JP2017019363A - 車両用電源制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電源から負荷への電力供給を低電圧遮断機能付のデバイスによりオンオフするのに当たり、電源電圧が一時的に低下しても電源から負荷への電力供給を常時確保する。【解決手段】電源の出力電圧が基準電圧（例えば８Ｖ）以上である間に充電したキャパシタＣを、電源の出力電圧が基準電圧よりも低下したら電源から切り離し、電源の出力電圧がさらに半導体スイッチング素子ａのしきい値電圧（例えば３Ｖ）以下に低下したら、キャパシタＣの正極を定電圧源１５に接続するようにした。そして、定電圧源１５が出力する定電圧（例えば５Ｖ）に対してキャパシタＣの充電電荷に応じた電圧（例えば８Ｖ）分の電位差を有する負電位（例えば−３Ｖ）をキャパシタＣの負極に発生させて、この電位に、低電圧駆動の負荷３２，…，３ｎに対応するＩＰＤ１３２，…，１３ｎの、ドライバ回路ｂのアースが接続されるＧＮＤ端子の電位を切り換えるようにした。【選択図】図１

Description

本発明は、車両の電源から負荷への電力供給をパワーＭＯＳＦＥＴによりオンオフする車両用電源制御装置に関する。

車両内の電源分配を行う電源ボックス（以下、ユニットという）では、軽量化、及び省電力化の要求に応えるため、半導体の利用が拡大している。さらに小型化を進めるため、従来のプリドライバ＋ＭＯＳＦＥＴ（等のデバイス）の構成か、ドライバ及び保護機能を持つ制御回路を一体化したデバイスであるＩＰＤ（Intelligent Power Device）の利用が拡大している。これらのデバイスは、電圧低下時にオン抵抗の増加による過熱防止のため低電圧遮断機能を内蔵するものが多い。

ここで、スタータは大電流を流すため、バッテリの内部抵抗によりバッテリの端子電圧が低下する。このように車両ではエンジン始動時（特にクランキング時）において一時的に電圧が低下する現象が発生する。車両内では一時的に電圧が低下するクランキング時であっても動作が必要な負荷が存在し、これらを動作させるためには低電圧遮断機能の回避が必要となる。

そこで、スタータスイッチのオンからエンジンの始動完了までの間、負電圧を生成してＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴのゲートに印加する提案が行われている。この提案によれば、クランキングにより電源電圧が低下しても、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴのゲート−ソース間電圧をゲートしきい値電圧より大きい電圧に保って、電源から負荷への電力供給が遮断されないようにすることができる（例えば、特許文献１）。

特開２０１３−２４１０３６号公報

ところが、電源電圧の一時的な低下は上述したエンジンの始動時に限って発生する訳ではない。例えば、電源と負荷との間で発生したレアショートによりショート電流が流れると電源電圧が一時的に低下することがある。この場合にも、エンジンの始動時と同様に、低電圧遮断機能を回避し電源から負荷への電力供給が継続されるようにすることが必要となる。

本発明は前記事情に鑑みなされたもので、本発明の目的は、電源から負荷への電力供給を低電圧遮断機能を有するスイッチングデバイスによりオンオフするのに当たり、電源電圧が一時的に低下しても電源から負荷への電力供給を常時確保することができる車両用電源制御装置を提供することにある。

前記目的を達成するために、本発明の第１の態様による車両用電源制御装置は、
車両の電源の出力電圧がしきい値電圧（例えば３Ｖ）以下のときに出力される制御信号により半導体スイッチング素子を強制的にオフさせる低電圧遮断機能を有するスイッチングデバイスを用い、前記電源から前記車両の負荷に対する電力供給を制御信号に基づいてオンオフさせる電源制御装置において、
前記電源とは独立して設けられ該電源の定格出力電圧（例えば１２Ｖ）よりも低く前記しきい値電圧（例えば３Ｖ）よりも高い定電圧（例えば５Ｖ）を出力する補助電源と、
前記電源の出力電圧を検出する電源電圧検出部と、
前記電源により充電されるキャパシタと、
前記電源電圧検出部の検出電圧が、前記定格出力電圧（例えば１２Ｖ）と前記定電圧（例えば５Ｖ）との間の基準電圧（例えば８Ｖ）以上であるときに、前記電源に前記キャパシタを接続し、前記検出電圧が前記基準電圧（例えば８Ｖ）と前記しきい値電圧（例えば３Ｖ）との間であるときに、前記キャパシタを前記電源、アース及び前記スイッチングデバイスのＧＮＤ端子から切り離す接続部と、
前記検出電圧が前記しきい値電圧（例えば３Ｖ）以下であるときに、前記キャパシタの充電電荷により、前記定電圧（例えば５Ｖ）との間に前記基準電圧（例えば８Ｖ）分の電位差を有する負電圧（例えば−３Ｖ）を生成して前記ＧＮＤ端子に印加し、前記負電圧と該負電圧の印加前における前記ＧＮＤ端子の電位との電位差分だけ、該ＧＮＤ端子の電位を基準とした前記制御信号の電位を低下させる負電圧生成部と、
を備えることを特徴とする。

本発明の第１の態様による車両用電源制御装置によれば、電源の出力電圧が基準電圧（例えば８Ｖ）以上である間は接続部がキャパシタを電源に接続する。このため、電源の出力電圧が基準電圧（例えば８Ｖ）を下回って接続部が電源から絶縁させたキャパシタは、基準電圧（例えば８Ｖ）に相当する電荷を蓄えた状態にある。このキャパシタは、アース及びスイッチングデバイスのＧＮＤ端子とも絶縁されるので、基準電圧（例えば８Ｖ）に相当する電荷を蓄えた状態を保つ。

その後、電源の出力電圧がしきい値電圧（例えば３Ｖ）までさらに下がると、スイッチングデバイスにおいて半導体スイッチング素子に対する制御信号が出力される。このとき、補助電源の定電圧（例えば５Ｖ）に対してキャパシタが蓄えた電荷分に相当する電位差、つまり、基準電圧（例えば８Ｖ）分の電位差を有する負電圧（例えば−３Ｖ）が生成されて、スイッチングデバイスのＧＮＤ端子に印加される。これにより、ＧＮＤ端子の電位を基準とした制御信号の電位が負電圧の印加前におけるＧＮＤ端子の電位と負電圧との電位差分だけ低下する。

このため、仮に、本来ならば低電圧遮断機能が動作するほど低い電位に電源の出力電圧が一時的に低下しても、それに応じて出力される半導体スイッチング素子の制御電位を低下させて、制御信号を実質的に電源の出力電圧がしきい値電圧（例えば３Ｖ）を越えているときの電位とすることができる。

これにより、電源から負荷への電力供給を低電圧遮断機能を有するスイッチングデバイスによりオンオフするのに当たり、電源電圧が一時的に低下しても電源から負荷への電力供給を常時確保することができる。

また、本発明の第２の態様による車両用電源制御装置は、本発明の第１の態様による車両用電源制御装置において、前記基準電圧（例えば８Ｖ）は、前記定電圧（例えば５Ｖ）との電位差が前記しきい値電圧（例えば３Ｖ）よりも大きいことを特徴とする。

本発明の第２の態様による車両用電源制御装置によれば、本発明の第１の態様による車両用電源制御装置において、基準電圧（例えば８Ｖ）と定電圧（例えば５Ｖ）との電位差（８Ｖ−５Ｖ＝３Ｖ）は、定電圧（５Ｖ）としきい値電圧（例えば３Ｖ）との電位差（５Ｖ−３Ｖ＝２Ｖ）よりも大きい。

このため、仮に、電源の出力電圧がしきい値電圧（例えば３Ｖ）よりも下がっても、定電圧（５Ｖ）に対して基準電圧（例えば８Ｖ）分の電位差を有する負電圧（例えば、−３Ｖ）は、電源の出力電圧（例えば２Ｖ）との間に、しきい値電圧（例えば３Ｖ）以上の電位差（２Ｖ−（−３Ｖ）＝６Ｖ）を持つことになる。

したがって、電源の出力電圧（例えば２Ｖ）が一時的に低下しても、それに応じて半導体スイッチング素子の制御信号の基準となるスイッチングデバイスのＧＮＤ端子の電位を低下させて、制御信号が出力されたときの半導体スイッチング素子を確実にオン状態にすることができる。

なお、本発明の第１又は第２の態様による車両用電源制御装置において、前記接続部及び前記負電圧生成部は、本発明の第３の態様による車両用電源制御装置のように、前記コンデンサの正極の接続先を前記電源と前記補助電源との間で切り換える正極側切換部と、前記コンデンサの負極の接続先をアースと前記スイッチングデバイスのＧＮＤ端子との間で切り換える負極側切換部と、前記電源電圧検出部の検出電圧に応じて前記正極側切換部及び前記負極側切換部の切り換え状態を制御する切換制御部とを有している構成とすることができる。

本発明によれば、電源から負荷への電力供給を低電圧遮断機能を有するスイッチングデバイスによりオンオフするのに当たり、電源電圧が一時的に低下しても電源から負荷への電力供給を常時確保することができる。

本発明の一実施形態に係る車両用電源制御装置の原理的な構成を示す回路図である。 図１の電源の出力電圧と低電圧駆動負荷に対応するインテリジェントパワーデバイス（ＩＰＤ）のＧＮＤ端子の電位との関係を示すタイミングチャートである。 （ａ）〜（ｃ）は図１の電源の出力電圧に応じた負電圧生成部の回路状態を示す説明図である。 図１のバイアス電圧切換部の概略構成を示す回路図である。 本発明の他の実施形態に係る車両用電源制御装置の原理的な構成を示す回路図である。

以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。図１は本発明の一実施形態に係る電源制御装置の原理的な構成を示す回路図である。

本実施形態の電源制御装置１（請求項中の車両用電源制御装置に相当）は、不図示の車両に搭載された電源ＢＡＴＴから各負荷３１，３２，…，３ｎに対し、主電線５とこれから分岐する分岐電線５１，５２，…，５ｎとを介して電力を供給する、所謂電源ボックスとして利用されるものである。

なお、本実施形態では、負荷３１は例えばヘッドライト等の電装品であるものとする。また、負荷３２，…，３ｎは、例えば、制御系や補機系の電装品等の、低電圧でも駆動させる必要がある電装品であるものとする。

そして、電源制御装置１は、各分岐電線５１，５２，…，５ｎから対応する各負荷３１，３２，…，３ｎに対する電力供給をオンオフするインテリジェントパワーデバイス（ＩＰＤ）１３１，１３２，…，１３ｎ（請求項中のスイッチングデバイスに相当）と、その動作を制御する制御部１１とを有している。

制御部１１は、定電圧源１５（請求項中の補助電源に相当）が電源ＢＡＴＴの出力電圧から生成する図２の定電圧（例えば、５Ｖ）により動作し、負荷３１，３２，…，３ｎを動作させる際に、対応するＩＰＤ１３１，１３２，…，１３ｎに向けた制御信号を出力する。

各ＩＰＤ１３１，１３２，…，１３ｎは、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴａ（請求項中の半導体スイッチング素子に相当）とそのドライバ回路ｂとをそれぞれ内蔵している。ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴａは、ゲートへの制御信号の入力によりゲート−ソース間電圧が図２のゲートしきい値電圧（Ｖｌｏｗ、例えば３Ｖ。請求項中のしきい値電圧に相当）を超えると、ドレイン−ソース間がオン抵抗の低下により導通する。各ＩＰＤ１３１，１３２，…，１３ｎは、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴａのドレイン−ソース間が導通すると、電源ＢＡＴＴから負荷３１，３２，…，３ｎに電力を供給する。

また、各ＩＰＤ１３１，１３２，…，１３ｎは、低電圧遮断機能を有している。この低電圧遮断機能とは、電源ＢＡＴＴの電源電圧が低下したときに、半導体スイッチング素子のオン抵抗増加による過熱を防止するために負荷３１，３２，…，３ｎへの電力供給を遮断する機能である。

本実施形態のＩＰＤ１３１，１３２，…，１３ｎでは、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴａのソース電位が図２のゲートしきい値電圧（Ｖｌｏｗ）まで下がると、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴａのゲート−ソース間電圧が下がってドレイン−ソース間が遮断される。そこで、このＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴａの動作を、電源ＢＡＴＴの電源電圧がゲートしきい値電圧（Ｖｌｏｗ）まで低下したときに負荷３１，３２，…，３ｎへの電力供給を遮断する低電圧遮断機能として利用している。しかし、半導体スイッチング素子としてＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴを用いる場合にも、別の構成で同様の低電圧遮断機能を実現することができる。

そこで、以下の説明では、各ＩＰＤ１３１，１３２，…，１３ｎが単に、電源ＢＡＴＴの電源電圧がしきい値電圧（Ｖｌｏｗ）以下に低下したときに、半導体スイッチング素子をオフして負荷３１，３２，…，３ｎへの電力供給を遮断する低電圧遮断機能を有していることを前提とするのに止め、各ＩＰＤ１３１，１３２，…，１３ｎが半導体スイッチング素子としてＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴを用いているか否かについては特定しないこととする。

本実施形態の電源制御装置１が使用される不図示の車両では、始動時にエンジンをクランキングさせる際にスタータモータが電力を大量に消費する。このときには、電源ＢＡＴＴの電源電圧が一時的に大きく低下する。電源ＢＡＴＴの電源電圧が低下すると、ＩＰＤ１３１，１３２，…，１３ｎの低電圧遮断機能が動作して半導体スイッチング素子ａがオフされ、電源ＢＡＴＴから負荷３１，３２，…，３ｎへの電力供給が遮断されてしまう。

このような現象の発生は、特に、低電圧でも駆動させる必要がある負荷３２，…，３ｎにとって問題となる。これらの負荷３２，…，３ｎには、電源ＢＡＴＴの電源電圧が一時的に大きく低下しても電力供給を確保する必要がある。

そこで、本実施形態の電源制御装置１は、電源ＢＡＴＴの電源電圧が低下しても負荷３２，…，３ｎに対する電力供給を確保するために、動作電圧検出部７、低電圧検出部９、負電圧生成部１７及びバイアス電圧切換部１９を設けている。

負電圧生成部１７（請求項中の負電圧生成部及び接続部に相当）は、キャパシタＣと、キャパシタＣの正極を電源ＢＡＴＴに接続するスイッチＳＷ１、キャパシタＣの負極をＧＮＤ（アース）に接続するスイッチＳＷ３、及び、キャパシタＣの正極を定電圧源１５の出力側に接続するスイッチＳＷ５とを有している。

キャパシタＣは、正極がスイッチＳＷ１のオンにより電源ＢＡＴＴに接続され負極がスイッチＳＷ３のオンによりＧＮＤ（アース）に接続されると、電源ＢＡＴＴの出力電圧によって充電される。

また，キャパシタＣは、スイッチＳＷ１，ＳＷ３がオフされて電源ＢＡＴＴから切り離された状態でスイッチＳＷ５がオンされると、正極の接続先が電源ＢＡＴＴから定電圧源１５の出力側に切り換わると共に負極がＧＮＤ（アース）から切り離される。この状態では、キャパシタＣの負極に、キャパシタＣの充電電荷分の電圧を定電圧源１５の定電圧（例えば５Ｖ）から差し引いた電位が現れる。

動作電圧検出部７（請求項中の電源電圧検出部及び切換制御部に相当）は、定電圧源１５が定電圧を生成する前の電源ＢＡＴＴの出力電圧を検出する。そして、動作電圧検出部７は、検出した電圧が定電圧源１５による定電圧よりも高く電源ＢＡＴＴの定格出力電圧（例えば１２Ｖ）よりも低い図２の基準電圧（Ｖｍｉｎ、例えば８Ｖ）以上であるときに、動作電圧検出部７は、図３（ａ）に示すように、負電圧生成部１７のスイッチＳＷ１，ＳＷ３をオンさせる。

このとき、負電圧生成部１７のスイッチＳＷ５は後述する低電圧検出部９によりオフされている。このため、キャパシタＣは、電源ＢＡＴＴの出力電圧が基準電圧Ｖｍｉｎ（例えば８Ｖ）以上であるときに、基準電圧Ｖｍｉｎ以上で充電される。

また、動作電圧検出部７は、検出した電圧が基準電圧Ｖｍｉｎを下回ると、図３（ｂ）に示すように、負電圧生成部１７のスイッチＳＷ１，ＳＷ３をオフさせる。

一方、低電圧検出部９（請求項中の電源電圧検出部及び切換制御部に相当）は、電源ＢＡＴＴの出力電圧を検出し、検出した電圧がしきい値電圧Ｖｌｏｗ（例えば３Ｖ）を超えていると、負電圧生成部１７のスイッチＳＷ５をオフさせる。

このため、電源ＢＡＴＴの出力電圧がしきい値電圧Ｖｌｏｗから基準電圧Ｖｍｉｎ（例えば８Ｖ）までの間であるときには、キャパシタＣは、基準電圧Ｖｍｉｎ（例えば８Ｖ）に対応する電荷を蓄えた状態で電源ＢＡＴＴから絶縁される。

また、低電圧検出部９は、検出した電圧がしきい値電圧Ｖｌｏｗ（例えば３Ｖ）以下であるときに、図３（ｃ）に示すように、負電圧生成部１７のスイッチＳＷ５をオンさせる。このとき、負電圧生成部１７のスイッチＳＷ１，ＳＷ３は動作電圧検出部７によりオフされている。このため、キャパシタＣは、基準電圧Ｖｍｉｎ（例えば８Ｖ）に対応する電荷を蓄えた状態で、正極が定電圧源１５の出力側に接続される。そして、キャパシタＣの負極には、キャパシタＣの充電電荷分の電圧（例えば８Ｖ）を定電圧源１５の定電圧（例えば５Ｖ）から差し引いた負電位（例えば−３Ｖ）が現れる。

ところで、図１に示す負荷３１に対応するＩＰＤ１３１のＧＮＤ端子はＧＮＤ（アース）に接続されている。このＧＮＤ端子には、ドライバ回路ｂのアースが接続されている。このため、ＩＰＤ１３１のドライバ回路ｂは、ＩＰＤ１３１に向けた制御部１１からの制御信号に応じた制御信号入力（ＩＮ）の電位と、ＧＮＤ端子の電位との電位差に応じて、半導体スイッチング素子ａをオンオフさせる。

具体的には、ＩＰＤ１３１のドライバ回路ｂは、ＩＰＤ１３１に向けた制御部１１からの制御信号の入力がなく制御信号入力（ＩＮ）の電位がＧＮＤ（アース）電位であると、制御信号入力（ＩＮ）の電位とＧＮＤ端子の電位（ＧＮＤ（アース）電位）との電位差がしきい値電圧Ｖｌｏｗを超えないので、半導体スイッチング素子ａをオフさせる。

また、ＩＰＤ１３１のドライバ回路ｂは、制御部１１からの制御信号の入力により制御信号入力（ＩＮ）の電位とＧＮＤ端子の電位（ＧＮＤ（アース）電位）との電位差がしきい値電圧Ｖｌｏｗを超えると、半導体スイッチング素子ａをオンさせる。

一方、低電圧駆動の負荷３２，…，３ｎに対応するＩＰＤ１３２，…，１３ｎのＧＮＤ端子は、図２のタイミングチャートに示すように、電源ＢＡＴＴの出力電圧がしきい値電圧（例えば３Ｖ）を超えている（１），（２）の期間では、負電圧生成部１７が図３（ａ）又は図３（ｂ）に示す回路状態にあるので、ＧＮＤ端子からＧＮＤ（アース）に向かう方向を順方向とするダイオードＤ１を介してＧＮＤ（アース）に接続される。このＧＮＤ端子には、ドライバ回路ｂのアースが接続されている。

また、ＩＰＤ１３２，…，１３ｎのＧＮＤ端子は、図２に示すように、電源ＢＡＴＴの出力電圧がしきい値電圧Ｖｌｏｗ（例えば３Ｖ）以下である（３）の期間では、負電圧生成部１７が図３（ｃ）に示す回路状態にあるので、ＧＮＤ端子からキャパシタＣの負極に向かう方向を順方向とするダイオードＤ３を介してキャパシタＣの負極に接続される。

したがって、ＩＰＤ１３２，…，１３ｎのドライバ回路ｂは、電源ＢＡＴＴの出力電圧がしきい値電圧Ｖｌｏｗ（例えば３Ｖ）を超えているときは、制御信号入力（ＩＮ）の電位とＧＮＤ端子の電位との電位差に応じて、半導体スイッチング素子ａをオンオフさせる。

また、ＩＰＤ１３２，…，１３ｎのドライバ回路ｂは、電源ＢＡＴＴの出力電圧がしきい値電圧Ｖｌｏｗ（例えば３Ｖ）以下であるときは、制御信号入力（ＩＮ）の電位と、ＧＮＤ端子に接続されるキャパシタＣの負極に現れる負電位（例えば−３Ｖ）との電位差に応じて、半導体スイッチング素子ａをオンオフさせる。

具体的には、電源ＢＡＴＴの出力電圧がしきい値電圧Ｖｌｏｗ（例えば３Ｖ）を超えているときは、ＩＰＤ１３２，…，１３ｎのドライバ回路ｂは、制御信号の入力がなく制御信号入力（ＩＮ）の電位がＧＮＤ（アース）電位であると、制御信号入力（ＩＮ）の電位とＧＮＤ端子の電位（ＧＮＤ（アース）電位）との電位差がしきい値電圧Ｖｌｏｗを超えないので、半導体スイッチング素子ａをオフさせる。

また、ＩＰＤ１３２，…，１３ｎのドライバ回路ｂは、制御信号の入力により制御信号入力（ＩＮ）の電位とＧＮＤ端子の電位（ＧＮＤ（アース）電位）との電位差がしきい値電圧Ｖｌｏｗを超えると、半導体スイッチング素子ａをオンさせる。

一方、電源ＢＡＴＴの出力電圧がしきい値電圧Ｖｌｏｗ（例えば３Ｖ）以下であるときは、ＩＰＤ１３２，…，１３ｎのドライバ回路ｂは、制御信号の入力がなく制御信号入力（ＩＮ）の電位がＧＮＤ（アース）電位であると、制御信号の電位と負電位（例えば−３Ｖ）に逆バイアスされたＧＮＤ端子の電位との電位差がしきい値電圧Ｖｌｏｗを超えないので半導体スイッチング素子ａをオフさせる。

また、ＩＰＤ１３２，…，１３ｎのドライバ回路ｂは、制御信号の入力により制御信号入力（ＩＮ）の電位と負電位（例えば−３Ｖ）に逆バイアスされたＧＮＤ端子の電位との電位差がしきい値電圧Ｖｌｏｗを超えると、半導体スイッチング素子ａをオンさせる。

このように、ＩＰＤ１３２，…，１３ｎは、電源ＢＡＴＴの出力電圧がしきい値電圧Ｖｌｏｗ（例えば３Ｖ）を超えるか否かによって、ドライバ回路ｂのアースが接続されるＧＮＤ端子の電位を、ＧＮＤ（アース）電位と負電位（例えば−３Ｖ）とに切り換える。このため、制御信号入力（ＩＮ）に入力される制御信号の基準とする電位を、ＧＮＤ端子の電位に合わせてＧＮＤ（アース）電位と負電位（例えば−３Ｖ）とに切り換える必要がある。

そこで、バイアス電圧切換部１９は、ＩＰＤ１３２，…，１３ｎに向けた制御部１１からの制御信号の電位を、ＩＰＤ１３２，…，１３ｎのＧＮＤ端子の電位に合わせて切り換える。

バイアス電圧切換部１９は、図４の回路図に示すように、ｐｎｐ型のトランジスタＱ１を有している。このトランジスタＱ１は、各ＩＰＤ１３２，…，１３ｎに１対１に対応してバイアス電圧切換部１９内に複数設けられている。各トランジスタＱ１のエミッタは定電圧源１５の出力側に接続され、コレクタは対応するＩＰＤ１３２，…，１３ｎのＧＮＤ端子と制御信号入力（ＩＮ）に接続されている。

バイアス電圧切換部１９は、ＩＰＤ１３２，…，１３ｎに向けた制御部１１からの制御信号の入力がなく、対応するトランジスタＱ１のベース電位がＧＮＤ（アース）電位よりも高い電位である間は、トランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間が遮断されるので、対応するＩＰＤ１３２，…，１３ｎに制御信号を出力しない。

また、バイアス電圧切換部１９は、ＩＰＤ１３２，…，１３ｎに向けた制御部１１からの制御信号の入力により、対応するトランジスタＱ１のベース電位がＧＮＤ（アース）電位に逆バイアスされると、トランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間が導通するので、対応するＩＰＤ１３２，…，１３ｎに制御信号を出力する。

このとき、対応するＩＰＤ１３２，…，１３ｎのＧＮＤ端子の電位がＧＮＤ（アース）電位であると、バイアス電圧切換部１９が対応するＩＰＤ１３２，…，１３ｎに出力する制御信号の電位は、制御部１１からバイアス電圧切換部１９に入力される制御信号と同じＧＮＤ（アース）電位を基準とした電位となる。

一方、対応するＩＰＤ１３２，…，１３ｎのＧＮＤ端子の電位が負電位（例えば−３Ｖ）であると、バイアス電圧切換部１９が対応するＩＰＤ１３２，…，１３ｎのゲートに出力する制御信号の電位は、制御部１１からバイアス電圧切換部１９に入力される制御信号のＧＮＤ（アース）電位と負電位（例えば−３Ｖ）との電位差分だけ低下した電位を基準とした電位となる。

このように、バイアス電圧切換部１９が、ＩＰＤ１３２，…，１３ｎのＧＮＤ端子の電位に合わせて制御部１１からの制御信号の基準となる電位を切り換えることで、ＩＰＤ１３２，…，１３ｎの誤動作を防止することができる。

即ち、ＩＰＤ１３２，…，１３ｎに制御信号が入力されていないにもかかわらず、ＩＰＤ１３２，…，１３ｎのＧＮＤ端子の電位がＧＮＤ（アース）電位から負電位（例えば−３Ｖ）に切り換わるのに連動して、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴａのゲート電位が下がることがない。

このため、電源ＢＡＴＴの出力電圧がしきい値電圧Ｖｌｏｗ（例えば３Ｖ）以下に下がったときに、ＩＰＤ１３２，…，１３ｎのＧＮＤ端子の電位が切り換わるのに連動して、ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴａのドレイン−ソース間が誤って導通するのを防止することができる。

以上に説明した実施形態の電源制御装置１によれば、電源の出力電圧が基準電圧Ｖｍｉｎ（例えば８Ｖ）以上である間に充電したキャパシタＣを、電源ＢＡＴＴの出力電圧が基準電圧Ｖｍｉｎよりも低下したら電源ＢＡＴＴから切り離し、電源ＢＡＴＴの出力電圧がさらにしきい値電圧（例えば３Ｖ）以下に低下したら、キャパシタＣの正極を定電圧源１５に接続するようにした。

そして、定電圧源１５が出力する定電圧（例えば５Ｖ）に対してキャパシタＣの充電電荷に応じた電圧（例えば８Ｖ）分の電位差を有する負電位（例えば−３Ｖ）をキャパシタＣの負極に発生させて、この電位に、低電圧駆動の負荷３２，…，３ｎに対応するＩＰＤ１３２，…，１３ｎの、ドライバ回路ｂのアースが接続されるＧＮＤ端子の電位を切り換えるようにした。

このため、電源ＢＡＴＴの出力電圧がしきい値電圧Ｖｌｏｗ（例えば３Ｖ）まで下がって、制御部１１からのＧＮＤ（アース）電位の制御信号がＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴａのゲートに入力されても、制御信号入力（ＩＮ）の電位とＧＮＤ端子の電位との電位差がしきい値電圧Ｖｌｏｗ（例えば３Ｖ）を超えず半導体スイッチング素子ａがオンされない状態になった際に、制御部１１からの制御信号の電位をＧＮＤ（アース）電位からＩＰＤ１３２，…，１３ｎのＧＮＤ端子の負電圧分だけ低下させて、制御信号の入力時に制御信号入力（ＩＮ）の電位とＧＮＤ端子の電位との電位差をしきい値電圧Ｖｌｏｗ（例えば３Ｖ）以上にすることができる。

これにより、電源ＢＡＴＴから負荷３２，…，３ｎへの電力供給をＩＰＤ１３１，…，１３ｎの半導体スイッチング素子ａによりオンオフするのに当たり、電源ＢＡＴＴの出力電圧が一時的に低下しても電源ＢＡＴＴから負荷３２，…，３ｎへの電力供給を常時確保することができる。

また、電源ＢＡＴＴの出力電圧に応じてＩＰＤ１３１，…，１３ｎのＧＮＤ端子の電位を切り換える構成は、負荷３１，…，３ｎに対応するＩＰＤ１３１，…，１３ｎ単位で設けることができるので、本実施形態のように、低電圧駆動の負荷３２，…，３ｎに対応するＩＰＤ１３２，…，１３ｎのみに設ける等して、回路規模の増加を必要最小限に抑えることができる。

なお、負電圧生成部１７のスイッチＳＷ１に代えて、図５の回路図に示す本発明の他の実施形態の電源制御装置１のように、電源ＢＡＴＴからキャパシタＣの正極に向かう方向を順方向とするダイオードＤ５を用いるように構成してもよい。

また、上述した実施形態では、基準電圧（例えば８Ｖ）と定電圧（例えば５Ｖ）との電位差（８Ｖ−５Ｖ＝３Ｖ）を、定電圧（５Ｖ）としきい値電圧Ｖｌｏｗ（例えば３Ｖ）との電位差（５Ｖ−３Ｖ＝２Ｖ）よりも大きくしたが、両電位差の大小関係を逆転させたりなくしたりしてもよい。

さらに、上述した実施形態では、半導体スイッチング素子ａと共にドライバ回路ｂを内蔵したＩＰＤ１３１，１３２，…，１３ｎを用いたが、本発明は、ドライバ回路ｂと別体に設けた半導体スイッチング素子ａを用いて負荷３に対する電力供給を制御する場合にも適用可能である。

また、それらにおいて、半導体スイッチング素子ａとしてＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴに代えてＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴを用いる場合にも、本発明は適用可能である。

本発明は、車両の電源から負荷への電力供給を低電圧遮断機能を有するスイッチングデバイスによりオンオフする電源制御を行う際に用いて極めて有用である。

１ 電源制御装置（車両用電源制御装置）
３１，…，３ｎ 負荷
５ 主電線
５１，５２，…，５ｎ 分岐電線
７ 動作電圧検出部（電源電圧検出部、切換制御部）
９ 低電圧検出部（電源電圧検出部、切換制御部）
１１ 制御部
１３１，…，１３ｎ インテリジェントパワーデバイス（ＩＰＤ、スイッチングデバイス）
１５ 定電圧源（補助電源）
１７ 負電圧生成部（接続部）
１９ バイアス電圧切換部
ａ ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ（半導体スイッチング素子）
ｂ ドライバ回路
ＢＡＴＴ 電源
Ｃ キャパシタ
ＳＷ１，ＳＷ５ スイッチ（正極側切換部）
ＳＷ３ スイッチ（負極側切換部）
Ｖｍｉｎ 基準電圧
Ｖｌｏｗ ゲートしきい値電圧（しきい値電圧）

Claims (3)

1. 車両の電源の出力電圧がしきい値電圧以下のときに出力される制御信号により半導体スイッチング素子を強制的にオフさせる低電圧遮断機能を有するスイッチングデバイスを用い、前記電源から前記車両の負荷に対する電力供給を制御信号に基づいてオンオフさせる電源制御装置において、
   前記電源とは独立して設けられ該電源の定格出力電圧よりも低く前記しきい値電圧よりも高い定電圧を出力する補助電源と、
   前記電源の出力電圧を検出する電源電圧検出部と、
   前記電源により充電されるキャパシタと、
   前記電源電圧検出部の検出電圧が、前記定格出力電圧と前記定電圧との間の基準電圧以上であるときに、前記電源に前記キャパシタを接続し、前記検出電圧が前記基準電圧と前記しきい値電圧との間であるときに、前記キャパシタを前記電源、アース及び前記スイッチングデバイスのＧＮＤ端子から切り離す接続部と、
   前記検出電圧が前記しきい値電圧以下であるときに、前記キャパシタの充電電荷により、前記定電圧との間に前記基準電圧分の電位差を有する負電圧を生成してＧＮＤ端子に印加し、前記負電圧と該負電圧の印加前における前記ＧＮＤ端子の電位との電位差分だけ、該ＧＮＤ端子の電位を基準とした前記制御信号の電位を低下させる負電圧生成部と、
   を備えることを特徴とする車両用電源制御装置。
2. 前記基準電圧は、前記定電圧との電位差が前記しきい値電圧よりも大きいことを特徴とする請求項１記載の車両用電源制御装置。
3. 前記接続部及び前記負電圧生成部は、前記キャパシタの正極の接続先を前記電源と前記補助電源との間で切り換える正極側切換部と、前記キャパシタの負極の接続先をアースと前記スイッチングデバイスのＧＮＤ端子との間で切り換える負極側切換部と、前記電源電圧検出部の検出電圧に応じて前記正極側切換部及び前記負極側切換部の切り換え状態を制御する切換制御部とを有していることを特徴とする請求項１又は２記載の車両用電源制御装置。

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