JP2017511679A - 共振ｄｃ−ｄｃ電力コンバータアセンブリ - Google Patents

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Abstract

本発明は、同一の回路トポロジーを有する第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ及び第２共振ＤＣ−ＤＣコンバータを有する共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリに関する。第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第１インダクタ、及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第２インダクタは、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを磁気的に結合するように構成されており、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ間の共振電圧波形の位相シフトを、実質的に１８０度にするか、又は実質的に０度にする。第１及び第２インダクタは、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの対応する部品である。【選択図】図１Ｂ

Description

本発明は、同一の回路トポロジーを有する第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータと第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータとを備える共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリに関する。第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第１インダクタと第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第２インダクタとは、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを互いに磁気的に結合し、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの対応する共振電圧波形の間で、実質的に１８０度位相をシフトさせるか、又は実質的に０度位相をシフトさせるように構成される。第１及び第２インダクタは、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの対応する部品である。
電力密度及び部品のコストは、所与の出力電力の要求又は仕様において、可能な限り最も小さい物理的サイズ及び／又は最低のコストを提供する絶縁及び非絶縁ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの双方の、重要なパフォーマンスの測定基準である。共振電力コンバータは、標準的なＳＭＰＳトポロジー（Ｂｕｃｋ、Ｂｏｏｓｔ等）のスイッチングロスが変換効率の理由から需要できない傾向にある、１ＭＨｚより大きい周波数といった高スイッチング周波数において、特に有用である。高スイッチング周波数は、インダクタ及びキャパシタといった電力コンバータの部品の電気的及び物理的サイズを結果的に減少させるので、一般的に望ましい。より小さい部品は、ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの電力密度を増大することを許容する。共振電力コンバータにおいて、標準的なＳＭＰＳの入力チョッパ半導体スイッチ（ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴ）は、共振半導体スイッチに置き換えられる。共振半導体スイッチは、典型的には、状態スイッチングが生じた際に、半導体スイッチの両端間に電流が流れない、又は電圧が生じない、半導体スイッチの両端間の電流又は電圧の波形を形づくる様々な回路キャパシタンス及びインダクタンスを含む共振ネットワークの共振に依拠する。従って電力消費は、少なくとも、例えば３０ＭＨｚより大きい値といったスイッチング周波数のＶＨＦ帯域への劇的増大が実現可能となるように、入力半導体スイッチの固有キャパシタンス又はインダクタンスのいくつかにおいて大きく削減される。この概念は、ゼロ電圧及び／又はゼロ電流スイッチング（ＺＶＳ及び／又はＺＣＳ）動作の指定の下、当該技術分野において知られている。ＺＶＳ及び／ＺＣＳの下で通常使用されるスイッチモード電力コンバータの動作は、しばしば、Ｅ級、Ｆ級又はＤＥ級インバータ若しくは電力コンバータとして言及される。
しかしながら、ＶＨＦ帯域におけるスイッチング周波数で動作可能であり、必要な装置電圧及び電流を処理してコンバータの負荷に要求される出力電力を提供できる、適切なスイッチング装置を見つけるという重大な課題が残されている。この課題に取り組む一つの方法は、低い個々の出力電力能力を有し、これらを並列及び／又は直列で接続して個々の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータに課された最大出力電力要求を削減する複数の共振型ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを用いることである。これら低い出力電力能力の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータのペアが、１８０度の位相シフトを伴い動作するよう制御された場合、このスタックコンバータの構成はいくつかの新しい利点が生じる。低い出力共振コンバータのペアからのリップル電圧が少なくとも部分的に互いに打ち消しあうため、入力リップル電圧が削減される。この打ち消しあう効果は、入力フィルタリングの必要性を低減し、それ故共振電力コンバータの部品のコストを低くし、ＥＭＩ放出を削減する。更には、コンバータ出力電圧上の電圧リップルもまた、少なくとも部分的に打ち消され、共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの出力側にも同様の利益をもたらす。１８０度の位相シフトは、ＤＣ−ＤＣ電力コンバータのペアの全てのスイッチのスイッチ制御端子上の駆動信号を制御して適切な位相シフトを提供することによって、通常達成される。この制御スキームは、ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの複雑さの有意な増大を招く、デジタル又は先進的なアナログ制御回路への要求につながる。
ＩＥＥＥの論文、“ＶＨＦ直列入力並列入力インターリーブ自励発振式共振セピックコンバータ”、ＥＣＣＥプロシーディング、ＵＳＡ２０１３、頁２０５２〜２０５６は、電気容量的に結合し、第１コンバータのＭＯＳＦＥＴスイッチのドレイン電圧が第２コンバータのＭＯＳＦＥＴスイッチの別のゲートを駆動する二つの共振形のいわゆるＳＥＰＩＣ電力コンバータを開示している。二つの共振ＳＥＰＩＣコンバータは、１８０度の位相シフトを伴って動作（インターリーブ動作）してもよい。
ＵＳ２０１２／０３００５０４Ａ１は、インターリーブモードで動作する、並列に結合された複数の共振電力コンバータを含むＤＣ−ＤＣコンバータ回路を開示している。複数の共振電力コンバータのそれぞれの出力は並列に配置され、入力は、容量性分圧器を介して直列で結合されている。並列に結合された複数の共振電力コンバータは、実質的に同じスイッチング周波数で動作し、それらの間でいくらかの位相シフトを伴う。後者の特徴は、出力キャパシタを流れる低いａｃ電流を提供する。
多重直列又は並列結合共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの動作の先行技術に関連したこれらの問題及び課題の観点から、低い複雑性及び低いコストコントロールメカニズムを提供し、多重相互接続共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを１８０度の位相シフトで動作させる、又は０度の位相シフトで動作させる装置を制御し、それにより削減されたＥＭＩ放出及び低い部品のコストの上記利益を利用することは有利となる。
本発明の第１の態様は、同一の回路トポロジーを有する、第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータと第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを含む共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリに関する。第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第１インダクタと第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第２インダクタとは、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータが互いに磁気的に結合して、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの対応する共振電圧波形の間で、実質的に１８０度の位相シフトを引き起こす、又は実質的に０度の位相シフトを引き起こすように構成される。第１及び第２インダクタは、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの対応する部品である。
当業者は、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの対応する部品又は素子と対応する第１及び第２インダクタの定義は、第１インダクタが第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの回路トポロジーの同じ位置に配置され、第２インダクタが第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの回路トポロジーに配置されることを意味するとして、理解することであろう。第１及び第２インダクタは、従って、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータにおいて同じ機能を有する。
当業者は、一連の実施の形態における第１及び第２インダクタは、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの対応する共振電圧波形の間で実質的に０度の位相シフトを引き起こすことにより、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは互いに磁気的に結合するように構成されると理解するであろう。これらの０度の位相シフト、即ち“同期している”本共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリの実施の形態は、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの磁気的結合がスイッチング周波数を実質的に同一にし、互いにロックさせる、即ち、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの同期動作を引き起こすため、有用である。第１及び第２インダクタの間の磁気的結合によって引き起こされた同期動作は、名目上同一であるがアンロック又は非同期のペアの共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの間で、小さい位相及びスイッチング周波数差又はオフセットによって本来生成される和及び差分スイッチング周波数成分を削減若しくは少なくとも部分的に減衰させる。和及び差分スイッチング周波数成分は、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの名目スイッチング周波数からはほど遠い周波数の望ましくないＥＭＩ放出につながる。これら固有位相オフセット及びスイッチング周波数オフセットは、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータにおける名目上同一の能動及び受動部品間の製造時の公差、経時効果、温度ドリフト等によって生じる。さらには、共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリの同相の実施の形態に係る第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、以下により詳しく述べるように、単一の整流回路、そして選択的に共振インダクタを共有し、より少ない素子数、より小さいサイズ及びより低い製造コスト等へとつなげることが可能である。
当業者は、他のセットの実施の形態に係る第１及び第２インダクタは、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの対応する共振電圧波形の間で実質的に１８０度位相シフトさせることによって、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力変換を互いに磁気的に結合するように構成されると理解するであろう。本共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリのこれら１８０度位相シフト、又は“非同期位相”の実施の形態は、本共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリの同期位相の実施の形態に関して上で述べた第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを同期させること又はロックされた動作に関する利点を共有する。本共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリの非同期位相の実施の形態は、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣコンバータの対応する共振電圧及び／又は電流波形の間の実質的に１８０度の位相差、又は位相シフトと関連した多くのさらに異なる利点を提示する。この特徴は、コンバータアセンブリのＤＣ電力供給電圧のリップル電圧レベルの有意な減少をもたらし、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣコンバータの対応する回路電流及び電圧の間の反対位相の関係間の打ち消し効果によってコンバータアセンブリのＥＭＩ放出の有意な抑制をもたらす。最後に、共振電圧及び／又は電流波形に加えて、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣコンバータの他の種類の対応する電圧又は電流波形は、同期していてもよく、第１及び第２コンバータの正及び負の入力端子それぞれの間のリップル電圧、第１及び第２コンバータ出力電圧上のリップル電圧のように、実質的に反対位相であってもよい。
当業者は、共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリが、一つ以上の追加の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを有し、追加の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータのそれぞれが、第１及び第２の磁気的に結合されたインダクタに磁気的に結合され、追加の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの対応する共振電圧及び／又は電流波形と第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータのうちの一つの共振電圧波形との間で実質的に１８０度の位相シフトを引き起こすように、又は実質的に０度の位相シフトを引き起こすように配置されたインダクタを含んでもよいことを理解できるであろう。共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリは、好ましくは、対応する共振電圧波形の間で０又は１８０度の位相シフトを伴って対で動作する、偶数個の個々の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを含む。後者の構成は、典型的には、先行して議論した入力リップル電圧、出力電圧リップル及びＥＭＩ放出等の最大の削減を提供する。第１及び第２の磁気的に結合されたインダクタ及び一つ以上の追加のインダクタは全て、インダクタの巻き線のそれぞれが、要求された位相シフトを生成するように適した方向で、共通の磁気的に透過する心材の周りに巻き付かれている。通常の磁気的に透過する心材は、第１、第２及び任意のさらなるインダクタの間に強い磁気結合を提供する。第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータのそれぞれは、電気的な絶縁バリアを含み、絶縁された共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリを提供してもよい。この電気的絶縁バリアは、好ましくは、入力側の回路と共振電力コンバータの整流回路との間に配置されて、コンバータ出力電圧と直流又は交流入力電圧源に結合された入力サイド回路との間に電気的絶縁を提供してもよい。電気的絶縁バリアは、添付された図面への参照とともに以下でさらなる詳細が述べられる、磁気的に結合されたインダクタのペア又はキャパシタのペアを含んでもよい。
第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、第１インプット電圧を受けとるための正及び負の入力端子を備える第１入力側の回路と、第１コンバータのスイッチング周波数を設定するための第１スイッチ制御信号により駆動される第１の制御可能なスイッチ配列と、第１の制御可能なスイッチ配列の出力に結合され、第１スイッチ制御信号に従って交互に増大及び減少する共振電流を生成する第１共振ネットワークと、を含んでもよい。第１整流回路は、第１共振ネットワークの出力に接続されている。同様に、第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、第１入力電圧又は第２入力電圧を受けとるための正及び負の入力端子を備える第２入力側の回路と、第２コンバータのスイッチング周波数を設定するための第２スイッチ制御信号によって駆動される第２の制御可能なスイッチ配列と、第２の制御可能なスイッチ配列の出力に結合され、第２スイッチ制御信号に従って交互に増大及び減少する共振電流を生成する第２共振ネットワークと、を含んでもよい。第２共振ネットワークの出力は、第１整流回路に接続されるか又は第２整流回路に接続されてもよい。
第２の共振ネットワークの出力は、第１整流回路が共有された又は第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの共通回路である第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第１整流回路に結果的に接続されてもよい。共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリのこの実施の形態は、特に、第１及び第２インダクタが、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの対応する共振電圧波形の間に、実質的に０度の位相シフトを引き起こすように構成されている場合に有用である。第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの対応する共振電圧波形の間の同期位相の関係は、第１及び第２共振ネットワークの対応するＡＣ出力電流が結合するか又は構成的に付加されることを許容する。共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリのこの実施の形態は、共通の又は共有された整流回路に結合された第１及び第２電力インバータの組み合わせと観ることができる。
共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリは、第１整流回路の出力に結合された出力側回路をさらに含み、出力側回路は、コンバータ出力電圧の供給及びコンバータアセンブリ負荷の接続のための、正及び負の出力端子を含んでもよい。
共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリの代わりの実施の形態において、第２共振ネットワークの出力は、第２の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第２の、分離された、整流回路の入力に接続されている。この実施の形態は、特に、第１及び第２インダクタが、第１及び第２共振ネットワークの出力電圧を付加したり加算したりすることを実現不可能にする第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの対応する共振電圧波形の間に、実質的に１８０度の位相シフトを引き起こすように構成されていて有用である。その代わり、第１及び第２分離した整流回路により整流された出力電圧が付加される。
第１の制御可能なスイッチ配列は、一つ以上の半導体スイッチを含んでもよく、第２の制御可能なスイッチ配列は、一つ以上の半導体スイッチを含んでもよい。第１及び第２制御可能なスイッチ配列のそれぞれは、ハーフブリッジインバータ又はフルブリッジドライバを含んでもよい。半導体スイッチのそれぞれは、シリコン（Ｓｉ）、ガリウム窒素（ＧａＮ）又はシリコンカーバード（ＳｉＣ）ＭＯＳＦＥＴのようなＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴといった半導体トランジスタを含んでもよい。
第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、第１及び第２の磁気的に結合されたインダクタに加えて、さらなる一つ以上の磁気的に結合されたインダクタのペアを含んでもよい。磁気的に結合されたインダクタのさらなるペアは、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの追加の対応するインダクタを、以下にさらに詳細に説明するように互いに結合することによって、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの間の全体の結合を強化するために使用されてもよい。
第１及び第２整流回路のそれぞれは、半波長又は全波長の整流器として接続された、一つ又はいくつかの半導体ダイオードを伴うダイオードをベースとした整流器を含んでもよい。代わりに、第１及び第２整流回路のそれぞれは、能動的に制御されたトランジスタを基礎にした同期又は能動的整流器を含んでもよい。整流器は、好ましくは、コンバータアセンブリ負荷に接続された共振ネットワークの共振周波数において実質的に抵抗性のインピーダンスを示すように設計されてもよい。
第１及び第２スイッチ制御信号の周波数、及び第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータのスイッチング周波数の設定は、それぞれ、２０ＭＨｚ以上の周波数、例えばいわゆる３０ＭＨｚ以上のＶＨＦ帯域に設定されてもよい。コンバータアセンブリの第１及び第２スイッチ制御信号のスイッチング周波数は、上で述べた理由により実質的に同一である。第１及び第２共振ネットワークのそれぞれの共振周波数は、好ましくは、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの選択されたスイッチング周波数の近くに位置する。第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、好ましくは、半導体スイッチのゼロ電圧及び／又はゼロ電流スイッチング又は第１及び第２制御可能なスイッチ配列のスイッチを提供するように構成される。
一般的に、第１及び第２入力側の回路は、コンバータアセンブリの直流又は交流電圧電源によって供給される入力電圧を分割するように直列に結合されてもよく、又は、第１及び第２入力側の回路は、コンバータアセンブリの直流又は交流電圧電源によって供給される共通入力電圧を共有するように並列に結合されてもよい。それ故、後の実施の形態において、第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの正及び負の入力端子と、第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの正及び負の入力端子と、は共通のＤＣ入力電圧電源に並列に結合される。反対に、先の実施の形態においては、第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの正及び負の入力端子と、第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの正及び負の入力端子と、はコンバータアセンブリの共通ＤＣ入力電圧電源の両端間に直列に接合されてもよい。両方の結合の場合において、第１及び第２入力側の回路のそれぞれは、正及び負の入力端子の間に結合された入力又はフィルタキャパシタを含んでもよい。
一般的に、第１及び第２の出力側回路は、第１及び第２入力側の回路が直列又は並列に結合されているかによらず、コンバータアセンブリ負荷に直列又は並列に結合されてもよい。その結果、第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの正及び負の出力端子と、第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの正及び負の出力端子とは、コンバータアセンブリ負荷の両端間に直列に結合されてもよい。したがって、コンバータアセンブリの出力電圧は、２倍になるか又は出力が直列に結合された構成の第１及び第２コンバータ出力電圧の和まで増大する。反対の場合では、第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの正及び負の出力端子と、第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの正及び負の出力端子と、はコンバータアセンブリ負荷に並列に結合されてもよい。両方の結合の場合において、第１及び第２の出力側回路のそれぞれは、出力又は正及び負の出力端子の間に結合されて第１及び第２整流回路によって供給される電圧リップルを削減する平滑化キャパシタを含んでもよい。
第１及び第２の磁気的に結合されたインダクタは、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの様々な対応する回路の部分に配置されて、第１及び第２電力コンバータの間に有利な結合を提供してもよい。当業者は、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの、対応する、半導体スイッチ又はトランジスタといった能動的な部品、並びにレジスタ、キャパシタ及びインダクタといった受動的な部品の電気的な特徴は、好ましくは名目上同一であるが、実際上は不可避な製造上の公差、温度ドリフト等のために乖離してもよいことを理解するであろう。第１インダクタは第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第１共振ネットワークの一部を形成し、第２インダクタは第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第２共振ネットワークの一部を形成し、第１及び第２制御可能なスイッチ配列の出力電圧波形の間に、実質的に１８０度の位相シフトを引き起こすか、又は実質的に０度の位相シフトを引き起こしてもよい。第１及び第２制御可能なスイッチ配列の出力電圧波形は、Ｅ級電力コンバータ又はＳＥＰＩＣ電力コンバータのＭＯＳＦＥＴスイッチのドレイン電圧であってもよい。第１及び第２インダクタは、それぞれの、第１及び第２のＥ級電力コンバータ又は第１及び第２のＳＥＰＩＣ電力コンバータの入力インダクタを含んでもよい。後者のＳＥＰＩＣを基礎にしたコンバータアセンブリの一つの実施の形態において、第１共振ネットワークの第１インダクタは、正の入力端子と第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第１の制御可能なスイッチ配列の出力との間に配置され、第２共振ネットワークの第２インダクタは、正の入力端子と第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第２の制御可能なスイッチ配列の出力との間に配置される。後者のＳＥＰＩＣを基礎にしたコンバータアセンブリの他の実施の形態において、第１及び第２入力側の回路は、第１共振ネットワークの第１インダクタが第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの正の入力端子の間に配置され、第２共振ネットワークの第２インダクタが第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの負の入力端子と第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの正の入力端子との間に配置されるように、直流又は交流の入力電圧源の両端間に直列に設けられる。
本電力コンバータアセンブリの別の実施の形態において、第１及び第２インダクタは、第１及び第２のＭＯＳＦＥＴスイッチのゲート端子といった、第１及び第２制御可能なスイッチ配列それぞれの制御端子と直列に配置されて、第１スイッチ制御信号と第２スイッチ制御信号との間に、実質的に１８０度の位相シフトを引き起こすか又は実質的に０度の位相シフトを引き起こす。したがって、共振電力コンバータのスイッチング周波数を駆動する第１及び第２制御信号の間の反対の位相関係、又は同期位相関係は、第１及び第２共振ＤＣ―ＤＣ電力コンバータの、対応する共振電圧波形の全てのさらなるペア及び共振電流波形の対応するペアを同じ位相関係にする。
共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリの有利な実施の形態は、先に述べた、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第１及び第２の磁気的に結合されたインダクタに加えて、磁気的に結合されたインダクタの一つ以上の追加のペアを含む。コンバータアセンブリのこの実施の形態によれば、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、対応する第３及び第４インダクタを含み、対応する第３及び第４インダクタは、互いに磁気的に結合されて、第３及び第４インダクタの対応する電圧及び／又は電流の波形の間に、実質的に１８０度の位相シフトを引き起こすか、又は実質的に０度の位相シフトを引き起こす。当業者は、第１及び第２インダクタの性質と関連して上で述べたように、第３及び第４インダクタは、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの対応する部品又は素子であることを理解するであろう。例えば、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの対応するインダクタのマルチプルペア、例えば二つ以上のペア、の間の磁気的な結合は、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ間の全体の結合を改善する。これは、以下に例えば添付した図面の図４を参照して詳しく説明される理由により、３０ＭＨｚ以上のＶＨＦ帯域といった２０ＭＨｚ以上のとても高いスイッチング周波数で動作する共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリにとって特に有利な特徴である。
第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの少なくとも一つは、自励発振式のフィードバックループを含み、コンバータアセンブリにおいて少なくとも一つの自励発振式共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを提供してもよい。異なる種類の自励発振式フィードバックループが、以下に述べるように適用されてもよい。そのような実施の形態の一つにおいて、第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、第１自励発振式フィードバックループを含み、第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、第２スイッチ制御信号を生成してコンバータアセンブリ負荷の間の出力電圧を調節する出力電圧レギュレーションループを含む。第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、従来のスイッチ制御信号で駆動される電力コンバータの非自励発振式のタイプであってもよい。第２スイッチ制御信号は、例えば、周波数制御がコンバータアセンブリ負荷の間の出力電圧を所望のＤＣ電圧レベルに調節するように用いられる、周波数変調された制御信号を含んでもよい。出力電圧レギュレーションループは、一つ以上の適切なＤＣ基準電圧と例えばフィードバック制御ループとを含んでもよい。第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの自励の性質は、添付した図面を参照して以下にさらに詳しく述べるように、後者が、先に述べた第１及び共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの間の結合によって、スレーブ回路として第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの動作を追跡又は追従することを許容する。
第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータのそれぞれの代替は、自励発振式の電力コンバータであってもよい。そのような実施の形態の一つにおいて、第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、第１の制御可能なスイッチ配列の出力と第１の制御可能なスイッチ配列の制御端子との間に結合された第１自励発振式フィードバックループを含み、第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、第２の制御可能なスイッチ配列の出力と第２の制御可能なスイッチ配列の制御端子との間に結合された第２自励発振式フィードバックループを含む。
上で説明した第１及び第２自励発振式フィードバックループの少なくとも一つは、第１調整可能バイアス電圧を生成するように構成された第１バイアス電圧源と、第１バイアス電圧源と第１又は第２の制御可能なスイッチ配列の制御端子との間に結合された、好ましくは実質的に固定されたインダクタンスを伴う第１インダクタと、を含んでもよい。第１及び／又は第２の自励発振式フィードバックループは、制御可能なスイッチ配列のＭＯＳＦＥＴトランジスタのゲート−ドレイン間キャパシタンスといった固有のスイッチキャパシタンスに排他的に依拠して、制御可能なスイッチ配列の出力から制御可能なスイッチ配列の制御端子への適切なフィードバック伝達関数を提供してもよい。代わりに、第１及び／又は第２の自励発振式フィードバックループは、外付けキャパシタ及び／又は抵抗のような、スイッチ又は制御可能なスイッチ配列のスイッチに外付けされた電気的な部品を、固有のスイッチキャパシタンスに加えて含んでもよい。当業者は、上で述べた、制御可能なスイッチ配列の周りの自励発振式フィードバックループを利用するいくつかの共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの設計が、出願人の係属中の出願ＰＣＴ／ＥＰ２０１３／０７２５４８に開示されていることを認識できるであろう。当業者は、そこに開示された自励発振式フィードバックループは、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータのそれぞれにおいて、本発明に従って利用されてもよいことを理解するであろう。
一般的に、コンバータの変換効率を改善するには、第１及び第２の磁気的に結合されたインダクタのそれぞれの高いＱファクター又はＱ値を得ることが望ましいが、そうであっても、Ｑファクターは、本電力コンバータアセンブルの異なる実施の形態の間で、特別な適用のためのインダクタの特定のタイプに適用可能な設計の詳細及び制限に依存して大きく変化するかもしれない。プリント回路基板（ＰＣＢ）に統合されたインダクタは、分離された部品として形成されたインダクタよりも小さいＱ因子を有する。第１インダクタは、好ましくは、５より大きく、さらに好ましくは２５より大きいＱ因子を、第１共振ネットワークの共振周波数で有する。同様に、第２インダクタは、好ましくは、５より大きく、さらに好ましくは２５より大きいＱ因子を、第２共振ネットワークの共振周波数で有する。
本共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリは、直流的に絶縁されていて、直流又は交流の入力電圧源はコンバータ出力電圧から直流的に絶縁されていてもよい。したがって、共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリは、第１入力側の回路と第１出力側回路との間に配置された第１電気絶縁バリアと、第２入力側の回路と第２出力側回路との間に配置された第２電気絶縁バリアを含んでもよい。第１及び第２電気絶縁バリアのそれぞれは、電源側の回路に電気的に接続された第１インダクタと出力側回路に電気的に接続された第２インダクタとを含む磁気的に結合されたインダクタのペアを含む変圧器を含んでもよい。第１及び第２インダクタは、双方が共通の透磁性の構造体の周りに巻かれて絶縁トランスを形成する個別の巻物であってもよい。他の実施の形態において、第１及び第２インダクタは、磁気材料に干渉することなくプリント回路基板又は他の適切な運搬材料に統合される。さらに他の実施の形態において、第１及び第２電気的絶縁バリアは、共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータのそれぞれの正の入力端子と正の出力端子の間に結合された第１キャパシタと、共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータのそれぞれの負の入力端子と負の出力端子の間に結合された第２キャパシタとを含む。
当業者は、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータのそれぞれは、任意の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータトポロジー、例えば｛Ｅ級、Ｆ級、ＤＥ級｝のグループから選択されたコンバータトポロジー又は共振ＳＥＰＩＣトポロジーといったそれに由来するコンバータトポロジー、共振ブーストトポロジー、φ２級トポロジー、ＬＬＣトポロジー又はＬＣＣトポロジーを有してもよいことを理解する。同じことが、上に述べたさらに選択可能な又は追加の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータのそれぞれにあてはまる。
第１及び第２整流回路は、好ましくは、接続されたコンバータアセンブリ負荷を伴う共振ネットワークの共振周波数で、実質的に抵抗性のインピーダンスを示すように設計される。この状況において、第１及び第２共振ネットワークの、共振周波数を含む、インピーダンス特性は、整流回路の部品から最小又はゼロの影響しか受けない共振ネットワークにおける一つ以上の相互に接続されたキャパシタとインダクタとによって決定されてもよい。
本発明のさらなる態様は、先に述べたお互いに磁気的に結合している本共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリの同期位相の実施の形態の二つ以上を含む多段階共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリに関する。
マルチステージ共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリは、上記のいずれかの同期式の実施の形態に係る第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリを含む。第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリのインダクタは、第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリの対応するインダクタと磁気的に結合されて、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリの間の、対応する共振電圧又は電流波形の位相を実質的に１８０度シフトさせる。第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリの共有整流回路の出力電流が、第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリの共有整流回路の出力電流に加えられて、マルチステージコンバータ出力電圧を生成してもよい。
第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリのトポロジーのさまざまな異なる位置に設けられた対応するインダクタのペアは、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ間の反対位相／位相外磁気結合を実装又は提供するために用いられてもよい。第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリのインダクタは、例えば、第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第１インダクタを有してよく、第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリの対応するインダクタは、第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第２インダクタを有してもよい。本実施の形態においては、第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリの第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ、及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリの第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの対応するインダクタは、例えば、詳細は、添付の図６を参照して開示されるマルチステージ共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを参照して後述するように、共通の磁気的に透過する心材の周りに、適切な相対方向に巻き付かれて全て互いに磁気的に結合されていてもよい。
発明の好ましい実施の形態が、図面を参照しながら詳細に説明される。
従来の絶縁単一終端一次インダクタコンバータ（ＳＥＰＩＣ）ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの電気回路模式図である。 本発明の第１の実施形態に係る第１及び第２磁気結合型ＳＥＰＩＣ ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの電気回路模式図である。 従来のＤＥ級ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの電気回路模式図である。 本発明の第２の実施形態に係る第１及び第２の磁気的に結合された絶縁ＤＥ級ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを有する共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリの電気回路模式図である。 絶縁Ｅ級自励発振式共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの電気回路模式図である。 本発明の第３の実施形態に係る第１及び第２の磁気的に結合された絶縁Ｅ級自励発振式共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを有する共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリの電気回路模式図である。 本発明の第４の実施形態に係る第１及び第２の磁気的に結合された絶縁Ｅ級自励発振式共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを有する共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリの電気回路模式図である。 本発明の第５の実施形態に係る共通の整流回路付の第１及び第２の絶縁Ｅ級自励発振式共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを有する共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリの電気回路模式図である。 本発明の第６の実施形態に係る磁気的に結合された第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリを有するマルチステージ共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリの電気回路模式図である。
図１Ａは、従来の絶縁単一終端一次インダクタコンバータ（ＳＥＰＩＣ）ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ１００の電気回路模式図である。ＳＥＰＩＣ１００は、直列に形成された電気的絶縁バリアを介して、又は結合キャパシタＣａ及びＣｂを介して接続された入力側回路及び出力側回路を有する。入力側回路は、直流又は交流入力電圧Ｖｉｎを電圧源又は電力源１０３から受けるための正入力端子１０２及び負入力端子１０１を有する。入力キャパシタＣｉｎは正及び負入力端子１０１、１０２の間に電気的に接続され、直流又は交流入力電圧源のためのエネルギー蓄積部となる。ＳＥＰＩＣ１００の共振ネットワークは、少なくとも入力インダクタＬｉｎ、キャパシタＣａ及びＣｓを有し、第２インダクタＬｒ及びキャパシタＣｄを有してもよい。第２インダクタＬｒ及びキャパシタＣｄは、ＳＥＰＩＣ１００の整流回路の一部を形成してもよい。第１制御可能スイッチ配列の出力１０５は、本実施形態において、単一の制御可能な半導体トランジスタ又はスイッチＳを有しており、共振ネットワークに結合されている。そして、制御可能なスイッチ配列は、ゲート又は制御端子１０４に印加されるスイッチ制御信号に応じて、共振ネットワーク内で交互に増減する共振電流を発生する。共振ネットワークにおいて交互に変化する電流は、半導体トランジスタスイッチＳのゲート端子１０４に印加されるスイッチ制御信号に追従する。スイッチ制御信号は、半導体トランジスタスイッチＳを、スイッチ制御信号の周波数で、導通／オン状態と非導通／オフ状態との間で交互に変化させる。スイッチ制御信号の周波数は、共振ネットワークの共振周波数に近接するように選択されることが好ましい。半導体トランジスタＳの状態スイッチングによって生成される共振電流の少なくとも一部は、ＳＥＰＩＣコンバータ１００の出力側回路の整流回路を介して、共振ネットワークの出力から流れており、整流キャパシタンスＣｏｕｔの両端間に整流された出力電圧を発生させる。当業者は、共振ネットワークの共振電流の残りが、Ｃｓと入力インダクタＬｉｎとの間で発振して、半導体トランジスタＳをゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）状態にすることが可能になることを理解できよう。整流回路は、整流インダクタＬｒ、ダイオードＤ、及びダイオードと並列に結合しているキャパシタＣｄを含む。したがって、整流インダクタＬｒは、共振ネットワーク及び整流回路の両方の一部を構成してもよい。コンバータアセンブリ負荷ＲｌはＳＥＰＩＣ１００のノード１０６において、生成された出力電圧Ｖｏｕｔに接続され、負荷抵抗シンボルにより図示されている。
図１Ｂは、磁気的に結合された絶縁ＳＥＰＩＣ ＤＣ−ＤＣ電力コンバータのペアを含む第１実施形態に係る共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ１５０の電気回路模式図である。共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ１５０は、半導体スイッチＳ１の周辺に設けられた第１の絶縁ＳＥＰＩＣコンバータ、及び半導体スイッチＳ２の周辺に設けられた第２の絶縁ＳＥＰＩＣコンバータを有する。第１及び第２のＳＥＰＩＣ ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、第１及び第２の磁気的に結合された入力インダクタＬｉｎ１及びＬｉｎ２を介して、相互接続、すなわち互いに結合されている。Ｌｉｎ１及びＬｉｎ２は、第１及び第２半導体スイッチＳ１及びＳ２の出力における複数の共振電圧波形間、すなわち本実施形態においては複数のドレイン電圧間の位相シフトが実質的に１８０度になるようにされている。入力インダクタＬｉｎ１の開いたドットシンボル及び入力インダクタＬｉｎ２の閉じたドットシンボルは、これらのインダクタの巻線が、結合されたインダクタのこれらの端子における共振電圧又は電流の複数の波形間で反対の位相を生成するようにされていることを示している。第１及び第２のＳＥＰＩＣ ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、同一の回路トポロジーを有することが好ましく、実質的に同一であってもよく、すなわち、実際の製造で実現可能な範囲で同一の回路構成及び同一の部品定数を有してもよい。当業者は、第１及び第２絶縁ＳＥＰＩＣコンバータが、実質的に、上述の従来の絶縁の単一終端一次インダクタコンバータ（ＳＥＰＩＣ）ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ１００であってもよいことを理解できよう。
入力インダクタＬｉｎ１及びＬｉｎ２は、共通の磁気を透過可能なコア材、例えば軟鉄材料の周囲に巻かれてトランス構造を形成してもよい。入力インダクタＬｉｎ１及びＬｉｎ２のトランス結合は、通常、高い相互磁気結合係数となり、ドレイン電圧間、又は第１及び第２半導体スイッチＳ１及びＳ２の出力電圧間の位相シフトを正確に１８０度にすることができるという利点を有する。実際には、相互磁気結合係数の実現可能な値は、サイズ、コスト、巻線技術などの、磁気的に結合されたインダクタＬｉｎ１及びＬｉｎ２のペアの実際の制約に依存する。相互磁気結合係数の値は、それでも０．１よりも大きいことが好ましく、０．５よりも大きいように、０．２よりも大きいことがさらに好ましい。
しかし、発明の他の実施の形態においては、入力インダクタＬｉｎ１及びＬｉｎ２の間の相互磁気結合係数の満足できる値は、例えば出願人の係属中の欧州特許出願第１３１９８９１２．１号において開示されたプリント基板統合ソレノイドトランス構造を用いることで、共通の磁気を透過するコア材を用いることなく、それぞれのコイル巻線を隣接させて又は交互に配置することにより得られる可能性がある。インダクタＬｉｎ１は、第１の絶縁ＳＥＰＩＣ ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ、すなわち第１のＳＥＰＩＣ、の正入力端子１５２とＳ１のドレイン端子との間に配置される。インダクタＬｉｎ２は、同様に、第２の絶縁ＳＥＰＩＣ ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ、すなわち第２のＳＥＰＩＣ、の正入力端子１５２とＳ２のドレイン端子との間に配置される。したがって、第１及び第２のＳＥＰＩＣのそれぞれの入力端子は、並列の複数のＳＥＰＩＣの入力側に設けられた入力電圧源１５３により生成された直流又は交流入力電圧Ｖｉｎと並列に接続されている。第１のＳＥＰＩＣは、第１半導体スイッチＳ１のドレイン端子に結合された第１共振ネットワークを有する。第１共振ネットワークは、少なくとも入力インダクタＬｉｎ１、キャパシタＣａ１及びＣｓ１を有し、上述したものと同様にＥ級整流回路の一部を構成する第２インダクタＬｒ１及びキャパシタＣｄ１を有してもよい。第１共振ネットワークは、第１スイッチＳ１のドレイン又は出力１５５により駆動される。スイッチＳ１のドレイン又はソース端子の間に接続又は配置されたキャパシタＣｓ１は、第１のＳＥＰＩＣの共振ネットワークの共振電流を増加させ、及び／又は共振周波数を調整／高精度に調節してもよい。同様に、整流ダイオードＤ１の両端間に配置されたキャパシタＣｄ１は、第１のＳＥＰＩＣのデューティサイクルを調整するために用いられる。整流回路は、第１共振ネットワークの出力と、第１のＳＥＰＩＣの出力側回路の一部を構成する出力ノード、つまり端子１５６との間に接続されている。Ｅ級の整流回路は、出力ノード１５６と第１のＳＥＰＩＣの負側サプライレール１５７との間に接続された平滑キャパシタＣｏｕｔ１をさらに有する。第１のＳＥＰＩＣの出力電圧は、第１及び第２のＳＥＰＩＣの間に共通に、負荷抵抗のシンボルで図示されたコンバータアセンブリ負荷ＲＬに供給される。コンバータアセンブリ負荷ＲＬは、実際には、例えばＬＥＤダイオードのペア又は充電可能な電池等の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ１５０の異なる種類の電気的負荷を含んでもよい。
第２のＳＥＰＩＣは、実質的に第１のＳＥＰＩＣと同一であることが好ましく、したがって、対応する入力側回路、対応する第２半導体スイッチＳ２、対応する第２共振ネットワーク、出力側回路の対応する第２のＥ級整流回路を有する。代位のＳＥＰＩＣの出力側回路は、第１のＳＥＰＩＣの負側サプライレール１５７とコンバータアセンブリ負荷ＲＬとの間に接続された平滑キャパシタＣｏｕｔ２を有する。コンバータアセンブリ負荷ＲＬは、第１のＳＥＰＩＣ及び第２のＳＥＰＩＣで共通の負荷である。そして、第２のＳＥＰＩＣの出力電圧は、第１のＳＥＰＩＣの負側サプライレール１５７に供給されて、平滑キャパシタＣｏｕｔ１を介してコンバータアセンブリ負荷ＲＬに接続されている。したがって、出力側回路、及び第１及び第２のＳＥＰＩＣのそれぞれの出力電圧は、共通のコンバータアセンブリ負荷ＲＬの両端間に直列に接続され、正側端子１５６と負側端子１５８との間にコンバータアセンブリ電圧Ｖｏｕｔを共同で供給する。コンバータアセンブリ負荷ＲＬの負側端子１５８は、第２のＳＥＰＩＣの負側サプライレールでもある。この第２のＳＥＰＩＣの負側サプライレールは、絶縁キャパシタＣｂ２によって、第１及び第２のＳＥＰＩＣの入力側回路の共用される負側サプライレール１５１から直流的に絶縁されている。
複数のＳＥＰＩＣのうちの一つだけは、外部の「ハード」スイッチ制御信号によって駆動され得るので、コンバータアセンブリ１５０の第１及び第２のＳＥＰＩＣのための第１及び第２スイッチ制御信号は、異なる方法で生成される。残りのＳＥＰＩＣのためのスイッチ制御信号は、自励ループ（不図示）を介して生成される。第１スイッチ制御信号は、例えば適切な電圧レギュレーションループ又は制御回路（不図示）によって提供される外部ソースにより生成され、第１半導体スイッチＳ１のゲート１５４に印加される。第１スイッチ制御信号は、（Ｓ１の周辺に設けられた）第１のＳＥＰＩＣのスイッチング周波数を決定する、例えば周波数変調された制御信号であり、コンバータのスイッチング周波数は、コンバータアセンブリの出力電圧Ｖｏｕｔを所望の直流電圧レベルに調整するために用いられる。出力電圧レギュレーションループは、フィードバック制御及び一以上の適切な直流基準電圧を含んでもよい。
しかし、第２のＳＥＰＩＣの自励発振フィードバックループ（不図示）は、スイッチＳ２のドレイン又は出力１６５の間に接続され、Ｓ２のゲート端子１６４は、第２のＳＥＰＩＣを、スレーブ回路として第１のＳＥＰＩＣに追従させる。これは、ゲート１５４の第１の「ハード」駆動スイッチ制御信号により設定されるスイッチング周波数が、Ｓ２のゲート端子１６４において第２スイッチ制御信号に複製されるということを意味している。したがって、第２のＳＥＰＩＣのスイッチング周波数は、第１のＳＥＰＩＣのスイッチング周波数と実質的に同一で同期したものとなる。しかし、Ｓ１のドレイン電圧及びＳ２のドレイン電圧のように、第１及び第２のＳＥＰＩＣの対応する共振電圧波形は、上述した第１及び第２の磁気的に結合された入力インダクタＬｉｎ１及びＬｉｎ２の向きによって１８０度異なる位相になっている。この特徴は、Ｓ１が第１の「ハード」駆動スイッチ制御信号によりスイッチされたときに、Ｓ１が第１入力インダクタＬｉｎ１を介して電流を引き込むことにより理解できる。Ｌｉｎ２が反対位相で結合していることにより、最初は第２のＳＥＰＩＣが発振するように自励発振ループを動作させるＬｉｎ２を介して、実質的に同じ振幅で反対向きの電流が生み出される。その後、第１入力インダクタＬｉｎ１における電流によって第２入力インダクタＬｉｎ２における電流が誘起されることで、Ｓ２のドレイン電圧がＳ１のドレイン電圧と同じになったり同期したりする。一方で、Ｓ２のドレイン電圧は、自励発振フィードバックループを介しての結合により、Ｓ２のゲート端子１６４への第２スイッチ制御信号を制御する。最後に、第１及び第２整流回路の対応する電圧波形、特に、出力ノード１５６における第１のコンバータ出力、及びノード１５７における第２のコンバータ出力も、反対位相になる。この反対位相関係があることにより、コンバータアセンブリ負荷にかかるコンバータアセンブリ出力電圧の電圧リップルを効果的に減衰させたり抑圧させたりすることができる。
Ｓ１のゲート端子１５４に印加される第１の「ハード」駆動スイッチ制御信号の周波数は、共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリのいわゆるＶＨＦ動作をさせるために、３０ＭＨｚ以上に設定されることが好ましい。第１スイッチ制御信号は、上述のように周波数変調信号を含んでもよい。当業者は、発明の他の実施形態として、第１及び第２半導体スイッチＳ１及びＳ２のそれぞれが、複数の相互に接続された制御可能な半導体トランジスタ又はスイッチを含むスイッチ配列に置換可能であることを理解できよう。第１及び第２半導体スイッチＳ１及びＳ２のそれぞれは、ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＴのようなトランジスタ、例えば窒化ガリウム（ＧａＮ）又は炭化ケイ素（ＳｉＣ）ＭＯＳＦＥＴを含んでもよい。
図２Ａは、従来のＤＥ級ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ２００又はＤＥ級コンバータの電気回路模式図である。ＤＥ級コンバータ２００は、共振ネットワーク及び整流回路を介して接続された入力側回路及び出力側回路を有する。入力側回路は、電圧源又は電力源２０３から入力される直流又は交流入力電圧Ｖｉｎを受ける正入力端子２０２及び負入力端子２０１を有する。入力キャパシタＣｉｎは、正及び負入力端子２０１、２０２の間に電気的に接続されており、直流又は交流入力電圧源２０３のエネルギー貯蔵部を構成する。ＤＥ級コンバータ２００の共振ネットワークは、少なくともＬｒｔ、キャパシタＣｓ１、Ｃｓ２及びＣｒｔを含み、キャパシタＣｄ１及びＣｄ２を含んでもよい。制御可能なスイッチ配列は、並んだ第１及び第２半導体トランジスタスイッチＳ１及びＳ２を含むハーフブリッジインバータを有する。第１及び第２半導体スイッチＳ１及びＳ２は、ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＴのようなトランジスタ、例えば窒化ガリウム（ＧａＮ）又は炭化ケイ素（ＳｉＣ）ＭＯＳＦＥＴを含んでもよい。ハーフブリッジインバータの出力ノード２０５は、共振ネットワークに接続されている。半導体スイッチＳ１のドレイン端子におけるハーフブリッジインバータの入力は、電圧源又は電力源２０３に結合されている。そして、ハーフブリッジインバータは、第１及び第２半導体スイッチＳ１及びＳ２のゲート又は制御端子２０４ａ、２０４ｂのそれぞれに印加されるスイッチ制御信号に従って、共振ネットワークにおいて交互に増減する共振電流を生成する。共振ネットワークで交互に変化する共振電流は、スイッチ制御信号に追従する。それぞれのスイッチ制御信号は、対応する半導体トランジスタスイッチＳ１又はＳ２を、第１スイッチ制御信号の周波数で導通／オン状態及び非導通／オフ状態の間で交互に変化させる。スイッチ制御信号は、好ましくは、実質的に反対の位相であり、両方のスイッチ制御信号は共振ネットワークの共振周波数に近いスイッチング周波数を有する。半導体スイッチＳ１及びＳ２の状態スイッチングによって生成される共振電流の少なくとも一部は、ＤＥ級コンバータ２００整流回路を介して、共振ネットワークの出力から流れており、直列に接続された整流キャパシタンスのペアＣｏｕｔ１及びＣｏｕｔ２の両端間に整流された出力電圧を発生させる。当業者は、共振ネットワークの共振電流の残りが、Ｃｓと入力インダクタＬｉｎとの間で発振して、半導体トランジスタＳのゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を可能にすることを理解できよう。整流回路は、整流インダクタＬｒ、ダイオードＤ、及びダイオードと並列に結合しているキャパシタＣｄを含む。したがって、整流インダクタＬｒは、共振ネットワーク及び整流回路の両方の一部を構成してもよい。コンバータアセンブリ負荷ＲｌはＳＥＰＩＣ１００のノード１０６において、生成された出力電圧Ｖｏｕｔに接続され、負荷抵抗シンボルにより図示されている。
図２Ｂは、本発明の第２の実施形態に係る一対の結合されたＤＥ級共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ２５０の電気回路模式図である。共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ２５０は、第１及び第２の並んだ半導体スイッチＳ１及びＳ２を含むハーフブリッジインバータの構成の第１の制御可能なスイッチ配列の周りに設けられた第１のＤＥ級電力コンバータ、及び第３及び第４の並んだ半導体スイッチＳ３及びＳ４を含むハーフブリッジインバータの構成の第２の制御可能なスイッチ配列の周りに設けられた第２のＤＥ級電力コンバータを有する。第１及び第２のＤＥ級電力コンバータは、磁気的に結合された第１意予備第２インダクタＬｒｔ１及びＬｒｔ２を介して、相互接続又は相互結合されている。インダクタＬｒｔ１及びＬｒｔ２は、それぞれ第１及び第２のＤＥ級電力コンバータの共振ネットワークの一部を構成する。磁気的に結合されたインダクタＬｒｔ１及びＬｒｔ２は、整流回路の入力、すなわちキャパシタンスＣｄ１及びＣｄ２の中間ノード、並びにキャパシタンスＣｄ３及びＣｄ４の中間ノードに供給される電圧波形のような複数の共振電圧波形間の共振ネットワークの複数の電圧波形間に実質的に１８０度の位相シフトを発生させる。インダクタＬｒｔ１の開いたドットシンボル及びインダクタＬｒｔ２の閉じたドットシンボルは、これらのインダクタの巻線が、結合されたインダクタＬｒｔ１及びＬｒｔ２のこれらの端子における複数の共振電圧波形間で実質的に反対の位相を生成するようにされていることを示している。
第１及び第２のＤＥ級電力コンバータは、好ましくは同一の回路トポロジーを有することが好ましく、実質的に同一であってもよく、すなわち、実際の製造で実現可能な範囲で同一の回路構成及び同一の部品定数を有してもよい。したがって、それぞれの共振ネットワークの電磁的に結合されたインダクタＬｒｔ１及びＬｒｔ２は、第１及び第２のＤＥ級電力コンバータの部品又は要素に対応する。第１及び第２のＤＥ級電力コンバータは、実質的に上述の従来のＤＥ級コンバータ２００と同一であってもよい。結合されたインダクタＬｒｔ１及びＬｒｔ２は、共通の磁気を透過可能なコア材、例えば軟鉄材料の周囲に巻かれてトランス構造を形成してもよい。インダクタＬｒｔ１及びＬｒｔ２のトランス結合により、通常、相互磁気結合係数は高くなり、複数の共振ネットワークの対応する複数の共振電圧波形間の位相シフトを正確に１８０度にすることができるという利点を有する。実際には、相互磁気結合係数の実現可能な値は、サイズ、コスト、巻線技術などの、磁気的に結合されたインダクタＬｒｔ１及びＬｒｔ２のペアの実際の制約に依存する。相互磁気結合係数の値は、それでも０．１よりも大きいことが好ましく、０．５よりも大きいように、０．２よりも大きいことがさらに好ましい。しかし、発明の他の実施の形態においては、インダクタＬｒｔ１及びＬｒｔ２の間の相互磁気結合係数の満足できる値は、例えば出願人の係属中の欧州特許出願第１３１９８９１２．１号において開示されたプリント基板統合ソレノイドトランス構造を用いることで、共通の磁気を透過するコア材を用いることなく、それぞれのコイル巻線を隣接させて又は交互に配置することにより得られる可能性がある。
第１及び第２のＤＥ級電力コンバータの複数の入力側回路は、共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ２５０に直流又は交流入力電圧Ｖｉｎを供給する共通の入力電圧源又は電力源２５３の両端間に直列に結合されている。第１の入力側回路は、第１のＤＥ級電力コンバータの正及び負の入力端子２５２、２５３の間に結合されたキャパシタＣｉｎ１を有する。同様に、第２の入力側回路は、第２のＤＥ級電力コンバータの正及び負の入力端子２５３、２５１の間に結合されたキャパシタＣｉｎ２を有する。その結果、入力キャパシタＣｉｎ１及びＣｉｎ２のキャパシタンスがほとんど同一である場合、第１及び第２のＤＥ級電力コンバータのそれぞれへの入力電圧は、ほとんど同一で入力電圧Ｖｉｎの半分である。
第１共振ネットワークは、上述のインダクタＬｒｔ１に加えて、少なくともキャパシタＣｓ１、Ｃｓ２及びＣｒｔ１を有し、整流回路の実際の調整に応じてキャパシタＣｄ１及びＣｄ２を有してもよい。当業者は、キャパシタＣｓ１及びＣｓ２が、異なるキャパシタにより形成されてもよく、すなわちスイッチＳ１及びＳ２の外部に形成されてもよく、Ｓ１及びＳ２の固有のドレイン−ソース間キャパシタンスであってもよいことを理解できるであろう。外部のキャパシタＣｓ１、Ｃｓ２は、第１のＤＥ級電力コンバータの共振ネットワークの共振電流を増加させ、及び／又は共振周波数を調整／高精度に調節してもよい。同様に、第１及び第２整流ダイオードＤ１、Ｄ２の両端間に配置されたキャパシタＣｄ１、Ｃｄ２は、第１のＤＥ級電力コンバータのデューティサイクルを調整するために用いられる。整流回路は、第１共振ネットワークの出力と、第１のＤＥ級電力コンバータの出力側回路の一部を構成する出力ノード、つまり端子２５６との間に接続されている。第１のＤＥ級電力コンバータの出力電圧は、負荷抵抗のシンボルで図示されたコンバータアセンブリ負荷ＲＬに供給される。第２のＤＥ級電力コンバータは、図に示すように、第１のＤＥ級電力コンバータの出力側回路と並列なので、このコンバータアセンブリ負荷ＲＬは、第１及び第２のＤＥ級電力コンバータに共用される。第２のＤＥ級電力コンバータの出力側回路は、直列に接続された一対の第２の平滑キャパシタＣｏｕｔ３を有している。Ｃｏｕｔ３は、出力端子２５６と電力コンバータアセンブリの負出力端子２５８との間に接続されており、直列に接続された平滑キャパシタＣｏｕｔ１、Ｃｏｕｔ２は、コンバータアセンブリ負荷ＲＬの両端間に、直列に接続されたＣｏｕｔ３、Ｃｏｕｔ４と並列には位置されている。
コンバータアセンブリ負荷ＲＬは、実際には、例えばＬＥＤダイオードのペア又は充電可能な電池等の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ１５０の異なる種類の電気的負荷を含んでもよい。第２のＤＥ級電力コンバータは、好ましくは、第１のＤＥ級電力コンバータと同一の回路及び部品を有している。したがって、第２のＤＥ級電力コンバータは、対応する入力側回路、対応する第２のハーフブリッジインバータ配列を有し、例えば、接続されたＭＯＤＦＥＴトランジスタのペア（Ｓ３、Ｓ４）、対応する第２共振ネットワーク及び対応する第２整流回路及び出力側回路を有する。
第１のＤＥ級電力コンバータのハーフブリッジインバータ（Ｓ１、Ｓ２）は、ドライバ出力２５５を介して第１共振ネットワークを駆動する。第１のＤＥ級電力コンバータのハーフブリッジインバータは、ゲート端子２５４ａ、２５４ｂに印加される第１の反対位相のスイッチ制御信号のペアによって駆動される。第２のＤＥ級電力コンバータのハーフブリッジインバータは、ゲート端子２６４ａ、２６４ｂに印加される第２の反対位相のスイッチ制御信号のペアによって駆動される。好ましくは、２つのＤＥ級電力コンバータの一つだけが、外部の「ハード」スイッチ制御信号によって駆動されることが好ましいので、第１及び第２のＤＥ級電力コンバータのための第１及び第２スイッチ制御信号のペアは、さまざまな方法で生成することができる。他のＤＥ級電力コンバータのためのスイッチ制御信号のペアは、自励ループ（不図示）によって生成されることが好ましい。第１スイッチ制御信号のペアは、例えば適切な出力電圧レギュレーションループ又は制御回路によって生成され、第１のハーフブリッジインバータのゲート端子２５４ａ、２５４ｂに印加されてもよい。この第１スイッチ制御信号のペアは第１のＤＥ級電力コンバータのスイッチング周波数を決定し、例えば周波数変調制御信号であり、周波数信号は、コンバータアセンブリの出力電圧Ｖｏｕｔを所望の直流電圧レベルに調整するために用いられる。出力電圧レギュレーションループは、フィードバック制御及び一以上の適切な直流基準電圧を有してもよい。代わりに、出力電圧レギュレーションループは、コンバータアセンブリの出力電圧Ｖｏｕｔのバーストモード又はオンオフ制御であってもよい。
しかしながら、第２のＤＥ級電力コンバータの自励ループ（不図示）は、ドライバ出力２６５とハーフブリッジインバータのゲート端子２６４ａ、２６４ｂとの間に結合されており、第２のＤＥ級電力コンバータを、スレーブ回路として第１のＤＥ級電力コンバータの動作に追従させる。これは、特に、Ｓ１及びＳ２に加えられる第１の「ハード」駆動スイッチ制御信号のペアにより設定されるスイッチング周波数が、第２電力コンバータのハーフブリッジインバータのゲート端子２６４ａ、２６４ｂにおいて第２スイッチ制御信号に複製されるということを意味している。したがって、第２のＤＥ級電力コンバータのスイッチング周波数は、第１のＤＥ級電力コンバータのスイッチング周波数と実質的に同一で同期したものとなる。しかし、ドライバ出力電圧のように、第１及び第２のＤＥ級電力コンバータの対応する共振電圧波形は、上述の第１及び第２の磁気的に結合されたインダクタＬｒｔ１及びＬｒｔ２の向きによって実質的に１８０度異なる位相になっている。この特徴は、第１のハーフブリッジ（Ｓ１）が第１の「ハード」駆動スイッチ制御信号によりハイ論理（入力電圧でクランプされたドライバ出力電圧）にスイッチされたときに第１インダクタＬｒｔ１に共振電流が流れることにより理解できる。Ｌｒｔ２が反対位相で結合していることにより、実質的に同じ振幅で反対向きの共振電流がＬｒｔ２に流れる。最初は、反対向きの共振電流は、第２のＤＥ級電力インバータが発振を開始するように、第２のハーフブリッジインバータ（Ｓ３、Ｓ４）の周りの自励発振フィードバックループを起動させる。その後、第１インダクタＬｒｔ１における電流によって第２インダクタＬｒｔ２における電流が誘起されることで、出力２６５における第２のドライバ出力電圧が、第１のドライバ出力電圧と同じになったり同期したりする。一方で、第２のドライバ出力電圧は、自励発振フィードバックループを介しての結合により、ゲート端子２６４ａ、２６４ｂへの第２スイッチ制御信号のペアを制御する。最後に、第１及び第２整流回路の対応する電圧波形が、本発明の第１の実施形態で述べたように、反対位相になり、同等の効果が生じる。
ハーフブリッジインバータのゲート端子２５４ａ、２５４ｂに印加される第１の「ハード」駆動スイッチ制御信号の周波数は、共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ２５０のいわゆるＶＨＦ動作をさせるために、３０ＭＨｚ以上に設定されることが好ましい。第１スイッチ制御信号のペアは、上述のように周波数変調信号を含んでもよい。当業者は、第１及び第２半導体スイッチＳ１及びＳ２のそれぞれ、及び第３及び第４半導体スイッチＳ３、Ｓ４は、ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＴのようなトランジスタ、例えば窒化ガリウム（ＧａＮ）又は炭化ケイ素（ＳｉＣ）ＭＯＳＦＥＴを含んでもよいということを理解できよう。
図３Ａは、図１Ａ及び図１Ｂにおいて記述された自励発振Ｅ級共振電力コンバータ、並びに付随する出願人の係属中の特許出願ＰＣＴ／ＥＰ２０１３／０７２５４８号の記述に基づく絶縁Ｅ級ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ３００の電気回路模式図である。Ｅ級電力コンバータ３００は、直列に形成された電気的絶縁バリアを介して、又は結合キャパシタＣａ及びＣｂを介して接続された入力側回路及び出力側回路を有する。入力側回路は、直流又は交流入力電圧Ｖｉｎを電圧源又は電力源３０３から受けるための正入力端子３０２及び負入力端子３０１を有する。入力キャパシタＣｉｎは正及び負入力端子１０１、１０２の間に電気的に接続され、直流又は交流入力電圧源のためのエネルギー蓄積部となる。Ｅ級電力コンバータ３００の共振ネットワークは、少なくとも入力インダクタＬｉｎ、キャパシタＣｒｔ、Ｃｓ及び第２インダクタＬｒｔを有する。共振ネットワークの出力は、Ｅ級整流回路に接続されている。Ｅ級整流回路は、整流インダクタＬｒ、ダイオードＤ及びダイオードＤの両端間に接続されたキャパシタＣｄを有する。Ｅ級整流回路は、出力側回路の一部であるとも考え得る平滑用又は整流用キャパシタンスＣｏｕｔも有する。Ｅ級整流回路は、それぞれコンバータ３００の正及び負出力端子３０６、３０８の間で、Ｃｏｕｔの両端間に、整流された出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。図において抵抗負荷のシンボルで示されるように、コンバータアセンブリ負荷ＲＬが、Ｅ級電力コンバータ３００の端子３０６、３０８の間に生成される出力電圧Ｖｏｕｔに接続されている。本実施形態では単一の制御可能な半導体トランジスタ又はスイッチＳを含む制御可能なスイッチ配列の出力３０５が、共振ネットワークに結合されている。そして、半導体スイッチＳは、半導体スイッチＳのゲート又は制御端子３０４に印加されるスイッチ制御信号に従って、共振ネットワークにおける共振電流を交互に増減させる。共振ネットワークにおいて交互に変化する共振電流は、半導体スイッチＳのゲート端子３０４に印加されるスイッチ制御信号に追従する。スイッチ制御信号は、半導体スイッチＳを、スイッチ制御信号の周波数で、導通／オン状態と非導通／オフ状態との間で、交互に変化させる。スイッチ制御信号に周波数は、共振ネットワークの共振周波数に近接するように選択されることが好ましい。半導体トランジスタＳの状態スイッチングによって生成される共振電流の少なくとも一部は、ＳＥＰＩＣコンバータ１００の出力側回路の整流回路を介して、共振ネットワークの出力から流れており、整流キャパシタンスＣｏｕｔの両端間に整流された出力電圧を発生させる。当業者は、共振ネットワークの共振電流の残りが、Ｃｓと入力インダクタＬｉｎとの間で発振して、半導体スイッチＳをゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作状態にすることが可能になることを理解できよう。
Ｅ級電力コンバータ３００は、半導体スイッチＳの出力、すなわちＳがＭＯＳＦＥＴの場合のドレイン端子と、制御端子３０４との間に結合された自励発振フィードバックループを有する。自励発振フィードバックループは、出力３０５すなわち半導体スイッチＳのドレイン端子とゲート端子３０４との間に接続されたキャパシタＣｇｄを有する。自励発振フィードバックループは、半導体スイッチＳのゲート端子３０４に一端が結合されたゲートインダクタＬｇをさらに有する。自励発振フィードバックループは、第１の調整可能なバイアス電圧を発生する第１バイアス電圧源をさらに有してもよい。第１の調整可能なバイアス電圧は、ゲートインダクタＬｇの第２の終端に結合されている。ゲートインダクタＬｇは、実質的に一定のインダクタンスを有することが好ましい。この自励発振フィードバックループの動作原理及び詳細については、出願人の係属中の特許出願ＰＣＴ／ＥＰ２０１３／０７２５４８に記載されており、本発明に係るＥ級電力コンバータ及び電力コンバータアセンブリに参照により組み込まれてもよい。そして、半導体スイッチＳのゲート端子３０４のスイッチ制御信号の周波数、及びもしかしたらデューティサイクルは、自励発振フィードバックループの動作によって決定される。スイッチ制御信号の周波数、及びもしかしたらデューティサイクルは、例えば適切な出力電圧レギュレーションループを介して、第１の調整可能なバイアス電圧の電圧を制御することにより制御することができる。
図３Ｂは、本発明の第３の実施形態に係る、第１及び第２の磁気的に結合された絶縁Ｅ級自励発振共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを有する共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ３５０の電気回路模式図である。共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ３５０は、単一の半導体スイッチＳ１の形態による第１の制御可能なスイッチ配列の周りに設けられた第１の自励発振Ｅ級電力コンバータ、及び第２の制御可能な半導体スイッチＳ２の周りに設けられた、実質的に同一の第２の自励発振Ｅ級電力コンバータを有する。当業者は、第１及び第２自励発振Ｅ級電力コンバータが、上述の自励発振Ｅ級電力コンバータ３００と実質的に同一であってもよいということを理解できよう。第１のＥ級電力コンバータの半導体スイッチＳ１は、ドライバ出力３５５又はドレイン端子を介して、第１共振ネットワークを駆動する。半導体スイッチＳ１は、Ｓ１のドレイン又は出力３５５からＳ１のゲート端子３５４までに延びる第１の自励発振フィードバックループによって駆動される。第２のＥ級電力コンバータの半導体スイッチＳ２は、ドライバ出力３６５又はドレイン端子を介して、第１共振ネットワークを駆動する。半導体スイッチＳ２は、Ｓ２のドレイン又は出力３６５からＳ２のゲート端子３６４までに延びる第２の自励発振フィードバックループによって駆動される。第１及び第２自励発振ＤＥ級電力コンバータの入力側回路は、共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ３５０の正及び負の入力端子３５２、３５１のそれぞれの両端間に直流又は交流入力電圧Ｖｉｎを供給する共通の電圧源又は電力源３５３の両端間に直列に結合されている。入力側回路は、正及び負の入力端子３５２、３５１の両端間に結合された、縦続接続された第１及び第２入力キャパシタＣｉｎ１、Ｃｉｎ２をも有する。その結果、入力キャパシタＣｉｎ１、Ｃｉｎ２がほとんど同一のキャパシタンスを有するとした場合、第１及び第２のＤＥ級電力コンバータのそれぞれへの入力電圧は、ほとんど同一で入力電圧Ｖｉｎの半分になる。第１及び第２自励発振Ｅ級電力コンバータは、磁気的に結合された第１及び第２インダクタＬｇ１及びＬｇ２を介して相互接続又は結合されている。インダクタＬｇ１及びＬｇ２は、第１及び第２のＥ級電力コンバータの第１及び第２自励発振フィードバックループのそれぞれの一部を形成している。磁気的に結合された第１及び第２インダクタＬｇ１及びＬｇ２は、第１及び第２自励発振Ｅ級電力コンバータの共振ネットワークの対応する共振電圧波形間が実質的に１８０度の位相シフトになるようにされている。第１及び第２の制御可能な半導体スイッチＳ１、Ｓ２のゲートに直列に結合されているインダクタＬｇ１、Ｌｇ２の配置及び向きは、それぞれ、ゲート端子２５４、３６４のそれぞれに印加される第１及び第２スイッチ制御信号間が実質的に１８０度の位相シフトになるようにする。これはまた、整流回路の入力、すなわち第１及び第２自励発振Ｅ級電力コンバータのＣｄ１、Ｌｒｉ及びＣｄ２、Ｌｒ２の結合ノードに供給される電圧波形のような共振ネットワークの対応する共振電圧波形に対して他の対応する回路電圧との間で１８０度の位相シフトが生じるようにする。インダクタＬｇ１における開かれたドットシンボル及びインダクタＬｇ２における閉じられたドットシンボルは、これらのインダクタの巻線が、ゲート端子３５４、３６４におけるスイッチ制御信号間のこの反対位相関係を生み出すようにされていることを示している。
結合されたゲートインダクタＬｇ１及びＬｇ２は、共通の磁気を透過するコア材料、例えば軟鉄の周りに巻かれて、トランスを形成する。インダクタＬｇ１及びＬｇ２のトランス結合は、通常、高い相互磁気結合係数を高くし、これは、対応する共振電圧波形間、すなわちゲート端子３５４、３６４におけるスイッチ制御信号又は電圧の間の位相シフトを正確に１８０度にするという点で有利である。実際には、得ることができる相互磁気結合係数は、上述の実際の制約に依存する。相互磁気結合係数の値は、それでも０．１よりも大きいことが好ましく、０．５よりも大きいように、０．２よりも大きいことがさらに好ましい。しかし、発明の他の実施の形態においては、ゲートインダクタＬｇ１及びＬｇ２の間の相互磁気結合係数の満足できる値は、例えば出願人の係属中の欧州特許出願第１３１９８９１２．１号において開示されたプリント基板統合ソレノイドトランス構造を用いることで、共通の磁気を透過するコア材を用いることなく、それぞれのコイル巻線を隣接させて又は交互に配置することにより得られる可能性がある。当業者は、第１及び第２のＥ級コンバータのそれぞれの第１及び第２共振ネットワークの入力インダクタＬｉｎ１、Ｌｉｎ２のような追加の対応するインダクタのペアは、図４を参照して詳細については後述される第１及び第２ゲートインダクタＬｇ１、Ｌｇ２の間の相互磁気結合に加えて、互いに磁気的に結合していてもよい。
第１及び第２のＤＥ級電力コンバータの入力側回路は、直流又は交流入力電圧Ｖｉｎを共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ３５０に供給する共通の電圧源又は電力源３５３の両端間に直接に結合されている。第１の入力側回路は、第１のＥ級電力コンバータの正及び負の入力端子３５２、３５７の間に結合された入力キャパシタＣｉｎ１を有する。第２の入力側回路は、第２のＥ級電力コンバータの正及び負の入力端子３５７、３５１のそれぞれの間に結合された入力キャパシタＣｉｎ２を有する。その結果、入力キャパシタＣｉｎ１、Ｃｉｎ２がほとんど同一のキャパシタンスを有するとする場合、第１及び第２のＤＥ級電力コンバータへのそれぞれの入力電圧は、ほとんど同一であり、等しく入力電圧Ｖｉｎの半分である。
当業者は、キャパシタＣｇｄ１、Ｃｇｓ１及びＣｓ１は、別々のキャパシタ、すなわちＳ１の外部の又はＳ１に固有のゲート−ドレイン間、ゲート−ソース間、及びドレイン−ソース間キャパシタンスにより形成されていてもよいことを理解できよう。同じことが、Ｓ２の対応するキャパシタＣｇｄ２、Ｃｇｓ２及びＣｓ２にもあてはまる。Ｃｇｄ１のキャパシタンスは、Ｓ１の自励発振を可能にするために、Ｓ１のドレインからＳ２のゲート端子までに、第１の自励発振フィードバックループの十分なループゲインを提供するようにされる。整流回路は、第１共振ネットワークと、第１のＥ級電力コンバータの出力側回路の一部を形成する出力ノード又は端子３５６との間に接続されている。整流回路は、さらに、電力コンバータアセンブリの出力端子３５６と負出力端子３５８との間に接続された平滑化キャパシタＣｏｕｔ１を有する。第１のＥ級電力コンバータの出力電圧は、コンバータアセンブリ負荷ＲＬに供給され、負荷抵抗シンボルとして図示されている。図示のとおり、第２のＥ級電力コンバータの出力側回路は、第１のＤＥ級電力コンバータの出力側回路と並列に結合されているので、コンバータアセンブリ負荷ＲＬは、第１及び第２のＥ級電力コンバータの間で共用される。したがって、コンバータアセンブリ出力電圧Ｖｏｕｔは、並列の出力側回路を有する本実施形態において、第１及び第２のＥ級電力コンバータの第１及び第２の出力電圧のそれぞれと等しい。第２のＥ級電力コンバータの出力側回路は、電力コンバータアセンブリの正及び負の出力端子３５６、３５８の間に結合された平滑化キャパシタＣｏｕｔ２を有しており、コンバータアセンブリ負荷Ｒｌの両端間に並列に結合されている。コンバータアセンブリ負荷ＲＬは、実際には、例えばＬＥＤダイオードのペア又は充電可能な電池等の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ３５０の異なる種類の電気的負荷を含んでもよい。第２のＥ級電力コンバータの回路及び部品は、好ましくは、第１のＥ級電力コンバータと実質的に同一である。
コンバータアセンブリ出力電圧Ｖｏｕｔは、詳細については図４を参照しながら後述する出力電圧レギュレーションループによって所望の又は基準の直流電圧レベルに調整されてもよい。出力電圧レギュレーションループは、フィードバック制御及び一以上の適切な直流基準電圧を有する。出力電圧レギュレーションループは、コンバータアセンブリの出力電圧Ｖｏｕｔの周波数変調、バーストモード又はオンオフ制御用であってもよい。一実施形態において、コンバータアセンブリ出力電圧Ｖｏｕｔは、第１及び第２ゲートインダクタＬｇ１、Ｌｇ２の開放端３５９、３６９に印加される調整可能なバイアス電圧のそれぞれを調整することによって制御される。調整可能なバイアス電圧は、好ましくは、実質的に同一のゲート−ソース間電圧がＳ１及びＳ２に印加され第１及び第２のＥ級電力コンバータの追従動作をさせる。これは、位相が実質的に１８０度ずれた状態でありながらも、第１及び第２のＥ級電力コンバータのスイッチング周波数が実質的に同一になることを意味する。それぞれのＥ級コンバータのスイッチング周波数は、共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ３５０のいわゆるＶＨＦ動作を提供するために、３０ＭＨｚ以上であることが好ましい。これは第１及び第２自励発振フィードバックループの適切な設計により達成される。当業者は、第１及び第２半導体スイッチＳ１、Ｓ２のそれぞれが、ガリウム窒素（ＧａＮ）又はシリコンカーバード（ＳｉＣ）ＭＯＳＦＥＴ等のＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴといった半導体トランジスタを含んでもよいということを理解できよう。
図４は、本発明の第４の実施形態に係る第１及び第２の磁気的に結合された絶縁Ｅ級自励発振共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを有する共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ４５０の電気回路模式図である。対応するＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ３５０の特徴及び部品については上述されており、本共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ４５０には、比較しやすいように対応する参照符号が付されている。当業者は、本共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ４５０の部品の特徴は、上述の対応するＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ３５０の特徴と同一であってもよいことを理解できよう。ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ３５０の特徴に加えて、本電力コンバータアセンブリ４５０は、第１のＥ級電力コンバータにのみ接続された出力電圧レギュレーションループを有する。本電力コンバータアセンブリ４５０は、さらに、上記の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ３５０の単一の磁気的に結合されたインダクタのペア（第１及び第２ゲートインダクタＬｇ１及びＬｇ２）の代わりに、２つの別々の磁気的に結合されたインダクタのペアを有する。第１の磁気的に結合されたインダクタのペアは、ゲートインダクタＬｇ１及びＬｇ２を有する。ゲートインダクタＬｇ１及びＬｇ２の配置及び方向は、ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ３５０に関して上述されたように、ゲート端子４５４に印加される第１及び第２スイッチ制御信号の間に約１８０度の位相差を発生させるようにされている。第２の磁気的に結合されたインダクタのペア（図では、結合シンボル４５７として示されている）は、第１及び第２のＥ級自励発振共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの対応するインダクタＬｒｔ１及びＬｒｔ２を有する。インダクタＬｒｔ１は第１の半導体スイッチＳ１の周辺に設けられた第１のＥ級電力コンバータの共振ネットワークの一部を形成し、インダクタＬｒｔ２は、第２の半導体スイッチＳ２の周辺に設けられた第２のＥ級電力コンバータの共振ネットワークの一部を形成する。インダクタＬｒｔ１、Ｌｒｔ２の配置及び方向は、共振電圧及び第１及び第２のＥ級電力コンバータの対応する共振ネットワークを流れる電流の間の位相シフトが１８０度になるようにする。したがって、磁気的に結合されたインダクタのペアの両方は、対応する第１及び第２のＥ級電力コンバータの共振電圧波形間の位相シフトを実質的に１８０度にする。
複数のペア、すなわち、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの対応するインダクタ、又は共振電力インバータの２以上のペアは、２０ＭＨｚ以上のスイッチング周波数又は３０ＭＨｚ以上のＶＨＦレンジのスイッチング周波数において動作する共振電力コンバータにとって特に有利である。これは、関心があるこれらの高いスイッチング周波数においてインダクタのペア又は複数のペアの磁気的な結合を提供するために、磁気的に透過できるコア材料を使用することが実際的ではなく、又は不可能であるからである。磁気的に透過できるコア材料を使用することができないことにより、結合されたインダクタのペアのインダクタ間の相互磁気係数が比較的小さくなることが多く、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ間又は共振電力インバータの結合度が、期待よりも小さくなるであろう。したがって、対応するインダクタが互いに磁気的に結合されているインダクタの複数のペアを使用することにより、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ又は共振電力インバータ間の全体の磁気結合が、単一の磁気的に結合されたインダクタよりも増加する。第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ間、又は共振電力インバータ間のこの増加した結合係数は、一般に、さまざまな理由により利点がある。例えば、高い結合係数によって、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ又は共振インバータの共振電流及び電圧波形間の位相関係のように、より正確な０度又は１８０度にすることができるからである。第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ間、又は共振電力インバータ間のこの結合の増加は、後述の第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータのマスタ−スレーブ結合との関係でも有益である。これは、結合係数が高いと、スレーブコンバータが、より正確にマスターコンバータに追従することができるようになり、その結果、スイッチング周波数及び位相を割り当てることができるからである。
出力電圧レギュレーションループは、直流基準電圧Ｖｒｅｆに接続された第１の入力を含むフィードバック制御回路４６１を有する。フィードバック制御回路４６１は、コンバータアセンブリ出力電圧Ｖｏｕｔに結合された第２の入力を有する。フィードバック制御回路４６１は、２つのレベルの制御電圧を、第１のＥ級電力コンバータの第１のゲートインダクタＬｇ１の開放端４５９に発生する。２つのレベルの制御電圧は、好ましくは、２つの離散的な直流電圧レベルの間で切り替えられ、第１の直流電圧レベルは、第１の半導体スイッチＳ１をオフ状態にするのに十分なほどに小さく、上述のＳ１の周辺に形成されたフィードバックループの発振を抑止する。第２の直流電圧レベルは、第１の半導体スイッチＳ１をオン状態にして、Ｓ１周辺に形成されたフィードバックループの自励発振を開始させるのに足りる程度に高い。コンバータアセンブリ出力電圧Ｖｏｕｔは、コンバータアセンブリ電圧Ｖｏｕｔの値を特定の目標値に達するために必要なように、第１のＥ級電力コンバータの自励発振を交互に活性化させたり非活性化させたりすることで調整されるようにしてもよい。レギュレーション方式は、オン／オフ制御と称されることが多い。第２のＥ級電力コンバータは、好ましくは、対応する出力電圧レギュレーションループを有しておらず、代わりに、第１及び第２のＥ級電力コンバータのペアの対応するインダクタのペアの間の上記の磁気的結合によって、第１のＥ級電力コンバータの動作状態、すなわちオン又はオフを追従するようにされている。このようにして、第２のＥ級電力コンバータは、第１のＥ級電力コンバータのスレーブ回路となる。これは、第１及び第２のＥ級電力コンバータのスイッチング周波数及び対応する共振電圧／電流波形が、互いに位相が約１８０度ずれていながらも、実質的に同一であり同期していることを意味する。
図５は、本発明の第５の実施形態に係る共通の整流回路５７０に接続された第１及び第２の磁気的に結合された絶縁Ｅ級共振インバータ５７２ａ、５７２ｂを含む共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ５５０の電気回路模式図である。したがって、第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、共通の整流回路５７０と連動して第１の絶縁Ｅ級共振インバータ５７２ａにより形成されており、第２の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、共通の整流回路５７０と連動して第２の絶縁Ｅ級共振インバータ５７２ｂにより形成されている。共通の整流回路５７０はＥ級トポロジーを有しており、インダクタＬｒ１、キャパシタＣｄ１、ダイオードＤ１及び出力又は平滑化キャパシタＣｏｕｔ１を有する。共通の整流回路５７０の出力電圧Ｖｏｕｔは、コンバータアセンブリ負荷ＲＬに接続されている。第１の絶縁Ｅ級共振インバータ５７２ａの直流絶縁は、直列の又は結合されたキャパシタＣｒｔ１及びＣｂ１により形成される第１の直流絶縁バリアにより提供され、第２の絶縁Ｅ級共振インバータ５７２ｂは、直列の又は結合されたキャパシタＣｒｔ２及びＣｂ２によって形成された同様の直流絶縁バリアを有する。上述の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ及び本共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ５５０の対応する特徴及び部品には、比較しやすいように、対応する参照符号が付されている。当業者は、本共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ５５０は、上述のＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ３５０の特徴と同一であってもよいことを理解できよう。ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ３５０と本共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ５５０との間の重要な違いは、第１及び第２半導体スイッチＳ１、Ｓ２にそれぞれ接続された第１及び第２のゲートインダクタＬｇ１、Ｌｇ２の間の磁気的な結合の位相である。本共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ５５０においては、第１及び第２インダクタＬｇ１及びＬｇ２が、絶縁共振Ｅ級インバータ５７２ａ、５７２ｂの間での位相シフトを、上述のように１８０度ではなく、実質的に０度にするように配置されたり方向が定められていたりする。直列のゲートインダクタＬｇ１、Ｌｇ２は、第１及び第２制御可能な半導体スイッチＳ１、Ｓ２のそれぞれのゲート端子５５４、５６４に印加される第１及び第２スイッチ制御信号の間の位相シフトを約０度にする。共振絶縁Ｅ級インバータ５７２ａ、５７２ｂの対応する共振電圧及び電流波形間の位相シフトが０度であることにより、Ｃｒｔ１、Ｃｒｔ２及びＬｒｔ１を有する第１及び第２共振ネットワークのそれぞれの出力電圧が、それらの同位相関係により、共通の整流回路５７０において互いに結合され又は加算される。当業者は、第１及び第２共振ネットワークが共振インダクタＬｒｔ１を共用することを理解できよう。このようにインダクタを共用することにより、共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ５５０の部品数が減り、Ｌｒｔ１にインダクタンスと、それによる概略の大きさが、２つの別々の共振ネットワークの別々のインダクタの値に比べて半分になる。最後に、第１及び第２共振絶縁Ｅ級インバータ５７２ａ、５７２ｂの第１及び第２入力インダクタＬｉｎ１及びＬｉｎ２は、交互に又は加算的に、上述の理由により、互いに磁気的に結合され、共振絶縁Ｅ級インバータ５７２ａ、５７２ｂの対応する共振電圧及び電流波形の間の位相シフトを実質的に０度にしたり、されたりする。
図６は、本発明の第６の実施形態に係る磁気的に結合された第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ６５０ａ、６５０ｂを有するマルチステージ共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ６００のブロック図である。マルチステージ共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ６５０は、それぞれ直流又は交流入力電圧源又は電力源６５３の両端間に直列に結合された入力回路を含む４つの共振電力インバータ６７２ａ、６７２ｂ、６７４ａ、６７４ｂを有する。第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ６５０ａは、図５に関係して述べた、共通の整流回路５７０に接続された第１及び第２の磁気的に結合された共振絶縁Ｅ級インバータ５７２ａ、５７２ｂ間の結合と同様に、共通の整流回路６７０ａに結合された出力を有する第１の磁気的に結合された電力インバータのペア６７２ａ、６７２ｂを有する。第２の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ６５０ｂは、同様に、共通の整流回路６７０ｂに結合された出力を有する第１の磁気的に結合された電力インバータのペア６７４ａ、６７４ｂを有する。第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリの対応する出力電圧は、平滑化キャパシタＣｏｕｔの両端間で組み合わされ、又は加算され、コンバータアセンブリ負荷ＲＬの両端間にコンバータアセンブリ出力電圧Ｖｏｕｔを発生させる。位相が同一の第１の磁気的に接合された電力インバータ６７２ａ、６７２ｂの第１のペアのあいだの磁気的結合は、「０度」というシンボルで図示されており、第１の磁気的に接合された電力インバータ６７４ａ、６７４ｂの第２のペアのあいだの磁気的結合は、同様に図示される。
第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ６５０ａは、さらに、第２の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ６５０ｂの対応するインダクタに磁気的に結合される少なくとも一つのインダクタを有し、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ６５０ａ、６５０ｂの対応する共振電圧波形間の位相シフトを実質的に１８０度にする。第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの反位相（１８０度の位相シフト）の磁気的結合は、図において「１８０度」シンボルにより示されている。当業者は、共振電力インバータ６７２ａ、６７２ｂ、６７４ａ、６７４ｂの複数の異なる回路トポロジーが使用され、Ｅ級、Ｆ級、ＤＥ級又はＳＥＰＩＣ等のような従来のインバータトポロジーを含んでもよい。１つの実施形態において、それぞれの共振電力インバータ６７２ａ、６７２ｂ、６７４ａ、６７４ｂは、上述の共振絶縁Ｅ級インバータ５７２ａ又は５７２ｂと同一である。第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ６５０ａの少なくとも一つのインダクタは、例えば、第２の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ６５０ｂのゲートインダクタＬｇ１ａ（不図示）に磁気的に結合された共振絶縁Ｅ級インバータ５７２ａの第１のゲートインダクタＬｇ１であってもよい。代わりに、第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ６５０ａの少なくとも一つのインダクタ、又は共通の共振ネットワークインダクタ―Ｌｉｎ１は、第２の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ６５０ｂの対応する入力インダクタ又は共振ネットワークインダクタ（不図示）に結合されている。最後に、当業者は、一以上の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリは、第２の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ６５０ｂに、対応する方法で、マルチステージ共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ６００に結合されていることを理解できよう。
以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更又は改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。そのような変更又は改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、特許請求の範囲の記載から明らかである。
第１及び第２の磁気的に結合されたインダクタは、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの様々な対応する回路の部分に配置されて、第１及び第２電力コンバータの間に有利な結合を提供してもよい。当業者は、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの、対応する、半導体スイッチ又はトランジスタといった能動的な部品、並びにレジスタ、キャパシタ及びインダクタといった受動的な部品の電気的な特徴は、好ましくは名目上同一であるが、実際上は不可避な製造上の公差、温度ドリフト等のために乖離してもよいことを理解するであろう。第１インダクタは第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第１共振ネットワークの一部を形成し、第２インダクタは第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第２共振ネットワークの一部を形成し、第１及び第２制御可能なスイッチ配列の出力電圧波形の間に、実質的に１８０度の位相シフトを引き起こすか、又は実質的に０度の位相シフトを引き起こしてもよい。第１及び第２制御可能なスイッチ配列の出力電圧波形は、Ｅ級電力コンバータ又はＳＥＰＩＣ電力コンバータのＭＯＳＦＥＴスイッチのドレイン電圧であってもよい。第１及び第２インダクタは、それぞれの、第１及び第２のＥ級電力コンバータ又は第１及び第２のＳＥＰＩＣ電力コンバータの入力インダクタを含んでもよい。後者のＳＥＰＩＣを基礎にしたコンバータアセンブリの一つの実施の形態において、第１共振ネットワークの第１インダクタは、正の入力端子と第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第１の制御可能なスイッチ配列の出力との間に配置され、第２共振ネットワークの第２インダクタは、正の入力端子と第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第２の制御可能なスイッチ配列の出力との間に配置される。後者のＳＥＰＩＣを基礎にしたコンバータアセンブリの他の実施の形態において、第１及び第２入力側の回路は、第１共振ネットワークの第１インダクタが第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの正の入力端子と第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの負の入力端子との間に配置され、第２共振ネットワークの第２インダクタが第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの負の入力端子と第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの正の入力端子との間に配置されるように、直流又は交流の入力電圧源の両端間に直列に設けられる。
第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの少なくとも一つは、自励発振式のフィードバックループを含み、コンバータアセンブリにおいて少なくとも一つの自励発振式共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを提供してもよい。異なる種類の自励発振式フィードバックループが、以下に述べるように適用されてもよい。そのような実施の形態の一つにおいて、第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、第１自励発振式フィードバックループを含み、第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、第２スイッチ制御信号を生成してコンバータアセンブリ負荷の間の出力電圧を調節する出力電圧レギュレーションループを含む。第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、従来のスイッチ制御信号で駆動される電力コンバータの非自励発振式のタイプであってもよい。第２スイッチ制御信号は、例えば、周波数制御がコンバータアセンブリ負荷の間の出力電圧を所望のＤＣ電圧レベルに調節するように用いられる、周波数変調された制御信号を含んでもよい。出力電圧レギュレーションループは、一つ以上の適切なＤＣ基準電圧と例えばフィードバック制御ループとを含んでもよい。第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの自励の性質は、添付した図面を参照して以下にさらに詳しく述べるように、後者が、先に述べた第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの間の結合によって、スレーブ回路として第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの動作を追跡又は追従することを許容する。
第１及び第２の磁気的に結合されたインダクタは、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの様々な対応する回路の部分に配置されて、第１及び第２電力コンバータの間に有利な結合を提供してもよい。当業者は、第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの、対応する、半導体スイッチ又はトランジスタといった能動的な部品、並びにレジスタ、キャパシタ及びインダクタといった受動的な部品の電気的な特徴は、好ましくは名目上同一であるが、実際上は不可避な製造上の公差、温度ドリフト等のために乖離してもよいことを理解するであろう。第１インダクタは第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第１共振ネットワークの一部を形成し、第２インダクタは第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第２共振ネットワークの一部を形成し、第１及び第２制御可能なスイッチ配列の出力電圧波形の間に、実質的に１８０度の位相シフトを引き起こすか、又は実質的に０度の位相シフトを引き起こしてもよい。第１及び第２制御可能なスイッチ配列の出力電圧波形は、Ｅ級電力コンバータ又はＳＥＰＩＣ電力コンバータのＭＯＳＦＥＴスイッチのドレイン電圧であってもよい。第１及び第２インダクタは、それぞれの、第１及び第２のＥ級電力コンバータ又は第１及び第２のＳＥＰＩＣ電力コンバータの入力インダクタを含んでもよい。後者のＳＥＰＩＣを基礎にしたコンバータアセンブリの一つの実施の形態において、第１共振ネットワークの第１インダクタは、正の入力端子と第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第１の制御可能なスイッチ配列の出力との間に配置され、第２共振ネットワークの第２インダクタは、正の入力端子と第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第２の制御可能なスイッチ配列の出力との間に配置される。後者のＳＥＰＩＣを基礎にしたコンバータアセンブリの他の実施の形態において、第１及び第２入力側の回路は、第１共振ネットワークの第１インダクタが第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの正の入力端子と第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの負の入力端子との間に配置され、第２共振ネットワークの第２インダクタが第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの負の入力端子と第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの正の入力端子との間に配置されるように、直流又は交流の入力電圧源の両端間に直列に設けられる。
第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの少なくとも一つは、自励発振式のフィードバックループを含み、コンバータアセンブリにおいて少なくとも一つの自励発振式共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを提供してもよい。異なる種類の自励発振式フィードバックループが、以下に述べるように適用されてもよい。そのような実施の形態の一つにおいて、第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、第１自励発振式フィードバックループを含み、第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、第２スイッチ制御信号を生成してコンバータアセンブリ負荷の間の出力電圧を調節する出力電圧レギュレーションループを含む。第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、従来のスイッチ制御信号で駆動される電力コンバータの非自励発振式のタイプであってもよい。第２スイッチ制御信号は、例えば、周波数制御がコンバータアセンブリ負荷の間の出力電圧を所望のＤＣ電圧レベルに調節するように用いられる、周波数変調された制御信号を含んでもよい。出力電圧レギュレーションループは、一つ以上の適切なＤＣ基準電圧と例えばフィードバック制御ループとを含んでもよい。第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの自励の性質は、添付した図面を参照して以下にさらに詳しく述べるように、後者が、先に述べた第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの間の結合によって、スレーブ回路として第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの動作を追跡又は追従することを許容する。

Claims (21)

  1. 同一の回路トポロジーを有する第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータと第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータと、
    第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを互いに磁気的に結合させ、第１及び第２共振のＤＣ−ＤＣ電力コンバータの対応する共振電圧波形の間で、実質的に１８０度の位相シフトを引き起こす、又は実質的に０度の位相シフトを引き起こすように構成された第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第１インダクタ及び第２の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第２インダクタと、
    を有し、
    第１及び第２インダクタは、前記第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの対応する部品である、共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ。
  2. 前記第１共振ＤＣ−ＤＣコンバータは、
    第１の入力電圧を受ける正及び負の入力端子を有する第１入力側回路と、
    前記第１コンバータのスイッチング周波数を設定するための第１スイッチ制御信号により駆動される第１の制御可能なスイッチ配列と、
    前記第１スイッチ制御信号に従って第１共振ネットワーク内の共振電流を交互に増減させる前記第１の制御可能なスイッチ配列の出力に結合された前記第１共振ネットワークと、
    前記第１共振ネットワークの出力に接続された第１整流回路と、
    を有し、
    前記第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、
    第２の入力電圧を受ける正及び負の入力端子を有する第２入力側回路と、
    前記第２コンバータのスイッチング周波数を設定するための第２スイッチ制御信号により駆動される第２の制御可能なスイッチ配列と、
    前記第２スイッチ制御信号に従って第２共振ネットワーク内の共振電流を交互に増減させる前記第２の制御可能なスイッチ配列の出力に結合された前記第２共振ネットワークと、
    を有し、
    前記第２共振ネットワークの出力は、前記第１整流回路又は第２整流回路に接続されている、
    請求項１に記載の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ。
  3. 第１及び第２インダクタは、前記第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの対応する共振電圧波形間の位相シフトを実質的に０度にし、
    前記第２共振ネットワークは、前記第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ間で前記第１整流回路を共用するために、前記第１整流回路に接続されている、
    請求項１又は２に記載の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ。
  4. 前記第１整流回路の出力に結合された出力側回路を有し、
    前記出力側回路は、コンバータアセンブリ負荷へのコンバータ出力電圧の供給及び接続のための正及び負の出力端子を有する、
    請求項３に記載の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ。
  5. 第１及び第２インダクタは、前記第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの対応する共振電圧波形間の位相シフトを実質的に１８０度にし、
    前記第２共振ネットワークの出力は、前記第２整流回路に接続されて、前記第１整流回路の出力において第１コンバータ出力電圧を発生させ、前記第２整流回路の出力において第２コンバータ出力電圧を発生させる、
    請求項２に記載の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ。
  6. 前記第１インダクタは前記第１共振ネットワークの一部を形成し、前記第２インダクタは前記第２共振ネットワークの一部を形成し、前記第１及び第２の制御可能なスイッチ配列の出力間の位相シフトを実質的に１８０度にし、又は前記第１及び第２の制御可能なスイッチ配列の出力間の位相シフトを実質的に０度にする、
    請求項２又は５に記載の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ。
  7. 前記第１インダクタは、前記第１の制御可能なスイッチ配列の制御端子と直列に設けられており、
    前記第２インダクタは、前記第２の制御可能なスイッチ配列の制御端子と直列に設けられており、
    前記第１スイッチ制御信号及び前記第２スイッチ制御信号間の位相シフトを実質的に１８０度にし、又は前記第１スイッチ制御信号及び前記第２スイッチ制御信号間の位相シフトを実質的に０度にする、
    請求項２又は５に記載の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ。
  8. 前記第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの前記正及び負の入力端子、並びに前記第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの前記正及び負の入力端子は、共通の交流又は直流の入力電圧源に直列に結合されている、
    請求項２から７のいずれかに記載の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ。
  9. 前記第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの前記正及び負の入力端子、並びに前記第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの前記正及び負の入力端子は、共通の交流又は直流の入力電圧源に並列に結合されている、
    請求項２から７のいずれかに記載の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ。
  10. 前記第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの前記第１コンバータ出力電圧及び前記第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの前記第２コンバータ出力電圧は、前記コンバータアセンブリ負荷の両端間に直列に結合されている、
    請求項５から９のいずれかに記載の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ。
  11. 前記第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの前記第１コンバータ出力電圧及び前記第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの前記第２コンバータ出力電圧は、前記コンバータアセンブリ負荷に並列に結合されている、
    請求項２から９のいずれかに記載の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ。
  12. 前記第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは第１自励発振フィードバックループを有し、
    前記第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、前記コンバータアセンブリ負荷の両端間の出力電圧を調整するための前記第２スイッチ制御信号を生成する出力電圧レギュレーションループを有する、
    請求項１から１１のいずれかに記載の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ。
  13. 前記出力電圧レギュレーションループは、一以上の直流基準電圧を有する、
    請求項１２に記載の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ。
  14. 前記第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、前記第１の制御可能なスイッチ配列の前記出力と前記第１の制御可能なスイッチ配列の制御端子との間に結合された第１自励発振フィードバックループを有し、
    前記第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、前記第２の制御可能なスイッチ配列の前記出力と前記第２の制御可能なスイッチ配列の制御端子との間に結合された第２自励発振フィードバックループを有する、
    請求項１から１３のいずれかに記載の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ。
  15. 前記第１及び第２自励発振フィードバックループは、
    第１調整可能バイアス電圧を生成する第１バイアス電圧源と、
    前記第１バイアス電圧源と、前期第１又は第２の制御可能なスイッチ配列の前記制御端子との間に結合され、好ましくは実質的にインダクタンスが固定された第１インダクタと、
    を有する、
    請求項１２から１４のいずれかに記載の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ。
  16. 前記第１及び第２の磁気的に結合されたインダクタの前記第１インダクタは、前記第１共振ネットワークの共振周波数において、５よりも大きく、好ましくは２５よりも大きなＱファクターを有し、前記第２インダクタは、前記第２共振ネットワークの共振周波数において、５よりも大きく、好ましくは２５よりも大きなＱファクターを有する、
    上記の請求項のいずれかに記載の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ。
  17. 前記第１の制御可能なスイッチ配列は一以上の半導体スイッチを有し、前記第２の制御可能なスイッチ配列は一以上の半導体スイッチを有し、
    前記半導体スイッチのそれぞれは、シリコン（Ｓｉ）、ガリウム窒素（ＧａＮ）又はシリコンカーバード（ＳｉＣ）ＭＯＳＦＥＴのようなＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴといった半導体トランジスタを有する、
    請求項２−１６のいずれかに記載の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ。
  18. 前記第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、対応する第３及び第４インダクタをさらに有し、
    前記第３及び第４インダクタは、互いに磁気的に結合されており、前記第３及び第４インダクタの対応する電圧及び／又は電流波形の間の位相シフトを実質的に１８０度にするか、又は位相シフトを実質的に０度にするように構成される、
    上記の請求項のいずれかに記載の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ。
  19. 一以上の付加共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータをさらに有し、
    前記付加共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータのそれぞれは、
    前記第１及び第２の磁気的に結合されたインダクタに磁気的に結合され、前記付加共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの共振電圧波形間、及び前記第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータのうちの一つの前記共振電圧波形間の位相シフトを実質的に１８０度にするか、又は位相シフトを実質的に０度にするように構成されたインダクタを有する、
    上記の請求項のいずれかに記載の共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ。
  20. 請求項３に記載の第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリと、
    請求項３に記載の第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリと、
    を有し、
    前記第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリのインダクタは、前記第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリの対応するインダクタに磁気的に結合されており、前記第１及び第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリの対応する共振電圧波形間の位相シフトを実質的に１８０度にする、
    マルチステージ共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ。
  21. 前記第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリの前記インダクタは、前記第１共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの前記第１インダクタを有し、前記第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリの対応する前記インダクタは、前記第２共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリの前記第２インダクタを有する、
    請求項２０に記載のマルチステージ共振ＤＣ−ＤＣ電力コンバータアセンブリ。
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