CN107634645B - 一种基于耦合电感的输出支路结构 - Google Patents

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Abstract

一种基于耦合电感的输出支路结构，涉及电力电子。设有耦合电感T1、开关管S3、二极管D1、输出电容Co2和输出电阻R2；耦合电感T1的原副边同名端连接于端口a，原边的异名端标记为端口b，副边的异名端与开关管S3的漏极相连；开关管S3的源极与二极管D1的阳极相连；二极管D1的阴极与输出电容Co2相连，输出电容Co2另一端接地；输出电阻R2与输出电容Co2并联连接。端口a、端口b分别替换Sepic和Cuk等输入电流型单输出直流变换器中原输入滤波电感的两端连接，即构建出相应的双输出直流变换器。新构建的双输出变换器的输入电流等于耦合电感T1的原副边电流之和，当耦合电感T1匝比为1︰1时，该输入电流连续。

Description

一种基于耦合电感的输出支路结构
技术领域
本发明涉及电力电子，尤其是涉及可替换输入电流型单输出直流变换器中的输入滤波电感、实现双路输出并改善原变换器性能的一种基于耦合电感的输出支路结构。
背景技术
随着科技的发展，各式各样的电子设备已被广泛应用于工业生产和日常生活中。由于不同的电子设备所需的供电电压有所区别，需通过电力电子变换器为它们提供多种不同等级的电压。为满足该需求，可以为每个电子设备单独配备一个单输出变换器。然而，该方案由于需要多个独立的变换器，将导致系统成本高、体积大。
为了减小成本和体积，国内外相关研究提出了将不同变换器中的元件进行复用的改进方案。以多输出直流变换器为例，通过复用电感或开关管，变换器在提供多个电压等级的同时减少了元件的使用数量([1]P.Patra,J.Ghosh and A.Patra,"Control Scheme forReduced Cross-Regulation in Single-Inductor Multiple-Output DC-DCConverters,"IEEE Trans.Ind.Electron.,vol.60,no.11,pp.5095-5104,Nov.2013；[2]D.Ma,W.Ki,C.Tsui,and P.K.T.Mok,"Single-inductor multiple-output switchingconverters with time-multiplexing control in discontinuous conduction mode,"IEEE Journal of Solid-State Circuits,vol.38,no.1,pp.89-100,Jan.2003；[3]G.Chen,Y.Deng,J.Dong,Y.Hu,L.Jiang,and X.He,"Integrated Multiple-OutputSynchronous Buck Converter for Electric Vehicle Power Supply,"IEEETrans.Veh.Technol.,vol.66,no.7,pp.5752-5761,Jul.2017)。然而，在单电感多输出直流变换器中，如果电感电流工作在连续导通模式，将导致多路输出电压的动态交叉调整率比较差；虽然该问题可以通过设计电感工作在断续导通模式下得以解决，但是此时电感电流的峰值大、导通损耗高。在开关管复用的多输出直流变换器中，可以完全独立地控制多路输出电压，因此不存在交叉调整率问题。但是，在该类变换器中，仅开关管数量得以减少，而重量和体积占很大比重的磁性元件的数量与独立的多个变换器完全相同，所以系统的成本和体积仅得到较小改善。除此之外，在上述复用电感或开关管的多输出直流变换器中，开关管为硬开关，将造成较大的开关损耗。
发明内容
本发明的目的在于提供将替换Sepic和Cuk等输入电流型单输出直流变换器中的输入滤波电感，即可构建出相应的仅需一个磁芯、输入电流连续、两路输出电压独立调节的双输出软开关直流变换器的一种基于耦合电感的输出支路结构。
本发明设有耦合电感T1、开关管S3、二极管D1、输出电容Co2和输出电阻R2；所述耦合电感T1的原副边同名端连接于端口a，原边的异名端标记为端口b，副边的异名端与开关管S3的漏极相连；开关管S3的源极与二极管D1的阳极相连；二极管D1的阴极与输出电容Co2相连，输出电容Co2的另一端接地；输出电阻R2与输出电容Co2并联连接。
将本发明的端口a、端口b分别替换Sepic和Cuk等输入电流型单输出直流变换器中原输入滤波电感的两端连接，即可构建出相应的双输出直流变换器。由于新构建的双输出变换器的输入电流等于耦合电感T1的原副边电流之和，当耦合电感T1匝比为1︰1时，该输入电流连续。
在新构建的双输出直流变换器中，通过控制原单输出直流变换器中的开关管S1～S2和基于耦合电感的输出支路结构中的开关管S3，可以独立调节该变换器的两路输出电压。此外，由于引入带耦合电感的输出支路结构，变换器中的开关管S1～S3还实现了软开关，有效地减小了开关损耗。同时，应用基于耦合电感的输出支路结构构建出的双输出直流变换器仅需要一个磁性元件，系统的成本和体积也得以有效减小。
附图说明
图1为本发明实施例的结构组成示意图。
图2为将本发明实施例应用于传统Sepic变换器中构建出的双输出软开关直流变换器的示意图。
图3为图2中双输出直流变换器的主要工作波形示意图。
图4为图2中双输出直流变换器工作在状态1时的等效电路图。
图5为图2中双输出直流变换器工作在状态2时的等效电路图。
图6为图2中双输出直流变换器工作在状态3时的等效电路图。
图7为图2中双输出直流变换器工作在状态4时的等效电路图。
图8为图2中双输出直流变换器工作在状态5时的等效电路图。
图9为图2中双输出直流变换器工作在状态6时的等效电路图。
图10为本发明实施例应用于传统Cuk变换器中构建出的双输出软开关直流变换器的示意图。
具体实施方式
为了更加清楚地解释图1中本发明的技术方案及优点，以下结合实施例对本发明及其应用进行进一步详细说明。值得注意的是，此处所描述的两个具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
实施例1
图2给出了将本发明的基于耦合电感的输出支路结构应用于传统Sepic变换器中构建出的双输出软开关直流变换器的结构示意图。它由直流输入电压源Vi、原副边匝比为1︰1的耦合电感T1、开关管S1～S3、二极管D1、电容C、电感L以及包含输出电容Co1～2、输出电阻R1～2的两路输出共同组成。所述耦合电感T1等效为原边励磁电感Lm、原边漏感Lr以及一个匝比为1︰1的理想变压器；所述开关管S1～S3是由N沟道MOSFET、反向并联二极管以及寄生电容并联而成。
直流输入电压源Vi的正极与耦合电感T1原、副边的同名端相连；耦合电感T1副边的异名端与开关管S3的漏极相连；开关管S3的源极与二极管D1的阳极相连；二极管D1的阴极与输出电容Co2的一端连接；输出电容Co2的另一端与直流输入电压源Vi的负极相连；输出电阻R2与输出电容Co2并联连接。耦合电感T1原边的异名端与电容C的一端以及开关管S1的漏极相连；开关管S1的源极与直流输入电压源Vi的负极相连。电容C的另一端与电感L的一端、开关管S2的源极相连；电感L的另一端与直流输入电压源Vi的负极相连。开关管S2的漏极与输出电容Co1的一端连接；输出电容Co1的另一端与直流输入电压源Vi的负极相连；输出电阻R1与输出电容Co1并联连接。
在图2中，耦合电感T1原副边的同名端相连于输入端，即直流输入电压源Vi的正极。由于变压器匝比为1︰1，输入电流ii的大小等于励磁电感电流iLm的大小，又因为励磁电感Lm的值较大，故输入电流ii连续。
图2双输出变换器的主要工作波形如图3所示，开关管S1～S2的驱动信号vgs1～vgs2互补导通，开关管S3的驱动信号vgs3滞后于vgs2一段时间开通，并与vgs1同时关断。在一个开关周期[t0,t6]中共有6种工作状态，每一个状态的等效电路分别如图4～9所示。由于励磁电感Lm和电感L的值较大，分析时将励磁电感电流iLm和电感电流iL近似为不变，分别记为励磁电感电流ILm和电感电流IL。
状态[t0,t1]：在时刻t0以前，漏感电流iLr线性增加，耦合电感T1副边电流isec＝ILm-iLr随之减小。直到时刻t0，耦合电感T1副边电流isec减小至零，副边支路中的二极管D1反向截止。因此，本状态下，直流输入电压源Vi将能量传递给漏感Lr和励磁电感Lm，电容C的能量传递给电感L，第一路输出电阻R1的能量由输出电容Co1提供，第二路输出电阻R2的能量由输出电容Co2提供，如图4所示。
状态[t1,t2]：在时刻t1，开关管S1和开关管S3关断。因为耦合电感T1副边电流isec已降为零，所以开关管S3为零电流关断。开关管S1关断后，其寄生电容CS1被电流ILm+IL充电，而开关管S2的寄生电容CS2被相应地放电，如图5所示。在本阶段，开关管S1的漏源电压vs1线性上升，开关管S2的漏源电压vs2线性下降。
状态[t2,t3]：在时刻t2，漏源电压vs2下降至零，开关管S2的体二极管正向导通。此时开通开关管S2，可实现其零电压开通，而且它将作为同步整流管工作。在本状态下，直流输入电压源Vi、漏感Lr和励磁电感Lm一起向电容C、第一路输出电容Co1和输出电阻R1传递能量，电感L的能量也传递到了第一路输出电容Co1和输出电阻R1，第二路输出电阻R2的能量由输出电容Co2提供，如图6所示。
状态[t3,t4]：在时刻t3，开关管S3开通，将耦合电感T1的副边电压钳位于电压Vi-Vo2，如图7所示。由于耦合电感T1的匝比为1:1，励磁电感的电压也等于Vi-Vo2。于是，由图7可计算得到漏感Lr两端的电压为漏感电压vLr＝Vi-(Vi-Vo2)-Vc-Vo1。其中，Vc为电容C的平均电压，等于输入电压Vi。根据上述分析，可求得漏感电流iLr的变化率为diLr/dt＝(Vo2-Vo1-Vi)/Lr。由于开关管S2的漏源电流iS2等于漏感电流iLr和电感电流IL之和，漏源电流iS2的变化率diS2/dt也为(Vo2-Vo1-Vi)/Lr。为了消除开关管S2关断时体二极管的反向恢复问题，要求漏源电流iS2在本阶段减小并在时刻t4之前变为负值。因此，要求电压Vo2-Vo1-Vi<0。本状态下，直流输入电压源Vi通过耦合电感T1向第二路输出电容Co2和输出电阻R2传递能量。
状态[t4,t5]：在时刻t4，开关管S2断开。漏感Lr与S1的寄生电容CS1、S2的寄生电容CS2发生谐振，如图8所示，开关管S1的漏源电压vs1下降，开关管S2的漏源电压vs2上升。
状态[t5,t6]：在时刻t5，漏源电压vs1降为零，此时开关管S1的体二极管正向导通，如图9所示。因此，开关管S1实现了零电压开通。根据电感电压伏秒平衡原理，漏感电压vLr的平均值在一个开关周期内为零。因为在状态[t3,t4]时漏感电压vLr<0，在本状态下漏感电压vLr必须大于零，故而漏感电流iLr将上升，而耦合电感T1副边电流isec＝ILm-iLr随之减小。直至时刻t6，漏感电流iLr的值上升至励磁电感电流ILm，耦合电感T1副边电流isec的值下降为零，此时一个开关周期结束。
通过以上分析可知，本发明的基于Sepic的耦合电感双输出软开关变换器具有以下优点：
(1)耦合电感T1原副边匝比1︰1的设计使得变换器的输入电流为连续状态。
(2)变换器不但实现了双输出功能，而且仅需一个磁性元件，有效减小了系统的体积及成本。
(3)本发明变换器中的开关管均实现了软开关，有效减小了变换器运行时的开关损耗。
(4)本发明通过对三个开关管占空比的控制，实现了两路输出电压的独立控制。
实施例2
图10给出了将本发明应用于传统Cuk变换器中构建出的双输出软开关直流变换器的结构示意图。该变换器由直流输入电压源Vi、原副边匝比为1︰1的耦合电感T1、开关管S1～S3、二极管D1、电容C、电感L以及包含输出电容Co1～2，输出电阻R1～2的两路输出共同组成。所述耦合电感T1等效为原边励磁电感Lm、原边漏感Lr以及一个匝比为1︰1的理想变压器；所述开关管S1～S3是由N沟道MOSFET、反向并联二极管以及寄生电容并联而成。
直流输入电压源Vi的正极与耦合电感T1原、副边的同名端相连；耦合电感T1副边的异名端与开关管S3的漏极相连；开关管S3的源极与二极管D1的阳极相连；二极管D1的阴极与输出电容Co2的一端连接；输出电容Co2的另一端与直流输入电压源Vi的负极相连；输出电阻R2与输出电容Co2并联连接。耦合电感T1原边的异名端与电容C的一端以及开关管S1的漏极相连；开关管S1的源极与直流输入电压源Vi的负极相连。电容C的另一端与电感L的一端、开关管S2的源极相连；开关管S2的漏极与直流输入电压源Vi的负极相连。电感L的另一端与输出电容Co1的一端连接；输出电容Co1的另一端与直流输入电压源Vi的负极相连；输出电阻R1与输出电容Co1并联连接。
与实施例1相似，在应用基于耦合电感的输出支路结构后，实施例2中的双输出Cuk变换器利用一个磁性元件实现了两路输出电压的独立控制，有效减小了变换器的体积及成本；此外，双输出Cuk变换器的输入电流连续，开关管S1～S3实现了软开关。由于所述变换器的原理与实施例1中所述变换器原理相似，这里不做具体阐释。

Claims (1)

1.一种基于耦合电感的输出支路结构，其特征在于设有耦合电感T1、开关管S3、二极管D1、输出电容Co2和输出电阻R2；所述耦合电感T1的原副边同名端连接于端口a，原边的异名端标记为端口b，副边的异名端与开关管S3的漏极相连；开关管S3的源极与二极管D1的阳极相连；二极管D1的阴极与输出电容Co2相连，输出电容Co2的另一端接地；输出电阻R2与输出电容Co2并联连接；
所述端口a、端口b分别替换Sepic或Cuk输入电流型单输出直流变换器中原输入滤波电感的两端连接，即构建出相应的双输出直流变换器；所述双输出直流变换器的输入电流等于耦合电感T1的原副边电流之和，当耦合电感T1匝比为1︰1时，输入电流连续；
所述双输出直流变换器中，通过控制Sepic或Cuk输入电流型单输出直流变换器中的开关管S1和开关管S2以及基于耦合电感T1的输出支路结构中的开关管S3，独立调节该变换器的两路输出电压；开关管S1和开关管S2的驱动信号互补导通，开关管S3的驱动信号滞后于开关管S2的驱动信号一段时间开通，开关管S3的驱动信号与开关管S1的驱动信号同时关断，实现开关管S1、开关管S2和开关管S3的软开关。
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