JP2017077043A - 直流電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インターリ−ブ方式のコンバータにおいて、スイッチング部やこれを駆動する駆動回路の異常を簡単な構成で迅速に検出する。
【解決手段】直流電源装置１は、２つのスイッチング部３、４のスイッチング動作で発生する時間的に隣接した２つの整流電流のリップル電流の大きさを比較する異常判定部２０を備え、異常判定部２０は、それぞれのスイッチング信号のハイレベル期間の中央で整流電流の電流値を検出、又はそれぞれのスイッチング信号のローレベル期間の中央で整流電流の電流値を検出し、ハイレベルの期間でそれぞれ検出した電流値が異なる、もしくは、ローレベルの期間でそれぞれ検出した電流値が異なる場合にエラー信号を制御部９へ出力する。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電源装置に係わり、より詳細にはインターリ−ブ方式のコンバータに備えられた２つのスイッチング回路の異常を検知する構成に関する。

従来、インターリ−ブ方式のコンバータに備えられた２つのスイッチング回路の異常を検出するものとして、図７のブロック図に示す特許文献１のコンバータ装置１００が開示されている。
このコンバータ装置１００は、交流電源１０４が接続される入力端１０３ａと入力端１０３ｂと、直流電圧が出力される出力端１１１ａと出力端１１１ｂと、入力端１０３ａと入力端１０３ｂに接続された交流電源１０４を整流する整流器１０５と、出力端１１１ａと出力端１１１ｂの間に接続された平滑コンデンサ１１２と、整流器１０５の正出力端と出力端１１１ａの間に直列に接続されたスイッチング部１１０ａと、スイッチング部１１０ａと並列に接続されたスイッチング部１１０ｂを備えている。

また、コンバータ装置１００は、スイッチング部１１０ａを駆動する信号を出力する駆動回路１０８と、スイッチング部１１０ｂを駆動する信号を出力する駆動回路１０９と、ＰＷＭ変調した２種類のスイッチング信号を駆動回路１０８と駆動回路１０９へそれぞれ個別に出力するコンバータ制御部１１５と、ＡＣ電流を検出する入力電流検出部１２７と、ＡＣ電圧のゼロクロスタイミングを検出するゼロクロス検出部１１７を備えている。

一方、スイッチング部１１０ａは、インダクタ１０６ａと、ダイオード１０７ａと、ＩＧＢＴ１０８ａを備えている。このＩＧＢＴ１０８ａのゲート端子は駆動回路１０８の出力端に接続されている。同様にスイッチング部１１０ｂは、インダクタ１０６ｂと、ダイオード１０７ｂと、ＩＧＢＴ１０８ｂを備えている。このＩＧＢＴ１０８ｂのゲート端子は駆動回路１０９の出力端に接続されている。

コンバータ制御部１１５は、ゼロクロス検出部１１７から出力されるゼロクロス信号と、入力電流検出部１２７から出力される電流信号がそれぞれ入力され、出力端１１１ａと出力端１１１ｂとの間の電圧（ＰＦＣコンバータの出力電圧）がコンバータ制御部１１５の出力電圧の目標電圧になるように、また、力率を改善するように各スイッチング信号をＰＷＭ制御により生成してそれぞれの駆動回路へ出力する。

一方、コンバータ制御部１１５は、各スイッチング部や各駆動回路が正常に動作しているか常に確認しており、異常になった場合は各スイッチング部の動作を停止するようになっている。このため、コンバータ制御部１１５は、入力電流検出部１２７で検出した電流の波形データと、予め記憶している正常時の標準電流波形データをパターンマッチング方式で比較し、パターンがマッチングしない場合を異常としている。

例えば、各スイッチング部内の部品が焼損したり、各駆動回路内の部品不良により各スイッチング部に入力されるスイッチング信号のオンデューティ幅が異なったりした場合、入力電流検出部１２７で検出した電流の波形が正常時の標準電流波形と異なるため、コンバータ制御部１１５はこの違いを検出することで異常を検出している。

しかしながら、この方式は交流電源の少なくとも１／２周期のサンプリングの後、検出した整流電流の波形と標準電流波形を比較するため最低でも８ｍＳ以上必要であり、正常／異常の判定を待つ間に部品が破損するおそれがあった。
また、パターンマッチングを常時実行するためには処理スピードの早い高性能なマイコンを採用する必要があり、また、その制御も複雑であるためコンバータ装置が高価になる問題があった。

特開２０１５−１２８３５２号公報（第６−７頁、図１）

本発明は以上述べた問題点を解決し、インターリ−ブ方式のコンバータにおいて、スイッチング部やこれを駆動する駆動回路の異常を簡単な構成で迅速に検出することを目的とする。

本発明は上述の課題を解決するため、本発明の請求項１に記載の発明は、交流電源を入力して整流する整流器と、平滑コンデンサと、入力端と出力端と共通端とを備えた２つのスイッチング部と、前記整流器で整流された電流を検出して整流電流として出力する電流検出部と、ＰＷＭ変調した第１スイッチング信号で一方の前記スイッチング部を駆動すると共にＰＷＭ変調した第２スイッチング信号で他方の前記スイッチング部を駆動するインターリーブ方式で動作する制御部とを備え、
前記整流器の正極に前記２つのスイッチング部のそれぞれの入力端が、前記整流器の負極に前記２つのスイッチング部のそれぞれの共通端と前記平滑コンデンサの負極端とが、前記２つのスイッチング部のそれぞれの出力端に前記平滑コンデンサの正極端がそれぞれ接続された直流電源装置であって、
前記直流電源装置は、前記２つのスイッチング部のそれぞれのスイッチング動作で発生する前記整流電流に含まれるそれぞれのリップル電流の大きさを比較する異常判定手段を備え、
前記異常判定手段は、
前記第１スイッチング信号のハイレベル期間の中央で検出した前記整流電流のリップル電流値と前記第２スイッチング信号のハイレベル期間の中央で検出した前記整流電流のリップル電流値とが予め定めた所定値以上乖離した場合、もしくは、前記第１スイッチング信号のローレベル期間の中央で検出した前記整流電流のリップル電流値と前記第２スイッチング信号のローレベル期間の中央で検出した前記整流電流のリップル電流値とが前記所定値以上乖離した場合、のいずれかの場合にスイッチング動作の異常を示すエラー信号を前記制御部へ出力する

以上の手段を用いることにより、本発明による直流電源装置によれば、請求項１に係わる発明は、インターリ−ブ方式のコンバータにおいて、入力電流を監視することによりスイッチング部やこれを駆動する駆動回路の異常を簡単な構成で迅速に検出することができる。

本発明によるＰＦＣコンバータの実施例を示すブロック図である。 本発明による異常判定部の実施例を示すブロック図である。 インダクタに流れる電流と整流された電流を説明する説明図である。 ＰＦＣコンバータの正常時の電流波形を示す説明図である。 ＰＦＣコンバータの異常時の電流波形を示す説明図である。 異常判定部の動作を説明する説明図である。 従来の直流電源装置を示すブロック図である。

以下、本発明の実施の形態を、添付図面に基づいた実施例として詳細に説明する。

図１は本発明による直流電源装置であるインターリ−ブ方式のＰＦＣコンバータ１（電流連続モードで動作）の実施例を示すブロック図である。このＰＦＣコンバータ１は、図示しない交流電源が接続される入力端１５ａと入力端１５ｂと、直流電圧が出力される出力端１１ａと出力端１１ｂと、入力端１５ａと入力端１５ｂにそれぞれ接続された交流電源を整流する整流器２と、出力端１１ａと出力端１１ｂの間に接続された平滑コンデンサ７と、入力端３ｅと信号入力端３ｈと出力端３ｆと共通端３ｇを備えた第１スイッチング部３と、入力端４ｅと信号入力端４ｈと出力端４ｆと共通端４ｇとを備えた第２スイッチング部４を備えている。

また、ＰＦＣコンバータ１は、整流器２で整流された電圧を検出して整流電圧信号として出力する整流電圧検出部８と、平滑コンデンサ７の両端電圧を検出してＤＣ電圧信号として出力するＤＣ電圧検出部６と、第１スイッチング部３を駆動するスイッチング信号Ａを出力する駆動回路１３と、第２スイッチング部４を駆動するスイッチング信号Ｂを出力する駆動回路１４と、ＰＷＭ変調したスイッチング信号ａ（第１スイッチング信号）を駆動回路１３へ、また、ＰＷＭ変調したスイッチング信号ｂ（第２スイッチング信号）を駆動回路１４へそれぞれ出力するコンバータ制御部９と、整流器２で整流された電流を検出して整流電流信号として出力する電流検出部１０と、各駆動回路と各スイッチング部の異常を判定してエラー信号をコンバータ制御部９へ出力する異常判定部２０を備えている。

そして、整流器２の正極に第１スイッチング部３の入力端３ｅと第２スイッチング部４の入力端４ｅが、整流器２の負極に第１スイッチング部３の共通端３ｇと第２スイッチング部４の共通端４ｇと平滑コンデンサ７の負極端がそれぞれ接続されている。また、第１スイッチング部３の出力端３ｆとスイッチング４の出力端４ｆに平滑コンデンサ７の正極端が、駆動回路１３の出力に第１スイッチング部３の信号入力端３ｈが、駆動回路１４の出力に第２スイッチング部４の信号入力端４ｈがそれぞれ接続されている。このように、２つの第１スイッチング部３と第２スイッチング部４は並列に接続されている。

一方、第１スイッチング部３は、入力端３ｅに一端が接続されたインダクタ３ａと、同インダクタ３ａの他端がアノード端子に接続されカソード端子が出力端３ｆに接続されたダイオード３ｂと、インダクタ３ａの他端と共通端３ｇとの間に接続され、入力されたスイッチング信号Ａによりオン／オフするスイッチング素子であるＩＧＢＴ３ｃを備えている。このＩＧＢＴ３ｃのコレクタ端子はインダクタ３ａの他端に接続され、また、エミッタ端子は共通端３ｇに接続され、ゲート端子は信号入力端３ｈに接続されている。

同様に、第２スイッチング部４は、入力端４ｅに一端が接続されたインダクタ４ａと、同インダクタ４ａの他端がアノード端子に接続されカソード端子が出力端４ｆに接続されたダイオード４ｂと、インダクタ４ａの他端と共通端４ｇとの間に接続され、入力されたスイッチング信号Ｂによりオン／オフするスイッチング素子であるＩＧＢＴ４ｃを備えている。このＩＧＢＴ４ｃのコレクタ端子はインダクタ４ａの他端に接続され、また、エミッタ端子は共通端４ｇに接続され、ゲート端子は信号入力端４ｈに接続されている。

コンバータ制御部９は、整流電圧検出部８から出力される整流電圧信号と、電流検出部１０から出力される整流電流信号と、ＤＣ電圧検出部６から出力されるＤＣ電圧信号がそれぞれ入力され、出力端１１ａと出力端１１ｂとの間のＤＣ電圧（ＰＦＣコンバータの出力電圧）がコンバータ制御部９の出力電圧の目標電圧になるように、また、入力電流の代わりに使用する整流電流と整流電圧とに基づいて力率を改善するようにスイッチング信号ａとスイッチング信号ｂをＰＷＭ制御により生成してそれぞれの駆動回路へ個別に出力する。なお各スイッチング信号はハイレベルで各ＩＧＢＴがオン、ローレベルでオフとなる。

駆動回路１３は入力されたスイッチング信号ａをＩＧＢＴ３ｃのゲート端子を駆動するスイッチング信号Ａに変換して第１スイッチング部３の信号入力端３ｈへ出力する。また、駆動回路１４は入力されたスイッチング信号ｂをＩＧＢＴ４ｃのゲート端子を駆動するスイッチング信号Ｂに変換して第２スイッチング部４の信号入力端４ｈへ出力する。

さらにＰＦＣコンバータ１は、スイッチング信号ａとスイッチング信号ｂと整流電流信号が入力され、整流電流信号に基づいて、各スイッチング部と各駆動回路の異常を検出し、エラー信号としてコンバータ制御部９へ出力する異常判定部（異常判定手段）２０を備えている。異常判定部２０は入力された各スイッチング信号に対応する整流電流信号のリップル電流大きさで異常を検出するため、各スイッチング信号が入力される各駆動回路と、この各駆動回路で駆動される各スイッチング部の両方の異常を検出することができる。この異常検出動作については後で詳細に説明する。

図２は本発明による異常判定部２０の実施例を示すブロック図である。
異常判定部２０は、スイッチング信号ａが入力され、この信号に基づいて整流電流信号をサンプリングするためのタイミング信号Ａ（パルス信号）を出力する検出タイミング生成部（第１検出タイミング生成手段）２１と、タイミング信号Ａの入力タイミングで整流電流信号をＡ／Ｄ変換して電流値Ａとして出力するＡ／Ｄ変換部（第１Ａ／Ｄ変換手段）２２とを備えている。

また、異常判定部２０は、スイッチング信号ｂが入力され、この信号に基づいて整流電流信号をサンプリングするタイミング信号Ｂ（パルス信号）を出力する検出タイミング生成部（第２検出タイミング生成手段）２４と、タイミング信号Ｂの入力タイミングで整流電流信号をＡ／Ｄ変換して電流値Ｂとして出力するＡ／Ｄ変換部（第２Ａ／Ｄ変換手段）２５とを備えている。

さらに異常判定部２０は、電流値Ａと電流値Ｂが入力され、これらの値が予め定めた所定値以上に乖離した時、ハイレベルのエラー信号をコンバータ制御部９へ出力する電流比較部（電流比較手段）２３を備えている。なお、ハイレベルのエラー信号が入力されたコンバータ制御部９は、スイッチング信号ａとスイッチング信号ｂの出力をローレベルにして、ＩＧＢＴ３ｃとＩＧＢＴ４ｃを共にオフにしてコンバータの機能を停止させる。異常判定部２０の動作については後で詳細に説明する。

図３は整流電圧と各インダクタに流れる電流と整流された電流を示す説明図であり、横軸は時間を示している。図３（１）は整流器２で整流された整流電圧、図３（２）はインダクタ３ａに流れる電流、図３（３）はインダクタ４ａに流れる電流、図３（４）は整流器２で整流された整流電流をそれぞれ示している。

ＰＦＣコンバータ１は電流連続モードで動作しており、コンバータ制御部９は、図３（２）と図３（３）に示すように整流電圧の瞬時電圧が大きくなるに従って各インダクタに流れる電流を大きくし、かつ、インダクタ３ａに流れる電流とインダクタ４ａに流れる電流がスイッチング周期の１／２周期ずれるように各インダクタの電流を連続的にスイッチング制御する。このため、整流電流は図３（４）に示すように、インターリーブ方式によって２つのスイッチング部の各インダクタに流れる電流の合計となり、この合計電流ではスイッチング制御した時のリップル電流が交互に現れた波形になる。

図６は異常判定部２０の動作を説明する説明図である。図６の横軸は時間を、縦軸は図６（１）がインダクタ３ａの電流を、図６（２）がスイッチング信号ａを、図６（３）がコンバータ制御部９の内部でスイッチング信号ａのデューティーを決定するためのキャリア信号を、図６（４）が検出タイミング生成部２１の図示しない内部タイマーの動作を、図６（５）が検出タイミング生成部２１が出力するタイミング信号Ａを、図６（６）が整流電流をそれぞれ示している。なお、ｔ１〜ｔ９は時刻である。

本発明では２つのスイッチング部とその駆動回路が同じ回路で同じ定数を用いるため、整流電流のリップル電流が本来は同じ値になるべきである。しかしながら、いずれかの回路に故障が発生したとき、この故障によってそれぞれのスイッチング制御で発生する整流電流のリップル電流に差異が発生することに着目して、この差異が発生した時を各スイッチング部か各駆動回路に部品故障による異常が発生したとしている。

このため、検出タイミング生成部２１は整流電流のリップル電流をＡ／Ｄ変換するタイミングを生成している。このタイミング生成には２つの方法がある。
１つ目は図６（３）に示すキャリア信号が谷となった時をＡ／Ｄ変換するタイミングとする方法であり、本実施例ではこれを採用している。２つ目は図６（３）に示すキャリア信号が山となった時をＡ／Ｄ変換するタイミングとする方法である。

なお、コンバータ制御部９はスイッチング周波数を１０ＫＨｚ（キロヘルツ）で制御し、２つのスイッチング信号の周期を１００μＳ（マイクロセカンド）とする。従って図６（３）のキャリア信号の周期は１００μＳである。また、図６（３）のデューティー生成用の閾値は、２つのスイッチング信号のオンデューティを決定する閾値であり、コンバータ制御部９は、内部の目標電圧（目標とする出力端１１ａと１１ｂの間の電圧）よりも実際に検出されたＤＣ電圧が低いほどデューティー生成用の閾値を低く、つまり、オンデューティを広くし、内部の目標電圧よりも実際に検出されたＤＣ電圧が高いほどデューティー生成用の閾値を高くする。この制御を繰り返すことにより、コンバータ制御部９は出力端１１ａと１１ｂの間の電圧が目標電圧となるように制御する。

まず最初に、キャリア信号が谷となった時をＡ／Ｄ変換のタイミングとする方法を説明する。図６（２）に示すようにスイッチング信号ａがオンデューティ７５％となっている場合、ｔ２〜ｔ３のオンデューティの時間は７５μＳであり、ｔ３〜ｔ５オフの期間は残りの２５μＳとなる。なお、このオフ期間は図６（１）に示すようにインダクタ３ａの電流が減少する期間と同じである。そして、前述したようにキャリア信号とデューティー生成用の閾値との関係から、キャリア信号の谷はスイッチング信号ａのオフ期間の中央に存在することになる。なお、このオフ期間の中央はインダクタ３ａの電流が減少する期間の中央となる。

このスイッチング信号ａのオフ期間の中央のタイミングを求めるため、検出タイミング生成部２１はスイッチング信号ａがハイレベルからローレベルに変化するタイミングを検出し、図６（４）に示すようにオフ期間の中央＝（１００μＳ−７５μＳ）／２＝１２．５μＳを算出し、この算出された１２．５μＳを計時する内部タイマーを起動する。そして、検出タイミング生成部２１はこの１２．５μＳの時間が経過した時、図６（５）の実線に示すように例えばｔ４でハイレベルのタイミング信号Ａのパルス信号を出力する。

このタイミング信号Ａが入力されたＡ／Ｄ変換部２２は図６（６）に示すように、この時の整流電流をＡ／Ｄ変換し、ｔ４における電流値Ａとして出力する。一方、図示しないが、スイッチング信号ａに対して１／２周期遅れているスイッチング信号ｂが入力される検出タイミング生成部２４は、前述した検出タイミング生成部２１の動作と同様に、スイッチング信号ｂがハイレベルからローレベルに変化するタイミングを検出し、オフの期間の中央＝１２．５μＳを算出し、この算出された１２．５μＳを計時する内部タイマーを起動する。そして、検出タイミング生成部２４はこの１２．５μＳの時間が経過した時、図６（５）の破線に示すようにｔ６でハイレベルのタイミング信号Ｂのパルス信号を出力する。このタイミング信号Ｂが入力されたＡ／Ｄ変換部２５は図６（６）に示すように、ｔ６の整流電流をＡ／Ｄ変換し、電流値Ｂとして出力する。

次にキャリア信号が山となった時をＡ／Ｄ変換のタイミングとする方法を説明する。基本的な考え方はキャリア信号が谷となった時と同じである。図示しない異常判定部は例えばオンデューティが７５％（７５μＳ）の時、その７５μＳの半分の時間である３７．５μＳを算出し、例えば図６（２）に示すようにｔ７のスイッチング信号の立ち上がりから、この算出時間経過後にｔ８の整流電流をＡ／Ｄ変換して電流値Ａを求める。そして、この電流値Ａと同様にして求めたｔ９の電流値Ｂを比較して異常の判定を行なう。

なお、説明を簡単にするため、図２の異常判定部２０はＡ／Ｄ変換部を２つ備えているが、これに限るものでなく、１つのＡ／Ｄ変換部を切り換えて用いてもよい。また、検出タイミング生成部はキャリア信号の谷を検出するためタイマーを用いているが、これに限るものでなく、ＰＷＭ信号を生成できるマイコンにはキャリア信号の山や谷のタイミングで割込みを発生させる機能を有した物もあるため、この機能を用いればより構成を簡単にできる。

前述した異常判定の動作は１／２周期単位で連続的に実施されており、第１スイッチング部３と第２スイッチング部４が交互に動作することで整流電流に発生する時間的に隣り合うリップル電流が常に検出され、電流比較部２３へ出力されている。なお、各Ａ／Ｄ変換部は次にＡ／Ｄ変換するまでＡ／Ｄ変換した各電流値をそれぞれ保持している。電流値Ａと電流値Ｂが入力された電流比較部２３は、これらの電流値の差が予め定めた所定値以内、例えば電流値Ａに対して５％未満の電流値の差であれば正常とし、この電流値の差が５％を以上の場合にハイレベルのパルス信号であるエラー信号を出力する。なお、本実施例では、この電流値Ａと電流値Ｂの差が電流値Ａに占める割合を乖離度と規定している。

異常判定部２０の電流比較部２３は電流値Ａと電流値Ｂと乖離度により判定を行ない、この結果に基づいてエラー信号の出力を行なう。乖離度は電流値Ａの値に対する電流値Ａと電流値Ｂの差の割合であり、予め実験的に求めておいた所定値である。
例えば乖離度を５％と決定していた場合、電流比較部２３は、検出した電流値Ａが１０．４アンペア、電流値Ｂが１０アンペアの場合、乖離度（％）＝（１０．４−１０）／１０．４×１００＝３．８％と算出し、乖離度の５％未満であるため正常と判定してエラー信号をローレベルにして出力する。電流比較部２３は、算出した乖離度が５％以上の場合は異常と判定してエラー信号をハイレベルのパルス信号にして出力する。

予め乖離度を求めるため、ＰＦＣコンバータ１を最悪の条件、例えば最大負荷で最大動作温度で動作させ、この状態においてスイッチング信号のオンデューティを強制的に徐々にアンバランスとしたり、オンデューティを一定にして２つのスイッチング部の電流のピーク位置を１／２周期から強制的に徐々にずらしたりする。そして、各ＩＧＢＴの温度や電流、電圧が定格を超えたり、各駆動回路の動作が設計値を超えたりするなど、故障の発生が予想される限界となった時の電流値Ａと電流値Ｂを測定して乖離度を求める。

例えばこの時の検出した電流値Ａが１５アンペア、電流値Ｂが１４アンペアの場合、乖離度（％）＝（１５−１４）／１５×１００＝６．７％となる。なお、乖離度算出の基準とする電流値は電流値Ａでなく電流値Ｂを使用してもよい。なお、負荷の大きさや動作温度の値の組み合わせ毎に乖離度を決定し、ＰＦＣコンバータ１の実際の運転中において、これらの条件に対応して乖離度を切り換えるようにしてもよい。これにより、より正確に異常／正常を判定できる。
なお、簡易的には上記のように最悪の条件で求めた電流値Ａと電流値Ｂの電流値の差を所定値として決定しておき、この所定値と運転中に検出した電流値Ａと電流値Ｂの差を比較して異常／正常を判断するようにしてもよい。

次にスイッチング動作の各状態における異常判定部２０の動作を説明する。
図４はＰＦＣコンバータ１の正常時の各電流波形を示す説明図である。なお、横軸は時間を縦軸は電流を示している。
図４（Ａ）は各スイッチング信号のオンデューティが７５％の場合を示しており、図４（Ａ）（１）はインダクタ３ａの電流を、図４（Ａ）（２）はインダクタ４ａの電流を、図４（Ａ）（３）は整流電流を、それぞれ示している。なお、ｔ１１〜ｔ１７は時刻である。

図６で説明したキャリア信号の谷で整流電流を検出する方法における検出タイミングは、前述したように各インダクタの電流波形において電流が減少する期間の中央となり、図４（Ａ）（３）に示すように例えば電流比較部２３は、ｔ１１の電流値Ａとｔ１２の電流値Ｂの整流電流を比較する。この場合は電流値Ａと電流値Ｂが同じ値であり電流値Ｂは乖離度５％の範囲内であるため、図示を省略するが電流比較部２３はローレベル（正常）を出力する。

一方、キャリア信号の山で整流電流を検出する方法における検出タイミングは、前述したように各インダクタの電流波形において電流が増加する期間の中央となり、図４（Ａ）（３）に示すように例えば電流比較部２３は、ｔ１３の電流値Ａとｔ１４の電流値Ｂの整流電流を比較する。この場合も電流値Ａと電流値Ｂが同じ値であり電流値Ｂは乖離度５％の範囲内であるため、図示を省略するが電流比較部２３はローレベル（正常）を出力する。

また、図４（Ａ）（３）に示すように、整流電流における各リップル電流のピーク位置は、例えばｔ１５やｔ１６のように各インダクタに流れる電流のピーク位置と同じタイミングであり、インターリーブ方式の特徴であるスイッチング信号の１／２周期だけずれたピーク位置となる。スイッチング動作が正常な場合はこのピーク位置も時間的に等間隔、つまり、ｔ１５〜ｔ１６とｔ１６〜ｔ１７の時間幅は同じとなっている。

図４（Ｂ）は各スイッチング信号のオンデューティが５０％の場合を示しており、図４（Ｂ）（１）はインダクタ３ａの電流を、図４（Ｂ）（２）はインダクタ４ａの電流を、図４（Ｂ）（３）は整流電流を、それぞれ示している。なお、ｔ２１〜ｔ２５は時刻である。

スイッチング信号のオンデューティが５０％の場合は、インダクタ３ａの電流とインダクタ４ａの電流によるリップル電流が互いに打ち消し合って一定の電流値になる。
前述したようにキャリア信号の谷で整流電流を検出する方法における検出タイミングは、各インダクタの電流波形において電流が減少する期間の中央となるはずであるが、オンデューティが５０％の場合は、実際にはリップル電流が発生しない。しかしながら、前述したように検出タイミングは、各検出タイミング生成手段が各スイッチング信号のタイミングから生成するため問題がない。そして、電流比較部２３は、図４（Ｂ）（３）に示すように、例えばｔ２１の電流値Ａとｔ２２の電流値Ｂの各整流電流を比較する。このリップル電流が無い場合であっても電流値Ａと電流値Ｂが同じ値であり電流値Ｂは乖離度５％の範囲内であるため、図示を省略するが電流比較部２３はローレベル（正常）を出力する。

なお、この場合でも整流電流におけるリップル電流のピーク位置は、それぞれのインダクタに流れる電流のピーク位置のタイミングと同じであり、スイッチング動作が正常な場合はこのピーク位置も時間的に等間隔、つまり、ｔ２３〜ｔ２４とｔ２４〜ｔ２５の時間幅は同じとなっている。

図４（Ｃ）はスイッチング信号のオンデューティが７５％で各インダクタンスの値が異なっている場合を示しており、図４（Ｃ）（１）はインダクタ３ａの電流を、図４（Ｃ）（２）はインダクタ４ａの電流を、図４（Ｃ）（３）は整流電流を、それぞれ示している。なお、ｔ３１〜ｔ３５は時刻である。

前述したようにキャリア信号の谷で整流電流を検出する方法における検出タイミングは、各インダクタの電流波形において電流が減少する期間の中央となり、図４（Ｃ）（３）に示すように、例えば電流比較部２３は、ｔ３１の電流値Ａとｔ３２の電流値Ｂの各整流電流を比較する。この場合も電流値Ａと電流値Ｂが同じ値であり電流値Ｂは乖離度５％の範囲内であるため、図示を省略するが電流比較部２３はローレベル（正常）を出力する。
なお、この場合でも整流電流におけるリップル電流のピーク位置は、それぞれのインダクタに流れる電流のピーク位置と同じタイミングであり、スイッチング動作が正常な場合はこのピーク位置も時間的に等間隔、つまり、ｔ３３〜ｔ３４とｔ３４〜ｔ３５の時間幅は同じとなっている。

このように２つのインダクタのインダクタンス値が同じでない場合であってもピーク位置が時間的に等間隔となり、この結果、電流比較部２３は正常と判定している。このため、インダクタンス値のばらつきにより電流比較部２３の判定結果が異なることがない。

図５はＰＦＣコンバータ１の異常時の電流波形を示す説明図である。なお、横軸は時間を示している。
図５（Ａ）はスイッチング信号ａのオンデューティが５０％でスイッチング信号ｂのオンデューティが７５％での場合を示しており、図５（Ａ）（１）はインダクタ３ａの電流を、図５（Ａ）（２）はインダクタ４ａの電流を、図５（Ａ）（３）は整流電流を、図５（Ａ）（４）はエラー信号をそれぞれ示している。なお、ｔ４１〜ｔ４５は時刻である。

前述したようにキャリア信号の谷で整流電流を検出する方法における検出タイミングは、各インダクタの電流波形において電流が減少する期間の中央となり、図５（Ａ）（３）に示すように、例えば電流比較部２３は、ｔ４１の電流値Ａとｔ４２の電流値Ｂの各整流電流を比較する。この場合は電流値Ａと電流値Ｂが異なる値である。電流比較部２３は電流値Ａよりも電流値Ｂが大きいため、電流値Ａに対して乖離度５％増しの値と電流値Ｂを比較する。この場合、電流値Ｂは電流値Ａに対して乖離度の５％増しの電流値Ａの値よりも大きいため、電流比較部２３はハイレベル（異常）のパルス信号を出力する。

なお、この異常の場合は整流電流のピーク位置は、それぞれのインダクタに流れる電流のピーク位置と時間的に異なっている。つまり、ｔ４３〜ｔ４４とｔ４４〜ｔ４５の時間幅は同じでなく各スイッチング動作の周期がアンバランスとなっている。

図５（Ｂ）は各スイッチング信号のオンデューティが７５％で、各インダクタに流れる電流のピーク位置の間隔が正常時の１／２周期でなく、５／３周期となっている場合を示しており、図５（Ｂ）（１）はインダクタ３ａの電流を、図５（Ｂ）（２）はインダクタ４ａの電流を、図５（Ｂ）（３）は整流電流を、図５（Ｂ）（４）はエラー信号をそれぞれ示している。なお、ｔ５１〜ｔ５５は時刻である。

前述したようにキャリア信号の谷で整流電流を検出する方法における検出タイミングは、各インダクタの電流波形において電流が減少する期間の中央となり、図５（Ｂ）（３）に示すように、例えば電流比較部２３は、ｔ５１の電流値Ａとｔ５２の電流値Ｂの各整流電流を比較する。この場合は電流値Ａと電流値Ｂが異なる値である。電流比較部２３は電流値Ａが電流値Ｂよりも大きいため、電流値Ａに対して乖離度の５％減の値と電流値Ｂを比較する。この場合、電流値Ｂは電流値Ａに対して乖離度の５％減の値よりも小さいため、電流比較部２３はハイレベル（異常）のパルス信号を出力する。
なお、この異常の場合は整流電流のピーク位置は、それぞれのインダクタに流れる電流のピーク位置と時間的に異なっている。つまり、ｔ５３〜ｔ５４とｔ５４〜ｔ５５の時間幅は同じでなく各スイッチング動作の周期がアンバランスとなっている。

なお、電流比較部２３はスイッチング信号の１／２周期毎にエラーの判定を行なっており、図５において異常が発生している場合、この判定毎にパルスのエラー信号を出力している。この信号が入力されたコンバータ制御部９は、ノイズと区別するため複数回のエラー信号が入力された時にスイッチング動作を停止させる。この場合、電流値Ａと電流値Ｂは共にゼロとなり、その値は一致しているので電流比較部２３はエラー信号をローレベルにして出力する。このため、コンバータ制御部９は、一旦エラーを認識した後は、ＰＦＣコンバータが再起動されるまでスイッチング動作を停止状態に保持する。なお、別の方法として、電流比較部２３がハイレベルのエラー信号を出力した後このハイレベルを維持し、このエラー信号が入力された時にコンバータ制御部９がスイッチング動作を停止させるようにしてもよい。

以上説明したように、コンバータ制御部９が生成するタイミングに基づいて、整流電流を検出するタイミング信号を簡単に生成できる。また、Ａ／Ｄ変換部２２やＡ／Ｄ変換部２５はコンバータ制御部９内の図示しないマイコンの機能を利用できる。また、電流検出部１０は保護動作のために従来から設けられてるため、本願の機能は全てソフトウェアだけで簡単に実現できる。
また、本実施例では正常／異常の判断を１／２スイッチング周期で常時行なうため、電源周波数の１／２周期で異常を検出する図７で説明した従来の方法よりも迅速に異常を検出でき、素子や部品の破壊を事前に防止することができる。

このため、インターリ−ブ方式のＰＦＣコンバータ１において、整流器２の整流電流（入力電流）を監視することにより第１スイッチング部３、第２スイッチング部４やこれを駆動する駆動回路１３、駆動回路１４の異常を簡単な構成で迅速に検出することができる。

なお、本実施例では入力電流として整流器２の整流電流を用いているが、これに限るものでなく、整流器２に入力される電流を整流電流の代わりに用いてもよい。

１ ＰＦＣコンバータ
２ 整流器
３ 第１スイッチング部
３ａ インダクタ
３ｂ ダイオード
３ｃ ＩＧＢＴ
３ｅ 入力端
３ｆ 出力端
３ｇ 共通端
３ｈ 信号入力端
４ 第２スイッチング部
４ａ インダクタ
４ｂ ダイオード
４ｃ ＩＧＢＴ
４ｅ 入力端
４ｆ 出力端
４ｇ 共通端
４ｈ 信号入力端
６ ＤＣ電圧検出部
７ 平滑コンデンサ
８ 整流電圧検出部
９ コンバータ制御部
１０ 電流検出部
１１ａ 出力端
１１ｂ 出力端
１３ 駆動回路
１４ 駆動回路
１５ａ 入力端
１５ｂ 入力端
２０ 異常判定部（異常判定手段）
２１ 検出タイミング生成部（第１検出タイミング生成手段）
２２ Ａ／Ｄ変換部（第１Ａ／Ｄ変換手段）
２３ 電流比較部（電流比較手段）
２４ 検出タイミング生成部（第２検出タイミング生成手段）
２５ Ａ／Ｄ変換部（第２Ａ／Ｄ変換手段）

Claims (1)

1. 交流電源を入力して整流する整流器と、平滑コンデンサと、入力端と出力端と共通端とを備えた２つのスイッチング部と、前記整流器で整流された電流を検出して整流電流として出力する電流検出部と、ＰＷＭ変調した第１スイッチング信号で一方の前記スイッチング部を駆動すると共にＰＷＭ変調した第２スイッチング信号で他方の前記スイッチング部を駆動するインターリーブ方式で動作する制御部とを備え、
   前記整流器の正極に前記２つのスイッチング部のそれぞれの入力端が、前記整流器の負極に前記２つのスイッチング部のそれぞれの共通端と前記平滑コンデンサの負極端とが、前記２つのスイッチング部のそれぞれの出力端に前記平滑コンデンサの正極端がそれぞれ接続された直流電源装置であって、
   前記直流電源装置は、前記２つのスイッチング部のそれぞれのスイッチング動作で発生する前記整流電流に含まれるそれぞれのリップル電流の大きさを比較する異常判定手段を備え、
   前記異常判定手段は、
   前記第１スイッチング信号のハイレベル期間の中央で検出した前記整流電流のリップル電流値と前記第２スイッチング信号のハイレベル期間の中央で検出した前記整流電流のリップル電流値とが予め定めた所定値以上乖離した場合、もしくは、前記第１スイッチング信号のローレベル期間の中央で検出した前記整流電流のリップル電流値と前記第２スイッチング信号のローレベル期間の中央で検出した前記整流電流のリップル電流値とが前記所定値以上乖離した場合、のいずれかの場合にスイッチング動作の異常を示すエラー信号を前記制御部へ出力することを特徴とする直流電源装置。

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