Ｒ１ シャント抵抗
Ａ 空気調和機
1,1A, 1B
11
19
D2 diode (second diode)
D3 diode (third diode)
D4 diode (fourth diode)
ha, hb, hc, hd Wiring L1 Reactor L2 Second reactor Q1 MOSFET (first switching element)
Q2 MOSFET (second switching element)
Q3 MOSFET (third switching element)
Q4 MOSFET (4th switching element)
R1 shunt resistor A air conditioner
Claims (12)
前記交流電源と前記第１乃至第４のスイッチング素子からなるダイオードブリッジ回路との間に設けられるリアクトルと、
前記ダイオードブリッジ回路の出力側に接続され、当該ダイオードブリッジ回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、を備え、
前記第１乃至第４のスイッチング素子のリアクトル側である第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とが直列接続されて構成される回路をレグ１、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とが直列接続されて構成される回路をレグ２とした場合、
前記レグ１と前記レグ２のスイッチング素子の逆回復時間の特性が異なる、
前記レグ２のスイッチング素子は、前記レグ１のスイッチング素子よりもオン抵抗が小さい
ことを特徴とする直流電源装置。 Connected to an AC power source, a first to fourth switching elements having a diode,
A reactor provided between the AC power supply and a diode bridge circuit composed of the first to fourth switching elements, and
A smoothing capacitor connected to the output side of the diode bridge circuit and smoothing the voltage applied from the diode bridge circuit is provided.
A circuit formed by connecting a first switching element and a second switching element on the reactor side of the first to fourth switching elements in series is formed by a leg 1, a third switching element, and a fourth switching element. When the circuit configured by connecting and is connected in series is leg 2.
The characteristics of the reverse recovery time of the switching elements of the leg 1 and the leg 2 are different .
The switching element of the leg 2 is a DC power supply device having a smaller on-resistance than the switching element of the leg 1 .
前記交流電源と前記第１乃至第４のスイッチング素子からなるダイオードブリッジ回路との間に設けられるリアクトルと、
前記ダイオードブリッジ回路の出力側に接続され、当該ダイオードブリッジ回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、を備え、
前記第１乃至第４のスイッチング素子のリアクトル側である第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とが直列接続されて構成される回路をレグ１、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とが直列接続されて構成される回路をレグ２とした場合、
前記レグ１と前記レグ２のスイッチング素子の逆回復時間の特性が異なる、
前記レグ１のスイッチング素子は、前記レグ２のスイッチング素子よりもスイッチング速度が速い
ことを特徴とする直流電源装置。 Connected to an AC power source, a first to fourth switching elements having a diode,
A reactor provided between the AC power supply and a diode bridge circuit composed of the first to fourth switching elements, and
A smoothing capacitor connected to the output side of the diode bridge circuit and smoothing the voltage applied from the diode bridge circuit is provided.
A circuit formed by connecting a first switching element and a second switching element on the reactor side of the first to fourth switching elements in series is formed by a leg 1, a third switching element, and a fourth switching element. When the circuit configured by connecting and is connected in series is leg 2.
The characteristics of the reverse recovery time of the switching elements of the leg 1 and the leg 2 are different .
The switching element of the leg 1 is a DC power supply device characterized in that the switching speed is faster than that of the switching element of the leg 2 .
前記交流電源と前記第１乃至第４のスイッチング素子からなるダイオードブリッジ回路との間に設けられるリアクトルと、
前記ダイオードブリッジ回路の出力側に接続され、当該ダイオードブリッジ回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、を備え、
前記第１乃至第４のスイッチング素子のリアクトル側である第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とが直列接続されて構成される回路をレグ１、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とが直列接続されて構成される回路をレグ２とした場合、
前記レグ１と前記レグ２のスイッチング素子の逆回復時間の特性が異なる、
前記レグ２のスイッチング素子のオン抵抗は、最大入力が１０Ａを超える場合は１００ｍΩ以下、最大入力が１０Ａより小さい場合は１５０ｍΩ以下である
ことを特徴とする直流電源装置。 Connected to an AC power source, a first to fourth switching elements having a diode,
A reactor provided between the AC power supply and a diode bridge circuit composed of the first to fourth switching elements, and
A smoothing capacitor connected to the output side of the diode bridge circuit and smoothing the voltage applied from the diode bridge circuit is provided.
A circuit formed by connecting a first switching element and a second switching element on the reactor side of the first to fourth switching elements in series is formed by a leg 1, a third switching element, and a fourth switching element. When the circuit configured by connecting and is connected in series is leg 2.
The characteristics of the reverse recovery time of the switching elements of the leg 1 and the leg 2 are different .
A DC power supply device characterized in that the on-resistance of the switching element of the leg 2 is 100 mΩ or less when the maximum input exceeds 10 A, and 150 mΩ or less when the maximum input is smaller than 10 A.
前記交流電源と前記第１乃至第４のスイッチング素子からなるダイオードブリッジ回路との間に設けられるリアクトルと、
前記ダイオードブリッジ回路の出力側に接続され、当該ダイオードブリッジ回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、を備え、
前記第１乃至第４のスイッチング素子のリアクトル側である第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とが直列接続されて構成される回路をレグ１、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とが直列接続されて構成される回路をレグ２とした場合、
前記レグ１と前記レグ２のスイッチング素子の逆回復時間の特性が異なる、
前記レグ１のスイッチング素子は、高速タイプのスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴである
ことを特徴とする直流電源装置。 Connected to an AC power source, a first to fourth switching elements having a diode,
A reactor provided between the AC power supply and a diode bridge circuit composed of the first to fourth switching elements, and
A smoothing capacitor connected to the output side of the diode bridge circuit and smoothing the voltage applied from the diode bridge circuit is provided.
A circuit formed by connecting a first switching element and a second switching element on the reactor side of the first to fourth switching elements in series is formed by a leg 1, a third switching element, and a fourth switching element. When the circuit configured by connecting and is connected in series is leg 2.
The characteristics of the reverse recovery time of the switching elements of the leg 1 and the leg 2 are different .
The switching element of the leg 1 is a DC power supply device characterized by being a high-speed type MOSFET having a super junction structure .
前記交流電源と前記第１乃至第４のスイッチング素子からなるダイオードブリッジ回路との間に設けられるリアクトルと、
前記ダイオードブリッジ回路の出力側に接続され、当該ダイオードブリッジ回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、を備え、
前記第１乃至第４のスイッチング素子のリアクトル側である第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とが直列接続されて構成される回路をレグ１、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とが直列接続されて構成される回路をレグ２とした場合、
前記レグ１と前記レグ２のスイッチング素子の逆回復時間の特性が異なる、
前記レグ１のスイッチング素子としてＦＲＤを用いる場合、当該ＦＲＤは前記レグ２のスイッチング素子より逆回復時間が小さい
ことを特徴とする記載の直流電源装置。 Connected to an AC power source, a first to fourth switching elements having a diode,
A reactor provided between the AC power supply and a diode bridge circuit composed of the first to fourth switching elements, and
A smoothing capacitor connected to the output side of the diode bridge circuit and smoothing the voltage applied from the diode bridge circuit is provided.
A circuit formed by connecting a first switching element and a second switching element on the reactor side of the first to fourth switching elements in series is formed by a leg 1, a third switching element, and a fourth switching element. When the circuit configured by connecting and is connected in series is leg 2.
The characteristics of the reverse recovery time of the switching elements of the leg 1 and the leg 2 are different .
The DC power supply device according to the above, wherein when an FRD is used as the switching element of the leg 1, the FRD has a smaller reverse recovery time than the switching element of the leg 2 .
前記交流電源と前記第１乃至第４のスイッチング素子からなるダイオードブリッジ回路との間に設けられるリアクトルと、
前記ダイオードブリッジ回路の出力側に接続され、当該ダイオードブリッジ回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、を備え、
前記第１乃至第４のスイッチング素子のリアクトル側である第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とが直列接続されて構成される回路をレグ１、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とが直列接続されて構成される回路をレグ２とした場合、
前記レグ１と前記レグ２のスイッチング素子の逆回復時間の特性が異なる、
交流電源電圧が正の極性の場合、前記リアクトルに電流が通流しているときに前記第１のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子両方をオン状態にし、一方、前記リアクトルに電流が通流していないとき、前記第１のスイッチング素子または前記第４のスイッチング素子のうち少なくとも１つをオフ状態とし、
前記交流電源電圧が負の極性の場合、前記リアクトルに電流が通流しているときに前記第２のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子両方をオン状態にし、一方、前記リアクトルに電流が通流していないとき、前記第２のスイッチング素子または前記第３のスイッチング素子のうち少なくとも１つをオフ状態とする
ことを特徴とする記載の直流電源装置。 Connected to an AC power source, a first to fourth switching elements having a diode,
A reactor provided between the AC power supply and a diode bridge circuit composed of the first to fourth switching elements, and
A smoothing capacitor connected to the output side of the diode bridge circuit and smoothing the voltage applied from the diode bridge circuit is provided.
A circuit formed by connecting a first switching element and a second switching element on the reactor side of the first to fourth switching elements in series is formed by a leg 1, a third switching element, and a fourth switching element. When the circuit configured by connecting and is connected in series is leg 2.
The characteristics of the reverse recovery time of the switching elements of the leg 1 and the leg 2 are different .
When the AC power supply voltage has a positive polarity, both the first switching element and the fourth switching element are turned on when a current is flowing through the reactor, while a current is flowing through the reactor. When not, at least one of the first switching element or the fourth switching element is turned off.
When the AC power supply voltage has a negative polarity, both the second switching element and the third switching element are turned on when a current is flowing through the reactor, while a current is flowing through the reactor. The DC power supply device according to the above description, wherein at least one of the second switching element or the third switching element is turned off when the device is not used.
前記交流電源と前記第１乃至第４のスイッチング素子からなるダイオードブリッジ回路との間に設けられるリアクトルと、
前記ダイオードブリッジ回路の出力側に接続され、当該ダイオードブリッジ回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、を備え、
前記第１乃至第４のスイッチング素子のリアクトル側である第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とが直列接続されて構成される回路をレグ１、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とが直列接続されて構成される回路をレグ２とした場合、
前記レグ１と前記レグ２のスイッチング素子の逆回復時間の特性が異なる、
交流電源電圧が正の極性の場合、前記リアクトルに通流する電流の波形成形を行うときには、前記第４のスイッチング素子を電源半周期の一部区間若しくは半周期の間オン状態にし、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を交互にオン、オフさせ、
交流電源電圧が負の極性の場合、前記リアクトルに通流する電流の波形成形を行うときには、前記第３のスイッチング素子を電源半周期の一部区間若しくは半周期の間オン状態にし、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を交互にオン、オフさせる
ことを特徴とする直流電源装置。 Connected to an AC power source, a first to fourth switching elements having a diode,
A reactor provided between the AC power supply and a diode bridge circuit composed of the first to fourth switching elements, and
A smoothing capacitor connected to the output side of the diode bridge circuit and smoothing the voltage applied from the diode bridge circuit is provided.
A circuit formed by connecting a first switching element and a second switching element on the reactor side of the first to fourth switching elements in series is formed by a leg 1, a third switching element, and a fourth switching element. When the circuit configured by connecting and is connected in series is leg 2.
The characteristics of the reverse recovery time of the switching elements of the leg 1 and the leg 2 are different .
When the AC power supply voltage has a positive polarity, when the waveform of the current flowing through the reactor is formed, the fourth switching element is turned on for a part of the power supply half cycle or for half a cycle, and the first Switching element and the second switching element are alternately turned on and off.
When the AC power supply voltage has a negative polarity, when the waveform of the current flowing through the reactor is formed, the third switching element is turned on for a part or half of the power supply half cycle, and the first A DC power supply device characterized in that the switching element of No. 1 and the second switching element are alternately turned on and off .
前記交流電源と前記第１乃至第４のスイッチング素子からなるダイオードブリッジ回路との間に設けられるリアクトルと、
前記ダイオードブリッジ回路の出力側に接続され、当該ダイオードブリッジ回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、を備え、
前記第１乃至第４のスイッチング素子のリアクトル側である第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とが直列接続されて構成される回路をレグ１、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とが直列接続されて構成される回路をレグ２とした場合、
前記レグ１と前記レグ２のスイッチング素子の逆回復時間の特性が異なる、
交流電源電圧が正の極性の場合、前記第４のスイッチング素子をオン状態にし、前記第２のスイッチング素子をオンした後、一定時間経過後にオフさせ、前記第２のスイッチング素子がオフ後に前記第１のスイッチング素子をオンさせ、
交流電源電圧が負の極性の場合、前記第３のスイッチング素子をオン状態にし、前記第１のスイッチング素子をオンした後、一定時間経過後にオフさせ、前記第１のスイッチング素子がオフ後に前記第２のスイッチング素子をオンさせる
ことを特徴とする直流電源装置。 Connected to an AC power source, a first to fourth switching elements having a diode,
A reactor provided between the AC power supply and a diode bridge circuit composed of the first to fourth switching elements, and
A smoothing capacitor connected to the output side of the diode bridge circuit and smoothing the voltage applied from the diode bridge circuit is provided.
A circuit formed by connecting a first switching element and a second switching element on the reactor side of the first to fourth switching elements in series is formed by a leg 1, a third switching element, and a fourth switching element. When the circuit configured by connecting and is connected in series is leg 2.
The characteristics of the reverse recovery time of the switching elements of the leg 1 and the leg 2 are different .
When the AC power supply voltage has a positive polarity, the fourth switching element is turned on, the second switching element is turned on, and then turned off after a certain period of time, and after the second switching element is turned off, the second switching element is turned off. Turn on the switching element of 1
When the AC power supply voltage has a negative polarity, the third switching element is turned on, the first switching element is turned on, then turned off after a lapse of a certain period of time, and after the first switching element is turned off, the first switching element is turned off. A DC power supply device characterized by turning on two switching elements .
ことを特徴とする請求項１乃至請求項８のいずれか一項に記載の直流電源装置。 The DC power supply device according to any one of claims 1 to 8 , wherein the switching element of the leg 1 has a smaller reverse recovery time than the switching element of the leg 2.
ことを特徴とする請求項１乃至請求項８のいずれか一項に記載の直流電源装置。 The DC power supply device according to any one of claims 1 to 8, wherein the switching element of the leg 1 has a reverse recovery time of 200 ns or less.
ことを特徴とする請求項１乃至請求項８のいずれか一項に記載の直流電源装置。 The switching element of the leg 1 is at least one selected from SiC (Siliconcarbide) -FET, GaN (Galliumnitride) -FET, IGBT (Insulated-Gate-Bipolar-Transistor), and FRD (Fast-Recovery-Diode). The DC power supply device according to any one of claims 1 to 8, wherein the DC power supply device is provided.
ことを特徴とする空気調和機。 An air conditioner comprising the DC power supply device according to any one of claims 1 to 11.
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