CN104956581B - 电力变换装置 - Google Patents

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Abstract

具有：具备全波整流电路(4)和H桥型升降压转换器(5)的电源主电路部(1)；以及控制电源主电路部(1)的动作的电源控制部(2)，电源控制部(2)根据输入电压(vin)和输出电压(vo)的比较，判断H桥型升降压转换器(5)的升压控制、降压控制或者升降压控制的动作，与升压控制时、降压控制时或者升降压控制时对应地，分别个别地进行用于进行功率因数改善控制的目标电抗器电流(iL*)的运算，进行电流控制以使电抗器电流(iL)与目标电抗器电流(iL*)一致。

Description

电力变换装置
技术领域
本发明涉及一种电力变换装置，具备功率因数改善(PFC：Power FactorCorrection)功能而将交流电力升降压变换为直流电力。
背景技术
以往，在下述专利文献1中，提出了能够按照高功率因数进行动作的由2级的转换器构成的AC/DC转换器。另外，在专利文献2中，提出了如下技术：用H桥型的升降压转换器构成AC/DC转换器，从而廉价、小型且能够高效地进行动作。
专利文献1：日本特开2010-81736号公报
专利文献2：日本特开2012-85397号公报
发明内容
但是，在上述专利文献1的装置中，具备分别地构成了进行功率因数改善动作的PFC电路、和进行降压动作的降压电路的2级的转换器。因此，存在整体上部件件数增加而成本高这样的问题。另外，存在由于具有2级转换器而效率降低这样的问题。
另外，在上述专利文献2的装置中，用1级的升降压转换器实现了功率因数改善动作，但未公开任何用于进行PFC控制的最佳并且具体的目标电抗器电流的运算。
本发明是为了解决上述课题而完成的，提供一种电力变换装置，与升压控制时、降压控制时以及升降压控制时对应地变更作为目标的电抗器电流的运算方法而控制电抗器电流，从而使输入电流波形接近输入电压波形来实现高功率因数。
本发明的电力变换装置包括电源主电路部和电源控制部，
所述电源主电路部具备：全波整流电路，对交流电源的交流电压进行全波整流；H桥型升降压转换器，具有第1开关元件及第2开关元件和电抗器，将通过所述全波整流电路得到的输入电压变换为作为目标的输出电压；以及检测电路，分别检测由所述全波整流电路进行了全波整流之后的输入电压、由所述H桥型升降压转换器进行了电压变换之后的输出电压、以及在所述H桥型升降压转换器的所述电抗器中流过的电抗器电流iL，
所述电源控制部根据由所述检测电路检测到的检测信号来对所述H桥型升降压转换器的所述第1开关元件及第2开关元件进行ON/OFF控制，从而控制所述输出电压，并且控制所述电抗器电流iL而进行使输入电流波形接近输入电压波形的功率因数改善控制，
其中，
所述电源控制部根据所述输入电压和所述输出电压的比较，判断所述H桥型升降压转换器的升压控制、降压控制或者升降压控制的动作，与所述升压控制时、所述降压控制时或者所述升降压控制时对应地，分别个别地进行用于进行所述PFC控制的目标电抗器电流iL*的运算，进行电流控制以使所述电抗器电流iL与所述目标电抗器电流iL*一致。
根据本发明，在使用了H桥型升降压转换器的情况下，与升压控制时、降压控制时或者升降压控制时对应地分别个别地进行用于进行功率因数改善控制的目标电抗器电流iL*的运算，进行电流控制以使电抗器电流iL与上述目标电抗器电流iL*一致，所以能够使输入电流波形更接近输入电压波形，能够得到高的功率因数改善效果。另外，能够通过1级的转换器得到期望的输出，所以能够低成本地实现高效率。
附图说明
图1是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的电源主电路部的电路框图。
图2是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的电源控制部的电路框图。
图3是本发明的实施方式1中的针对输入输出电压的升压控制以及降压控制的动作模式的说明图。
图4是本发明的实施方式1的峰值电流控制方式的说明图。
图5是示出本发明的实施方式1的电源控制部的控制内容的流程图。
图6是本发明的实施方式1的迟滞比较器(hysteresis comparator)控制方式的说明图。
图7是本发明的实施方式1的窗口比较器(window comparator)控制方式的说明图。
图8是示出本发明的实施方式2的电力变换装置的电源控制部的结构的电路框图。
图9是示出在峰值电流控制方式中未对开关频率设置限制的情况下的输入电压|vac|是0附近的目标峰值电流iref*和电抗器电流iL的说明图。
图10是本发明的实施方式2的电力变换装置的峰值电流控制方式(对开关频率设置上限)的说明图。
图11是示出本发明的实施方式3的电力变换装置的电源控制部的电路框图。
图12是在峰值电流控制方式中在升降压时的任意一个控制模式中都固定了开关元件的开关频率的情况下产生的开关不连续期间的说明图。
图13是本发明的实施方式3中的电力变换装置的峰值电流控制方式(根据升压控制和降压控制切换开关频率)的说明图。
图14是固定了开关频率时的输入电流仿真波形图。
图15是示出基于本发明的实施方式3的峰值电流控制方式(使开关频率在升压控制时可变、在降压控制时恒定为150kHz的情况)的功率因数变化的说明图。
图16是基于本发明的实施方式3的峰值电流控制方式(使开关频率在升压控制时成为100kHz、在降压控制时成为150kHz的情况)的输入电流仿真波形图。
图17是示出本发明的实施方式4的电力变换装置的电源主电路部的电路框图。
图18是示出本发明的实施方式4的电力变换装置的电源控制部的电路框图。
图19是示出本发明的实施方式5的电力变换装置的电源主电路部的电路框图。
图20是示出本发明的实施方式5的电力变换装置的电源控制部的电路框图。
图21是升压控制时以及降压控制时的电抗器电流iL的说明图。
图22是示出本发明的实施方式5中的电源控制部的比较部的控制动作判定的图。
图23是示出本发明的实施方式5中的电力变换装置的电源控制部的控制内容的流程图。
图24是示出本发明的实施方式6中的电力变换装置的电源控制部的结构的电路框图。
图25是本发明的实施方式6中的电力变换装置的电抗器电流的峰值电流控制方式的说明图。
具体实施方式
实施方式1.
图1以及图2是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的电源主电路部以及电源控制部的电路框图。
该实施方式1的电力变换装置具备图1的电源主电路部1和图2的电源控制部2。图1的电源主电路部1具备：由二极管桥构成的全波整流电路4，用于对从交流电源3供给了的交流输入电压vac进行全波整流；小电容的输入电容器C1，用于对在全波整流后的输入电压|vac|(以后称为脉流电压)中包含的开关噪声进行平滑；将在后面详述的H桥型升降压转换器(以后简称为转换器)5；以及输出电容器C2，用于使转换器5的输出电压的脉动平滑而得到直流的输出电压vdc。另外，在该电源主电路部1的直流电力输出侧连接了负载9。
另外，电源主电路部1具备电流检测部6、输入电压检测部7以及输出电压检测部8，这些检测部相当于权利要求书中的检测电路。输入电压检测部7将脉流电压|vac|的大小检测为输入电压检测值vin，并由串联地连接了的分压电阻R1、R2构成。另外，输出电压检测部8将直流化了的输出电压vdc的大小检测为输出电压检测值vo，并由串联地连接了的分压电阻R3、R4构成。另外，基于电流检测部6的电流检测的内容将后述。
转换器5将由全波整流电路4进行了全波整流的图3所示的脉流电压|vac|调整为作为目标的输出电压vdc。该转换器5具备构成降压型支臂(arm)的第1开关元件Q1和第1二极管D1、以及构成升压型支臂的第2开关元件Q2和第2二极管D2。在该转换器5中，在第1开关元件Q1和第1二极管D1的连接点、与第2开关元件Q2和第2二极管D2的连接点之间设置了电抗器L。另外，第1、第2开关元件Q1、Q2是由通过电源控制部2生成的ON/OFF控制用的开关信号而驱动的FET(Field Effect Transistor：场效应晶体管)元件、IGBT(Insulated GateBipolar Transistor：绝缘栅双极晶体管)元件等。
另外，对脉流电压|vac|串联地连接第1开关元件Q1和第1二极管D1，另外，对负载9串联地连接第2开关元件Q2和第2二极管D2。通过该电路结构，转换器5具有作为升压转换器的功能和作为降压转换器的功能。
具体而言，电源控制部2在输入电压检测值vin比输出电压检测值vo低的情况下，使第1开关元件Q1始终ON并使第2开关元件Q2进行开关动作，从而使转换器5作为升压转换器发挥作用。另一方面，在输入电压检测值vin比输出电压检测值vo高的情况下，使第2开关元件Q2始终OFF并使第1开关元件Q1进行开关动作，从而使转换器5作为降压转换器发挥作用。
此处，也可以设为如下同步整流方式：将第1及第2二极管D1、D2变更为FET元件、IGBT元件等的第3以及第4开关元件Q3、Q4，在升压时使第2开关元件Q2和第4开关元件Q4的ON/OFF按照相反逻辑进行动作，在降压时使第1开关元件Q1和第3开关元件Q3的ON/OFF按照相反逻辑进行动作。
在升压控制(增压模式(boost mode))时，电源控制部2使第1开关元件Q1始终ON并使第2开关元件Q2进行开关动作，所以在电抗器L中流过的电抗器电流iL成为对应于输入电流iin的电流。另外，在降压控制(减压模式(back mode))时，电源控制部2使第2开关元件Q2始终OFF并使第1开关元件Q1进行开关动作，所以在电抗器L中流过的电抗器电流iL成为对应于输出电流io的电流。因此，电流检测部6在升压控制时检测将全波整流后的输入电流iin的开关频率分量除去了的电流，另外在降压控制时检测将输出电流io的电流纹波(current ripple)除去之前的电流。
然后，电源控制部2在升压控制时根据与全波整流后的输入电流iin对应地得到的值、并且在降压控制时根据与输出电流io对应地得到的值，分别设定成为电抗器电流iL的控制目标的目标电抗器电流iL*。然后，电源控制部2进行控制以使电抗器电流iL成为目标电抗器电流iL*，从而能够最佳地控制输入电流iin的相位和波形。另外，目标电抗器电流iL*的具体的求出方法将在后面详述。
接下来，说明电源控制部2的功能的概要。
电源控制部2根据由输入电压检测部7检测脉流电压|vac|而得到的输入电压检测值vin、和由输出电压检测部8检测输出电压vdc而得到的输出电压检测值vo的比较，切换转换器5的升压控制和降压控制。在该情况下，在升压控制中转换器5作为升压转换器发挥功能，在降压控制中转换器5作为降压转换器发挥功能。
另外，电源控制部2具备如下PFC(PFC：Power Factor Correction-功率因数改善)控制的功能：使用上述各检测信号vin、vo、iL，对转换器5的第1、第2开关元件Q1、Q2进行ON/OFF控制，从而在升压控制和降压控制这两方的情况下，控制全波整流后的输入电流iin，以使交流输入电流iac成为与交流输入电压vac大致相同的相位且相同的波形。
在上述PFC控制中，关于成为控制输入电流iin时的控制目标值的目标输入电流iin*，为了改善功率因数，需要生成为与脉流电压|vac|相同的相位且相同的脉流波形，对此可以通过控制在转换器5的电抗器L中流过的电抗器电流iL来调整。然后，电源控制部2控制转换器5的第1、第2开关元件Q1、Q2，以使电抗器电流iL的每单位时间的平均与目标电抗器电流iL*一致。
如上所述，在升压控制时，在电抗器L中流过与输入电流iin对应的值的电流，所以关于目标电抗器电流iL*，设定与目标输入电流iin*成比例的值。另外，在降压控制时，在电抗器L中流过与输出电流io对应的值的电流，所以关于目标电抗器电流iL*，设定与将目标输入电流iin*换算为输出电流而得到的结果成比例的值。
此处，在目标电抗器电流iL*的设定时，需要进行控制以使电抗器电流iL的每单位时间的平均成为目标电抗器电流iL*。为此，如图4所示，通过峰值电流控制，将目标电抗器电流iL*的2倍的值设定为目标峰值电流iref*即可。即，在电抗器电流iL达到0的瞬间提高电抗器电流iL，在达到目标峰值电流iref*的瞬间降低电抗器电流iL。由此，用电抗器电流iL超过目标电抗器电流iL*的量，补偿未达到目标电抗器电流iL*的电抗器电流iL的不足量，所以能够使电抗器电流iL的每单位时间的平均与目标电抗器电流iL*一致。因此，目标电抗器电流iL*和目标峰值电流iref*的关系成为下式(1)。
iref*＝2×iL*...(1)
接下来，参照图5的流程图，说明电源控制部2的具体的运算控制的内容。另外，在图5中，符号S意味着处理步骤。
电源控制部2如果开始控制处理，则分别取入由电源主电路部1的输入电压检测部7检测脉流电压|vac|而得到的输入电压检测值vin、以及由输出电压检测部8检测输出电压vdc而得到的输出电压检测值vo，并且从上位系统接受表示输出电压vo的控制目标值的目标输出电压vo*(步骤1；S1)。另外，此处，目标输出电压vo*从上位系统等外部接受，但不限于此，也可以是预定的常数。
接下来，输出控制部21根据输出电压检测值vo和目标输出电压vo*的偏差，通过PI控制等运算，求出用于将输出电压vdc控制为期望的值的输出控制量i料(步骤2；S2)。
接下来，为了求出目标峰值电流iref*，比较部22比较输入电压检测值vin(瞬时值)和输出电压检测值vo的大小，判断电源主电路部1的当前的电路动作(升压控制或者降压控制)(步骤3；S3)。在比较部22中vin＜vo的情况下，为了进行升压控制，将连接在输出控制部21的输出侧的第1选择器23的公共接点c连接到升压控制侧的个别接点a，并且，将第2选择器26c的各升压控制侧的个别接点a连接到公共接点c。另一方面，在比较部22中vin＞vo的情况下，为了进行降压控制，将连接在输出控制部21的输出侧的第1选择器23的公共接点c连接到降压控制侧的个别接点b，并且，将第2选择器26c的各降压控制侧的个别接点b连接到公共接点c。
接下来，进行PFC控制，控制全波整流后的输入电流iin，以使交流输入电流iac成为与交流输入电压vac大致相同的相位且相同的波形。为此，求出目标电抗器电流iL*，如上述式(1)所示，将该目标电抗器电流iL*的2倍的值设定为目标峰值电流iref*。
如上所述，在升压控制时在电抗器L中流过与输入电流iin对应的电流，在降压控制时在电抗器L中流过与输出电流io对应的电流，所以根据电源控制部2是对转换器5进行升压控制还是进行降压控制，来变更目标电抗器电流iL*的运算方法。
即，在输入电压检测值vin比输出电压检测值vo小的情况(vin＜vo)下，电源控制部2进行转换器5的升压控制。在该升压控制时，在电抗器L中流过与全波整流后的输入电流iin对应的电流，所以目标电抗器电流iL*的控制变成对与输入电流iin对应的电流进行控制。因此，在目标峰值电流运算部24a中，首先使用作为输入电流iin的目标值的目标输入电流iin*和上述输出控制量i**，通过下式(2)来计算目标电抗器电流iL*。
iL*＝iin*×i**...(2)
然后，为了使目标输入电流iin*成为与检测脉流电压|vac|而得到的输入电压检测值vin相同的相位且相同的脉流波形，替代目标输入电流iin*而使用输入电压检测值vin即可。因此，可以通过下式(3)，设定升压控制时的目标电抗器电流iL*(步骤4；S4)。
iL*＝vin×i**...(3)
接下来，目标峰值电流运算部24a使用上述式(1)和上述式(3)，通过下式(4)来设定峰值电流控制中的目标峰值电流iref*(步骤6；S6)。
iref*＝2×iL*＝2×vin×i**...(4)
另一方面，在步骤3(S3)的判断中，在输入电压检测值vin比输出电压检测vo大的情况(vin＞vo)下，进行降压控制。在该降压控制时，在电抗器L中流过与输出电流io对应的电流，所以目标电抗器电流iL*的控制变成对与输出电流io对应的电流进行控制。因此，在目标峰值电流运算部24b中，首先使用输出电流io和上述输出控制量i**，通过下式(5)来计算目标电抗器电流iL*。
iL*＝io×i**...(5)
如果将电源主电路部1的电力变换效率假设为100％，则输入电力和输出电力根据能量守恒定律而相等，所以能够使用目标输入电流iin*、输入电压检测值vin以及输出电压检测值vo，通过下式(6)对输出电流io进行换算。
io＝(vin·iin*)/vo...(6)
因此，根据式(5)和式(6)，
iL*＝(vin·iin*)/vo×i**...(7)
此处，为了使目标输入电流iin*成为与检测脉流电压|vac|而得到的输入电压检测值vin相同的相位且相同的脉流波形，替代目标输入电流iin*而使用输入电压检测值vin即可。因此，可以通过下式(8)，设定降压控制时的目标电抗器电流iL*(步骤5；S5)。
iL*＝vin2/vo×i**...(8)
接下来，目标峰值电流运算部24b使用上述式(1)和上述式(8)，通过下式(9)来设定峰值电流控制中的目标峰值电流iref*(S7)。
iref*＝2×i*L＝(2×vin2/vo)×i**...(9)
接下来，峰值电流控制部25a、25b为了进行峰值电流控制，通过电源主电路部1的电流检测部6检测电抗器电流iL而取入(步骤8；S8)。然后，使用电抗器电流iL和通过目标峰值电流运算部24a、24b得到的各目标峰值电流iref*来进行峰值电流控制(步骤9；S9)。
在该峰值电流控制中，如图4所示，针对电抗器电流iL在0值与通过式(4)或者式(9)得到的目标峰值电流iref*之间控制电流，进行所谓乓乓控制(bang-bang control)。
即，在升压控制的情况下，峰值电流控制部25a控制开关控制部26a的动作，以使在使第1开关元件Q1始终成为ON的状态下，在电抗器电流iL达到用上述式(4)求出的目标峰值电流iref*的瞬间将第2开关元件Q2控制为ON而使电抗器电流iL降低，并且，在电抗器电流iL达到0的瞬间使第2开关元件Q2成为OFF而使电抗器电流iL增加(步骤9；S9)。
与其对应地，开关控制部26a针对构成升压型支臂的第2开关元件Q2生成并输出ON/OFF用的开关信号，并且生成并输出使第1开关元件Q1始终成为ON的开关信号(步骤10；S10)。
另一方面，在降压控制的情况下，峰值电流控制部25b控制开关控制部26b的动作，以使在使第2开关元件Q2始终成为OFF的状态下，在电抗器电流iL达到用上述式(9)求出的目标峰值电流iref*的瞬间，将第1开关元件Q1控制为OFF而使电抗器电流iL降低，并且，在电抗器电流iL达到0的瞬间使第1开关元件Q1成为ON而使电抗器电流iL增加(步骤9；S9)。
与其对应地，开关控制部26b针对构成降压型支臂的第1开关元件Q1生成并输出ON/OFF用的开关信号，并且生成并输出使第2开关元件Q2始终成为OFF的开关信号(步骤11；S11)。
另外，在该实施方式1中，在电源控制部2中，将输出控制部21、比较部22、选择器23以及26c、目标峰值电流运算部24a、24b、峰值电流控制部25a、25b针对每个功能分成了块，但还可以使用控制程序而通过微型计算机实现这样的各功能的控制。
如以上那样，根据该实施方式1，在具备将交流输入变换为直流输出的H桥型升降压的转换器5的电力变换装置中，具备控制电抗器电流iL的电源控制部2，在该电源控制部2中，根据输入电压检测值vin和输出电压检测值vo的大小的比较，切换升压控制和降压控制，同时控制转换器5的第1及第2开关元件Q1、Q2，从而进行使交流输入电流iac的波形接近交流输入电压vac的波形的功率因数改善控制(PFC)。此时，在升压控制时和降压控制时切换运算方法，以使PFC控制中的目标输入电流iin*成为与脉流电压|vac|相同的相位且相同的脉流波形。
即，对控制进行切换，以由于升压控制时在电抗器L中流过与全波整流后的输入电流iin对应的电流而根据式(3)控制目标电抗器电流iL*，由于在降压控制时在电抗器L中流过与输出电流io对应的电流而根据式(8)控制目标电抗器电流iL*。由此，能够调整在电抗器L中流过的电流iL，使交流输入电流iac成为与交流输入电压vac相同的相位、相同的波形，所以能够提高功率因数。另外，该电力变换装置由1级的转换器5构成，并且使用峰值电流控制，所以部件件数少、成本低，且能够实现高效率。
另外，在该实施方式1中，设电抗器电流iL的电流控制方式为峰值电流控制方式，但不限于这样的峰值电流控制方式。
例如，如图6所示，可以应用如下迟滞比较器控制方式：相对目标电抗器电流iL*决定恒定幅度±AT的上下2个第1及第2目标峰值电流iref1*、iref2*，使电抗器电流iL在第1目标峰值电流iref1*与第2目标峰值电流iref2*之间增减。
另外，如图7所示，还可以应用如下窗口比较器控制方式等：以使目标电抗器电流iL*位于上限的目标峰值电流iref1*和其分压值的下限的目标峰值电流iref2*的中心位置的方式，决定目标峰值电流iref1*，使电抗器电流iL在两个目标峰值电流iref1*与iref2*之间增减。
实施方式2.
图8是示出本发明的实施方式2中的电力变换装置的电源控制部的结构的电路框图，对与实施方式1(图2)相同或者对应的构成部分附加同一符号。另外，该实施方式2中的电力变换装置的电源主电路部1的结构与实施方式1(图1)相同。
在上述实施方式1中，采用了如下峰值电流控制方式：决定电抗器电流iL的目标峰值电流iref*，使第1及第2开关元件Q1、Q2进行开关动作，从而在0与目标峰值电流iref*之间控制电抗器电流iL。
在这样的峰值电流控制方式中，在全波整流之后的输入电压|vac|的0附近，如图9所示，开关元件的ON/OFF的定时变快，所以成为无止境地需要高频动作的控制。在该情况下，构成第1及第2开关元件Q1、Q2的实际的MOSFET、驱动MOSFET的门驱动器需要应对该高频，控制IC需要应对高频而成本变高。另外，在进行了高频动作的情况下，开关损耗随着频率而增加，所以存在电路的效率变得恶化这样的担心。
因此，在该实施方式2中，在通过峰值电流控制方式而使第1及第2开关元件Q1、Q2开关的情况下，对开关频率设置上限，实现开关损耗的降低。因此，在该实施方式2中，在实施方式1(图2)的结构中，变更了开关控制部26a、26b的结构的一部分。
即，在该实施方式2中，针对开关控制部26a、26b，预先设定开关频率的上限值fsig。然后，如图10所示，在目标峰值电流iref*的0附近，在开关频率比由上限值fsig决定的频率高的情况下，由开关控制部26a、26b生成使上限值fsig成为最大的开关频率的ON/OFF控制用的开关信号，以避免开关频率超过该上限值fsig。
其他结构以及作用效果与实施方式1的情况相同，所以此处省略详细的说明。
这样，根据该实施方式2，在电源控制部2中，对开关频率设定上限值fsig来生成开关信号，从而能够实现维持高的功率因数、同时开关损耗少的高效的电力变换装置。
实施方式3.
图11是示出本发明的实施方式3中的电力变换装置的电源控制部的结构的电路框图，对与实施方式1(图2)相同或者对应的构成部分附加同一符号。另外，该实施方式3中的电力变换装置的电源主电路部1的结构与实施方式1(图1)相同。
如在上述实施方式2中说明的那样，在实施方式1中，在采用峰值电流控制方式的情况下，在由全波整流电路4进行了全波整流之后的输入电压|vac|的0附近，开关元件的ON/OFF的定时变快，所以成为无止境地需要高频动作的控制，存在高成本化、电源效率的恶化的担心。
作为其对策，考虑在例如开关控制部26a、26b中，通过与电路动作无关地一律地固定开关频率而不进行高频的控制，实现低成本化、开关损耗的降低。但是，如果这样与电路动作无关地一律地固定开关频率，则如图12所示，存在如下担心：产生电抗器电流iL的不连续期间，导致功率因数的降低。
此处，根据图4可知，在升压控制时，相比于降压控制时，流过更少的电抗器电流iL，所以即使将电流电平小的升压控制时的开关频率设定得较低，输入电流iin的波形的失真的影响也比较小，对功率因数降低的影响少。另一方面，在降压控制时，相比于升压控制时，流过更多的电抗器电流iL，所以如果过度地降低电流电平大的降压控制时的开关频率，则输入电流iin的波形的失真变大，功率因数降低。相反地，如果过度地提高降压控制时的开关频率，则导致开关损耗的增加。
因此，在该实施方式3中，如图13所示，在通过峰值电流控制方式使第1及第2开关元件Q1、Q2开关时，在降压控制时设定适当的开关频率fsig2，以防止功率因数的降低，同时避免开关损耗增加，另一方面，在升压控制时设定比降压控制时的开关频率fsig2低的开关频率fsig1(＜fsig2)，以避免开关损耗增加。
因此，在该实施方式3中，在实施方式1(图2)的结构中，变更开关控制部26a、26b的一部分，如图11所示，针对升压控制侧的开关控制部26a设定开关频率fsig1(＜fsig2)，针对降压控制侧的开关控制部26b设定开关频率fsig2。然后，在各开关控制部26a、26b中生成具有这些开关频率fsig1、fsig2的ON/OFF控制用的开关信号，从而实现开关损耗的降低。
另外，在具体设定各开关频率fsig1、fsig2的情况下，根据在应用中需要的功率因数决定。在各开关频率fsig1、fsig2被普遍地设定得较低时，可期望开关损耗的改善，实现电路的高效化。
图14示出在升降压控制时将开关频率固定为150kHz时的交流输入电压vac、交流输入电流iac以及目标峰值电流iref*的仿真波形。另外，图15示出在降压控制时将开关频率设定为150kHz、在升压控制时变更了开关频率时的功率因数的值的变化。另外，图16示出在降压控制时将开关频率设定为150kHz，并且在升压控制时将开关频率设定为100kHz时的交流输入电压vac、交流输入电流iac以及目标峰值电流iref*的仿真波形。
根据图15可知，为了在抑制功率因数降低的同时提高电源效率，可以将升压时的开关频率较低地设定至100kHz。另外，通过图14和图16的比较可知，如果比较将开关频率设定为150kHz时(图14)、和将升压控制时的开关频率设定为100kHz时(图16)，则在图16中在升压/降压控制的切换附近的输入电流的变动中观察到差别，但根据图15，几乎不会对功率因数造成影响。另外，如果可以容许功率因数的降低，则可以将升压时的开关频率设定为比100kHz更低的频率。
其他结构以及作用效果与实施方式1的情况相同，所以此处省略详细的说明。
另外，在上述说明中，设定fsig1、fsig2这2种开关频率而在升压控制时和降压控制时进行切换，但还可以在升压控制时和降压控制时分别设定多级的开关频率，根据输入电压检测值vin的电平，分级地切换开关频率。
这样，根据该实施方式3，成为将升压控制时的开关频率fsig1设定得比降压控制时的开关频率fsig2低(fsig1＜fsig2)，在升压控制时和降压控制时分别选择切换开关频率fsig1、fsig2来进行峰值电流控制的方式，所以能够实现维持高的功率因数、同时开关损耗少的高效的电力变换装置。
实施方式4.
图17以及图18是示出本发明的实施方式4的电力变换装置的电源主电路部以及电源控制部的电路框图，对与实施方式1(图1以及图2)相同或者对应的构成部分附加同一符号。
在该实施方式4中，说明如下情况：以实施方式1(图1以及图2)所示的电力变换装置为前提，将串联地连接了多个LED(Light Emitting Diode：发光二极管)的结构设为负载9。但是，不限于此，也可以是如下情况：以实施方式2(图8)、实施方式3(图11)所示的电力变换装置为前提，将串联地连接了多个LED的结构设为负载9。另外，成为负载9的LED的连接方法不限于仅串联连接的情况，也可以并联连接、串并联连接。
此处，关于LED，根据其特性，通常，电流控制是适合的。因此，在该实施方式4中，针对实施方式1的电路结构(图1以及图2)，作为用于检测在LED中流过的LED电流iLED的检测电路，追加了LED电流检测部10。另外，在电源控制部2中，替代针对输出控制部21的输出电压检测值vo、目标输出电压vo*的输入，而输入由LED电流检测部10检测到的LED电流iLED以及目标输出电流iLED*。
根据该结构，通过与实施方式1同样的控制，能够进行在LED中流过的LED电流iLED的控制。另外，在搭载用于调整光量的调光功能的情况下，如果设为可以通过外部的设备改变上述目标输出电流iLED*那样的结构，则还能够实现调光功能。
这样，在该实施方式4中，在实施方式1～3中作为负载9设置了多个LED的情况下，将由LED电流检测部10检测到的LED电流iLED反馈给电源控制部2，在输出控制部21中进行控制以使LED电流iLED成为目标输出电流iLED*。然后，通过实施方式1～3所示的目标峰值电流运算部24a、24b、峰值电流控制部25a、25b以及ON/OFF信号生成部26来进行第1及第2开关元件Q1、Q2的ON/OFF控制，从而能够实现廉价且高功率因数、高效率。
实施方式5.
图19以及图20是示出本发明的实施方式5的电力变换装置的电源主电路部以及电源控制部的电路框图，对与实施方式1(图1以及图2)相同或者对应的构成部分附加同一符号。
该实施方式5的电源主电路部1(图19)相比于实施方式1(图1)，设置了LC输入滤波器11。另外，在电源控制部2(图20)中，具备用于升降压控制的目标峰值电流运算部24d、峰值电流控制部25d、开关控制部26d。
在实施方式1(图1以及图2)中，通过第1及第2开关元件Q1、Q2的开关动作，流过包含很多高次谐波分量的交流输入电流iac。通过流过在交流输入电流iac中包含很多高次谐波分量的电流，存在引起其他电气设备的误动作的担忧，在产品化时按照高次谐波规格等抑制输入电流的高次谐波的对策变得必要不可欠缺。一般，作为输入电流的高次谐波对策，设置了图19所示那样的由电抗器和电容器构成的LC输入滤波器11。
但是，在实施方式1(图1)的电源控制部2中，根据由输入电压检测部7检测脉流电压|vac|而得到的输入电压检测值vin、和由输出电压检测部8检测输出电压vdc而得到的输出电压检测值vo的比较，进行了升压控制或者降压控制中的某一个控制。此处，在升压控制的情况下，电源控制部2使第1开关元件Q1始终为ON，使第2开关元件Q2进行ON/OFF，所以在电抗器L中流过的电抗器电流iL如图21(a)所示，使第2开关元件Q2成为ON时的电抗器电流iL1、使第2开关元件Q2成为OFF时的电抗器电流iL2如以下所示。
iL1＝(1/L)×vin×ton...(10)
iL2＝(1/L)×(vin-vo)×toff...(11)
此处，L是电抗器L的电感，ton是第2开关元件Q2的ON时间，toff是第2开关元件Q2的OFF时间。
另一方面，在降压控制的情况下，电源控制部2使第2开关元件Q2始终为OFF，对第1开关元件Q1进行ON/OFF控制，所以在电抗器L中流过的电抗器电流iL如图21(b)所示，使第1开关元件Q1成为ON时的电抗器电流iL3、使第1开关元件Q1成为OFF时的电抗器电流iL4如以下所示。
iL3＝(1/L)×(vin-von)×ton...(12)
iL4＝(1/L)×(-vo)×toff...(13)
因此，在检测脉流电压|vac|而得到的输入电压检测值vin、和由输出电压检测部8检测输出电压vdc而得到的输出电压检测值vo大致相等时(|vac|≈vdc时)，在升压控制时如上述式(11)的iL2所示，电抗器L的电流减少速度变慢。另一方面，在降压控制时如上述式(12)的iL3所示，电抗器L的电流增加速度变慢。其结果，在升压控制和降压控制的控制切换附近(在|vac|≈vdc时)，不论在升压控制时还是在降压控制时，在电抗器L中流过的电流的开关频率都低速化，在设置了LC输入滤波器11的情况下，电抗器电流的开关频率接近由LC输入滤波器11决定的共振频率。因此，有时交流输入电流iac在由LC输入滤波器11决定的共振频率处引起共振。
因此，在实施方式5中，在检测脉流电压|vac|而得到的输入电压检测值vin、和由输出电压检测部8检测输出电压vdc而得到的输出电压检测值vo大致相等时(|vac|≈vdc)，实施升降压控制(减压增压模式(back boost mode))。通过使第1及第2开关元件Q1、Q2同步而同时进行ON/OFF控制，能够实现该升降压控制(减压增压模式)。另外，升降压控制时的目标电抗器电流iL*的具体的求出方法将在后面详述。
作为实施方式5的电源控制部2(图20)相对于实施方式1的变更点，在比较部22中，根据由输入电压检测部7检测脉流电压|vac|而得到的输入电压检测值vin和由输出电压检测部8检测输出电压vdc而得到的输出电压检测值vo的值，基于图22所示的控制动作判定，切换升压控制、降压控制以及升降压控制。然后，在升降压控制时，能够通过升降压控制用的目标峰值电流iref*的运算、升降压控制用的开关样式来进行峰值电流控制。另外，实际切换控制的输入输出电压的值是对由输入滤波器决定的共振频率和在电抗器L中流过的电流的开关频率进行比较而决定的。
即，在比较部22中，在判定为升压控制的情况下，将连接在输出控制部21的输出侧的第1选择器23的公共接点c连接到升压控制侧的个别接点a，将第2选择器26c的各升压控制侧的个别接点a连接到公共接点c。另外，在比较部22中，在判定为降压控制的情况下，将连接在输出控制部21的输出侧的第1选择器23的公共接点c连接到降压控制侧的个别接点b，将第2选择器26c的各降压控制侧的个别接点b连接到公共接点c。进而，在比较部22中，在判定为升降压控制的情况下，将连接在输出控制部21的输出侧的第1选择器23的公共接点c连接到升降压控制侧的个别接点d，将第2选择器26c的各升降压控制侧的个别接点d连接到公共接点c。
接下来，参照图23的流程图，说明电源控制部2中的具体的目标峰值电流iref*的运算方法。在升压控制时以及降压控制时，由于在实施方式1中进行了说明所以省略，记述升降压控制时的目标峰值电流运算部24d的动作(S12、S13)。另外，在图23中，符号S意味着处理步骤。
在升降压控制中，使第1及第2开关元件Q1、Q2同步而同时进行ON/OFF控制，另外，在本升降压控制时，输入输出电压差小(|vac|≈vdc)，所以第1及第2开关元件Q1、Q2的开关的占空比是约50％左右。因此，可以按照与第1及第2开关元件Q1、Q2在升压控制时的输入电流对应的值(参照式(3))的2倍(式(14))、另外可以按照与降压控制时的输出电流对应的值(参照式(8))的2倍(式(15))来简单地计算升降压控制时的目标电抗器电流iL*(步骤12；S12)。
iL*＝2×vin×i**...(14)
iL*＝2×vin2/vo×i**...(15)
接下来，目标峰值电流运算部24d使用上述式(1)和上述式(14)、(15)，将峰值电流控制中的目标峰值电流iref*设定为下式(16)、(17)(步骤13；S13)。
iref*＝2×iL*＝2×2×vin×i**...(16)
iref*＝2×iL*＝2×2×vin2/vo×i**...(17)
另外，在输入输出电压差是大致0时的升降压控制时使用的目标峰值电流运算式不论在式(16)中还是在式(17)中都为同样的值，可以应用任一个。
其他结构以及作用效果与实施方式1的情况相同，所以此处省略详细的说明。
这样，根据该实施方式5，在为了防止流过包含通过第1及第2开关元件Q1、Q2的开关动作而产生的高次谐波开关噪声的交流输入电流iac而设置了LC输入滤波器11的情况下，进行在输入输出电压差小(|vac|≈vdc)时使第1及第2开关元件Q1、Q2同步而同时进行开关控制的升降压控制。由此，阻止在电抗器L中流过的电流的开关频率的低频化，防止交流输入电流iac在由LC输入滤波器11决定的共振频率下共振，从而在交流输入电流iac中不产生失真，能够使交流输入电流iac成为与交流输入电压vac相同的相位、相同的波形，提高功率因数。
在该升降压控制时，在电抗器L中，在第1及第2开关元件Q1、Q2为ON的期间，流过与全波整流后的输入电流对应的电流，在第1及第2开关元件Q1、Q2为OFF的期间，流过与输出电流io对应的电流，第1开关元件Q1和第2开关元件Q2的开关占空比成为约50％，所以用根据式(14)或者式(15)对目标电抗器电流iL*进行运算而得到的值来进行峰值电流控制。
另外，在实施方式5中，此前说明了在设置了LC输入滤波器11的情况下进行升降压控制的方法，但即使在未设置LC输入滤波器11的情况下，也能够以改善功率因数、效率等为目的，使用升降压控制。
另外，在担心控制切换时的输入电流失真所致的功率因数降低等的情况下，以减少切换次数的目的，不仅可以是上述记载的“升压控制+升降压控制+降压控制”的组合，而且也可以是“升压控制+升降压控制”或者“升降压控制+降压控制”的组合。关于在这些情况下的用于控制切换的输入电压阈值，不仅可以是如上所述根据由输入滤波器决定的共振频率和在电抗器L中流过的电流的开关频率的比较而决定的方法，而且也可以在切换升压控制和升降压控制的情况下，在输入电压vac是比输出电压vdc小预先决定的电压的值时进行该切换，在切换降压控制和升降压控制的情况下，在输入电压vac是比输出电压vdc大预先决定的电压的值时进行该切换。例如，在设为输入电压vac＝AC200V、输出电压vdc＝DC100V的情况下，还可以将例如输出电压vdc的80％的值、输出电压vdc的120％的值预先决定为控制切换的阈值，如以下那样设定。
在“升压控制+升降压控制+降压控制”的情况下，
在比较部22中，
在vac＜0.8vdc(80V)时判定为“升压控制”，
在0.8vdc(80V)≤vac≤1.2vdc(120V)时判定为“升降压控制”，
在vac＞1.2vdc(120V)时判定为“降压控制”。
在“升压控制+升降压控制”的情况下，
在比较部22中，
在vac＜0.8vdc(80V)时判定为“升压控制”，
在vac≥0.8vdc(80V)时判定为“升降压控制”。
在“升降压控制+降压控制”的情况下，
在比较部22中，
在vac≤1.2vdc(120V)时判定为“升降压控制”，
在vac＞1.2vdc(120V)时判定为“降压控制”。
另外，作为简单的控制切换的输入电压阈值，应当将输出电压vdc控制为直流，所以也可以不检测实际的输出电压vdc，而通过替代使用检测输出电压vo而使用目标输出电压值vo*来决定。
进而，在担心控制切换时的输入电流失真所致的功率因数降低的情况下，也可以去除切换次数而如“仅升压控制”或者“仅升降压控制”那样使控制模式成为单独模式。在多个控制模式之间切换控制模式的情况下，存在如下担心：在与各控制模式对应的“变更开关样式”和“反映运算式变更后的运算结果”之间产生定时的偏移，在输入电流中瞬间地产生失真。因此，通过采用“仅升压控制”或者“仅升降压控制”的单独的控制模式，可以去除控制模式的切换，抑制输入电流失真所致的功率因数降低。
特别地，在图3中，在判断为输出电压vdc始终大于脉流电压|vac|的情况下，采用“仅升压控制”的单独模式。通过采用“仅升压控制”，运算式简单且处理速度变快，所以能够进行高速控制。另外，上述升降压控制的运算式是输入输出电压差小(|vac|≈vdc)的情况的运算式，但不仅是在该情况下，在|vac|＞vdc、|vac|＜vdc时，也采用“仅升降压控制”的单独模式，从而无论输入输出电压如何，都能够在1个控制模式下进行具有某种程度的功率因数改善效果的控制、以及输出电压控制。
另外，与实施方式1同样地，在该实施方式5中，使电抗器电流iL的控制方式不限于峰值电流控制方式，还可以如图5所示，应用如下迟滞比较器控制方式：相对目标电抗器电流iL*决定恒定幅度±ΔT的上下2个目标峰值电流iref1*、iref2*，使电抗器电流iL在两个目标峰值电流iref1*与iref2*之间增减；或者，还可以如图6所示，应用如下窗口比较器控制方式等：以使目标电抗器电流iL*位于上限的目标峰值电流iref1*和其分压值的下限的目标峰值电流iref2*的中心位置的方式，决定目标峰值电流iref1*，使电抗器电流iL在两个目标峰值电流iref1*与iref2*之间增减。
另外，还可以如在实施方式2中那样，对电抗器L的开关频率设置上限；还可以如在实施方式3中那样，使电抗器L的开关频率固定，进而根据控制模式来切换该开关频率，进而在至少进行某1种控制时按照多个等级切换该开关频率；还可以如在实施方式4中那样，将负载设为LED而变更为输出电流控制，附加调光功能。
实施方式6.
图24是示出本发明的实施方式6中的电力变换装置的电源控制部的结构的电路框图，对与实施方式5(图20)相同或者对应的构成部分附加同一符号。该实施方式6中的电力变换装置的电源主电路部1的结构与实施方式5(图19)相同。
在实施方式5的比较部22中，在切换控制的瞬间，在目标峰值电流iref*的运算值的变更和与控制对应的开关样式的变更中产生定时的偏移，从而存在在交流输入电流iac中发生瞬间的失真的可能性，存在由此导致功率因数降低、不满足高次谐波规格的担心。因此，在要求高功率因数的应用中，期望尽可能减少控制切换的次数，考虑将控制方法设为“仅升降压控制”、“升降压控制+升压控制”、“升降压控制+降压控制”的情况。
在实施方式5中，升降压控制时的目标电抗器电流iL*的运算式是假设了输入输出电压差小时(|vac|≈vdc)的式子，即使在输入输出电压差大的条件下，在需要升降压控制的情况下式(14)或者式(15)的运算式也不适合。
在实施方式6中，针对实施方式5，变更了升降压控制时的目标电抗器电流iL*的运算式，提供适合于在宽的输入电压|vac|的范围内使用升降压控制的情况的目标电抗器电流iL*的运算式。
图25示出电抗器电流的峰值电流控制概略图。在升降压控制中进行峰值电流控制的情况下，在第1及第2开关元件Q1、Q2为ON的期间，在电抗器L中积蓄能量，如果将其占空比设为d，则在该ON期间流过的电流成为式(18)。另外，在第1及第2开关元件Q1、Q2为OFF的期间，从电抗器L放出能量，如果将其占空比设为(1-d)，则在该OFF期间流过的电流成为式(19)。
Δi+＝(vin/L)×d...(18)
Δi-＝(vo/L)×(1-d)...(19)
使用了峰值电流控制，所以该电流增加量Δi+和电流减少量Δi-相等，式(20)成立。
Δi+＝Δi-...(20)
根据式(18)、式(19)、式(20)，ON占空比d成为式(21)。
d＝vo/(vo+vin)...(21)
接下来，电抗器电流iL*被考虑为是将目标输入电流iin*除以第1及第2开关元件Q1、Q2的ON占空比d而得到的结果，求出式(22)。
iL*＝iin*/d＝iin*×(vo+vin)/vo...(22)
另外，电抗器电流iL*还被考虑为是将输出电流io除以第1及第2开关元件Q1、Q2的OFF占空比(1-d)而得到的结果，使用该关系性和将输入电流iin*换算为输出电流io的式(6)，即使用式(23)进行计算，也可以得到同样的结果。
iL*＝io/(1-d)＝iin*×(vo+vin)/vo...(23)
另外，为了使目标输入电流iin*成为与检测脉流电压|vac|而得到的输入电压检测值vin相同的相位且相同的脉流波形，替代目标输入电流iin*而使用输入电压检测值vin，还使用上述输出控制量i料，可以通过下式(24)来设定升降压控制时的目标电抗器电流iL*。
iL*＝vin×(vo+vin)/vo×i**...(24)
接下来，目标峰值电流运算部24d使用上述式(1)和上述式(24)，通过下式(25)来设定峰值电流控制中的目标峰值电流iref*。
iref*＝2×iL*＝2×vin×(vo+vin)/vo×i**(25)
其他结构以及作用效果与实施方式5的情况相同，所以省略说明。
这样，在该实施方式6中，在要求高功率因数的应用中，以防止在控制切换时担心发生的、由于目标峰值电流iref*的运算值的变更和与控制对应的开关样式的变更中产生定时的偏移而导致的功率因数降低、不满足高次谐波规格为目的，在宽的输入电压范围内使用升降压控制的情况下，根据式(24)计算目标电抗器电流iL*，从而不会在交流输入电流iac中发生失真，能够使交流输入电流iac成为与交流输入电压vac相同的相位、相同的波形，提高功率因数。
另外，在实施方式6中，此前记述了在设置有LC输入滤波器11的情况下进行升降压控制的方法，但即使在未设置LC输入滤波器11的情况下，也能够以改善功率因数、效率等为目的，使用升降压控制。
另外，除了上述记载的“仅升降压控制”、“升压控制+升降压控制”、“升降压控制+降压控制”的情况以外，也可以使用式(24)作为“升压控制+升降压控制+降压控制”的情况的升降压控制时的目标峰值电流运算式。关于在这些情况下的用于控制切换的输入电压阈值，不仅可以是如上所述根据由输入滤波器决定的共振频率和在电抗器L中流过的电流的开关频率的比较来决定的方法，而且也可以在切换升压控制和升降压控制的情况下，在输入电压vac是比输出电压vdc小预先决定的电压的值时进行该切换，在切换降压控制和升降压控制的情况下，在输入电压vac是比输出电压vdc大预先决定的电压的值时进行该切换。例如，在设为输入电压vac＝AC200V、输出电压vdc＝DC100V的情况下，还能够将输出电压vdc的80％的值、输出电压vdc的120％的值预先决定为控制切换的阈值，如以下那样设定。
在“升压控制+升降压控制+降压控制”的情况下，
比较部22
在vac＜0.8vdc(80V)时判定为“升压控制”，
在0.8vdc(80V)≤vac≤1.2vdc(120V)时判定为“升降压控制”，
在vac＞1.2vdc(120V)时判定为“降压控制”。
在“升压控制+升降压控制”的情况下，
比较部22
在vac＜0.8vdc(80V)时判定为“升压控制”，
在vac≥0.8vdc(80V)时判定为“升降压控制”。
在“升降压控制+降压控制”的情况下，
在vac≤1.2vdc(120V)时判定为“升降压控制”，
在vac＞1.2vdc(120V)时判定为“降压控制”。
进而，作为简单的控制切换的输入电压阈值，应当将输出电压vdc控制为直流，所以也可以不检测实际的输出电压vdc，而通过替代使用检测输出电压vo而使用目标输出电压值vo*来决定。
另外，与实施方式1同样地，在该实施方式6中，不将电抗器电流iL的控制方式限于峰值电流控制方式，还可以如图5所示，应用如下迟滞比较器控制方式：相对目标电抗器电流iL*决定恒定幅度±ΔT的上下2个目标峰值电流iref1*、iref2*，使电抗器电流iL在两个目标峰值电流iref1*与iref2*之间增减；或者，还可以如图6所示，应用如下窗口比较器控制方式等：以使目标电抗器电流iL*位于上限的目标峰值电流iref1*和其分压值的下限的目标峰值电流iref2*的中心位置的方式，决定目标峰值电流iref1*，使电抗器电流iL在两个目标峰值电流iref1*与iref2*之间增减。
另外，还可以如在实施方式2中那样，对电抗器L的开关频率设置上限；还可以如在实施方式3中那样，使电抗器L的开关频率固定，进而根据控制模式来切换该开关频率，进而在至少进行某1种控制时按照多个等级切换该开关频率；还可以如在实施方式4中那样，将负载设为LED而变更为输出电流控制，附加调光功能。
另外，本发明可以在该发明的范围内，自由地组合各实施方式，或者适当地对各实施方式进行变形、省略。

Claims (15)

1.一种电力变换装置，包括电源主电路部和电源控制部，
所述电源主电路部具备：
全波整流电路，对交流电源的交流电压进行全波整流；
H桥型升降压转换器，具有第1开关元件及第2开关元件和电抗器，将通过所述全波整流电路得到的输入电压变换为作为目标的输出电压；以及
检测电路，分别检测由所述全波整流电路进行了全波整流之后的输入电压、由所述H桥型升降压转换器进行了电压变换之后的输出电压、以及在所述H桥型升降压转换器的所述电抗器中流过的电抗器电流iL，
所述电源控制部根据由所述检测电路检测到的检测信号来对所述H桥型升降压转换器的所述第1开关元件及第2开关元件进行ON/OFF控制，从而控制所述输出电压，并且控制所述电抗器电流iL而进行使输入电流波形接近输入电压波形的功率因数改善控制，
其中，
所述电源控制部根据所述输入电压和所述输出电压的比较，判断所述H桥型升降压转换器的升压控制、降压控制或者升降压控制的动作，与所述升压控制时、所述降压控制时或者所述升降压控制时对应地，分别个别地进行用于进行所述功率因数改善控制的目标电抗器电流iL*的运算，进行电流控制以使所述电抗器电流iL与所述目标电抗器电流iL*一致，
所述电源控制部针对所述H桥型升降压转换器进行如下控制中的某一种控制：所述升压控制和所述降压控制的组合；所述升压控制、所述升降压控制和所述降压控制的组合；所述升压控制和所述升降压控制的组合；所述升降压控制和所述降压控制的组合；仅所述升压控制；或者仅所述升降压控制，
所述电源控制部
在所述H桥型升降压转换器的升压控制时，使所述第1开关元件始终为ON并对所述第2开关元件进行ON/OFF控制，并且在求所述目标电抗器电流iL*时，设定与成为所述H桥型升降压转换器的输入电流的控制目标的目标输入电流iin*成比例的值，
在所述H桥型升降压转换器的降压控制时，使所述第2开关元件始终为OFF并对所述第1开关元件进行ON/OFF控制，并且在求所述目标电抗器电流iL*时，设定与将成为所述H桥型升降压转换器的输入电流的控制目标的目标输入电流iin*换算为所述H桥型升降压转换器的输出电流而得到的结果成比例的值，
在所述H桥型升降压转换器的升降压控制时，对所述第1开关元件及第2开关元件同时进行ON/OFF控制，并且在求所述目标电抗器电流iL*时，设定与成为所述H桥型升降压转换器的输入电流的控制目标的目标输入电流iin*成比例的值的2倍的值、或者与将成为所述H桥型升降压转换器的输入电流的控制目标的目标输入电流iin*换算为所述H桥型升降压转换器的输出电流而得到的结果成比例的值的2倍的值。
2.一种电力变换装置，包括电源主电路部和电源控制部，
所述电源主电路部具备：
全波整流电路，对交流电源的交流电压进行全波整流；
H桥型升降压转换器，具有第1开关元件及第2开关元件和电抗器，将通过所述全波整流电路得到的输入电压变换为作为目标的输出电压；以及
检测电路，分别检测由所述全波整流电路进行了全波整流之后的输入电压、由所述H桥型升降压转换器进行了电压变换之后的输出电压、以及在所述H桥型升降压转换器的所述电抗器中流过的电抗器电流iL，
所述电源控制部根据由所述检测电路检测到的检测信号来对所述H桥型升降压转换器的所述第1开关元件及第2开关元件进行ON/OFF控制，从而控制所述输出电压，并且控制所述电抗器电流iL而进行使输入电流波形接近输入电压波形的功率因数改善控制，
其中，
所述电源控制部根据所述输入电压和所述输出电压的比较，判断所述H桥型升降压转换器的升压控制、降压控制或者升降压控制的动作，与所述升压控制时、所述降压控制时或者所述升降压控制时对应地，分别个别地进行用于进行所述功率因数改善控制的目标电抗器电流iL*的运算，进行电流控制以使所述电抗器电流iL与所述目标电抗器电流iL*一致，
所述电源控制部针对所述H桥型升降压转换器进行如下控制中的某一种控制：所述升压控制和所述降压控制的组合；所述升压控制、所述升降压控制和所述降压控制的组合；所述升压控制和所述升降压控制的组合；所述升降压控制和所述降压控制的组合；仅所述升压控制；或者仅所述升降压控制，
所述电源控制部
在所述H桥型升降压转换器的升压控制时，使所述第1开关元件始终为ON并对所述第2开关元件进行ON/OFF控制，并且在求所述目标电抗器电流iL*时，设定与成为所述H桥型升降压转换器的输入电流的控制目标的目标输入电流iin*成比例的值，
在所述H桥型升降压转换器的降压控制时，使所述第2开关元件始终为OFF并对所述第1开关元件进行ON/OFF控制，并且在求所述目标电抗器电流iL*时，设定与将成为所述H桥型升降压转换器的输入电流的控制目标的目标输入电流iin*换算为所述H桥型升降压转换器的输出电流而得到的结果成比例的值，
在所述H桥型升降压转换器的升降压控制时，对所述第1开关元件及第2开关元件同时进行ON/OFF控制，并且在求所述目标电抗器电流iL*时，设定与将成为所述H桥型升降压转换器的输入电流的控制目标的目标输入电流iin*除以所述第1开关元件及第2开关元件的ON占空比而得到的结果成比例的值、或者与将把成为所述H桥型升降压转换器的输入电流的控制目标的目标输入电流iin*换算为所述H桥型升降压转换器的输出电流而得到的结果除以第1开关元件及第2开关元件的OFF占空比而得到的结果成比例的值。
3.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述电源控制部在求所述目标电抗器电流iL*时，用所述输入电压对所述输入电流进行校正运算。
4.根据权利要求2所述的电力变换装置，其中，
所述电源控制部在求所述目标电抗器电流iL*时，用所述输入电压对所述输入电流进行校正运算。
5.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，其中，
作为使所述电源控制部的所述电抗器电流iL与所述目标电抗器电流iL*一致的控制方式，使用峰值电流控制。
6.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，其中，
作为使所述电源控制部的所述电抗器电流iL与所述目标电抗器电流iL*一致的控制方式，使用迟滞控制。
7.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，其中，
作为使所述电源控制部的所述电抗器电流iL与所述目标电抗器电流iL*一致的控制方式，使用窗口比较器控制。
8.根据权利要求5所述的电力变换装置，其中，
在所述电源控制部进行所述峰值电流控制的情况下，针对对所述第1开关元件及第2开关元件进行ON/OFF控制的开关频率设定上限。
9.根据权利要求5所述的电力变换装置，其中，
在所述电源控制部进行所述峰值电流控制的情况下，分别针对升压控制、降压控制以及升降压控制设定对所述第1开关元件及第2开关元件进行ON/OFF控制的开关频率，在升压控制时、降压控制时以及升降压控制时切换所述开关频率，升压控制时的开关频率设定得比降压控制时的开关频率低。
10.根据权利要求9所述的电力变换装置，其中，
对所述第1开关元件及第2开关元件进行ON/OFF控制的开关频率的切换是按照多个等级进行的。
11.一种电力变换装置，包括电源主电路部和电源控制部，
所述电源主电路部具备：
全波整流电路，对交流电源的交流电压进行全波整流；
H桥型升降压转换器，具有第1开关元件及第2开关元件和电抗器，将通过所述全波整流电路得到的输入电压变换为作为目标的输出电压；以及
检测电路，分别检测由所述全波整流电路进行了全波整流之后的输入电压、由所述H桥型升降压转换器进行了电压变换之后的输出电压、以及在所述H桥型升降压转换器的所述电抗器中流过的电抗器电流iL，
所述电源控制部根据由所述检测电路检测到的检测信号来对所述H桥型升降压转换器的所述第1开关元件及第2开关元件进行ON/OFF控制，从而控制所述输出电压，并且控制所述电抗器电流iL而进行使输入电流波形接近输入电压波形的功率因数改善控制，
其中，
所述电源控制部根据所述输入电压和所述输出电压的比较，判断所述H桥型升降压转换器的升压控制、降压控制或者升降压控制的动作，与所述升压控制时、所述降压控制时或者所述升降压控制时对应地，分别个别地进行用于进行所述功率因数改善控制的目标电抗器电流iL*的运算，进行电流控制以使所述电抗器电流iL与所述目标电抗器电流iL*一致，
所述电源控制部针对所述H桥型升降压转换器进行如下控制中的某一种控制：所述升压控制和所述降压控制的组合；所述升压控制、所述升降压控制和所述降压控制的组合；所述升压控制和所述升降压控制的组合；所述升降压控制和所述降压控制的组合；仅所述升压控制；或者仅所述升降压控制，
在对所述电源主电路部设置了输入滤波器的情况下，所述电源控制部在切换所述升压控制和所述升降压控制的情况下或者在切换所述降压控制和所述升降压控制的情况下，根据由所述输入滤波器决定的共振频率和在所述电抗器中流过的电流的开关频率的比较来决定其切换电压阈值。
12.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，其中，
所述电源控制部在切换所述升压控制和所述升降压控制的情况下，在所述输入电压比第一阈值小时进行所述升压控制，在所述输入电压为所述第一阈值以上时进行所述升降压控制，所述第一阈值是比所述输出电压或者目标输出电压小预先决定的电压的值，并且在切换所述降压控制和所述升降压控制的情况下，在所述输入电压比第二阈值大时进行所述降压控制，在所述输入电压为所述第二阈值以下时进行所述升降压控制，所述第二阈值是比所述输出电压或者目标输出电压大预先决定的电压的值。
13.根据权利要求1、2和11中任一项所述的电力变换装置，其中，
在所述电源主电路部中，作为负载连接LED，并且设置检测在所述LED中流过的LED电流的LED电流检测电路，所述电源控制部根据由所述LED电流检测电路检测到的所述LED电流，进行所述LED的电流控制。
14.根据权利要求1、2和11中任一项所述的电力变换装置，其中，
在所述H桥型升降压转换器中，对所述交流电源串联地连接所述第1开关元件和第1二极管，对负载串联地连接第2二极管和所述第2开关元件，在所述第1开关元件和所述第1二极管的连接点与所述第2二极管和所述第2开关元件的连接点之间具备所述电抗器。
15.根据权利要求1、2和11中任一项所述的电力变换装置，其中，
在所述H桥型升降压转换器中，对所述交流电源串联地连接所述第1开关元件和第3开关元件，对负载串联地连接第4开关元件和所述第2开关元件，在所述第1开关元件和所述第3开关元件的连接点与所述第4开关元件和所述第2开关元件的连接点之间具备所述电抗器。
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