JP2017211607A - 光変調器 - Google Patents

Abstract

【課題】プロセス誤差に起因するＭＺＭの出力信号光のチャープを抑制する。【解決手段】光変調回路を１以上の変調電気信号で駆動するＫ個の駆動回路Ｓ１，Ｓ２を備える光変調器であり、一対の光導波路アームは、第１のドーピング極性の領域と第１と逆の第２のドーピング極性の領域を含んで構成された接合を備えるＮ個の領域を備えており、Ｋ個の駆動回路は、Ｎ個の領域に電気的に接続されており、Ｎ個の領域の内Ｍ個の領域は、一方のアームの光導波路は、他方のアームと反対側が第１のドーピング極性の領域であり、他方のアーム側が第２のドーピング極性の領域であり、他方のアームの光導波路は、一方のアームと反対側が第１のドーピング極性の領域であり、一方のアーム側が第２のドーピング極性の領域である第一の領域となっており、Ｎ個の領域の内（Ｎ−Ｍ）個の領域は、第一の領域とはドーピング極性が逆である第二の領域となっている光変調器とした。【選択図】図８

Description

本発明は、光通信システムにおいて用いられる光変調器に関し、特に波長チャープを抑制し、波形品質の良い光変調器を提供する為の構造に関する。

光変調回路の中でも、マッハツェンダ変調器（ＭＺＭ）は、波長依存性が小さく、原理的に波長チャープ成分が無い、高速な光変調器として光ファイバ通信に広く用いられている。ＩｎＰ、ＬｉＮｂＯ₃といった種々の材料のＭＺＭが実用化されている中、リブ型導波路に形成されたＰＮ接合を屈折率変化部として用いた導波路型ＭＺＭは、小さな曲げ半径を実現できるＳｉ光回路と適合性が高く、次世代の小型光変調モジュールや小型光送受信モジュールを実現できる技術として研究、開発がなされている（例えば非特許文献１参照）。

図１の半導体シリコン（Ｓｉ）のＰＮ接合を用いた従来のＳｉ導波路型ＭＺＭは、図１（ａ）のように、入力光を分岐する第一の光カプラＣ１と、該第一の光カプラに光学的に接続された一対の光導波路アームＡ１，Ａ２と、該一対の光導波路アームからの光を合流する第二の光カプラＣ２とを備えており、前記一対の光導波路アームは、それぞれ、光導波路アーム対に沿って基板水平方向に形成されたＰドープ領域とＮドープ領域を備える一対の屈折率変化部Ｆ１，Ｆ２を備える。

また、説明の為に、一方（例えば図面の上側）の光導波路アームを第一のアームＡ１と定義し、他方（下側）の光導波路アームを第二のアームＡ２と定義する。

図１（ｂ）のＡ-Ａ’間の断面図に示すように、各アームの屈折率変化部Ｆ１，Ｆ２のＰドープ領域、Ｎドープ領域それぞれに金属電極を形成することで、ＰＮ接合面ＰＮＪ１、ＰＮＪ２に対して電圧を印加することができる。各アームの屈折率変化部は、図２（ａ）のように、ＰＮ接合面に印加したＰＮ逆方向電圧に対して屈折率が変化する特性を持っている。屈折率の変化は光路長の変化となるため、屈折率変化部の特性は位相変化量を縦軸にとった図２（ｂ）のように表すことが出来る。

図３は、ＭＺＭの第一のアームＡ１からの光出力、第二のアームＡ２からの光出力を合波した時の出力光（ＭＺＭ出力）の電界を示す。それぞれのアームは電圧印加に対して位相のみを変化させるため、アームに電圧を印加した時の光出力電界は原点を中心に複素数平面上を回転する。また、今回説明するＭＺＭの一対のアームは差動駆動（プッシュプル動作）することが前提となっているため、例えばＶ０からＶ１までの差動の電圧信号を一対の光導波路アームの屈折率変化部に印加した場合には、第一のアームＡ１が入力電圧Ｖ０の時は第二のアームＡ２の入力電圧がＶ１になり、第一のアームＡ１が入力電圧Ｖ１の時は第二のアームＡ２の入力電圧がＶ０になる。

一対の光導波路アームの出力がそれぞれ揃っていれば、位相変化による虚数成分は打ち消しあうため、ＭＺＭの光出力は虚数成分を持つ事が無く、実軸上を移動する。このように、出力光電界が虚数成分を持たない、すなわち波長チャープ成分を持たないことから、ＰＡＭのような強度変調を行う為にＭＺＭを用いた場合には、伝送時の信号劣化が少ない高品質な変調信号を送信できる。また、図１のＭＺＭを２つ組み合わせ用いてＩＱ変調器とすることによって、ＱＰＳＫやＱＡＭのような位相変調を行った際にも、送信信号がシンボル歪を持たず、高品質な変調信号を送信することが出来る。

図４には、ＭＺＭを用いた従来の光変調器の全体構成を示す。

ＰＮ接合を用いたＭＺＭでは、一対の光導波路アームで一対のＰＮ接合が必要であるが、図４のように、紙面上から下方向に向かって、Ｐドープ領域-Ｎドープ領域-Ｐドープ領域として、一対の光導波路アームのＰＮ接合の向きを上下対称に配置することで、光導波路の屈折率や、変調器の電極の周波数特性を一対の光導波路アーム間で簡単に等しい特性を持たせることが出来る。一般的に高速な光変調の為には、進行波電極を用いプッシュプル動作をさせる（先行技術文献１）が、一対の光導波路アームの電極、導波路の特性を揃えることは、完全に対称なプッシュプル動作を実現する為に不可欠である。

さらには、図４で示したようにＮドープ領域を共通化することで、小面積化し、ＤＣ電極の数を削減することが出来る。

なお、図４の場合とは異なり、紙面上下方向にＮドープ領域-Ｐドープ領域-Ｎドープ領域として、一対の光導波路アーム間のＰのドープ領域を共通化しても良く、また、一対の光導波路アーム間のＰまたはＮドープ領域を共通化しなくとも良い。

また、半導体のドーピング極性として、ＮドープとＰドープは互いに逆の極性ということができ、一方のドーピング極性を第１のドーピング極性としたとき、逆の他方を第２のドーピング極性ということができ、電圧の印加極性を逆とすれば、これらを入れ替えて逆とすることもできるのは技術常識である。

図４には、従来のＭＺＭにおいて実際に変調器の光変調回路に変調用の電気信号を入力する為の電極（ＲＦ，ＲＦ’、ＤＣ）と、変調信号駆動用の電気回路である駆動回路Ｄも示した。駆動回路Ｄは非反転型の差動増幅回路であり、正相（ポジ）、逆相（ネガ）２本１組の差動電気信号対を入力として増幅し、２本１組の差動電気信号出力の対として出力し光変調回路を駆動する。正相、逆相を入れ替えて反転出力する反転差動増幅回路とすることもできる。

変調用の差動信号入力電圧（Ｖdiff）を印加する為に、共通化したＮドープ領域にＤＣ電極ＤＣを設け、一対の光導波路アームのＰ領域に一対のＲＦ電極ＲＦ，ＲＦ’を設ける。そして、Ｎドープ領域のＤＣ電極ＤＣにはＤＣバイアスを印加し、一対の光導波路アームのＰドープ領域のＲＦ電極ＲＦ，ＲＦ’には、光変調回路駆動用の差動ＲＦ電圧信号Ｖdiffの対を駆動回路Ｄから図示のように入力することで、変調が行える。ＤＣバイアスは、Ｐドープ領域に差動ＲＦ信号を入力した際、常にＰＮ接合が逆バイアスとなるような電圧を加える。

L. Zimmermann et al., "Monolithically integrated 10Gbit/sec Silicon Modulator with driver in 0.25μM SiGe:C BiCMOS," IEEE European Conf. on Opt.Comm, pp. 1-3, (2013) W. Green et al, "Ultra-coMpact, Low RF power, 10 Gb/s silicon Mach-Zehnder ModuLator." Opt Express 15, pp. 17106-17113, (2007). B. Milivojevic et al. "112Gb/s DP-QPSK transmission Over 2427km SSMF using small-size silicon photonic IQ modulator and low-power CMOS driver", Optical Fiber Communication Conference 2013, OTh1D.1. D. Patel et al, "Design, analysis, and transmission system performance of a 41 GHz silicon photonic modulator." Opt Express 23, pp. 14263-14287, (2015).

しかしながら、発明者はＰＮ接合を用いたＭＺＭにおいて、以下に示す問題点があることを発見した。一般に、ＭＺＭの第一のアームと第二のアームの屈折率変化部は同じ特性を示すように設計される。しかし、ＰＮ接合面がプロセス中のマスクずれや、ドーピングの為のイオン注入の入射角度の影響により、設計者が意図した位置からずれてしまうこと（ＰＮ接合面オフセット）がある。すると、一対の光導波路アームの屈折率変化部がそれぞれ異なる位相変化特性を持ち、結果的にＭＺＭの出力電界が波長チャープ成分を持つことから、光出力信号が劣化する。

例として、図４の従来のＭＺＭにおいて実際にＰＮ接合面が紙面下方向にオフセットした場合を考える。図５にそのようなプロセス誤差が生じた際の場合の、図４のＡ-Ａ’間の断面図を示す。

図５の断面図において、プロセス誤差が無い場合にあるべき本来のＰＮ接合面の位置をＰＮＪ０として点線で示し、実際に製造されてプロセス誤差によりオフセットしたＰＮ接合面の位置をＰＮＪoffsetとして示している。

図６にはこのオフセットによって、第一のアームと第二のアームの屈折率変化部において、Ｐドープ領域とＮドープ領域の割合が異なることから、一対の光導波路アームの屈折率変化部の位相変化特性はそれぞれ異なり不一致となる様子を示す。図６（ａ）は第一のアームＡ１の屈折率変化部Ｆ１におけるＰＮ接合ＰＮＪ１への印加電圧（Ｖ）と、位相変化量（ｄｅｇ）の関係を表すグラフであり、図６（ｂ）は第二のアームＡ２の屈折率変化部Ｆ２におけるＰＮ接合ＰＮＪ２への印加電圧（Ｖ）と、位相変化量（ｄｅｇ）の関係を表すグラフである。

このようなプロセス中のマスクエラーによる一対のアームの位相変化量の誤差は一般的に起こりうることであり、先行技術文献４にも報告されている。

図７にはこのＰＮ接合面オフセットにより、一対の光導波路アーム間で位相変化特性が異なる場合のＭＺＭ出力を示す。駆動振幅から一対の光導波路アームとも同じ振幅の電圧スイングを入力した際に、第一のアームＡ１と第二のアームＡ２それぞれで位相変化量が異なる為、位相変化による虚数成分が一対の光導波路アームで打ち消しあわず、ＭＺＭ出力も虚数成分を持っている。このようにＭＺＭ出力の光電界が虚数成分を持ち、位相のずれを持っている場合（チャープがある場合）には、強度変調、位相変調のどちらにおいても変調出力信号光の品質が劣化するため、これを改善する必要がある。

また、従来技術としてＰＮ接合を用いたＭＺＭを説明したが、半導体接合としてＰＮ接合の代わりにドーピングにより形成されたＰＩＮ接合を屈折率変化部として用いたＭＺＭ（先行技術文献２）でも同様の課題がある。これは、ＰＩＮ接合を用いたＭＺＭにおいて、プロセス誤差により、Ｐドープ領域、Ｉ領域、Ｎドープ領域の割合が第一のアームと第二のアームの屈折率変化部で異なり、第一のアームと第二のアームで異なる屈折率変化特性を持つことがあるからである。

本発明の光変調器は、このような課題を解決するために、以下のような構成を備えることを特徴とする。

（発明の構成１）
基板上に形成された光変調回路と、該光変調回路を１以上の変調電気信号で駆動するＫ個（Ｋは１以上の自然数）の駆動回路を備える光変調器であり、
前記光変調回路は、入力光を分岐する第一の光カプラと、該第一の光カプラに光学的に接続された一対の光導波路アームと、該一対の光導波路アームからの光を合流する第二の光カプラとを備えており、
前記一対の光導波路アームは、それぞれのアームの光導波路の光伝播方向に形成された接合であって、第１のドーピング極性の領域と第１と逆の第２のドーピング極性の領域を含んで構成された接合を備えるＮ個（ＮはＫ以上の自然数）の領域 を 備えており、
前記Ｋ個の駆動回路は、前記Ｎ個の領域に電気的に接続されており、
前記Ｎ個の領域の内Ｍ（Ｍは1以上Ｎ未満の自然数）個の領域は
一方のアームの光導波路は、他方のアームと反対側が第１のドーピング極性の領域であり、他方のアーム側が第２のドーピング極性の領域であり、
他方のアームの光導波路は、一方のアームと反対側が第１のドーピング極性の領域であり、一方のアーム側が第２のドーピング極性の領域である第一の領域となっており、
前記Ｎ個の領域の内（Ｎ−Ｍ）個の領域は
第一の領域とはドーピング極性が逆である第二の領域となっている、
ことを特徴とする光変調器。

（発明の構成２）
前記第一の領域と第二の領域は、光の伝播方向について、各々の領域の全長に対する長さの割合が概ね１/２に設定されていることを特徴とする、
発明の構成１に記載の光変調器。

（発明の構成３）
前記第一の領域では、ＲＦ電極を前記第１のドーピング極性の領域に備え、ＤＣ電極を前記第２のドーピング極性の領域に備えるのに対し、
前記第二の領域では、ＲＦ電極を前記第２のドーピング極性の領域に備え、ＤＣ電極を前記第１のドーピング極性の領域に備える
発明の構成１または２に記載の光変調器。

（発明の構成４）
前記Ｋ個の駆動回路は、前記第一の領域に接続され、差動信号を出力する第一の駆動回路と、
前記第二の領域に接続され、前記第一の駆動回路に対して逆相の差動信号を出力する、第二の駆動回路であり、
前記第一の駆動回路と第二の駆動回路が出力する差動信号のポジ側出力はすべて一方のアームのＲＦ電極に接続されるのに対し、
前記第一の駆動回路と第二の駆動回路が出力する差動信号のネガ側出力はすべて他方のアームのＲＦ電極に接続されることを特徴とする、
発明の構成３に記載の光変調器。

（発明の構成５）
前記Ｋ個の駆動回路が出力する差動信号のポジ側出力は、前記Ｋ個の駆動回路それぞれで位相がすべて揃っており、また同様に前記Ｋ個の駆動回路が出力する差動信号のネガ側出力は、前記Ｋ個の駆動回路それぞれで位相がすべて揃っており、前記第一の領域のＲＦ電極に接続される駆動回路が出力する差動信号のポジ側出力は一方のアームのＲＦ電極に接続され、ネガ側出力はそれぞれ他方のアームのＲＦ電極に接続されるのに対し、
前記第二の領域のＲＦ電極に接続される駆動回路が出力する差動信号のネガ側出力は一方のアームのＲＦ電極に接続され、ポジ側出力はそれぞれ他方のアームのＲＦ電極に接続されることを特徴とする、
発明の構成３または４のいずれかに記載の光変調器。

（発明の構成６）
光変調器に入力される前記変調電気信号はＬ（ＬはＫ以下の自然数）対の差動変調電気信号であって、
前記Ｌ対の差動変調電気信号を１対づつ入力し、全体として前記Ｋ個の駆動回路に分岐して出力するＬ個の分岐回路を備えることを特徴とする、
発明の構成１ないし５のいずれかに記載の光変調器。

（発明の構成７）
前記該分岐回路と前記駆動回路の接続は、第一の領域に接続される駆動回路に対しては、前記分岐回路のポジ側出力が差動駆動回路のポジ入力に接続され、前記分岐回路のネガ側出力を駆動回路のネガ入力に接続されるのに対し、
第二の領域に接続される駆動回路に対しては、前記分岐回路のネガ側出力が差動駆動回路のポジ入力に接続され、前記分岐回路のポジ側出力を駆動回路のネガ入力に接続されることを特徴とする、
発明の構成６に記載の光変調器。

以上記載の本発明の光変調器の構成によれば、プロセス誤差に起因するＭＺＭの出力信号光のチャープを抑制し、品質の高い変調信号出力を生成可能な光変調器を提供することが可能となる。

従来のＳｉ導波路型ＭＺＭの光変調器の平面図およびその屈折率変化部の断面図である。 従来の光変調器の屈折率変化部の挙動を示す図である。 従来の光変調器のＳｉ導波路型ＭＺＭの出力光電界を示す図である。 従来の光変調器の全体構成を示す図である。 従来の光変調器においてプロセス誤差が生じた際の屈折率変化部の断面図である。 従来の光変調器のＭＺＭの２つのアームにおける屈折率変化量の不一致を説明する図である。 従来の光変調器においてプロセス誤差が生じた際のＭＺＭ光出力電界を示す図である。 本発明の光変調器の基本構造を示す図である。 本発明の光変調器の基本構造における屈折率変化部の断面図である。 本発明の光変調器の基本構造の各部における屈折率変化部の位相変化特性を説明する図である。 本発明の光変調器の基本構造の２つのアームにおける屈折率変化特性を説明する図である。 本発明の光変調器の基本構造のＭＺＭ光出力電界を説明する図である。 本発明の光変調器の実施例１の図である。 本発明の光変調器の実施例１変形例の図である。 本発明の光変調器の実施例２の図である。 本発明の光変調器の実施例３の図である。 本発明の光変調器の実施例４の図である。 本発明の光変調器の実施例５の図である。 本発明の光変調器の実施例６の図である。 本発明の光変調器の実施例７の図である。 本発明の光変調器の実施例８の図である。 本発明の光変調器の実施例９の図である。

以下、図面を参照しながら本発明の光変調器の基本的な構造と動作および実施形態について詳細に説明する。

（本発明の光変調器の基本構造と動作）
本発明の光変調器の概要となる要件の一つは、光変調回路となるＭＺＭ構造の一対の光導波路アームを光伝播方向にドーピング極性が異なる複数の領域に分けて、別々の駆動回路により変調駆動することにある。

このような、本発明の光変調器の基本的な構造は、基板上にＭＺＭとして形成された光変調回路と、該光変調回路を１以上の変調電気信号で駆動するＫ個（Ｋは１以上の自然数）の駆動回路を備える光変調器であり、
光変調回路は、入力光を分岐する第一の光カプラと、該第一の光カプラに光学的に接続された一対の光導波路アームと、該一対の光導波路アームからの光を合流する第二の光カプラとを備えている。

一対の光導波路アームは、それぞれのアームの光導波路の光伝播方向に形成された接合であって、第１のドーピング極性の領域と第１と逆の第２のドーピング極性の領域を含んで構成された接合を備えるＮ個（ＮはＫ以上の自然数）の領域を備えており、
Ｋ個の駆動回路は、Ｎ個の領域に電気的に接続されている。

そして、Ｎ個の領域の内Ｍ（Ｍは1以上Ｎ未満の自然数）個の領域は
一方のアームの光導波路は、他方のアームと反対側が第１のドーピング極性の領域であり、他方のアーム側が第２のドーピング極性の領域であり、
他方のアームの光導波路は、一方のアームと反対側が第１のドーピング極性の領域であり、一方のアーム側が第２のドーピング極性の領域である第一の領域となっており、
前記Ｎ個の領域の内（Ｎ−Ｍ）個の領域は
第一の領域とはドーピング極性が逆である第二の領域となっている、
ことを特徴とする光変調器である。

このような本発明の基本構成における動作は、
一方の第一のアームの第一の領域と第二の領域では、信号を入力する電極であるＲＦ電極が設けられたドーピング領域の極性が異なることから、第一の領域に入力される駆動信号と第二の領域に入力される駆動信号は逆相とする。同様に、他方の第二のアームの第一の領域と第二の領域では、信号を入力する電極であるＲＦ電極が設けられたドーピング領域の極性が異なることから、第一の領域と第二の領域に入力される信号は逆相とする。すなわち、第一の領域に入力する差動信号に対して、第二の領域に入力する差動信号は逆相とする。

さらに第一の領域のＤＣ電極に加えるＤＣバイアスは、例えば第一の領域のＰドープ領域に差動ＲＦ信号を入力した際、常に第一の領域のＰＮ接合が逆バイアスとなるような電圧を加えればよい。また、第二の領域のＤＣ電極に加えるＤＣバイアスは、例えば第二の領域Ｎドープ領域に差動ＲＦ信号を入力した際、常に第二の領域のＰＮ接合に対して、第一の領域のＰＮ接合と同じＤＣ逆バイアスが印加されるような電圧を加えればよい。

上述のような差動信号とＤＣバイアスを印加することで、ＭＺＭの第一の領域の第一のアームのＰＮ接合に印加されるＲＦ信号によるバイアスの変化と、第二の領域の第一のアームのＰＮ接合に印加されるＲＦ信号によるバイアスの変化は等しくなる。また同様に、ＭＺＭの第一の領域の第二のアームのＰＮ接合に印加されるＲＦ信号によるバイアスの変化と、第二の領域の第二のアームのＰＮ接合に印加されるＲＦ信号によるバイアスの変化は等しくなる。

これによって、一対の光導波路アームの屈折率変化部に対して、従来構造と等しいバイアス印加状況を作ることができる。すなわち、上アームのＰＮ接合に印加されるＲＦバイアスの変化と、下アームのＰＮ接合に印加されるＲＦバイアスの変化は、従来構造と同様である為、変調が行える。

（本発明の基本構造例）
図８に本発明の基本構造例として、第一の領域と第二の領域をそれぞれ一つずつ備える構造を示す。図８の例では、第一の領域Ｒ１において、Ｎドープ領域を一対の光導波路アームで共通化し、紙面上下方向にＰドープ領域-Ｎドープ領域-Ｐドープ領域となっており、第二の領域Ｒ２では、逆にＰドープ領域を共通化し、紙面上下方向にＮドープ領域-Ｐドープ領域-Ｎドープ領域となっている。また、互いに逆相の上部の２つの信号源Ｓ１，Ｓ２から出力され、２つの領域Ｒ１，Ｒ２のＲＦ電極ＲＦ１、ＲＦ１’、ＲＦ２、ＲＦ２’に入力される２組の差動信号の極性は逆であるが、信号線のＲＦ電極との接続関係は２つの領域で同じであることも示した。

すなわち、図８の２つの領域Ｒ１，Ｒ２ともに、光変調器の駆動信号である差動信号の一対の２本の信号線の、光入力側（図８の左側）の信号線は、下側のＲＦ電極ＲＦ１’、ＲＦ２’に接続され、光出力側（図８の右側）の信号線は、上側のＲＦ電極ＲＦ１、ＲＦ２に接続されている。

このような構造において、プロセス誤差によるＰＮ接合面オフセットが起きた場合を考える。図９にその場合の第一の領域と第二の領域の断面図を示す。（図９では、例として、図８においてＰＮ接合面が紙面下方向にずれた場合を示す。）
図９から分かるように、本発明の構成を用いることで、第一の領域Ｒ１の第一のアームＡ１の屈折率変化部（図９（ａ）左）のＰドープ領域とＮドープ領域の割合は、第二の領域Ｒ２の第二のアームＡ２の屈折率変化部（図９（ｂ）右）のＰドープ領域とＮドープ領域の割合と等しくなる。また、第一の領域Ｒ１の第二のアームＡ２の屈折率変化部（図９（ａ）右）のＰドープ領域とＮドープ領域の割合は、第二の領域Ｒ２の第一のアームＡ１の屈折率変化部（図９（ｂ）左）のＰドープ領域とＮドープ領域の割合と等しくなる。

図１０にその場合の、第一のアームの第一の領域の屈折率変化部の位相変化特性図１０（ａ）、第一のアームの第二の領域の屈折率変化部の位相変化特性図１０（ｂ）、第二のアームの第一の領域の屈折率変化部の位相変化特性図１０（ｃ）、第二のアームの第二の領域の屈折率変化部の位相変化特性図１０（ｄ）をそれぞれ示す。

図１０（ａ）から（ｄ）より、第一の領域の第一のアームと、第二の領域の第二のアームの、ＰＮ接合に加わったバイアスに対する位相変化特性は等しく、第一の領域の第二のアームと、第二の領域の第一のアームの、ＰＮ接合に加わったバイアスに対する位相変化特性は等しくなることが分かる。

この場合の第一のアームの光の位相変化特性と、第二のアームの光の位相変化特性を図１１に示す。第一の領域の第一のアームの屈折率変化部と第二の領域の第一のアームの屈折率変化部を一つずつもつことから、第一のアームは図１０（ａ）と（ｂ）の重ね合わせとなる屈折率変化特性を持つ。また、第二のアームは図１０（ｃ）と（ｄ） の重ね合わせとなる屈折率変化特性を持つ。よって図１１（ａ）に示すように、第一のアームの位相変化特性と、図１１（ｂ）の第二のアームの位相変化特性は等しくなる。その結果、図１２に示すように、ＰＮ接合面オフセットに起因する波長チャープ成分を持たない光変調信号を出力する光変調器を実現できる。

上記の基本構成例では、第一の領域の数と第二の領域の数が１つずつの場合について示したが、第一の領域の数と第二の領域の数が等しければ、それぞれ複数あっても同様の効果が得られる。さらに、第一の領域の数と第二の領域の数が等しくなくても、最低一つの第一の領域と第二の領域を備えれば、効果は小さくなるが、従来構造と比べて、波長チャープを低減することができる。

このように本発明によれば、従来構造において問題となったプロセス誤差による第一のアームと第二のアームの位相変化量の差を補償することができ、ＰＮ接合面オフセットに起因する波長チャープ成分を完全に持たないか、波長チャープ成分が小さい光変調信号を出力する光変調器を実現できる。

（実施例）
以下に本発明の実施例について、図面を参照しつつ詳細に説明する。

（実施例１）
図１３に、本発明の光変調器の実施例１を示す。図１３の例では、ＭＺＭは図８の基本構成と同じく第一の領域Ｒ１と第二の領域Ｒ２を１つずつもつ。第一の領域Ｒ１では、Ｎドープ領域を一対の光導波路アームで共通化し、紙面上下方向にＰドープ領域-Ｎドープ領域-Ｐドープ領域となっており、第二の領域Ｒ２では、Ｐドープ領域を共通化し、紙面上下方向にＮドープ領域-Ｐドープ領域-Ｎドープ領域となっており、第一の領域Ｒ１は第二の領域Ｒ２とは、逆のドーピング極性ということができる。

さらに、第一の領域Ｒ１を駆動する非反転差動増幅回路である第一の駆動回路Ｄ１と、第二の領域Ｒ２を駆動する反転差動増幅回路である第二の駆動回路Ｄ２を備え、図１３の上に示すように、差動信号入力Ｖdiffより分岐回路ＢＲＡを介してＭＺＭのＲＦ電極ＲＦ１、ＲＦ１’、ＲＦ２、ＲＦ２’に対し、同じ接続関係で接続する。

ＤＣ電極ＤＣ１に加えるＤＣバイアスは、Ｐドープ領域に差動ＲＦ信号を入力した際、常に第一の領域Ｒ１のＰＮ接合が逆バイアスとなるような電圧を加えればよい。また、ＤＣ電極ＤＣ２に加えるＤＣバイアスは、Ｎドープ領域に差動ＲＦ信号を入力した際、常に第二の領域Ｒ２のＰＮ接合に対して、第一の領域のＰＮ接合と同じＤＣ逆バイアスが印加されるような電圧を加えればよい。

例えば、第一の駆動回路Ｄ１からＰドープ領域に設けられたＲＦ電極ＲＦ１とＲＦ電極ＲＦ１’に入力されるＲＦ信号が３Ｖを中心に１Ｖから５Ｖで電圧がスイングする場合には、Ｎドープ領域に設けられたＤＣ電極ＤＣ１に対しては、５Ｖ以上の電圧を加えれば良い。すると、常に第一の領域Ｒ１の一対の光導波路アームのＰＮ接合に対して、０Ｖ以上掛かり、ＤＣでは２Ｖ以上の逆バイアスが印加される。

また、第二の駆動回路Ｄ２では、Ｎドープ領域に設けられたＲＦ電極ＲＦ２とＲＦ電極ＲＦ２’に入力されるＲＦ信号が３Ｖ中心で１Ｖから５Ｖで電圧がスイングする為、Ｐドープ領域に設けられたＤＣ電極ＤＣ２に対しては、１Ｖ以下の電圧を加えれば良い。すると、常に第二の領域Ｒ２の一対の光導波路アームのＰＮ接合に対して、常に０Ｖ以上掛かり、第一の領域Ｒ１のＰＮ接合に対するＤＣバイアスと等しいＤＣでは２Ｖ以上の逆バイアスが印加される。

上記のような動作をさせると、第一のアームの第一の領域のＰＮ接合に印加されるバイアスの遷移と、第一のアームの第二の領域の逆向きに設置されたＰＮ接合に印加されるバイアスの遷移は等しくなる。また同様に、第二のアームの第一の領域のＰＮ接合に印加されるバイアスの遷移と、第二のアームの第二の領域の逆向きに設置されたＰＮ接合に印加されるバイアスの遷移は等しくなる。そのため、第一の領域に入力する差動信号に対して、第二の領域に入力する差動信号は逆相となり、一対の光導波路アームに対して、従来構造と等しいバイアス印加を行うことができる。さらに、等しい数の第一の領域と第二の領域を設けることにより、一対の光導波路アームの屈折率変化部の特性は等しくなり、本発明の具体的な説明で示した効果を実現する。

また図１４の実施例１変形例のように第一の領域Ｒ１において、ＭＺＭ干渉計の内側のＮドープ領域を２つに分離し、２つのＲＦ電極ＲＦ１，ＲＦ１’をＮドープ領域に形成し、２つのＤＣ電極ＤＣ１、ＤＣ１’を外側の２つのＰドープ領域に形成し、
第二の領域Ｒ２において、内側のＰドープ領域を２つに分離し、２つのＲＦ電極ＲＦ２，ＲＦ２’をＰドープ領域に形成し、２つのＤＣ電極ＤＣ２，ＤＣ２’を外側の２つのＮドープ領域に形成しても良い。

（実施例２）
図１５に、本発明の光変調器の実施例２を示す。実施例１と同様の光変調器の構成とするが、第一の領域Ｒ１と第二の領域Ｒ２に接続する駆動回路Ｄ１，Ｄ２は、ともに反転又は非反転差動増幅回路であり、同相の差動信号を出力するものとする。そして、第一の領域Ｒ１と第二の領域Ｒ２では、駆動回路Ｄ１，Ｄ２からの同相の差動信号出力が互いに逆相となって入力されるように、逆の接続関係でＲＦ電極に接続する。

例えば、第一の領域Ｒ１では、駆動回路Ｄ１のポジ側出力（図１５右）を変調器の第一のアームのＲＦ電極ＲＦ１に接続し、駆動回路Ｄ１のネガ側出力（図１５左）を変調器の第二のアームのＲＦ電極ＲＦ１’に接続する。

一方で、第二の領域Ｒ２では、駆動回路Ｄ２のポジ側出力（図１５右）を変調器の第二のアームのＲＦ電極ＲＦ２’に接続し、駆動回路Ｄ２のネガ側出力（図１５左）を変調器の第一のアームのＲＦ電極ＲＦ２に接続する。

第一の領域Ｒ１と第二の領域Ｒ２それぞれのＤＣ電極に印加するバイアスは、実施例１と同じ条件とする。上記のような接続と動作をすると、第一のアームの第一の領域のＰＮ接合に印加されるバイアスの遷移と、第一のアームの第二の領域の逆向きに設置されたＰＮ接合に印加されるバイアスの遷移は等しくなる。

また同様に、第二のアームの第一の領域のＰＮ接合に印加されるバイアスの遷移と、第二のアームの第二の領域の逆向きに設置されたＰＮ接合に印加されるバイアスの遷移は等しくなる。そのため、第一の領域に入力する差動信号に対して、第二の領域に入力する差動信号は逆相となり、一対の光導波路アームに対して、従来構造と等しいバイアス印加を行うことができる。さらに、等しい数の第一の領域と第二の領域を設けることで、一対の光導波路アームの屈折率変化部の特性は等しくなることから、本発明の具体的な説明で示した効果を実現する。

また図は省略するが、実施例１の変形例（図１４）と同様に、第一の領域において、内側のＮドープ領域を２つに分離し、２つのＲＦ電極をＮドープ領域に形成し、２つのＤＣ電極を外側の２つのＰドープ領域に形成し、
第二の領域において、内側のＰドープ領域を２つに分離し、２つのＲＦ電極をＰドープ領域に形成し、２つのＤＣ電極を外側の２つのＮドープ領域に形成しても良い。

（実施例３）
図１６に、本発明の光変調器の実施例３を示す。実施例１の第一の領域Ｒ１−１と第二の領域Ｒ２−１に加えて、追加の第一の領域Ｒ１−２、第二の領域Ｒ２−２・・・・Ｒ１−Ｎ、Ｒ２−Ｎと領域をそれぞれＮ個に増やし、図１３の第二の領域の光出力側に配置する。

ここで、第一の領域と第二の領域の数は必ずしも等しい必要は無く、図とは別に便宜上、第一と第二の領域の合計数をＮ（偶数に限らず、１以上の自然数でよい）と表現したとき、第一の領域の数はＭ（Ｎ以下の任意の数）個とし、第二の領域の数は（Ｎ−Ｍ）個ということもできる。

さらに第一の領域と第二の領域は、図では交互に配置したが、交互である必要は無く、任意の順序で配置しても良い。第一の領域と第二の領域は、抽象化して描き、ＲＦ電極のみ示したが、実施例１や２と同じ構成である。そして、実施例１のように、第一の領域Ｒ１に対しては非反転差動増幅回路である第一の駆動回路Ｄ１を、第二の領域Ｒ２に対しては反転差動増幅回路である第二の駆動回路Ｄ２を備え、図１６のようにＭＺＭのＲＦ電極に対し同じ接続関係で接続する。

第一の領域と第二の領域それぞれのＤＣ電極に印加するバイアスは実施例１と同じ条件とする。上記のような接続と動作をすると、第一のアームの第一の領域のＰＮ接合に印加されるバイアスの遷移と、第一のアームの第二の領域の逆向きに設置されたＰＮ接合に印加されるバイアスの遷移は等しくなる。また同様に、第二のアームの第一の領域のＰＮ接合に印加されるバイアスの遷移と、第二のアームの第二の領域の逆向きに設置されたＰＮ接合に印加されるバイアスの遷移は等しくなる。

そのため、第一の領域に入力する差動信号に対して、第二の領域に入力する差動信号は逆相となり、一対の光導波路アームに対して、従来構造と等しいバイアス印加を行うことができる。さらに、Ｎ＝２Ｍとなるように第一の領域と第二の領域を設けることで、一対の光導波路アームの屈折率変化部の特性は等しいことから、本発明の具体的な説明で示した効果を実現する。

また、Ｎ＝２Ｍでなければ、波長チャープ成分を持つが、いくつかの第一の領域と第二の領域を設けることで、従来構造と比較して出力振幅の波長チャープ成分を低減する効果を持つ。

（実施例４）
実施例４を図１７に示す。この実施例４では、各Ｎ個の同数の第一の領域Ｒ１−１〜Ｒ１−Ｎと第二の領域Ｒ２−１〜Ｒ２−Ｎを合計で２Ｎ個備える。そして、複数Ｌ個（Ｎ以下の任意の自然数）の分岐回路ＢＲＡ−１〜ＢＲＡ−Ｌを配置し、それらに対して、Ｌ対の異なる差動信号Ｖdiff−１〜Ｖdiff−Ｌを入力する。Ｌ個あるそれぞれの分岐回路からは全部で２Ｎ対の差動信号が、全体でＮ個の非反転差動増幅回路である第一の駆動回路Ｄ１−１〜Ｄ１−Ｎと、全体でＮ個の反転差動増幅回路である第二の駆動回路Ｄ２−１〜Ｄ２−Ｎに重複無く接続する。

そして、第一の駆動回路Ｄ１−１〜Ｄ１−Ｎの差動出力は、第一の領域Ｒ１−１〜Ｒ１−Ｎに接続され、逆相の第二の駆動回路Ｄ２−１〜Ｄ２−Ｎの差動出力は第二の領域Ｒ２−１〜Ｒ２−Ｎに同じ接続関係で接続される。

具体的には例えば、全体でＬ個の分岐回路を、紙面左からＢＲＡ−１・・・ＢＲＡ−Ｌとすると、全体で２Ｎ個の駆動回路に対して、
分岐回路ＢＲＡ−１から２分岐して駆動回路Ｄ１−１、Ｄ２−１に接続し、
分岐回路ＢＲＡ−２から４分岐して駆動回路Ｄ１−２、Ｄ２−２、Ｄ１−３、Ｄ２−３に接続し、
分岐回路ＢＲＡ−３から８分岐して駆動回路Ｄ１−４、Ｄ２−４、Ｄ１−５、Ｄ２−５、Ｄ１−６、Ｄ２−６、Ｄ１−７とＤ２−７というように順に分岐数を２倍に増やして接続する。

そして、駆動回路Ｄ１−１とＤ２−１の出力には第一の領域Ｒ１−１と第二の領域Ｒ２−１をそれぞれ接続し、
駆動回路Ｄ１−２、Ｄ２−２、Ｄ１−３、Ｄ２−３の出力には、領域Ｒ１−２、Ｒ２−２、Ｒ１−３、Ｒ２−３をそれぞれ接続し、
駆動回路Ｄ１−４、Ｄ２−４・・・Ｄ１−７、Ｄ２−７の出力には、領域Ｒ１−４、Ｒ２−４・・・Ｒ１−７、Ｒ２−７をそれぞれ接続する。

そして第一の領域に接続される駆動回路に対し、第二の領域に接続される駆動回路は逆相の差動信号を出力する駆動回路とする。このような構成とすることで、ＰＮ接合面オフセットによるＭＺＭ出力電界のチャープを完全に抑制できるとともに、複数の変調信号入力に対して、多値の位相変調量を出力できる光変調モジュールを実現する。

上述の例では第一の領域と第二の領域の数は等しいとしたが、必ずしも等しい必要は無く、それぞれ少なくとも１つ以上の第一の領域と第二の領域をもてば、従来と比較して、ＰＮ接合面オフセットに起因する波長チャープ成分の小さい光変調器が実現できる。

このように複数の差動信号を入力する機構を設けることは、複数ビットのバイナリデータを変調器に入力することを可能とする。上述の具体例では、分岐回路ＢＲＡ−１に入力されるＶdiff−１をデジタル変調の２進符号の最下位の重み１のビットに割り当て、分岐回路ＢＲＡ−２に入力されるＶdiff−２をデジタル変調２進符号の下から２番目の重み２のビットに割り当て、以下同様とすればよい。

なお、デジタル変調の符号は２進符号を例としたが、任意の符号を用いることが可能であるのは明らかである。すなわち、先行技術文献3のように、ＤＡＣを用いることなく、多値変調を可能とした上で、本発明の効果を実施することが出来る。

（実施例５）
実施例５を図１８に示す。実施例５は実施例３（図１６）の複数の領域を有する構成において、実施例２（図１５）と同様に第一、第二の領域に接続する駆動回路をともに非反転差動増幅回路として、駆動回路出力の差動信号線対とＲＦ電極の接続関係を領域で逆にした構成である。

２Ｎ個の駆動回路が出力する差動信号のポジ側出力は、２Ｎ個の駆動回路それぞれで位相がすべて揃っており、また同様に２Ｎ個の駆動回路が出力する差動信号のネガ側出力も、２Ｎ個の駆動回路それぞれで位相がすべて揃っている。

第一の領域Ｒ１−１〜Ｒ１−Ｎを駆動する駆動回路Ｄ１−１〜Ｄ１−Ｎが出力する差動信号のポジ側出力は、第一のアームのＲＦ電極に接続され、ネガ側出力はそれぞれ第二のアームのＲＦ電極に接続されるのに対し、
第二の領域Ｒ２−１〜Ｒ２−Ｎを駆動する駆動回路Ｄ２−１〜Ｄ２−Ｎが出力する差動信号のネガ側出力は、第一のアームのＲＦ電極に接続され、ポジ側出力はそれぞれ第二のアームのＲＦ電極に接続されるように駆動回路の出力信号線を配置する。

このように接続することで、駆動回路出力の差動信号線対とＲＦ電極の接続関係は第一の領域と第二の領域で反対になっており、互いに逆相で第一の領域と第二の領域を駆動することによって、本発明の効果を実現する構成である。

（実施例６）
実施例６を図１９に示す。実施例６は実施例４（図１７）の多値変調の場合において、実施例２と同様に駆動回路をすべて非反転差動増幅回路として、駆動回路出力信号線とＲＦ電極の接続関係を領域で変えた構成である。

２Ｎ個の駆動回路が出力する差動信号のポジ側出力は、２Ｎ個の駆動回路それぞれで位相がすべて揃っており、また同様に２Ｎ個の駆動回路が出力する差動信号のネガ側出力も、２Ｎ個の駆動回路それぞれで位相がすべて揃っている。

第一の領域を駆動する駆動回路が出力する差動信号のポジ側出力は、第一のアームのＲＦ電極に接続され、ネガ側出力はそれぞれ第二のアームのＲＦ電極に接続されるのに対し、第二の領域を駆動する駆動回路が出力する差動信号のネガ側出力は、第一のアームのＲＦ電極に接続され、ポジ側出力はそれぞれ第二のアームのＲＦ電極に接続されるように駆動回路の出力信号線を配置する。

このように接続することで、駆動回路出力の差動信号線対とＲＦ電極の接続関係は第一の領域と第二の領域で逆になっており、互いに逆相で第一の領域と第二の領域を駆動することによって、実施例４と同様に本発明の効果を実現する構成である。

（実施例７）
実施例７を図２０に示す。実施例７は実施例３（図１６）の場合において、駆動回路をすべて非反転差動増幅回路として、第二の領域を駆動する駆動回路については、分岐回路よりの入力を交差接続としたものである。駆動回路出力とＲＦ電極の接続はすべての領域で同じにできる。

２Ｎ個の駆動回路が出力する差動信号のポジ側出力は、２Ｎ個の駆動回路それぞれで位相がすべて揃っており、また同様に２Ｎ個の駆動回路が出力する差動信号のネガ側出力は、２Ｎ個の駆動回路それぞれで位相はすべて揃っているようにする。

そして、第一の領域に接続する駆動回路に対しては、分岐回路のポジ側出力を駆動回路のポジ側入力に接続し、分岐回路のネガ側出力を駆動回路のネガ側入力に接続する。一方で、第二の領域に接続する駆動回路に対しては、分岐回路のポジ側出力を駆動回路のネガ側入力に接続し、分岐回路のネガ側出力を駆動回路のポジ側入力に接続する。

このように分岐回路出力と駆動回路入力の間の接続の一部を交差接続にして、駆動回路はすべて非反転差動増幅回路として、駆動回路出力とＲＦ電極の接続関係も同じとしながら、第一の領域と第二の領域では、互いに逆相の差動信号で駆動されるように接続することができ、本発明の効果を実現する構成である。

（実施例８）
実施例８を図２１に示す。実施例８は実施例４の多値変調の場合において、駆動回路をすべて非反転差動増幅回路として、第二の領域を駆動する駆動回路については、分岐回路からの入力を交差接続としたものである。駆動回路出力とＲＦ電極の接続関係はすべての領域で同じにできる。

２Ｎ個の駆動回路が出力する差動信号のポジ側出力は、２Ｎ個の駆動回路それぞれで位相がすべて揃っており、また同様に２Ｎ個の駆動回路が出力する差動信号のネガ側出力は、２Ｎ個の駆動回路それぞれで位相はすべて揃っているものとする。

そして、第一の領域に接続する駆動回路に対しては、分岐回路のポジ側出力を駆動回路のポジ側入力に接続し、分岐回路のネガ側出力を駆動回路のネガ側入力に接続する。

一方で、第二の領域に接続する駆動回路に対しては、分岐回路のポジ側出力を駆動回路のネガ側入力に接続し、分岐回路のネガ側出力を駆動回路のポジ側入力に接続する。

このようにして、第一の領域と第二の領域では、差動信号の逆相が入力されるように接続することで、実施例4と同様に本発明の効果を実現する構成である。

なお図２１では、光信号の伝播方向に対して第一、第二の２つの領域は必ずしも同じ順番で交互に並んでいる必要は無いため、この図においては左右の分岐回路の対応する駆動回路と領域の順番は逆に表現されている。

（実施例９）
実施例９を図２２に示す。実施例９は実施例３において、全部でＮ個、すなわち複数Ｍ個の第一の領域Ｒ１−１〜Ｒ１−Ｍ、複数（Ｎ−Ｍ）個の第二の領域Ｒ２−１〜Ｒ２−Ｎ−Ｍを設けた場合を示す。

各領域において、第一の領域には個数Ｍ以下のＫ１個の第一の駆動回路Ｄ１−１〜Ｄ１−Ｋ１を設け、さらに第二の領域は個数Ｎ―Ｍ以下のＫ２個の反転型の第二の駆動回路Ｄ２−１〜Ｄ２−Ｋ２を設ける。

すなわちＫ１≦Ｍ、Ｋ２≦Ｎ−Ｍとなるようにする。図２２ではＫ１＝Ｋ２＝１の場合を非反転型駆動回路Ｄ１、反転型駆動回路Ｄ２として表示している。

駆動回路より個数の多い第一と第二の領域に対しては、駆動回路出力から分岐させて複数の領域のＲＦ電極に同じ接続関係で接続することで、本発明の効果を実現する構成である。

図２２では第一の駆動回路Ｄ１は非反転差動増幅回路、第二の駆動回路Ｄ２は反転差動増幅回路としているが、実施例５（図１８）、実施例６（図１９）のようにすべて非反転差動増幅回路として、駆動回路出力とＲＦ電極との接続関係を第一と第二の領域で逆とすることもできる。

あるいは、実施例７（図２０）、実施例８（図２１）のようにすべて非反転差動増幅回路として、分岐回路ＢＲＡ出力から一方の駆動回路への入力を交差接続とすることもできる。

また前述のように、２つの領域は必ずしも同じ順番で交互に並んでいる必要は無いため、この実施例９においては駆動回路Ｄ１，Ｄ２に対応する領域Ｒ１−１〜Ｒ１−Ｍ、Ｒ２−１〜Ｒ２−Ｎ−Ｍは、それぞれまとめて配置されており、これはまた各駆動回路からの信号の分配、分岐のためにも有利な構成である。

以上記載の本発明の構成によれば、プロセス誤差に起因するＭＺＭの出力信号のチャープを抑制し、品質の高い信号を生成可能な光変調器を提供することが可能となる。

Ａ１，Ａ２ アーム
Ｃ１，Ｃ２ 光カプラ
Ｆ１，Ｆ２ 屈折率変化部
ＰＮＪ１、ＰＮＪ２ ＰＮ接合面
Ｄ，Ｄ１，Ｄ２，Ｄ１−１〜Ｄ１−Ｎ，Ｄ２−１〜Ｄ２−Ｎ 駆動回路
Ｖdiff、Ｖdiff−１〜Ｖdiff−Ｌ 差動信号入力
ＲＦ、ＲＦ’、ＲＦ１、ＲＦ２，ＲＦ１’、ＲＦ２’ ＲＦ電極
ＤＣ，ＤＣ１、ＤＣ２ ＤＣ電極
ＰＮＪ０ プロセス誤差が無い場合のＰＮ接合面
ＰＮＪoffset プロセス誤差によりオフセットしたＰＮ接合面
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ１−１〜Ｒ１−Ｎ、Ｒ２−１〜Ｒ２−Ｎ 領域
Ｓ１，Ｓ２ 変調信号源
ＢＲＡ、ＢＲＡ１〜ＢＲＡ−Ｌ 分岐回路

Claims (7)

1. 基板上に形成された光変調回路と、該光変調回路を１以上の変調電気信号で駆動するＫ個（Ｋは１以上の自然数）の駆動回路を備える光変調器であり、
   前記光変調回路は、入力光を分岐する第一の光カプラと、該第一の光カプラに光学的に接続された一対の光導波路アームと、該一対の光導波路アームからの光を合流する第二の光カプラとを備えており、
   前記一対の光導波路アームは、それぞれのアームの光導波路の光伝播方向に形成された接合であって、第１のドーピング極性の領域と第１と逆の第２のドーピング極性の領域を含んで構成された接合を備えるＮ個（ＮはＫ以上の自然数）の領域を備えており、
   前記Ｋ個の駆動回路は、前記Ｎ個の領域に電気的に接続されており、
   前記Ｎ個の領域の内Ｍ（Ｍは1以上Ｎ未満の自然数）個の領域は
   一方のアームの光導波路は、他方のアームと反対側が第１のドーピング極性の領域であり、他方のアーム側が第２のドーピング極性の領域であり、
   他方のアームの光導波路は、一方のアームと反対側が第１のドーピング極性の領域であり、一方のアーム側が第２のドーピング極性の領域である第一の領域となっており、
   前記Ｎ個の領域の内（Ｎ−Ｍ）個の領域は
   第一の領域とはドーピング極性が逆である第二の領域となっている、
   ことを特徴とする光変調器。
2. 前記第一の領域と第二の領域は、光の伝播方向について、各々の領域の全長に対する長さの割合が概ね１/２に設定されていることを特徴とする、
   請求項１に記載の光変調器。
3. 前記第一の領域では、ＲＦ電極を前記第１のドーピング極性の領域に備え、ＤＣ電極を前記第２のドーピング極性の領域に備えるのに対し、
   前記第二の領域では、ＲＦ電極を前記第２のドーピング極性の領域に備え、ＤＣ電極を前記第１のドーピング極性の領域に備える
   請求項１または２に記載の光変調器。
4. 前記Ｋ個の駆動回路は、前記第一の領域に接続され、差動信号を出力する第一の駆動回路と、
   前記第二の領域に接続され、前記第一の駆動回路に対して逆相の差動信号を出力する、第二の駆動回路であり、
   前記第一の駆動回路と第二の駆動回路が出力する差動信号のポジ側出力はすべて一方のアームのＲＦ電極に接続されるのに対し、
   前記第一の駆動回路と第二の駆動回路が出力する差動信号のネガ側出力はすべて他方のアームのＲＦ電極に接続されることを特徴とする、
   請求項３に記載の光変調器。
5. 前記Ｋ個の駆動回路が出力する差動信号のポジ側出力は、前記Ｋ個の駆動回路それぞれで位相がすべて揃っており、また同様に前記Ｋ個の駆動回路が出力する差動信号のネガ側出力は、前記Ｋ個の駆動回路それぞれで位相がすべて揃っており、前記第一の領域のＲＦ電極に接続される駆動回路が出力する差動信号のポジ側出力は一方のアームのＲＦ電極に接続され、ネガ側出力はそれぞれ他方のアームのＲＦ電極に接続されるのに対し、
   前記第二の領域のＲＦ電極に接続される駆動回路が出力する差動信号のネガ側出力は一方のアームのＲＦ電極に接続され、ポジ側出力はそれぞれ他方のアームのＲＦ電極に接続されることを特徴とする、
   請求項３または４に記載の光変調器。
   
6. 光変調器に入力される前記変調電気信号はＬ（ＬはＫ以下の自然数）対の差動変調電気信号であって、
   前記Ｌ対の差動変調電気信号を１対づつ入力し、全体として前記Ｋ個の駆動回路に分岐して出力するＬ個の分岐回路を備えることを特徴とする、
   請求項１ないし５のいずれかに記載の光変調器。
7. 前記該分岐回路と前記駆動回路の接続は、第一の領域に接続される駆動回路に対しては、前記分岐回路のポジ側出力が差動駆動回路のポジ入力に接続され、前記分岐回路のネガ側出力を駆動回路のネガ入力に接続されるのに対し、
   第二の領域に接続される駆動回路に対しては、前記分岐回路のネガ側出力が差動駆動回路のポジ入力に接続され、前記分岐回路のポジ側出力を駆動回路のネガ入力に接続されることを特徴とする、
   請求項６に記載の光変調器。

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