JP2017077043A - 直流電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】インターリ−ブ方式のコンバータにおいて、スイッチング部やこれを駆動する駆動回路の異常を簡単な構成で迅速に検出する。
【解決手段】直流電源装置1は、2つのスイッチング部3、4のスイッチング動作で発生する時間的に隣接した2つの整流電流のリップル電流の大きさを比較する異常判定部20を備え、異常判定部20は、それぞれのスイッチング信号のハイレベル期間の中央で整流電流の電流値を検出、又はそれぞれのスイッチング信号のローレベル期間の中央で整流電流の電流値を検出し、ハイレベルの期間でそれぞれ検出した電流値が異なる、もしくは、ローレベルの期間でそれぞれ検出した電流値が異なる場合にエラー信号を制御部9へ出力する。
【選択図】図1
【解決手段】直流電源装置1は、2つのスイッチング部3、4のスイッチング動作で発生する時間的に隣接した2つの整流電流のリップル電流の大きさを比較する異常判定部20を備え、異常判定部20は、それぞれのスイッチング信号のハイレベル期間の中央で整流電流の電流値を検出、又はそれぞれのスイッチング信号のローレベル期間の中央で整流電流の電流値を検出し、ハイレベルの期間でそれぞれ検出した電流値が異なる、もしくは、ローレベルの期間でそれぞれ検出した電流値が異なる場合にエラー信号を制御部9へ出力する。
【選択図】図1
Description
本発明は、直流電源装置に係わり、より詳細にはインターリ−ブ方式のコンバータに備えられた2つのスイッチング回路の異常を検知する構成に関する。
従来、インターリ−ブ方式のコンバータに備えられた2つのスイッチング回路の異常を検出するものとして、図7のブロック図に示す特許文献1のコンバータ装置100が開示されている。
このコンバータ装置100は、交流電源104が接続される入力端103aと入力端103bと、直流電圧が出力される出力端111aと出力端111bと、入力端103aと入力端103bに接続された交流電源104を整流する整流器105と、出力端111aと出力端111bの間に接続された平滑コンデンサ112と、整流器105の正出力端と出力端111aの間に直列に接続されたスイッチング部110aと、スイッチング部110aと並列に接続されたスイッチング部110bを備えている。
このコンバータ装置100は、交流電源104が接続される入力端103aと入力端103bと、直流電圧が出力される出力端111aと出力端111bと、入力端103aと入力端103bに接続された交流電源104を整流する整流器105と、出力端111aと出力端111bの間に接続された平滑コンデンサ112と、整流器105の正出力端と出力端111aの間に直列に接続されたスイッチング部110aと、スイッチング部110aと並列に接続されたスイッチング部110bを備えている。
また、コンバータ装置100は、スイッチング部110aを駆動する信号を出力する駆動回路108と、スイッチング部110bを駆動する信号を出力する駆動回路109と、PWM変調した2種類のスイッチング信号を駆動回路108と駆動回路109へそれぞれ個別に出力するコンバータ制御部115と、AC電流を検出する入力電流検出部127と、AC電圧のゼロクロスタイミングを検出するゼロクロス検出部117を備えている。
一方、スイッチング部110aは、インダクタ106aと、ダイオード107aと、IGBT108aを備えている。このIGBT108aのゲート端子は駆動回路108の出力端に接続されている。同様にスイッチング部110bは、インダクタ106bと、ダイオード107bと、IGBT108bを備えている。このIGBT108bのゲート端子は駆動回路109の出力端に接続されている。
コンバータ制御部115は、ゼロクロス検出部117から出力されるゼロクロス信号と、入力電流検出部127から出力される電流信号がそれぞれ入力され、出力端111aと出力端111bとの間の電圧(PFCコンバータの出力電圧)がコンバータ制御部115の出力電圧の目標電圧になるように、また、力率を改善するように各スイッチング信号をPWM制御により生成してそれぞれの駆動回路へ出力する。
一方、コンバータ制御部115は、各スイッチング部や各駆動回路が正常に動作しているか常に確認しており、異常になった場合は各スイッチング部の動作を停止するようになっている。このため、コンバータ制御部115は、入力電流検出部127で検出した電流の波形データと、予め記憶している正常時の標準電流波形データをパターンマッチング方式で比較し、パターンがマッチングしない場合を異常としている。
例えば、各スイッチング部内の部品が焼損したり、各駆動回路内の部品不良により各スイッチング部に入力されるスイッチング信号のオンデューティ幅が異なったりした場合、入力電流検出部127で検出した電流の波形が正常時の標準電流波形と異なるため、コンバータ制御部115はこの違いを検出することで異常を検出している。
しかしながら、この方式は交流電源の少なくとも1/2周期のサンプリングの後、検出した整流電流の波形と標準電流波形を比較するため最低でも8mS以上必要であり、正常/異常の判定を待つ間に部品が破損するおそれがあった。
また、パターンマッチングを常時実行するためには処理スピードの早い高性能なマイコンを採用する必要があり、また、その制御も複雑であるためコンバータ装置が高価になる問題があった。
また、パターンマッチングを常時実行するためには処理スピードの早い高性能なマイコンを採用する必要があり、また、その制御も複雑であるためコンバータ装置が高価になる問題があった。
本発明は以上述べた問題点を解決し、インターリ−ブ方式のコンバータにおいて、スイッチング部やこれを駆動する駆動回路の異常を簡単な構成で迅速に検出することを目的とする。
本発明は上述の課題を解決するため、本発明の請求項1に記載の発明は、交流電源を入力して整流する整流器と、平滑コンデンサと、入力端と出力端と共通端とを備えた2つのスイッチング部と、前記整流器で整流された電流を検出して整流電流として出力する電流検出部と、PWM変調した第1スイッチング信号で一方の前記スイッチング部を駆動すると共にPWM変調した第2スイッチング信号で他方の前記スイッチング部を駆動するインターリーブ方式で動作する制御部とを備え、
前記整流器の正極に前記2つのスイッチング部のそれぞれの入力端が、前記整流器の負極に前記2つのスイッチング部のそれぞれの共通端と前記平滑コンデンサの負極端とが、前記2つのスイッチング部のそれぞれの出力端に前記平滑コンデンサの正極端がそれぞれ接続された直流電源装置であって、
前記直流電源装置は、前記2つのスイッチング部のそれぞれのスイッチング動作で発生する前記整流電流に含まれるそれぞれのリップル電流の大きさを比較する異常判定手段を備え、
前記異常判定手段は、
前記第1スイッチング信号のハイレベル期間の中央で検出した前記整流電流のリップル電流値と前記第2スイッチング信号のハイレベル期間の中央で検出した前記整流電流のリップル電流値とが予め定めた所定値以上乖離した場合、もしくは、前記第1スイッチング信号のローレベル期間の中央で検出した前記整流電流のリップル電流値と前記第2スイッチング信号のローレベル期間の中央で検出した前記整流電流のリップル電流値とが前記所定値以上乖離した場合、のいずれかの場合にスイッチング動作の異常を示すエラー信号を前記制御部へ出力する
前記整流器の正極に前記2つのスイッチング部のそれぞれの入力端が、前記整流器の負極に前記2つのスイッチング部のそれぞれの共通端と前記平滑コンデンサの負極端とが、前記2つのスイッチング部のそれぞれの出力端に前記平滑コンデンサの正極端がそれぞれ接続された直流電源装置であって、
前記直流電源装置は、前記2つのスイッチング部のそれぞれのスイッチング動作で発生する前記整流電流に含まれるそれぞれのリップル電流の大きさを比較する異常判定手段を備え、
前記異常判定手段は、
前記第1スイッチング信号のハイレベル期間の中央で検出した前記整流電流のリップル電流値と前記第2スイッチング信号のハイレベル期間の中央で検出した前記整流電流のリップル電流値とが予め定めた所定値以上乖離した場合、もしくは、前記第1スイッチング信号のローレベル期間の中央で検出した前記整流電流のリップル電流値と前記第2スイッチング信号のローレベル期間の中央で検出した前記整流電流のリップル電流値とが前記所定値以上乖離した場合、のいずれかの場合にスイッチング動作の異常を示すエラー信号を前記制御部へ出力する
以上の手段を用いることにより、本発明による直流電源装置によれば、請求項1に係わる発明は、インターリ−ブ方式のコンバータにおいて、入力電流を監視することによりスイッチング部やこれを駆動する駆動回路の異常を簡単な構成で迅速に検出することができる。
以下、本発明の実施の形態を、添付図面に基づいた実施例として詳細に説明する。
図1は本発明による直流電源装置であるインターリ−ブ方式のPFCコンバータ1(電流連続モードで動作)の実施例を示すブロック図である。このPFCコンバータ1は、図示しない交流電源が接続される入力端15aと入力端15bと、直流電圧が出力される出力端11aと出力端11bと、入力端15aと入力端15bにそれぞれ接続された交流電源を整流する整流器2と、出力端11aと出力端11bの間に接続された平滑コンデンサ7と、入力端3eと信号入力端3hと出力端3fと共通端3gを備えた第1スイッチング部3と、入力端4eと信号入力端4hと出力端4fと共通端4gとを備えた第2スイッチング部4を備えている。
また、PFCコンバータ1は、整流器2で整流された電圧を検出して整流電圧信号として出力する整流電圧検出部8と、平滑コンデンサ7の両端電圧を検出してDC電圧信号として出力するDC電圧検出部6と、第1スイッチング部3を駆動するスイッチング信号Aを出力する駆動回路13と、第2スイッチング部4を駆動するスイッチング信号Bを出力する駆動回路14と、PWM変調したスイッチング信号a(第1スイッチング信号)を駆動回路13へ、また、PWM変調したスイッチング信号b(第2スイッチング信号)を駆動回路14へそれぞれ出力するコンバータ制御部9と、整流器2で整流された電流を検出して整流電流信号として出力する電流検出部10と、各駆動回路と各スイッチング部の異常を判定してエラー信号をコンバータ制御部9へ出力する異常判定部20を備えている。
そして、整流器2の正極に第1スイッチング部3の入力端3eと第2スイッチング部4の入力端4eが、整流器2の負極に第1スイッチング部3の共通端3gと第2スイッチング部4の共通端4gと平滑コンデンサ7の負極端がそれぞれ接続されている。また、第1スイッチング部3の出力端3fとスイッチング4の出力端4fに平滑コンデンサ7の正極端が、駆動回路13の出力に第1スイッチング部3の信号入力端3hが、駆動回路14の出力に第2スイッチング部4の信号入力端4hがそれぞれ接続されている。このように、2つの第1スイッチング部3と第2スイッチング部4は並列に接続されている。
一方、第1スイッチング部3は、入力端3eに一端が接続されたインダクタ3aと、同インダクタ3aの他端がアノード端子に接続されカソード端子が出力端3fに接続されたダイオード3bと、インダクタ3aの他端と共通端3gとの間に接続され、入力されたスイッチング信号Aによりオン/オフするスイッチング素子であるIGBT3cを備えている。このIGBT3cのコレクタ端子はインダクタ3aの他端に接続され、また、エミッタ端子は共通端3gに接続され、ゲート端子は信号入力端3hに接続されている。
同様に、第2スイッチング部4は、入力端4eに一端が接続されたインダクタ4aと、同インダクタ4aの他端がアノード端子に接続されカソード端子が出力端4fに接続されたダイオード4bと、インダクタ4aの他端と共通端4gとの間に接続され、入力されたスイッチング信号Bによりオン/オフするスイッチング素子であるIGBT4cを備えている。このIGBT4cのコレクタ端子はインダクタ4aの他端に接続され、また、エミッタ端子は共通端4gに接続され、ゲート端子は信号入力端4hに接続されている。
コンバータ制御部9は、整流電圧検出部8から出力される整流電圧信号と、電流検出部10から出力される整流電流信号と、DC電圧検出部6から出力されるDC電圧信号がそれぞれ入力され、出力端11aと出力端11bとの間のDC電圧(PFCコンバータの出力電圧)がコンバータ制御部9の出力電圧の目標電圧になるように、また、入力電流の代わりに使用する整流電流と整流電圧とに基づいて力率を改善するようにスイッチング信号aとスイッチング信号bをPWM制御により生成してそれぞれの駆動回路へ個別に出力する。なお各スイッチング信号はハイレベルで各IGBTがオン、ローレベルでオフとなる。
駆動回路13は入力されたスイッチング信号aをIGBT3cのゲート端子を駆動するスイッチング信号Aに変換して第1スイッチング部3の信号入力端3hへ出力する。また、駆動回路14は入力されたスイッチング信号bをIGBT4cのゲート端子を駆動するスイッチング信号Bに変換して第2スイッチング部4の信号入力端4hへ出力する。
さらにPFCコンバータ1は、スイッチング信号aとスイッチング信号bと整流電流信号が入力され、整流電流信号に基づいて、各スイッチング部と各駆動回路の異常を検出し、エラー信号としてコンバータ制御部9へ出力する異常判定部(異常判定手段)20を備えている。異常判定部20は入力された各スイッチング信号に対応する整流電流信号のリップル電流大きさで異常を検出するため、各スイッチング信号が入力される各駆動回路と、この各駆動回路で駆動される各スイッチング部の両方の異常を検出することができる。この異常検出動作については後で詳細に説明する。
図2は本発明による異常判定部20の実施例を示すブロック図である。
異常判定部20は、スイッチング信号aが入力され、この信号に基づいて整流電流信号をサンプリングするためのタイミング信号A(パルス信号)を出力する検出タイミング生成部(第1検出タイミング生成手段)21と、タイミング信号Aの入力タイミングで整流電流信号をA/D変換して電流値Aとして出力するA/D変換部(第1A/D変換手段)22とを備えている。
異常判定部20は、スイッチング信号aが入力され、この信号に基づいて整流電流信号をサンプリングするためのタイミング信号A(パルス信号)を出力する検出タイミング生成部(第1検出タイミング生成手段)21と、タイミング信号Aの入力タイミングで整流電流信号をA/D変換して電流値Aとして出力するA/D変換部(第1A/D変換手段)22とを備えている。
また、異常判定部20は、スイッチング信号bが入力され、この信号に基づいて整流電流信号をサンプリングするタイミング信号B(パルス信号)を出力する検出タイミング生成部(第2検出タイミング生成手段)24と、タイミング信号Bの入力タイミングで整流電流信号をA/D変換して電流値Bとして出力するA/D変換部(第2A/D変換手段)25とを備えている。
さらに異常判定部20は、電流値Aと電流値Bが入力され、これらの値が予め定めた所定値以上に乖離した時、ハイレベルのエラー信号をコンバータ制御部9へ出力する電流比較部(電流比較手段)23を備えている。なお、ハイレベルのエラー信号が入力されたコンバータ制御部9は、スイッチング信号aとスイッチング信号bの出力をローレベルにして、IGBT3cとIGBT4cを共にオフにしてコンバータの機能を停止させる。異常判定部20の動作については後で詳細に説明する。
図3は整流電圧と各インダクタに流れる電流と整流された電流を示す説明図であり、横軸は時間を示している。図3(1)は整流器2で整流された整流電圧、図3(2)はインダクタ3aに流れる電流、図3(3)はインダクタ4aに流れる電流、図3(4)は整流器2で整流された整流電流をそれぞれ示している。
PFCコンバータ1は電流連続モードで動作しており、コンバータ制御部9は、図3(2)と図3(3)に示すように整流電圧の瞬時電圧が大きくなるに従って各インダクタに流れる電流を大きくし、かつ、インダクタ3aに流れる電流とインダクタ4aに流れる電流がスイッチング周期の1/2周期ずれるように各インダクタの電流を連続的にスイッチング制御する。このため、整流電流は図3(4)に示すように、インターリーブ方式によって2つのスイッチング部の各インダクタに流れる電流の合計となり、この合計電流ではスイッチング制御した時のリップル電流が交互に現れた波形になる。
図6は異常判定部20の動作を説明する説明図である。図6の横軸は時間を、縦軸は図6(1)がインダクタ3aの電流を、図6(2)がスイッチング信号aを、図6(3)がコンバータ制御部9の内部でスイッチング信号aのデューティーを決定するためのキャリア信号を、図6(4)が検出タイミング生成部21の図示しない内部タイマーの動作を、図6(5)が検出タイミング生成部21が出力するタイミング信号Aを、図6(6)が整流電流をそれぞれ示している。なお、t1〜t9は時刻である。
本発明では2つのスイッチング部とその駆動回路が同じ回路で同じ定数を用いるため、整流電流のリップル電流が本来は同じ値になるべきである。しかしながら、いずれかの回路に故障が発生したとき、この故障によってそれぞれのスイッチング制御で発生する整流電流のリップル電流に差異が発生することに着目して、この差異が発生した時を各スイッチング部か各駆動回路に部品故障による異常が発生したとしている。
このため、検出タイミング生成部21は整流電流のリップル電流をA/D変換するタイミングを生成している。このタイミング生成には2つの方法がある。
1つ目は図6(3)に示すキャリア信号が谷となった時をA/D変換するタイミングとする方法であり、本実施例ではこれを採用している。2つ目は図6(3)に示すキャリア信号が山となった時をA/D変換するタイミングとする方法である。
1つ目は図6(3)に示すキャリア信号が谷となった時をA/D変換するタイミングとする方法であり、本実施例ではこれを採用している。2つ目は図6(3)に示すキャリア信号が山となった時をA/D変換するタイミングとする方法である。
なお、コンバータ制御部9はスイッチング周波数を10KHz(キロヘルツ)で制御し、2つのスイッチング信号の周期を100μS(マイクロセカンド)とする。従って図6(3)のキャリア信号の周期は100μSである。また、図6(3)のデューティー生成用の閾値は、2つのスイッチング信号のオンデューティを決定する閾値であり、コンバータ制御部9は、内部の目標電圧(目標とする出力端11aと11bの間の電圧)よりも実際に検出されたDC電圧が低いほどデューティー生成用の閾値を低く、つまり、オンデューティを広くし、内部の目標電圧よりも実際に検出されたDC電圧が高いほどデューティー生成用の閾値を高くする。この制御を繰り返すことにより、コンバータ制御部9は出力端11aと11bの間の電圧が目標電圧となるように制御する。
まず最初に、キャリア信号が谷となった時をA/D変換のタイミングとする方法を説明する。図6(2)に示すようにスイッチング信号aがオンデューティ75%となっている場合、t2〜t3のオンデューティの時間は75μSであり、t3〜t5オフの期間は残りの25μSとなる。なお、このオフ期間は図6(1)に示すようにインダクタ3aの電流が減少する期間と同じである。そして、前述したようにキャリア信号とデューティー生成用の閾値との関係から、キャリア信号の谷はスイッチング信号aのオフ期間の中央に存在することになる。なお、このオフ期間の中央はインダクタ3aの電流が減少する期間の中央となる。
このスイッチング信号aのオフ期間の中央のタイミングを求めるため、検出タイミング生成部21はスイッチング信号aがハイレベルからローレベルに変化するタイミングを検出し、図6(4)に示すようにオフ期間の中央=(100μS−75μS)/2=12.5μSを算出し、この算出された12.5μSを計時する内部タイマーを起動する。そして、検出タイミング生成部21はこの12.5μSの時間が経過した時、図6(5)の実線に示すように例えばt4でハイレベルのタイミング信号Aのパルス信号を出力する。
このタイミング信号Aが入力されたA/D変換部22は図6(6)に示すように、この時の整流電流をA/D変換し、t4における電流値Aとして出力する。一方、図示しないが、スイッチング信号aに対して1/2周期遅れているスイッチング信号bが入力される検出タイミング生成部24は、前述した検出タイミング生成部21の動作と同様に、スイッチング信号bがハイレベルからローレベルに変化するタイミングを検出し、オフの期間の中央=12.5μSを算出し、この算出された12.5μSを計時する内部タイマーを起動する。そして、検出タイミング生成部24はこの12.5μSの時間が経過した時、図6(5)の破線に示すようにt6でハイレベルのタイミング信号Bのパルス信号を出力する。このタイミング信号Bが入力されたA/D変換部25は図6(6)に示すように、t6の整流電流をA/D変換し、電流値Bとして出力する。
次にキャリア信号が山となった時をA/D変換のタイミングとする方法を説明する。基本的な考え方はキャリア信号が谷となった時と同じである。図示しない異常判定部は例えばオンデューティが75%(75μS)の時、その75μSの半分の時間である37.5μSを算出し、例えば図6(2)に示すようにt7のスイッチング信号の立ち上がりから、この算出時間経過後にt8の整流電流をA/D変換して電流値Aを求める。そして、この電流値Aと同様にして求めたt9の電流値Bを比較して異常の判定を行なう。
なお、説明を簡単にするため、図2の異常判定部20はA/D変換部を2つ備えているが、これに限るものでなく、1つのA/D変換部を切り換えて用いてもよい。また、検出タイミング生成部はキャリア信号の谷を検出するためタイマーを用いているが、これに限るものでなく、PWM信号を生成できるマイコンにはキャリア信号の山や谷のタイミングで割込みを発生させる機能を有した物もあるため、この機能を用いればより構成を簡単にできる。
前述した異常判定の動作は1/2周期単位で連続的に実施されており、第1スイッチング部3と第2スイッチング部4が交互に動作することで整流電流に発生する時間的に隣り合うリップル電流が常に検出され、電流比較部23へ出力されている。なお、各A/D変換部は次にA/D変換するまでA/D変換した各電流値をそれぞれ保持している。電流値Aと電流値Bが入力された電流比較部23は、これらの電流値の差が予め定めた所定値以内、例えば電流値Aに対して5%未満の電流値の差であれば正常とし、この電流値の差が5%を以上の場合にハイレベルのパルス信号であるエラー信号を出力する。なお、本実施例では、この電流値Aと電流値Bの差が電流値Aに占める割合を乖離度と規定している。
異常判定部20の電流比較部23は電流値Aと電流値Bと乖離度により判定を行ない、この結果に基づいてエラー信号の出力を行なう。乖離度は電流値Aの値に対する電流値Aと電流値Bの差の割合であり、予め実験的に求めておいた所定値である。
例えば乖離度を5%と決定していた場合、電流比較部23は、検出した電流値Aが10.4アンペア、電流値Bが10アンペアの場合、乖離度(%)=(10.4−10)/10.4×100=3.8%と算出し、乖離度の5%未満であるため正常と判定してエラー信号をローレベルにして出力する。電流比較部23は、算出した乖離度が5%以上の場合は異常と判定してエラー信号をハイレベルのパルス信号にして出力する。
例えば乖離度を5%と決定していた場合、電流比較部23は、検出した電流値Aが10.4アンペア、電流値Bが10アンペアの場合、乖離度(%)=(10.4−10)/10.4×100=3.8%と算出し、乖離度の5%未満であるため正常と判定してエラー信号をローレベルにして出力する。電流比較部23は、算出した乖離度が5%以上の場合は異常と判定してエラー信号をハイレベルのパルス信号にして出力する。
予め乖離度を求めるため、PFCコンバータ1を最悪の条件、例えば最大負荷で最大動作温度で動作させ、この状態においてスイッチング信号のオンデューティを強制的に徐々にアンバランスとしたり、オンデューティを一定にして2つのスイッチング部の電流のピーク位置を1/2周期から強制的に徐々にずらしたりする。そして、各IGBTの温度や電流、電圧が定格を超えたり、各駆動回路の動作が設計値を超えたりするなど、故障の発生が予想される限界となった時の電流値Aと電流値Bを測定して乖離度を求める。
例えばこの時の検出した電流値Aが15アンペア、電流値Bが14アンペアの場合、乖離度(%)=(15−14)/15×100=6.7%となる。なお、乖離度算出の基準とする電流値は電流値Aでなく電流値Bを使用してもよい。なお、負荷の大きさや動作温度の値の組み合わせ毎に乖離度を決定し、PFCコンバータ1の実際の運転中において、これらの条件に対応して乖離度を切り換えるようにしてもよい。これにより、より正確に異常/正常を判定できる。
なお、簡易的には上記のように最悪の条件で求めた電流値Aと電流値Bの電流値の差を所定値として決定しておき、この所定値と運転中に検出した電流値Aと電流値Bの差を比較して異常/正常を判断するようにしてもよい。
なお、簡易的には上記のように最悪の条件で求めた電流値Aと電流値Bの電流値の差を所定値として決定しておき、この所定値と運転中に検出した電流値Aと電流値Bの差を比較して異常/正常を判断するようにしてもよい。
次にスイッチング動作の各状態における異常判定部20の動作を説明する。
図4はPFCコンバータ1の正常時の各電流波形を示す説明図である。なお、横軸は時間を縦軸は電流を示している。
図4(A)は各スイッチング信号のオンデューティが75%の場合を示しており、図4(A)(1)はインダクタ3aの電流を、図4(A)(2)はインダクタ4aの電流を、図4(A)(3)は整流電流を、それぞれ示している。なお、t11〜t17は時刻である。
図4はPFCコンバータ1の正常時の各電流波形を示す説明図である。なお、横軸は時間を縦軸は電流を示している。
図4(A)は各スイッチング信号のオンデューティが75%の場合を示しており、図4(A)(1)はインダクタ3aの電流を、図4(A)(2)はインダクタ4aの電流を、図4(A)(3)は整流電流を、それぞれ示している。なお、t11〜t17は時刻である。
図6で説明したキャリア信号の谷で整流電流を検出する方法における検出タイミングは、前述したように各インダクタの電流波形において電流が減少する期間の中央となり、図4(A)(3)に示すように例えば電流比較部23は、t11の電流値Aとt12の電流値Bの整流電流を比較する。この場合は電流値Aと電流値Bが同じ値であり電流値Bは乖離度5%の範囲内であるため、図示を省略するが電流比較部23はローレベル(正常)を出力する。
一方、キャリア信号の山で整流電流を検出する方法における検出タイミングは、前述したように各インダクタの電流波形において電流が増加する期間の中央となり、図4(A)(3)に示すように例えば電流比較部23は、t13の電流値Aとt14の電流値Bの整流電流を比較する。この場合も電流値Aと電流値Bが同じ値であり電流値Bは乖離度5%の範囲内であるため、図示を省略するが電流比較部23はローレベル(正常)を出力する。
また、図4(A)(3)に示すように、整流電流における各リップル電流のピーク位置は、例えばt15やt16のように各インダクタに流れる電流のピーク位置と同じタイミングであり、インターリーブ方式の特徴であるスイッチング信号の1/2周期だけずれたピーク位置となる。スイッチング動作が正常な場合はこのピーク位置も時間的に等間隔、つまり、t15〜t16とt16〜t17の時間幅は同じとなっている。
図4(B)は各スイッチング信号のオンデューティが50%の場合を示しており、図4(B)(1)はインダクタ3aの電流を、図4(B)(2)はインダクタ4aの電流を、図4(B)(3)は整流電流を、それぞれ示している。なお、t21〜t25は時刻である。
スイッチング信号のオンデューティが50%の場合は、インダクタ3aの電流とインダクタ4aの電流によるリップル電流が互いに打ち消し合って一定の電流値になる。
前述したようにキャリア信号の谷で整流電流を検出する方法における検出タイミングは、各インダクタの電流波形において電流が減少する期間の中央となるはずであるが、オンデューティが50%の場合は、実際にはリップル電流が発生しない。しかしながら、前述したように検出タイミングは、各検出タイミング生成手段が各スイッチング信号のタイミングから生成するため問題がない。そして、電流比較部23は、図4(B)(3)に示すように、例えばt21の電流値Aとt22の電流値Bの各整流電流を比較する。このリップル電流が無い場合であっても電流値Aと電流値Bが同じ値であり電流値Bは乖離度5%の範囲内であるため、図示を省略するが電流比較部23はローレベル(正常)を出力する。
前述したようにキャリア信号の谷で整流電流を検出する方法における検出タイミングは、各インダクタの電流波形において電流が減少する期間の中央となるはずであるが、オンデューティが50%の場合は、実際にはリップル電流が発生しない。しかしながら、前述したように検出タイミングは、各検出タイミング生成手段が各スイッチング信号のタイミングから生成するため問題がない。そして、電流比較部23は、図4(B)(3)に示すように、例えばt21の電流値Aとt22の電流値Bの各整流電流を比較する。このリップル電流が無い場合であっても電流値Aと電流値Bが同じ値であり電流値Bは乖離度5%の範囲内であるため、図示を省略するが電流比較部23はローレベル(正常)を出力する。
なお、この場合でも整流電流におけるリップル電流のピーク位置は、それぞれのインダクタに流れる電流のピーク位置のタイミングと同じであり、スイッチング動作が正常な場合はこのピーク位置も時間的に等間隔、つまり、t23〜t24とt24〜t25の時間幅は同じとなっている。
図4(C)はスイッチング信号のオンデューティが75%で各インダクタンスの値が異なっている場合を示しており、図4(C)(1)はインダクタ3aの電流を、図4(C)(2)はインダクタ4aの電流を、図4(C)(3)は整流電流を、それぞれ示している。なお、t31〜t35は時刻である。
前述したようにキャリア信号の谷で整流電流を検出する方法における検出タイミングは、各インダクタの電流波形において電流が減少する期間の中央となり、図4(C)(3)に示すように、例えば電流比較部23は、t31の電流値Aとt32の電流値Bの各整流電流を比較する。この場合も電流値Aと電流値Bが同じ値であり電流値Bは乖離度5%の範囲内であるため、図示を省略するが電流比較部23はローレベル(正常)を出力する。
なお、この場合でも整流電流におけるリップル電流のピーク位置は、それぞれのインダクタに流れる電流のピーク位置と同じタイミングであり、スイッチング動作が正常な場合はこのピーク位置も時間的に等間隔、つまり、t33〜t34とt34〜t35の時間幅は同じとなっている。
なお、この場合でも整流電流におけるリップル電流のピーク位置は、それぞれのインダクタに流れる電流のピーク位置と同じタイミングであり、スイッチング動作が正常な場合はこのピーク位置も時間的に等間隔、つまり、t33〜t34とt34〜t35の時間幅は同じとなっている。
このように2つのインダクタのインダクタンス値が同じでない場合であってもピーク位置が時間的に等間隔となり、この結果、電流比較部23は正常と判定している。このため、インダクタンス値のばらつきにより電流比較部23の判定結果が異なることがない。
図5はPFCコンバータ1の異常時の電流波形を示す説明図である。なお、横軸は時間を示している。
図5(A)はスイッチング信号aのオンデューティが50%でスイッチング信号bのオンデューティが75%での場合を示しており、図5(A)(1)はインダクタ3aの電流を、図5(A)(2)はインダクタ4aの電流を、図5(A)(3)は整流電流を、図5(A)(4)はエラー信号をそれぞれ示している。なお、t41〜t45は時刻である。
図5(A)はスイッチング信号aのオンデューティが50%でスイッチング信号bのオンデューティが75%での場合を示しており、図5(A)(1)はインダクタ3aの電流を、図5(A)(2)はインダクタ4aの電流を、図5(A)(3)は整流電流を、図5(A)(4)はエラー信号をそれぞれ示している。なお、t41〜t45は時刻である。
前述したようにキャリア信号の谷で整流電流を検出する方法における検出タイミングは、各インダクタの電流波形において電流が減少する期間の中央となり、図5(A)(3)に示すように、例えば電流比較部23は、t41の電流値Aとt42の電流値Bの各整流電流を比較する。この場合は電流値Aと電流値Bが異なる値である。電流比較部23は電流値Aよりも電流値Bが大きいため、電流値Aに対して乖離度5%増しの値と電流値Bを比較する。この場合、電流値Bは電流値Aに対して乖離度の5%増しの電流値Aの値よりも大きいため、電流比較部23はハイレベル(異常)のパルス信号を出力する。
なお、この異常の場合は整流電流のピーク位置は、それぞれのインダクタに流れる電流のピーク位置と時間的に異なっている。つまり、t43〜t44とt44〜t45の時間幅は同じでなく各スイッチング動作の周期がアンバランスとなっている。
図5(B)は各スイッチング信号のオンデューティが75%で、各インダクタに流れる電流のピーク位置の間隔が正常時の1/2周期でなく、5/3周期となっている場合を示しており、図5(B)(1)はインダクタ3aの電流を、図5(B)(2)はインダクタ4aの電流を、図5(B)(3)は整流電流を、図5(B)(4)はエラー信号をそれぞれ示している。なお、t51〜t55は時刻である。
前述したようにキャリア信号の谷で整流電流を検出する方法における検出タイミングは、各インダクタの電流波形において電流が減少する期間の中央となり、図5(B)(3)に示すように、例えば電流比較部23は、t51の電流値Aとt52の電流値Bの各整流電流を比較する。この場合は電流値Aと電流値Bが異なる値である。電流比較部23は電流値Aが電流値Bよりも大きいため、電流値Aに対して乖離度の5%減の値と電流値Bを比較する。この場合、電流値Bは電流値Aに対して乖離度の5%減の値よりも小さいため、電流比較部23はハイレベル(異常)のパルス信号を出力する。
なお、この異常の場合は整流電流のピーク位置は、それぞれのインダクタに流れる電流のピーク位置と時間的に異なっている。つまり、t53〜t54とt54〜t55の時間幅は同じでなく各スイッチング動作の周期がアンバランスとなっている。
なお、この異常の場合は整流電流のピーク位置は、それぞれのインダクタに流れる電流のピーク位置と時間的に異なっている。つまり、t53〜t54とt54〜t55の時間幅は同じでなく各スイッチング動作の周期がアンバランスとなっている。
なお、電流比較部23はスイッチング信号の1/2周期毎にエラーの判定を行なっており、図5において異常が発生している場合、この判定毎にパルスのエラー信号を出力している。この信号が入力されたコンバータ制御部9は、ノイズと区別するため複数回のエラー信号が入力された時にスイッチング動作を停止させる。この場合、電流値Aと電流値Bは共にゼロとなり、その値は一致しているので電流比較部23はエラー信号をローレベルにして出力する。このため、コンバータ制御部9は、一旦エラーを認識した後は、PFCコンバータが再起動されるまでスイッチング動作を停止状態に保持する。なお、別の方法として、電流比較部23がハイレベルのエラー信号を出力した後このハイレベルを維持し、このエラー信号が入力された時にコンバータ制御部9がスイッチング動作を停止させるようにしてもよい。
以上説明したように、コンバータ制御部9が生成するタイミングに基づいて、整流電流を検出するタイミング信号を簡単に生成できる。また、A/D変換部22やA/D変換部25はコンバータ制御部9内の図示しないマイコンの機能を利用できる。また、電流検出部10は保護動作のために従来から設けられてるため、本願の機能は全てソフトウェアだけで簡単に実現できる。
また、本実施例では正常/異常の判断を1/2スイッチング周期で常時行なうため、電源周波数の1/2周期で異常を検出する図7で説明した従来の方法よりも迅速に異常を検出でき、素子や部品の破壊を事前に防止することができる。
また、本実施例では正常/異常の判断を1/2スイッチング周期で常時行なうため、電源周波数の1/2周期で異常を検出する図7で説明した従来の方法よりも迅速に異常を検出でき、素子や部品の破壊を事前に防止することができる。
このため、インターリ−ブ方式のPFCコンバータ1において、整流器2の整流電流(入力電流)を監視することにより第1スイッチング部3、第2スイッチング部4やこれを駆動する駆動回路13、駆動回路14の異常を簡単な構成で迅速に検出することができる。
なお、本実施例では入力電流として整流器2の整流電流を用いているが、これに限るものでなく、整流器2に入力される電流を整流電流の代わりに用いてもよい。
1 PFCコンバータ
2 整流器
3 第1スイッチング部
3a インダクタ
3b ダイオード
3c IGBT
3e 入力端
3f 出力端
3g 共通端
3h 信号入力端
4 第2スイッチング部
4a インダクタ
4b ダイオード
4c IGBT
4e 入力端
4f 出力端
4g 共通端
4h 信号入力端
6 DC電圧検出部
7 平滑コンデンサ
8 整流電圧検出部
9 コンバータ制御部
10 電流検出部
11a 出力端
11b 出力端
13 駆動回路
14 駆動回路
15a 入力端
15b 入力端
20 異常判定部(異常判定手段)
21 検出タイミング生成部(第1検出タイミング生成手段)
22 A/D変換部(第1A/D変換手段)
23 電流比較部(電流比較手段)
24 検出タイミング生成部(第2検出タイミング生成手段)
25 A/D変換部(第2A/D変換手段)
2 整流器
3 第1スイッチング部
3a インダクタ
3b ダイオード
3c IGBT
3e 入力端
3f 出力端
3g 共通端
3h 信号入力端
4 第2スイッチング部
4a インダクタ
4b ダイオード
4c IGBT
4e 入力端
4f 出力端
4g 共通端
4h 信号入力端
6 DC電圧検出部
7 平滑コンデンサ
8 整流電圧検出部
9 コンバータ制御部
10 電流検出部
11a 出力端
11b 出力端
13 駆動回路
14 駆動回路
15a 入力端
15b 入力端
20 異常判定部(異常判定手段)
21 検出タイミング生成部(第1検出タイミング生成手段)
22 A/D変換部(第1A/D変換手段)
23 電流比較部(電流比較手段)
24 検出タイミング生成部(第2検出タイミング生成手段)
25 A/D変換部(第2A/D変換手段)
Claims (1)
- 交流電源を入力して整流する整流器と、平滑コンデンサと、入力端と出力端と共通端とを備えた2つのスイッチング部と、前記整流器で整流された電流を検出して整流電流として出力する電流検出部と、PWM変調した第1スイッチング信号で一方の前記スイッチング部を駆動すると共にPWM変調した第2スイッチング信号で他方の前記スイッチング部を駆動するインターリーブ方式で動作する制御部とを備え、
前記整流器の正極に前記2つのスイッチング部のそれぞれの入力端が、前記整流器の負極に前記2つのスイッチング部のそれぞれの共通端と前記平滑コンデンサの負極端とが、前記2つのスイッチング部のそれぞれの出力端に前記平滑コンデンサの正極端がそれぞれ接続された直流電源装置であって、
前記直流電源装置は、前記2つのスイッチング部のそれぞれのスイッチング動作で発生する前記整流電流に含まれるそれぞれのリップル電流の大きさを比較する異常判定手段を備え、
前記異常判定手段は、
前記第1スイッチング信号のハイレベル期間の中央で検出した前記整流電流のリップル電流値と前記第2スイッチング信号のハイレベル期間の中央で検出した前記整流電流のリップル電流値とが予め定めた所定値以上乖離した場合、もしくは、前記第1スイッチング信号のローレベル期間の中央で検出した前記整流電流のリップル電流値と前記第2スイッチング信号のローレベル期間の中央で検出した前記整流電流のリップル電流値とが前記所定値以上乖離した場合、のいずれかの場合にスイッチング動作の異常を示すエラー信号を前記制御部へ出力することを特徴とする直流電源装置。
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CN107171554A (zh) * | 2017-07-04 | 2017-09-15 | 东莞市微视激光科技有限责任公司 | 脉冲氙灯泵浦激光焊接机的调压电源 |
CN110391754B (zh) * | 2018-04-23 | 2021-06-04 | 株式会社日立制作所 | 电力变换装置以及异常检测方法 |
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---|---|---|---|---|
US20090168469A1 (en) * | 2007-12-28 | 2009-07-02 | International Business Machines Corporation | Apparatus, system, and method for a low cost fault-tolerant power supply |
JP2012050207A (ja) * | 2010-08-25 | 2012-03-08 | Denso Corp | マルチフェーズ型dc/dcコンバータ回路 |
JP2015122835A (ja) * | 2013-12-20 | 2015-07-02 | 三菱電機株式会社 | 電源装置およびそれを備えた空気調和装置ならびにヒートポンプ給湯装置 |
-
2015
- 2015-10-13 JP JP2015201811A patent/JP6451586B2/ja active Active
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