JP2017200265A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡素な構成により安定した運転を実現することができる電力変換装置を提供することである。【解決手段】実施形態の電力変換装置は、第１の電力変換部と、第２の電力変換部と、第３の電力変換部とを持つ。第１の電力変換部は、所定期間の正電圧期間及び負電圧期間を含む第１の矩形波電圧を出力する。第２の電力変換部は、前記所定期間の正電圧期間及び負電圧期間を含み、前記第１の矩形波電圧に対して所定の位相進んだ第２の矩形波電圧を出力する。第３の電力変換部は、前記所定期間の正電圧期間及び負電圧期間を含み、前記第１の矩形波電圧に対して前記所定の位相遅れた第３の矩形波電圧を出力する。前記所定の位相は、前記第１の矩形波電圧と、前記第２の矩形波電圧と、前記第３の矩形波電圧とを合成した出力電圧をフーリエ級数展開した展開式のｎ次高調波成分の係数が０になる位相である（ただし、ｎは３以上の奇数）。【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、電力変換装置に関する。

近年、複数段の電力変換器を直列に接続して高電圧を出力可能なマルチレベル方式の電力変換装置が知られている。マルチレベル方式の電力変換装置では、電力変換器のスイッチングに伴う電力損失を抑制するために、矩形波電圧によりスイッチングする場合がある。このような矩形波電圧によりスイッチングする電力変換装置において、矩形波電圧の電圧幅を単相の電力変換器ごとに変更することで高調波を低減する技術が知られている。しかしながら、矩形波電圧の電圧幅を単相の電力変換器ごとに変えることで、運転の制御が複雑になる場合があった。また、運転制御が複雑になることを回避するために、高調波を低減するローパスフィルタを挿入する場合があったが、この場合、回路規模が大きくなってしまう。

特開２０１４−１０００２５号公報

本発明が解決しようとする課題は、簡素な構成により安定した運転を実現することができる電力変換装置を提供することである。

実施形態の電力変換装置は、第１の電力変換部と、第２の電力変換部と、第３の電力変換部とを持つ。第１の電力変換部は、所定期間の正電圧期間及び前記所定期間の負電圧期間を含む第１の矩形波電圧を出力する。第２の電力変換部は、前記所定期間の正電圧期間及び前記所定期間の負電圧期間を含む第２の矩形波電圧であって、前記第１の矩形波電圧に対して所定の位相進んだ第２の矩形波電圧を出力する。第３の電力変換部は、前記所定期間の正電圧期間及び前記所定期間の負電圧期間を含む第３の矩形波電圧であって、前記第１の矩形波電圧に対して前記所定の位相遅れた第３の矩形波電圧を出力する。前記第１の電力変換部と、前記第２の電力変換部と、前記第３の電力変換部とが直列に接続され、前記第１の矩形波電圧と、前記第２の矩形波電圧と、前記第３の矩形波電圧とを合成した出力電圧を出力する。前記所定の位相は、前記出力電圧をフーリエ級数展開した展開式のｎ次高調波成分の係数が０になる位相である（ただし、ｎは、３以上の奇数）。

第１の実施形態の電力変換装置の一例を示す機能ブロック図。 第１の実施形態のマルチレベル変換器の一例を示す回路図。 第１の実施形態のマルチレベル変換器の出力電圧の一例を示す図。 第１の実施形態の単相インバータの出力電圧と出力電流の一例を示す図。 第１の実施形態の単相インバータの出力電圧の入れ替え動作の一例を示す図。 第２の実施形態の電力変換装置の一例を示す機能ブロック図。 第３の実施形態の電力変換装置の一例を示す機能ブロック図。

以下、実施形態の電力変換装置を、図面を参照して説明する。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態の電力変換装置１の一例を示す機能ブロック図である。
図１に示すように、電力変換装置１は、マルチレベル変換器２０と、制御部２１と、電圧幅演算部２２と、キャリア生成部２３と、ゲート信号生成部（２４、２５、２６）とを備えている。

マルチレベル変換器２０は、直列に接続された３つの単相インバータ（１１、１２、１３）を備える。単相インバータ１１は、絶縁直流電源部３１から供給される絶縁された直流電圧Ｖ_ｄｃに基づいて、例えば、０Ｖの期間を含む基本周波数の矩形波電圧（出力電圧Ｖ_ｉｎｖ１）を出力する。また、単相インバータ１２は、絶縁直流電源部３２から供給される絶縁された直流電圧Ｖ_ｄｃに基づいて、例えば、０Ｖの期間を含む基本周波数の矩形波電圧（出力電圧Ｖ_ｉｎｖ２）を出力する。また、単相インバータ１３は、絶縁直流電源部３２から供給される絶縁された直流電圧Ｖ_ｄｃに基づいて、例えば、０Ｖの期間を含む基本周波数の矩形波電圧（出力電圧Ｖ_ｉｎｖ３）を出力する。

マルチレベル変換器２０は、３つの単相インバータ（１１、１２、１３）の各出力電圧（Ｖ_ｉｎｖ１、Ｖ_ｉｎｖ２、Ｖ_ｉｎｖ３）を合成した出力電圧Ｖ_ａｌｌを出力する。
なお、単相インバータ１１と、単相インバータ１２と、単相インバータ１３とは、同一の構成を有するため、これらを特に区別しない場合には、単相インバータ１０として説明する。

ここで、図２を参照して、マルチレベル変換器２０及び単相インバータ（１１、１２、１３）の構成について説明する。
図２は、本実施形態のマルチレベル変換器２０の一例を示す回路図である。
単相インバータ１１（第１の電力変換部の一例）は、コンデンサＣ１と、スイッチング素子（Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４）と、ダイオード（Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４）とを備える。

コンデンサＣ１は、絶縁直流電源部３１から供給される絶縁された直流電圧Ｖ_ｄｃの電源線である電源線Ｌ１１と電源線Ｌ１２との間に接続される平滑コンデンサである。
スイッチング素子（Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４）は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。スイッチング素子Ｑ１１は、電源線Ｌ１１とノードＮ１１との間に接続され、ゲート端子に供給されるゲート信号Ｇ１１に基づいて、オン状態とオフ状態とのスイッチングが制御される。また、スイッチング素子Ｑ１２は、ノードＮ１１と電源線Ｌ１２との間に接続され、ゲート端子に供給されるゲート信号Ｇ１２に基づいて、オン状態とオフ状態とのスイッチングが制御される。

また、スイッチング素子Ｑ１３は、電源線Ｌ１１とノードＮ１２との間に接続され、ゲート端子に供給されるゲート信号Ｇ１３に基づいて、オン状態とオフ状態とのスイッチングが制御される。また、スイッチング素子Ｑ１４は、ノードＮ１２と電源線Ｌ１２との間に接続され、ゲート端子に供給されるゲート信号Ｇ１４に基づいて、オン状態とオフ状態とのスイッチングが制御される。

ダイオード（Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４）は、還流ダイオードである。ダイオードＤ１１は、スイッチング素子Ｑ１１と並列に接続され、アノード端子がノードＮ１１に接続され、カソード端子が電源線Ｌ１１に接続されている。また、ダイオードＤ１２は、スイッチング素子Ｑ１２と並列に接続され、アノード端子が電源線Ｌ１２に接続され、カソード端子がノードＮ１１に接続されている。
また、ダイオードＤ１３は、スイッチング素子Ｑ１３と並列に接続され、アノード端子がノードＮ１２に接続され、カソード端子が電源線Ｌ１１に接続されている。また、ダイオードＤ１４は、スイッチング素子Ｑ１４と並列に接続され、アノード端子が電源線Ｌ１２に接続され、カソード端子がノードＮ１２に接続されている。

単相インバータ１１は、ゲート信号（Ｇ１１、Ｇ１２、Ｇ１３、Ｇ１４）により、スイッチング素子（Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４）がスイッチングされることで、絶縁直流電源部３１から電源線Ｌ１１と電源線Ｌ１２との間に供給される電圧Ｖ_ｄｃをノードＮ１１及びノードＮ１２に供給する。そして、単相インバータ１１は、ノードＮ１１とノードＮ１２との間の電圧を出力電圧Ｖ_ｉｎｖ１として出力する。また、ノードＮ１２が、単相インバータ１２のノードＮ２１に接続され、単相インバータ１１は、単相インバータ１２と直列に接続されている。

単相インバータ１２（第２の電力変換部の一例）は、コンデンサＣ２と、スイッチング素子（Ｑ２１、Ｑ２２、Ｑ２３、Ｑ２４）と、ダイオード（Ｄ２１、Ｄ２２、Ｄ２３、Ｄ２４）とを備える。単相インバータ１２の構成は、単相インバータ１１と同様であり、単相インバータ１２において、コンデンサＣ２が、上述したコンデンサＣ１に対応し、スイッチング素子（Ｑ２１、Ｑ２２、Ｑ２３、Ｑ２４）が、上述したスイッチング素子（Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４）に対応する。また、単相インバータ１２において、ダイオード（Ｄ２１、Ｄ２２、Ｄ２３、Ｄ２４）が、上述したダイオード（Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４）に対応する。

単相インバータ１２は、ゲート信号（Ｇ２１、Ｇ２２、Ｇ２３、Ｇ２４）により、スイッチング素子（Ｑ２１、Ｑ２２、Ｑ２３、Ｑ２４）がスイッチングされることで、絶縁直流電源部３２から電源線Ｌ２１と電源線Ｌ２２との間に供給される電圧Ｖ_ｄｃをノードＮ２１及びノードＮ２２に供給する。そして、単相インバータ１２は、ノードＮ２１とノードＮ２２との間の電圧を出力電圧Ｖ_ｉｎｖ２として出力する。また、ノードＮ２２が、単相インバータ１３のノードＮ３１に接続され、単相インバータ１２は、単相インバータ１３と直列に接続されている。

単相インバータ１３（第３の電力変換部の一例）は、コンデンサＣ３と、スイッチング素子（Ｑ３１、Ｑ３２、Ｑ３３、Ｑ３４）と、ダイオード（Ｄ３１、Ｄ３２、Ｄ３３、Ｄ３４）とを備える。単相インバータ１３の構成は、単相インバータ１１と同様であり、単相インバータ１３において、コンデンサＣ３が、上述したコンデンサＣ１に対応し、スイッチング素子（Ｑ３１、Ｑ３２、Ｑ３３、Ｑ３４）が、上述したスイッチング素子（Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４）に対応する。また、単相インバータ１３において、ダイオード（Ｄ３１、Ｄ３２、Ｄ３３、Ｄ３４）が、上述したダイオード（Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４）に対応する。

単相インバータ１３は、ゲート信号（Ｇ３１、Ｇ３２、Ｇ３３、Ｇ３４）により、スイッチング素子（Ｑ３１、Ｑ３２、Ｑ３３、Ｑ３４）がスイッチングされることで、絶縁直流電源部３３から電源線Ｌ３１と電源線Ｌ３２との間に供給される電圧Ｖ_ｄｃをノードＮ３１及びノードＮ３２に供給する。そして、単相インバータ１３は、ノードＮ３１とノードＮ３２との間の電圧を出力電圧Ｖ_ｉｎｖ３として出力する。
また、マルチレベル変換器２０は、ノードＮ１１とノードＮ３２との間の電圧を出力電圧Ｖ_ａｌｌとして出力する。

ここで、図３を参照して、マルチレベル変換器２０及び単相インバータ１０の出力電圧波形と、本実施形態の高調波成分の低減原理について説明する。
図３は、本実施形態のマルチレベル変換器２０の出力電圧の一例を示す図である。
図３（ａ）は、単相インバータ１１の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ１を示し、図３（ｂ）は、単相インバータ１２の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ２を示している。また、図３（ｃ）は、単相インバータ１３の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ３を示し、図３（ｄ）は、マルチレベル変換器２０の出力電圧Ｖ_ａｌｌを示している。なお、図３に示すグラフはいずれも、縦軸が電圧を示し、横軸が時間を示している。

図３（ａ）に示すように、単相インバータ１１は、基本波の基準位相に同期し、電圧幅θ_１（所定期間）の正電圧及び負電圧の矩形波電圧を、出力電圧Ｖ_ｉｎｖ１として出力する。すなわち、単相インバータ１１は、電力変換装置１の出力電圧の基本波と等しい周波数により、電圧幅θ_１（所定期間）の正電圧期間及び電圧幅θ_１（所定期間）負電圧期間を含む矩形波電圧（第１の矩形波電圧）を出力する。ここで、基本波は、マルチレベル変換器２０が出力する基本周波数（１次）の波を示す。また、図３において、基本波の１周期（＝３６０°）は、時刻Ｔ１から時刻Ｔ４までの期間であり、電圧幅θ_１は、基本波の１周期（＝３６０°）に対する角度として表される。
なお、時刻Ｔ２は、基本波のピーク位置を示しており、単相インバータ１１は、例えば、正電圧の矩形波電圧の電圧幅θ_１の中心と、時刻Ｔ２が一致するように、出力電圧Ｖ_ｉｎｖ１を出力する。

また、絶縁直流電源部３１の出力電圧が電圧Ｖ_ｄｃであるため、出力電圧Ｖ_ｉｎｖ１の振幅は、電圧Ｖ_ｄｃとなる。ここで、単相インバータ１１によって出力される矩形波電圧の電圧幅が、電圧幅θ_１である場合に、出力電圧Ｖ_ｉｎｖ１のフーリエ級数展開式は、下記の式（１）により表される。ここで、ｎは、奇数を示す。

また、図３（ｂ）に示すように、単相インバータ１２は、電圧幅θ_２（所定期間）の正電圧及び負電圧の矩形波電圧であって、基本波の基準位相から所定の位相（δ／２）進んだ矩形波電圧を出力電圧Ｖ_ｉｎｖ２として出力する。すなわち、単相インバータ１２は、電圧幅θ_２（所定期間）の正電圧期間及び電圧幅θ_２（所定期間）の負電圧期間を含む矩形波電圧であって、単相インバータ１１が出力する矩形波電圧に対して所定の位相（δ／２）進んだ矩形波電圧（第２の矩形波電圧）を出力する。ここで、時刻Ｔ１は、時刻Ｔ２から位相（δ／２）分進んだ時刻である。単相インバータ１２は、例えば、正電圧の矩形波電圧の電圧幅θ_２の中心と、時刻Ｔ１が一致するように、出力電圧Ｖ_ｉｎｖ２を出力する。単相インバータ１２によって出力される矩形波電圧の電圧幅が、電圧幅θ_２である場合に、出力電圧Ｖ_ｉｎｖ２のフーリエ級数展開式は、下記の式（２）により表される。

また、図３（ｃ）に示すように、単相インバータ１３は、電圧幅θ_２の正電圧及び負電圧の矩形波電圧であって、基本波の基準位相から所定の位相（δ／２）遅れた矩形波電圧を、出力電圧Ｖ_ｉｎｖ３として出力する。すなわち、単相インバータ１３は、電圧幅θ_２（所定期間）の正電圧期間及び電圧幅θ_２（所定期間）の負電圧期間を含む矩形波電圧であって、単相インバータ１１が出力する矩形波電圧に対して所定の位相（δ／２）遅れた矩形波電圧（第３の矩形波電圧）を出力する。ここで、時刻Ｔ３は、時刻Ｔ２から位相（δ／２）分遅れた時刻である。単相インバータ１３は、例えば、正電圧の矩形波電圧の電圧幅θ_２の中心と、時刻Ｔ３が一致するように、出力電圧Ｖ_ｉｎｖ３を出力する。単相インバータ１３によって出力される矩形波電圧の電圧幅が、電圧幅θ_２である場合に、出力電圧Ｖ_ｉｎｖ３のフーリエ級数展開式は、下記の式（３）により表される。

また、図３（ｄ）に示すように、マルチレベル変換器２０の出力電圧Ｖ_ａｌｌは、単相インバータ１１の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ１と、単相インバータ１２の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ２と、単相インバータ１３の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ３との合計電圧であり、下記の式（４）により表される。

なお、式（４）では、θ_１、θ_２、及びδの３つの変数があるため、原理的には基本波とともに３次高調波成分と５次高調波成分とを制御することが可能である。所望の基本波電圧を出力しつつ、３次高調波成分と５次高調波成分とを“０”とすることが望ましいが、すべての条件を満たすθ_１、θ_２、及びδを解析により求めることは困難であり、複雑な処理を必要とする。そこで、本実施形態では、処理を低減ずるために、θ_１＝θ_２とする制約を追加するものとする。θ_１＝θ_２とする制約を追加すると、上記の式（４）は、下記の式（５）により表される。

また、高調波成分の次数が低い程、高調波成分の含有量は大きい傾向にあるため、本実施形態では、さらに制約条件として、３次高調波が“０”であることとする。この制約条件を満たすために、上記の式（５）の３次高調波成分（ｓｉｎ３ｘの項）の係数が“０”になる必要がある。すなわち、下記の式（６）の条件を満たす必要がある。

また、式（６）が常に成り立つ条件は、下記の式（７）となる。

よって、式（７）を満たす最小の位相差δは、下記の式（８）により、８０°となる。

すなわち、電圧幅を同一（θ_１＝θ_２）とし、上述した所定の位相（δ／２）が、４０°になるように、単相インバータ１２の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ２、及び単相インバータ１３の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ３を制御することで、３次高調波成分を“０”とした基本波電圧（電圧Ｖａ_ｌｌ）の出力が可能になる。
このように、所定の位相４０°は、単相インバータ１１の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ１と、単相インバータ１２の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ２と、単相インバータ１３の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ３とを合成した出力電圧Ｖａ_ｌｌをフーリエ級数展開した展開式（式（５））の３次高調波成分の係数が０になるように定められる。すなわち、所定の位相４０°は、式（７）に示すように、所定の位相（δ／２）の３倍の余弦値が、（−１／２）と等しくなる条件を満たすように定められる。

また、基本波電圧の実効値Ｖ_ｆｕｎｄは、基本波成分（ｓｉｎｘ）の係数より、下記の式（９）により表される。

すなわち、式（９）により、電圧幅θ_１（＝θ_２）を、０°から１８０°まで連続的に使用することが可能である。また、基本波電圧の実効値Ｖ_ｆｕｎｄが、基本波電圧の指令値Ｖ_ｒｅｆであるとすると、基本波電圧の指令値Ｖ_ｒｅｆに応じた電圧幅θ_１は、下記の式（１０）により表される。

図１の説明に戻り、絶縁直流電源部３１と、絶縁直流電源部３２と、絶縁直流電源部３３とは、それぞれ不図示の絶縁トランス及び整流器を備え、交流電源３０からそれぞれが絶縁された直流電圧Ｖ_ｄｃを生成する。絶縁直流電源部３１と、絶縁直流電源部３２と、絶縁直流電源部３３とのそれぞれは、同一の直流電圧Ｖ_ｄｃを生成する。絶縁直流電源部３１は、生成した直流電圧Ｖ_ｄｃを単相インバータ１１に供給し、絶縁直流電源部３２は、生成した直流電圧Ｖ_ｄｃを単相インバータ１２に供給する。また、絶縁直流電源部３３は、生成した直流電圧Ｖ_ｄｃを単相インバータ１３に供給する。

制御部２１は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）などを含むプロセッサであり、電力変換装置１を統括的に制御する。制御部２１は、例えば、電圧幅演算部２２に、基本波電圧の指令値Ｖ_ｒｅｆを出力する。ここで、基本波電圧の指令値Ｖ_ｒｅｆは、電力変換装置１が出力する出力電圧Ｖ_ａｌｌの実効値である。また、制御部２１は、例えば、キャリア生成部２３に対して、３つの単相インバータ１０の出力電圧の位相差δと、単相インバータ１０の出力波形の位相関係を入れ替える制御信号ＳＷとを出力する。なお、本実施形態では、位相差δは、上述した式（８）により算出された８０°であり、３つの単相インバータ１０の出力電圧（Ｖ_ｉｎｖ１、Ｖ_ｉｎｖ２、Ｖ_ｉｎｖ３）は、所定の位相（δ／２）＝４０°ずつ位相がずれた出力波形となる。また、制御部２１は、例えば、制御信号ＳＷにより、単相インバータ１１と、単相インバータ１２と、単相インバータ１３とが出力する出力波形の位相関係を、所定の基準に基づいて（例えば、一定期間ごとに）、入れ替える。なお、単相インバータ１１と、単相インバータ１２と、単相インバータ１３との位相関係についての詳細は、後述する。

電圧幅演算部２２（期間変更部の一例）は、制御部２１から出力された基本波電圧の指令値Ｖ_ｒｅｆ（出力電圧の基本波電圧値）に応じて、単相インバータ１０が出力する矩形波電圧の電圧幅θ_１を変更する。ここで、矩形波電圧の電圧幅θ_１は、基本波の１周期を３６０°として、角度により矩形波電圧の電圧幅を示している。また、矩形波電圧の電圧幅θ_１は、０°から１８０°の間の値である。電圧幅演算部２２は、例えば、上述した式（１０）により、電圧幅θ_１を算出し、算出した電圧幅θ_１をゲート信号生成部（２４、２５、２６）に出力して、電圧幅θ_１を変更する。なお、電圧幅θ_１が１８０°である場合に、出力電圧Ｖ_ｉｎｖ１、出力電圧Ｖ_ｉｎｖ２、及び出力電圧Ｖ_ｉｎｖ３は、０Ｖの期間を含まない電圧波形になる。

キャリア生成部２３は、基本波の基準となる所定の周波数のキャリア信号を生成する。また、キャリア生成部２３は、例えば、制御部２１から出力された位相差δ（＝８０°）に基づいて、基本波の基準位相から所定の位相（δ／２）だけ前後にずれた２つのキャリア信号を生成する。なお、本実施形態では、上述したように、所定の位相（δ／２）を４０°とし、キャリア生成部２３は、基本波の基準位相に同期したキャリア信号と、基本波の基準位相から４０°進んだキャリア信号と、基本波の基準位相から４０°遅れたキャリア信号とを生成する。

キャリア生成部２３は、例えば、基本波の基準位相に同期したキャリア信号として、キャリア信号ＣＡ１を生成し、当該キャリア信号ＣＡ１をゲート信号生成部２４に出力する。また、キャリア生成部２３は、例えば、基本波の基準位相から４０°進んだキャリア信号として、キャリア信号ＣＡ２を生成し、当該キャリア信号ＣＡ２をゲート信号生成部２５に出力する。また、キャリア生成部２３は、例えば、基本波の基準位相から４０°遅れたキャリア信号として、キャリア信号ＣＡ３を生成し、当該キャリア信号ＣＡ３をゲート信号生成部２６に出力する。なお、以下の説明において、基本波の基準位相に同期した位相を第１の位相とし、基本波の基準位相から４０°進んだ位相を第２の位相とし、基本波の基準位相から４０°遅れた位相を第３の位相として説明する。
また、キャリア生成部２３は、制御部２１から出力された制御信号ＳＷに基づいて、上述したキャリア信号ＣＡ１と、キャリア信号ＣＡ２と、キャリア信号ＣＡ３との位相関係を入れ替える。すなわち、キャリア生成部２３は、制御信号ＳＷに基づいて、第１の位相と、第２の位相と、第３の位相とを入れ替えたキャリア信号ＣＡ１と、キャリア信号ＣＡ２と、キャリア信号ＣＡ３とを出力する。

ゲート信号生成部２４は、電圧幅演算部２２から出力された電圧幅θ_１と、キャリア生成部２３から出力されたキャリア信号ＣＡ１とに基づいて、ゲート信号（Ｇ１１、Ｇ１２、Ｇ１３、Ｇ１４）を出力する。ゲート信号生成部２４は、キャリア信号ＣＡ１の位相に同期した電圧幅θ_１の矩形波電圧を単相インバータ１１が出力するように、スイッチング素子（Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４）の制御信号であるゲート信号（Ｇ１１、Ｇ１２、Ｇ１３、Ｇ１４）を生成する。ゲート信号生成部２４は、例えば、キャリア信号ＣＡ１に基づいて、２種類の三角波信号を生成し、当該２種類の三角波信号の位相を電圧幅θ_１に応じてずらし、当該２種類の三角波信号に基づいて、ゲート信号（Ｇ１１、Ｇ１２、Ｇ１３、Ｇ１４）を生成する。ゲート信号生成部２４は、生成したゲート信号（Ｇ１１、Ｇ１２、Ｇ１３、Ｇ１４）を単相インバータ１１に供給する。

ゲート信号生成部２５は、電圧幅演算部２２から出力された電圧幅θ_１（＝θ_２）と、キャリア生成部２３から出力されたキャリア信号ＣＡ２とに基づいて、ゲート信号（Ｇ２１、Ｇ２２、Ｇ２３、Ｇ２４）を出力する。ゲート信号生成部２５は、上述したゲート信号生成部２４と同様の構成であり、キャリア信号ＣＡ２の位相に同期した電圧幅θ_１の矩形波電圧を単相インバータ１２が出力するように、スイッチング素子（Ｑ２１、Ｑ２２、Ｑ２３、Ｑ２４）の制御信号であるゲート信号（Ｇ２１、Ｇ２２、Ｇ２３、Ｇ２４）を生成する。ゲート信号生成部２５は、生成したゲート信号（Ｇ２１、Ｇ２２、Ｇ２３、Ｇ２４）を単相インバータ１１に供給する。

ゲート信号生成部２６は、電圧幅演算部２２から出力された電圧幅θ_１（＝θ_２）と、キャリア生成部２３から出力されたキャリア信号ＣＡ３とに基づいて、ゲート信号（Ｇ３１、Ｇ３２、Ｇ３３、Ｇ３４）を出力する。ゲート信号生成部２６は、上述したゲート信号生成部２４と同様の構成であり、キャリア信号ＣＡ３の位相に同期した電圧幅θ_１の矩形波電圧を単相インバータ１３が出力するように、スイッチング素子（Ｑ３１、Ｑ３２、Ｑ３３、Ｑ３４）の制御信号であるゲート信号（Ｇ３１、Ｇ３２、Ｇ３３、Ｇ３４）を生成する。ゲート信号生成部２６は、生成したゲート信号（Ｇ３１、Ｇ３２、Ｇ３３、Ｇ３４）を単相インバータ１１に供給する。

次に、図面を参照して、本実施形態の電力変換装置１の動作について説明する。
まず、制御部２１は、位相差δ（＝４０°）と、制御信号ＳＷとをキャリア生成部２３に出力する。キャリア生成部２３は、位相差δ（＝４０°）と、制御信号ＳＷとに基づいて、上述した第１の位相、第２の位相、及び第３の位相のキャリア信号（ＣＡ１、ＣＡ２、ＣＡ３）を生成する。キャリア生成部２３は、例えば、第１の位相のキャリア信号ＣＡ１を生成し、生成したキャリア信号ＣＡ１をゲート信号生成部２４に出力する。また、キャリア生成部２３は、例えば、第２の位相のキャリア信号ＣＡ２を生成し、生成したキャリア信号ＣＡ２をゲート信号生成部２５に出力する。また、キャリア生成部２３は、例えば、第３の位相のキャリア信号ＣＡ３を生成し、生成したキャリア信号ＣＡ３をゲート信号生成部２６に出力する。

また、制御部２１は、外部からの指令に応じて、指令値Ｖ_ｒｅｆを電圧幅演算部２２に出力する。電圧幅演算部２２は、指令値Ｖ_ｒｅｆに基づいて、上述した式（１０）により、電圧幅θ_１を算出し、算出した電圧幅θ_１をゲート信号生成部２４、ゲート信号生成部２５、及びゲート信号生成部２６に出力する。

ゲート信号生成部２４は、電圧幅演算部２２から出力された電圧幅θ_１と、キャリア生成部２３から出力されたキャリア信号ＣＡ１とに基づいて、ゲート信号（Ｇ１１、Ｇ１２、Ｇ１３、Ｇ１４）を出力する。ゲート信号生成部２４は、例えば、第１の位相の矩形波電圧を単相インバータ１１が出力するように、ゲート信号（Ｇ１１、Ｇ１２、Ｇ１３、Ｇ１４）を生成し、生成したゲート信号（Ｇ１１、Ｇ１２、Ｇ１３、Ｇ１４）を単相インバータ１１に供給する。その結果、単相インバータ１１は、図３（ａ）に示すような、出力電圧Ｖ_ｉｎｖ１を出力する。

また、ゲート信号生成部２５は、電圧幅演算部２２から出力された電圧幅θ_１と、キャリア生成部２３から出力されたキャリア信号ＣＡ２とに基づいて、ゲート信号（Ｇ２１、Ｇ２２、Ｇ２３、Ｇ２４）を出力する。ゲート信号生成部２５は、例えば、第２の位相の矩形波電圧を単相インバータ１２が出力するように、ゲート信号（Ｇ２１、Ｇ２２、Ｇ２３、Ｇ２４）を生成し、生成したゲート信号（Ｇ２１、Ｇ２２、Ｇ２３、Ｇ２４）を単相インバータ１２に供給する。その結果、単相インバータ１２は、図３（ｂ）に示すような、出力電圧Ｖ_ｉｎｖ２を出力する。

また、ゲート信号生成部２６は、電圧幅演算部２２から出力された電圧幅θ_１と、キャリア生成部２３から出力されたキャリア信号ＣＡ３とに基づいて、ゲート信号（Ｇ３１、Ｇ３２、Ｇ３３、Ｇ３４）を出力する。ゲート信号生成部２６は、例えば、第３の位相の矩形波電圧を単相インバータ１３が出力するように、ゲート信号（Ｇ３１、Ｇ３２、Ｇ３３、Ｇ３４）を生成し、生成したゲート信号（Ｇ３１、Ｇ３２、Ｇ３３、Ｇ３４）を単相インバータ１３に供給する。その結果、単相インバータ１３は、図３（ｃ）に示すような、出力電圧Ｖ_ｉｎｖ３を出力する。
マルチレベル変換器２０は、単相インバータ１１が出力する出力電圧Ｖ_ｉｎｖ１と、単相インバータ１２が出力する出力電圧Ｖ_ｉｎｖ２と、単相インバータ１３が出力する出力電圧Ｖ_ｉｎｖ３とを合成した出力電圧Ｖ_ａｌｌ（図３（ｄ）参照）を出力する。

次に、図４及び図５を参照して、３つの単相インバータ１０の位相関係の入れ替え動作について説明する。
図４は、本実施形態の単相インバータ１０の出力電圧と出力電流の一例を示す図である。
この図において、図４（ａ）に示す単相インバータ１１の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ１、図４（ｂ）に示す単相インバータ１２の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ２、及び図４（ｃ）に示す単相インバータ１３の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ３は、図３と同様である。また、図４（ｄ）は、各単相インバータ１０の出力電流ｉ_ｉｎｖを示している。

図４（ｄ）に示すように、各単相インバータ１０の出力電流ｉ_ｉｎｖは、基本波の基準位相と同一の位相になっている。これに対して、各単相インバータ１０のスイッチングのタイミングと、出力電流ｉ_ｉｎｖの値との対応関係は、電圧幅θ_１の値によって変動する。例えば、単相インバータ１１では、図４（ａ）に示す出力電圧Ｖ_ｉｎｖ１の電圧の切り替わり位置が、電圧幅θ_１の値によって変化する。図４（ａ）に示す出力電圧Ｖ_ｉｎｖ１の電圧幅θ_１が狭くなると、出力電圧Ｖ_ｉｎｖ１のオンスイッチングと、オフスイッチングとのタイミングが電流のピーク値に近づくため、スイッチングによる損失が大きくなる。また、出力電圧Ｖ_ｉｎｖ１の電圧幅θ_１が広くなると、出力電圧Ｖ_ｉｎｖ１のオンスイッチングと、オフスイッチングとのタイミングが電流のピーク値から離れるため、スイッチングによる損失が小さくなる。また、単相インバータ１１の他の単相インバータ（１２、１３）についても、電圧幅θ_１の値によってスイッチングによる損失が変化する。このように、各単相インバータ１０のオンスイッチング時及びオフスイッチング時の電流が異なるため、単相インバータ１０によってスイッチングによる損失の大きさが偏る場合がある。すなわち、スイッチングによる損失の大小関係は、動作条件により異なるため、各単相インバータ１０は、スイッチングによる損失に不均一が生じることがある。

単相インバータ１０は、スイッチングによる損失が大きい程、スイッチング素子の寿命が短くなる傾向がある。そのため、本実施形態の制御部２１は、３つの単相インバータ１０において損失を均一化するために、所定の基準に基づいて（例えば、一定周期ごとに）、各単相インバータ１０の出力電圧の位相関係を入れ替える制御を実行する。

図５は、本実施形態の単相インバータ１０の出力電圧の入れ替え動作の一例を示す図である。
この図において、図５（ａ）から図５（ｄ）の各出力電圧は、図３（ａ）から図３（ｄ）の各出力電圧と同様である。

図５に示すように、期間ＴＲ１において、制御部２１は、単相インバータ１１に第１の位相の出力電圧、単相インバータ１２に第２の位相の出力電圧、単相インバータ１３に第３の位相の出力電圧をそれぞれ出力する制御信号ＳＷをキャリア生成部２３に出力する。キャリア生成部２３は、制御信号ＳＷに基づいて、第１の位相のキャリア信号ＣＡ１を単相インバータ１１に、第２の位相のキャリア信号ＣＡ２を単相インバータ１２に、第３の位相のキャリア信号ＣＡ３を単相インバータ１３に、それぞれ出力する。

その結果、単相インバータ１１は、期間ＴＲ１において、出力電圧Ｖ_ａｌｌの位相に同期した第１の位相の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ１を出力する。ここで、時刻Ｔ１１は、基本波のピーク位置を示しており、単相インバータ１１は、正電圧の矩形波電圧の電圧幅θ_１の中心と、時刻Ｔ１１が一致するように、出力電圧Ｖ_ｉｎｖ１を出力する。
また、単相インバータ１２は、期間ＴＲ１において、出力電圧Ｖ_ｉｎｖ１より所定の位相（δ／２）進んだ第２の位相の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ２を出力する。また、単相インバータ１３は、期間ＴＲ１において、出力電圧Ｖ_ｉｎｖ１より所定の位相（δ／２）遅れた第３の位相の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ３を出力する。

次に、期間ＴＲ２において、制御部２１は、単相インバータ１１に第３の位相の出力電圧、単相インバータ１２に第１の位相の出力電圧、単相インバータ１３に第２の位相の出力電圧をそれぞれ出力する制御信号ＳＷをキャリア生成部２３に出力する。キャリア生成部２３は、制御信号ＳＷに基づいて、第３の位相のキャリア信号ＣＡ１を単相インバータ１１に、第１の位相のキャリア信号ＣＡ２を単相インバータ１２に、第２の位相のキャリア信号ＣＡ３を単相インバータ１３に、それぞれ出力する。

その結果、単相インバータ１２は、期間ＴＲ２において、出力電圧Ｖ_ａｌｌの位相に同期した第１の位相の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ２を出力する。ここで、時刻Ｔ１２は、基本波のピーク位置を示しており、単相インバータ１２は、正電圧の矩形波電圧の電圧幅θ_１の中心と、時刻Ｔ１２が一致するように、出力電圧Ｖ_ｉｎｖ２を出力する。
また、単相インバータ１３は、期間ＴＲ２において、出力電圧Ｖ_ｉｎｖ２より所定の位相（δ／２）進んだ第２の位相の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ３を出力する。また、単相インバータ１１は、期間ＴＲ２において、出力電圧Ｖ_ｉｎｖ２より所定の位相（δ／２）遅れた第３の位相の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ１を出力する。

次に、期間ＴＲ３において、制御部２１は、単相インバータ１１に第２の位相の出力電圧、単相インバータ１２に第３の位相の出力電圧、単相インバータ１３に第１の位相の出力電圧をそれぞれ出力する制御信号ＳＷをキャリア生成部２３に出力する。キャリア生成部２３は、制御信号ＳＷに基づいて、第２の位相のキャリア信号ＣＡ１を単相インバータ１１に、第３の位相のキャリア信号ＣＡ２を単相インバータ１２に、第１の位相のキャリア信号ＣＡ３を単相インバータ１３に、それぞれ出力する。

その結果、単相インバータ１３は、期間ＴＲ３において、出力電圧Ｖ_ａｌｌの位相に同期した第１の位相の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ３を出力する。ここで、時刻Ｔ１３は、基本波のピーク位置を示しており、単相インバータ１３は、正電圧の矩形波電圧の電圧幅θ_１の中心と、時刻Ｔ１３が一致するように、出力電圧Ｖ_ｉｎｖ３を出力する。
また、単相インバータ１１は、期間ＴＲ３において、出力電圧Ｖ_ｉｎｖ３より所定の位相（δ／２）進んだ第２の位相の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ１を出力する。また、単相インバータ１２は、期間ＴＲ３において、出力電圧Ｖ_ｉｎｖ３より所定の位相（δ／２）遅れた第３の位相の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ２を出力する。
なお、期間ＴＲ３に次に位相関係を変更する場合に、制御部２１は、期間ＴＲ１と同様の位相関係の状態を設定する制御信号ＳＷを出力する。

以上説明したように、本実施形態の電力変換装置１は、直列に接続された３段の単相インバータ１０（電力変換部）を備える。３段のうちの１つの単相インバータ１０（例えば、単相インバータ１１）は、出力電圧Ｖ_ａｌｌの基本波と等しい周波数により、所定期間（電圧幅θ_１）の正電圧期間及び所定期間（電圧幅θ_１）の負電圧期間を含む第１の矩形波電圧を出力する。３段のうちの別の１つの単相インバータ１０（例えば、単相インバータ１２）は、所定期間（電圧幅θ_１）の正電圧期間及び所定期間（電圧幅θ_１）の負電圧期間を含む第２の矩形波電圧であって、第１の矩形波電圧に対して４０°進んだ第２の矩形波電圧を出力する。３段のうちの別の１つの単相インバータ１０（例えば、単相インバータ１３）は、所定期間（電圧幅θ_１）の正電圧期間及び所定期間（電圧幅θ_１）の負電圧期間を含む第３の矩形波電圧であって、第１の矩形波電圧に対して４０°遅れた第３の矩形波電圧を出力する。電力変換装置１は、第１の矩形波電圧と、第２の矩形波電圧と、第３の矩形波電圧とを合成した出力電圧Ｖ_ａｌｌを出力する。位相差４０°は、単相インバータ１１の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ１と、単相インバータ１２の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ２と、単相インバータ１３の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ３とを合成した出力電圧Ｖ_ａｌｌをフーリエ級数展開した展開式（式（５））の３次高調波成分の係数が“０”になる位相である。すなわち、上述した位相差４０°は、当該位相差の３倍の余弦値が、（−１／２）と等しくなる条件を満たす位相である。

これにより、本実施形態の電力変換装置１は、第１の矩形波電圧と、第１の矩形波電圧に対して４０°進んだ第２の矩形波電圧と、第１の矩形波電圧に対して４０°遅れた第３の矩形波電圧とを合成した出力電圧Ｖ_ａｌｌを出力する。第１の矩形波電圧（基準位相の出力電圧）に、第１の矩形波電圧に対して４０°位相をずらした出力電圧（第２の矩形波電圧及び第３の矩形波電圧）を合成することで、上述した式（６）の条件が成り立つため、本実施形態の電力変換装置１は、３次高調波成分を“０”にすることができる。よって、本実施形態の電力変換装置１は、簡易な処理により高調波成分を低減することができる。また、本実施形態の電力変換装置１は、３段の単相インバータ１０という簡易な構成により高調波成分を低減することができる。よって、本実施形態の電力変換装置１は、簡素な構成により安定した運転を実現することができる。

また、本実施形態の電力変換装置１は、出力電圧Ｖ_ａｌｌの基本波電圧値（例えば、実効値の指令値Ｖ_ｒｅｆ）と、位相差４０°とに基づいて、所定の電圧幅（θ_１）を変更する電圧幅演算部２２（期間変更部）を備える。
これにより、本実施形態の電力変換装置１は、所望の出力電圧Ｖ_ａｌｌに応じて、電圧幅（θ_１）を適切に変更することができる。なお、本実施形態の電圧幅演算部２２は、上述した式（１０）に基づいて、指令値Ｖ_ｒｅｆに応じた電圧幅（θ_１）を算出するため、本実施形態の電力変換装置１は、指令値Ｖ_ｒｅｆに対して電圧幅（θ_１）を一意に決めることができる。また、本実施形態の電力変換装置１は、電圧幅（θ_１）が不連続な値になることがなく、電圧幅（θ_１）を０°から１８０°の間の値を自由に設定することが可能である。よって、本実施形態の電力変換装置１は、電圧幅（θ_１）の変調の連続性を確保することができる。

また、本実施形態の電力変換装置１は、単相インバータ１１と、単相インバータ１２と、単相インバータ１３とが出力する出力波形の位相関係を、所定の基準に基づいて入れ替える制御を行う制御部２１を備える。
これにより、本実施形態の電力変換装置１は、単相インバータ１１と、単相インバータ１２と、単相インバータ１３とのスイッチングによる損失を均一化することができる。よって、本実施形態の電力変換装置１は、単相インバータ１０の性能劣化の度合い、及び寿命を平均化することできる。

（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態の電力変換装置１ａについて説明する。
上述した第１の実施形態では、簡易な処理及び簡易な構成により３次高調波成分を低減する一例を説明したが、第２の実施形態では、簡易な処理及び簡易な構成により５次高調波成分を低減する一例について説明する。

図６は、第２の実施形態の電力変換装置１ａの一例を示す機能ブロック図である。
図６に示すように、電力変換装置１ａは、マルチレベル変換器２０と、制御部２１ａと、電圧幅演算部２２ａと、キャリア生成部２３と、ゲート信号生成部（２４、２５、２６）とを備えている。
なお、この図において、図１と同一の構成は同一の符号を付与して、その説明を省略する。

制御部２１ａは、例えば、ＣＰＵなどを含むプロセッサであり、電力変換装置１ａを統括的に制御する。制御部２１ａは、例えば、電圧幅演算部２２に、基本波電圧の指令値Ｖ_ｒｅｆを出力する。また、制御部２１ａは、例えば、キャリア生成部２３に対して、３つの単相インバータ１０の出力電圧の位相差δ（＝４８°）と、単相インバータ１０の出力波形の位相関係を入れ替える制御信号ＳＷとを出力する。なお、本実施形態では、５次高調波成分を“０”にするために、上述した式（５）の５次高調波成分（ｓｉｎ５ｘの項）の係数が“０”になる必要がある。すなわち、下記の式（１１）の条件を満たす必要がある。

また、式（１１）が常に成り立つ条件は、下記の式（１２）となる。

よって、式（１２）を満たす最小の位相差δは、下記の式（１３）により、４８°となる。

すなわち、電圧幅を同一（θ_１＝θ_２）とし、上述した所定の位相（δ／２）が、２４°になるように、単相インバータ１２の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ２、及び単相インバータ１３の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ３を制御することで、５次高調波成分を“０”とした基本波電圧（電圧Ｖａ_ｌｌ）の出力が可能になる。
このように、本実施形態では、所定の位相２４°は、出力電圧Ｖａ_ｌｌをフーリエ級数展開した展開式（式（５））の５次高調波成分の係数が０になるように定められる。すなわち、所定の位相２４°は、式（１２）に示すように、所定の位相（δ／２）の５倍の余弦値が、（−１／２）と等しくなる条件を満たすように定められる。

また、基本波電圧の実効値Ｖ_ｆｕｎｄは、基本波成分（ｓｉｎｘ）の係数より、下記の式（１４）により表される。

すなわち、式（１４）により、電圧幅θ_１（＝θ_２）を、０°から１８０°まで連続的に使用することが可能である。また、基本波電圧の実効値Ｖ_ｆｕｎｄが、基本波電圧の指令値Ｖ_ｒｅｆであるとすると、基本波電圧の指令値Ｖ_ｒｅｆに応じた電圧幅θ_１は、下記の式（１５）により表される。

電圧幅演算部２２ａ（期間変更部の一例）は、制御部２１ａから出力された基本波電圧の指令値Ｖ_ｒｅｆ（出力電圧の基本波電圧値）に応じて、単相インバータ１０が出力する矩形波電圧の電圧幅θ_１を変更する。電圧幅演算部２２ａは、例えば、上述した式（１５）により、電圧幅θ_１を算出し、算出した電圧幅θ_１をゲート信号生成部（２４、２５、２６）に出力して、電圧幅θ_１を変更する。

なお、本実施形態のキャリア生成部２３は、制御部２１ａから出力された位相差δ（＝４８°）に基づいて、基本波の基準位相から所定の位相（δ／２＝２４°）だけ前後にずれた２つのキャリア信号を生成する。すなわち、本実施形態では、キャリア生成部２３は、基本波の基準位相に同期したキャリア信号と、基本波の基準位相から２４°進んだキャリア信号と、基本波の基準位相から２４°遅れたキャリア信号とを生成する。キャリア生成部２３のその他の機能は、第１の実施形態と同様である。

本実施形態の電力変換装置１ａの動作は、所定の位相（δ／２）が４０°に代えて２４°になっている点を除いて、第１の実施形態と同様であるため、ここではその説明を省略する。

以上説明したように、本実施形態の電力変換装置１ａは、直列に接続された３段の単相インバータ１０（電力変換部）を備える。３段のうちの１つの単相インバータ１０（例えば、単相インバータ１１）は、出力電圧Ｖ_ａｌｌの基本波と等しい周波数により、所定期間（電圧幅θ_１）の正電圧期間及び所定期間（電圧幅θ_１）の負電圧期間を含む第１の矩形波電圧を出力する。３段のうちの別の１つの単相インバータ１０（例えば、単相インバータ１２）は、所定期間（電圧幅θ_１）の正電圧期間及び所定期間（電圧幅θ_１）の負電圧期間を含む第２の矩形波電圧であって、第１の矩形波電圧に対して２４°進んだ第２の矩形波電圧を出力する。３段のうちの別の１つの単相インバータ１０（例えば、単相インバータ１３）は、所定期間（電圧幅θ_１）の正電圧期間及び所定期間（電圧幅θ_１）の負電圧期間を含む第３の矩形波電圧であって、第１の矩形波電圧に対して２４°遅れた第３の矩形波電圧を出力する。電力変換装置１は、第１の矩形波電圧と、第２の矩形波電圧と、第３の矩形波電圧とを合成した出力電圧Ｖ_ａｌｌを出力する。位相差２４°は、単相インバータ１１の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ１と、単相インバータ１２の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ２と、単相インバータ１３の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ３とを合成した出力電圧Ｖ_ａｌｌをフーリエ級数展開した展開式（式（５））の５次高調波成分の係数が“０”になる位相である。すなわち、上述した位相差２４°は、当該位相差の５倍の余弦値が、（−１／２）と等しくなる条件を満たす位相である。

これにより、本実施形態の電力変換装置１ａは、第１の矩形波電圧と、第１の矩形波電圧に対して２４°進んだ第２の矩形波電圧と、第１の矩形波電圧に対して２４°遅れた第３の矩形波電圧とを合成した出力電圧Ｖ_ａｌｌを出力する。第１の矩形波電圧（基準位相の出力電圧）に、第１の矩形波電圧に対して２４°位相をずらした出力電圧（第２の矩形波電圧及び第３の矩形波電圧）を合成することで、上述した式（１１）の条件が成り立つため、本実施形態の電力変換装置１ａは、５次高調波成分を“０”にすることができる。よって、本実施形態の電力変換装置１ａは、簡易な処理により高調波成分（５次高調波成分）を低減することができる。また、本実施形態の電力変換装置１ａは、３段の単相インバータ１０という簡易な構成により高調波成分（５次高調波成分）を低減することができる。よって、本実施形態の電力変換装置１ａは、簡素な構成により安定した運転を実現することができる。

（第３の実施形態）
次に、図７を参照して、第３の実施形態の電力変換装置１００について説明する。
第３の実施形態では、第１の実施形態の電力変換装置１を３台使用して、三相モータ４０を駆動する場合の一例を説明する。

図７は、第３の実施形態の電力変換装置１００の一例を示す機能ブロック図である。
図７に示すように、電力変換装置１００は、電力変換器（１Ａ、１Ｂ、１Ｃ）を備えている。
電力変換器１Ａ、電力変換器１Ｂ、及び電力変換器１Ｃは、例えば、上述した第１の実施形態の電力変換装置１と同一の構成である。電力変換器１Ａと、電力変換器１Ｂと、及び電力変換器１Ｃとのそれぞれは、上述した直列に接続された３段の単相インバータ１０（１１、１２、１３）を備えている。電力変換器１Ａは、Ｕ相の出力電圧を三相モータ４０に供給し、電力変換器１Ｂは、Ｖ相の出力電圧を三相モータ４０に供給し、電力変換器１Ｃは、Ｗ相の出力電圧を三相モータ４０に供給する。なお、Ｕ相の出力電圧と、Ｖ相の出力電圧と、Ｗ相の出力電圧とは、互いに１２０°位相が異なっている。

図７において、絶縁直流電源部３１ａと、絶縁直流電源部３２ａと、絶縁直流電源部３３ａとは、交流電源３０からそれぞれが絶縁された直流電圧Ｖ_ｄｃを生成する。絶縁直流電源部３１ａは、各電力変換器（１Ａ、１Ｂ、１Ｃ）の単相インバータ１１に、絶縁された直流電圧Ｖ_ｄｃを供給する。また、絶縁直流電源部３２ａは、各電力変換器（１Ａ、１Ｂ、１Ｃ）の単相インバータ１２に、絶縁された直流電圧Ｖ_ｄｃを供給する。絶縁直流電源部３３ａは、各電力変換器（１Ａ、１Ｂ、１Ｃ）の単相インバータ１３に、絶縁された直流電圧Ｖ_ｄｃを供給する。

以上説明したように、本実施形態の電力変換装置１００は、直列に接続された３段の単相インバータ１０（１１、１２、１３）を複数組（例えば、３組）備えている。
これにより、本実施形態の電力変換装置１００は、上述した電力変換装置１と同様に、３次高調波成分を“０”にすることができる。よって、本実施形態の電力変換装置１００は、簡易な処理及び簡易な構成により高調波成分を低減することができる。

なお、上述した本実施形態の電力変換装置１００では、電力変換器１Ａ、電力変換器１Ｂ、及び電力変換器１Ｃに第１の実施形態の電力変換装置１を用いる例を説明したが、第１の実施形態の電力変換装置１の代わりに、第２の実施形態の電力変換装置１ａを用いてもよい。この場合、電力変換装置１００は、５次高調波成分を“０”にすることができる。

なお、上記の各実施形態において、出力電圧Ｖ_ａｌｌから３次高調波成分と、５次高調波成分とを低減する例を説明したが、３次以上の高調波成分であれば、他の次元の高調波成分を低減するようにしてもよい。すなわち、電力変換装置１（１ａ、１００）は、以下のような構成にしてもよい。

電力変換装置１（１ａ、１００）は、単相インバータ１１（第１の電力変換部）と、単相インバータ１２（第２の電力変換部）と、単相インバータ１３（第３の電力変換部）とを備え、単相インバータ１１と、単相インバータ１２と、単相インバータ１３とが直列に接続されている。単相インバータ１１は、出力電圧Ｖ_ａｌｌの基本波と等しい周波数により、所定期間（電圧幅θ_１）の正電圧期間及び所定期間（電圧幅θ_１）の負電圧期間を含む第１の矩形波電圧を出力する。単相インバータ１２は、所定期間（電圧幅θ_１）の正電圧期間及び所定期間（電圧幅θ_１）の負電圧期間を含む第２の矩形波電圧であって、第１の矩形波電圧に対して所定の位相（δ／２）進んだ第２の矩形波電圧を出力する。単相インバータ１３は、所定期間（電圧幅θ_１）の正電圧期間及び所定期間（電圧幅θ_１）の負電圧期間を含む第３の矩形波電圧であって、第１の矩形波電圧に対して所定の位相（δ／２）遅れた第３の矩形波電圧を出力する。電力変換装置１は、第１の矩形波電圧と、第２の矩形波電圧と、第３の矩形波電圧とを合成した出力電圧Ｖ_ａｌｌを出力する。所定の位相（δ／２）は、単相インバータ１１の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ１と、単相インバータ１２の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ２と、単相インバータ１３の出力電圧Ｖ_ｉｎｖ３とを合成した出力電圧Ｖ_ａｌｌをフーリエ級数展開した展開式（式（５））のｎ次高調波成分の係数が“０”になる位相である（ただし、ｎは、３以上の奇数）。
これにより、電力変換装置１（１ａ、１００）は、簡易な処理によりｎ次高調波成分を低減することができる。また、電力変換装置１（１ａ、１００）は、３段の単相インバータ１０という簡易な構成によりｎ次高調波成分を低減することができる。

また、この場合、ｎ次高調波成分を“０”にするために、上述した式（５）のｎ次高調波成分の係数が“０”になる必要があり、下記の式（１６）の条件式を満たす必要がある。

すなわち、所定の位相（δ／２）は、当該所定の位相（δ／２）のｎ倍の余弦値が、（−１／２）と等しくなる条件を満たすように定められる。この式（１６）より、ｎ次高調波成分が、３次高調波成分である場合（ｎ＝３）には、所定の位相（δ／２）が、４０°（４０度）であり、ｎ次高調波成分が、５次高調波成分である場合（ｎ＝５）には、所定の位相（δ／２）が、２４°（２４度）である。このように、電力変換装置１（１ａ、１００）は、容易にｎ次高調波成分を選択的に低減することができる。

また、上記の各実施形態において、制御部２１（２１ａ）が、位相差δをキャリア生成部２３に出力する例を説明したが、制御部２１（２１ａ）が、位相差δ及び基本波の周波数をキャリア生成部２３に出力してもよい。この場合、キャリア生成部２３は、制御部２１（２１ａ）から出力された基本波の周波数に基づいて、キャリア信号（ＣＡ１、ＣＡ２、ＣＡ３）の周波数を変更する。

また、上記の各実施形態において、電力変換装置１（１ａ、１００）は、絶縁直流電源部（３１（３１ａ）、３２（３２ａ）、３３（３３ａ））を含まない構成として説明したが、絶縁直流電源部（３１（３１ａ）、３２（３２ａ）、３３（３３ａ））を含む構成としてもよい。

また、上記の各実施形態において、３次高調波成分を低減する場合と、５次高調波成分を低減する場合とをそれぞれ単独で実施する例を説明したが、用途に応じて、これらを切り替えて実施してもよい。例えば、電力変換装置１（１ａ、１００）は、用途に応じて、位相（δ／２）を、３次高調波成分を低減する４０°と、５次高調波成分を低減する２４°とで切り替えて用いるようにしてもよい。この場合、電力変換装置１（１ａ、１００）は、（ｎ＝３）及び所定の位相（δ／２）が４０度となるように、単相インバータ１１、単相インバータ１２、及び単相インバータ１３が動作する状態と、（ｎ＝５）及び所定の位相（δ／２）が２４度となるように、単相インバータ１１、単相インバータ１２、及び単相インバータ１３が動作する状態と、を切り替え可能とする。
これにより、電力変換装置１（１ａ、１００）は、用途に応じて、適切に高調波成分を低減することができる。

以上説明した少なくともひとつの実施形態によれば、所定の電圧幅θ_１の正電圧期間及び所定の電圧幅θ_１の負電圧期間を含む矩形波電圧（出力電圧Ｖ_ｉｎｖ１）を出力する単相インバータ１１と、所定の電圧幅θ_１の正電圧期間及び所定の電圧幅θ_１の負電圧期間を含む矩形波電圧であって、出力電圧Ｖ_ｉｎｖ１に対して所定の位相（例えば、４０°又は２４°）進んだ矩形波電圧（出力電圧Ｖ_ｉｎｖ２）を出力する単相インバータ１２と、所定の電圧幅θ_１の正電圧期間及び所定の電圧幅θ_１の負電圧期間を含む矩形波電圧であって、出力電圧Ｖ_ｉｎｖ１に対して所定の位相（例えば、４０°又は２４°）遅れた矩形波電圧（出力電圧Ｖ_ｉｎｖ３）を出力する単相インバータ１３と、を持ち、単相インバータ１１と、単相インバータ１２と、単相インバータ１３とが直列に接続され、所定の位相（例えば、４０°又は２４°）は、出力電圧Ｖ_ａｌｌをフーリエ級数展開した展開式のｎ次高調波成分の係数が０になる位相である（ただし、ｎは３以上の奇数）ことにより、簡素な構成により安定した運転を実現することができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

１，１ａ，１００…電力変換装置、１Ａ，１Ｂ，１Ｃ…電力変換器、１０，１１，１２，１３…単相インバータ、２０…マルチレベル変換器、２１，２１ａ…制御部、２２，２２ａ…電圧幅演算部、２３…キャリア生成部、２４，２５，２６…ゲート信号生成部、３０…交流電源、３１，３１ａ，３２，３２ａ，３３，３３ａ…絶縁直流電源部、４０…三相モータ、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３…コンデンサ、Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４，Ｄ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４，Ｄ３１，Ｄ３２，Ｄ３３，Ｄ３４…ダイオード、Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ２３，Ｑ２４，Ｑ３１，Ｑ３２，Ｑ３３，Ｑ３４…スイッチング素子

Claims (7)

1. 所定期間の正電圧期間及び前記所定期間の負電圧期間を含む第１の矩形波電圧を出力する第１の電力変換部と、
   前記所定期間の正電圧期間及び前記所定期間の負電圧期間を含む第２の矩形波電圧であって、前記第１の矩形波電圧に対して所定の位相進んだ第２の矩形波電圧を出力する第２の電力変換部と、
   前記所定期間の正電圧期間及び前記所定期間の負電圧期間を含む第３の矩形波電圧であって、前記第１の矩形波電圧に対して前記所定の位相遅れた第３の矩形波電圧を出力する第３の電力変換部と
   を備え、
   前記第１の電力変換部と、前記第２の電力変換部と、前記第３の電力変換部とが直列に接続され、前記第１の矩形波電圧と、前記第２の矩形波電圧と、前記第３の矩形波電圧とを合成した出力電圧を出力し、
   前記所定の位相は、前記出力電圧をフーリエ級数展開した展開式のｎ次高調波成分の係数が０になる位相である（ただし、ｎは、３以上の奇数）
   電力変換装置。
2. 前記所定の位相は、当該所定の位相のｎ倍の余弦値が、（−１／２）と等しくなる条件を満たす位相である請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記ｎ＝３であり、前記所定の位相が、４０度である請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記ｎ＝５であり、前記所定の位相が、２４度である請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
5. 前記ｎ＝３及び前記所定の位相が４０度となるように、前記第１の電力変換部、前記第２の電力変換部、及び前記第３の電力変換部が動作する状態と、
   前記ｎ＝５及び前記所定の位相が２４度となるように、前記第１の電力変換部、前記第２の電力変換部、及び前記第３の電力変換部が動作する状態と
   を切り替え可能とする請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
6. 前記出力電圧の基本波電圧値と、前記所定の位相とに基づいて、前記所定期間を変更する期間変更部を備える請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
7. 所定の基準に基づいて、前記第１の電力変換部と、前記第２の電力変換部と、前記第３の電力変換部とが出力する出力波形の位相関係を入れ替える制御を行う制御部を備える請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の電力変換装置。

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