JP2017011841A - 駆動制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力損失およびモータの温度上昇を軽減できる駆動制御装置を提供する。
【解決手段】駆動制御装置１は、モータ６を駆動させる駆動部３と、同期整流方式のＰＷＭ制御で駆動部３を制御する組込型マイコン２とを備え、組込型マイコン２は、モータ駆動時における規定時間以上の停止期間においては、同期整流方式のＰＷＭ制御を中止して、モータ６がショートブレーキ状態または非接続状態となるよう駆動部３を制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータを駆動させる駆動制御装置に関する。

ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御によりモータを駆動させる駆動制御装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。

また、ＰＷＭ制御の方式の１つとして、同期整流方式が知られている。同期整流方式は、ＰＷＭ信号のＬ（ロー）期間とＨ（ハイ）期間とでモータの印加電圧の方向を同期対応する方式である。

特開２０１４−１６５９８２号公報

同期整流方式によるＰＷＭ制御では、ＰＷＭ信号のデューティ比が５０％のときを境としてモータに流れる平均電流値の正負が反転し、モータの回転方向も同様になる。ＰＷＭ信号のデューティ比が５０％のときは、モータに流れる平均電流値が０となり、モータは停止状態となる。

ここで、ＰＷＭ信号のデューティ比が５０％のとき、モータに流れる平均電流値は０となるが、モータのインダクタンスで積分された三角波のリップル電流が流れる。このため、モータを停止状態としたい場合、ＰＷＭ信号のデューティ比を５０％とすれば、モータは停止するが、リップル電流により電力損失およびモータの温度上昇が生じる。

本発明は上記に鑑みてなされたもので、電力損失およびモータの温度上昇を軽減できる駆動制御装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明に係る駆動制御装置の特徴は、モータを駆動させる駆動部と、同期整流方式のＰＷＭ制御で前記駆動部を制御する制御部とを備え、前記制御部は、モータ駆動時における規定時間以上の停止期間においては、同期整流方式のＰＷＭ制御を中止して、モータがショートブレーキ状態または非接続状態となるよう前記駆動部を制御することにある。

本発明に係る駆動制御装置の特徴によれば、制御部は、モータ駆動時における規定時間以上の停止期間においては、同期整流方式のＰＷＭ制御を中止して、モータがショートブレーキ状態または非接続状態となるよう駆動部を制御する。これにより、モータの停止期間にリップル電流が流れるのを抑えることができる。この結果、電力損失およびモータ６の温度上昇を軽減できる。

実施の形態に係る駆動制御装置の概略構成図である。 メカ系の制御対象の一例を示す図である。 メカ系の負荷特性を示す図である。 メカ系の制御対象のブロック線図である。 モータの等価回路図である。 モータのブロック線図である。 実施の形態に係る駆動制御装置のブロック線図である。 実施の形態に係る駆動制御装置における回転速度制御のアルゴルを図式化した図である。 ＰＷＭ生成部でＰＷＭ信号を発生する動作の説明図である。 （ａ）は同期整流方式のＰＷＭ制御におけるＰＷＭ信号の一例を示す図である。（ｂ）は（ａ）のＰＷＭ信号に対応する各スイッチ素子のオン／オフの状態およびモータに流れる電流の説明図である。（ｃ）は（ａ）のＰＷＭ信号に対応するモータの回転方向の説明図である。 （ａ）は同期整流方式のＰＷＭ制御におけるＰＷＭ信号の他の例を示す図である。（ｂ）は（ａ）のＰＷＭ信号に対応する各スイッチ素子のオン／オフの状態およびモータに流れる電流の説明図である。（ｃ）は（ａ）のＰＷＭ信号に対応するモータの回転方向の説明図である。 （ａ）はモータのショートブレーキ状態の一例の説明図である。（ｂ）はモータのショートブレーキ状態の他の例の説明図である。 モータの無接続状態の説明図である。 （ａ）はＰＷＭ信号のデューティ比が５０％のときの同期整流方式のシミュレーション結果の一例を示すグラフである。（ｂ）はＰＷＭ信号のデューティ比が５０％のときの同期整流方式のシミュレーション結果の他の例を示すグラフである。 （ａ）はＰＷＭ信号のデューティ比が５０％のときの同期整流方式のシミュレーションにおけるモータの平均電流、実効電流、リップル量の計算値を示す表である。（ｂ）は（ａ）の表をグラフ化した図である。 運転パターンＡにおけるモータの印加電圧、電流、および角速度の計測データの波形図、およびモータが正回転状態から規定時間以上の停止期間へ移行する際の各波形の拡大図である。 運転パターンＡにおけるモータの印加電圧、電流、および角速度の計測データの波形図、およびモータが逆回転状態から規定時間以上の停止期間へ移行する際の各波形の拡大図である。 運転パターンＢにおけるモータの印加電圧、電流、および角速度の計測データの波形図、およびモータが逆回転状態→瞬間停止→正回転状態と移行する期間における各波形の拡大図である。 運転パターンＣにおけるモータの印加電圧、電流、および角速度の計測データの波形図、および低速正回転状態から高速正回転状態へ移行する際の加速を開始する期間および加速を終了する期間における各波形の拡大図である。 運転パターンＣにおけるモータの印加電圧、電流、および角速度の計測データの波形図、および高速正回転状態から低速正回転状態へ移行する際の減速を開始する期間および減速を終了する期間における各波形の拡大図である。 運転パターンＤにおけるモータの印加電圧、電流、および角速度の計測データの波形図、および低速逆回転状態から高速逆回転状態へ移行する際の加速を開始する期間および加速を終了する期間における各波形の拡大図である。 運転パターンＤにおけるモータの印加電圧、電流、および角速度の計測データの波形図、および高速逆回転状態から低速逆回転状態へ移行する際の減速を開始する期間および減速を終了する期間における各波形の拡大図である。 運転パターンＡにおけるモータの角速度および誤差速度の計測データを示す図である。 運転パターンＢにおけるモータの角速度および誤差速度の計測データを示す図である。 運転パターンＣにおけるモータの角速度および誤差速度の計測データを示す図である。 運転パターンＤにおけるモータの角速度および誤差速度の計測データを示す図である。 正回転時における回転速度ムラ比率の計測データの一例を示す図である。 正回転時における回転速度ムラ比率の計測データの他の例を示す図である。 逆回転時における回転速度ムラ比率の計測データの一例を示す図である。 逆回転時における回転速度ムラ比率の計測データの他の例を示す図である。 図２７の回転速度ムラ比率をＦＦＴ解析した結果を示す図である。 図２８の回転速度ムラ比率をＦＦＴ解析した結果を示す図である。 図２９の回転速度ムラ比率をＦＦＴ解析した結果を示す図である。 図３０の回転速度ムラ比率をＦＦＴ解析した結果を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。なお、各図面を通じて同一もしくは同等の部位や構成要素には、同一もしくは同等の符号を付し、その説明を省略もしくは簡略化する。

図１は、本発明の実施の形態に係る駆動制御装置の概略構成図である。図１に示すように、駆動制御装置１は、組込型マイコン（請求項の制御部に相当）２と、駆動部３と、電源部４と、速度検出器５とを備える。駆動制御装置１は、ＤＣモータであるモータ６を駆動させるものである。

組込型マイコン２は、同期整流方式によるＰＷＭ制御で駆動部３を制御する。駆動部３へＰＷＭ信号を出力する。組込型マイコン２は、装置内組み込み型のＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等からなる。組込型マイコン２は、速度設定部１１と、速度比較部１２と、ＰＩＤ調整部１３と、駆動電圧・デューティ比算出部１４と、キャリア信号発生部１５と、ＰＷＭ生成部１６と、キャプチャユニット１７と、回転速度検出部１８とを備える。

速度設定部１１、速度比較部１２、ＰＩＤ調整部１３、駆動電圧・デューティ比算出部１４、キャリア信号発生部１５、キャプチャユニット１７、および回転速度検出部１８は、組込型マイコン２においてファームウェア（ソフトウェア）により構成される。ＰＷＭ生成部１６は、組込型マイコン２にハードウェアとして内蔵されたものである。

速度設定部１１は、モータ６の回転速度の目標値を示す目標速度指令を速度比較部１２へ出力する。目標値は、外部から速度設定部１１に入力される。

また、速度設定部１１は、ＰＷＭ制御モード指令をＰＷＭ生成部１６へ出力する。ＰＷＭ制御モード指令は、通常モードと一時停止モードとを切り替えるための指令である。通常モードは、同期整流方式のＰＷＭ制御を行うモードである。一時停止モードは、モータ駆動時における規定時間以上の停止期間において、同期整流方式のＰＷＭ制御を中止してモータ６への印加電圧が発生しない状態とするモードである。具体的には、一時停止モードは、モータ駆動時における規定時間以上の停止期間において、モータ６をショートブレーキ状態または無接続状態（電気的にフリーな状態）とするモードである。

速度比較部１２は、モータ６の回転速度と目標値とを比較して、それらの差である誤差速度を算出する。モータ６の回転速度は、回転速度検出部１８から速度比較部１２に入力される。

ＰＩＤ調整部１３は、誤差速度に基づき、モータ６の回転速度を目標値にするためにモータ６に必要なトルクを、ＰＩＤ演算により算出する。

駆動電圧・デューティ比算出部１４は、ＰＩＤ調整部１３で算出されたトルク、モータ６の回転速度、およびモータ６の電気的仕様に基づき、同期整流方式によるモータ６の駆動電圧を算出する。また、駆動電圧・デューティ比算出部１４は、算出した駆動電圧に基づき、同期整流方式におけるＰＷＭ信号のデューティ比を設定する。また、駆動電圧・デューティ比算出部１４は、算出した駆動電圧に応じたＰＷＭ設定値を算出し、これを後述のＰＷＭ生成部１６の比較器１９へ出力する。

キャリア信号発生部１５は、予め設定された周期の鋸歯状波または三角波のキャリア信号を生成し、このキャリア信号をＰＷＭ生成部１６へ出力する。

ＰＷＭ生成部１６は、通常モードにおいて、矩形波のＰＷＭ信号を発生し、このＰＷＭ信号を駆動部３へ出力する。ＰＷＭ生成部１６は、比較器１９を有する。比較器１９は、キャリア信号とＰＷＭ設定値との比較により、通常モードにおいて設定されたデューティ比のＰＷＭ信号を発生する。比較器１９は、設定されたデューティ比のＰＷＭ信号を後述する駆動部３のスイッチ素子ＳＷ１へ出力し、それとは位相が逆のＰＷＭ信号をスイッチ素子ＳＷ２へ出力する。一時停止モードでは、ＰＷＭ生成部１６は、モータ６をショートブレーキ状態または無接続状態とするための信号を駆動部３へ出力する。

キャプチャユニット１７は、速度検出器５から出力される、モータ６の回転角度に応じたパルス信号を取得し、その周期を計測する。

回転速度検出部１８は、キャプチャユニット１７で計測されたパルス信号の周期に基づき、モータ６の回転速度を算出する。回転速度検出部１８は、算出した回転速度を速度比較部１２へ出力する。

駆動部３は、モータ６を駆動させる。駆動部３は、プリドライバ２１と、Ｈブリッジ回路２２とを備える。

プリドライバ２１は、ＰＷＭ生成部１６とＨブリッジ回路２２のスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２とを接続する。プリドライバ２１を介して、ＰＷＭ生成部１６の比較器１９から出力される信号が、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２にそれぞれ入力される。

Ｈブリッジ回路２２は、４つのスイッチ素子ＳＷ１〜ＳＷ４を備える。スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２が、モータ６の一方の端子に接続されるラインにおいて、電源電圧端子Ｐと接地端子との間に直列に接続されている。また、スイッチ素子ＳＷ３，ＳＷ４が、モータ６の他方の端子に接続されるラインにおいて、電源電圧端子Ｐと接地端子との間に直列に接続されている。Ｈブリッジ回路２２において、対角線上に位置するスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ４が一方の対になり、スイッチ素子ＳＷ２，ＳＷ３が他方の対になる。例えば、通常モードにおいて、スイッチ素子ＳＷ１に入力されるＰＷＭ信号のＨ（ハイ）期間では、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ４がオン状態になる。このとき、スイッチ素子ＳＷ２に入力されるＰＷＭ信号はＬ（ロー）期間であり、スイッチ素子ＳＷ２，ＳＷ３がオフ状態になる。

電源部４は、駆動部３に電圧を供給する。電源部４は、Ｈブリッジ回路２２の電源電圧端子Ｐに接続されている。

速度検出器５は、モータ６の回転角度に応じたパルス信号を出力する。速度検出器５は、例えば、ロータリエンコーダからなる。

上述した駆動制御装置１における制御において、ＰＩＤ調整部１３、駆動電圧・デューティ比算出部１４、キャリア信号発生部１５、ＰＷＭ生成部１６、および駆動部３が、制御要素を形成する。制御対象は、モータ６を含む電気系とメカ系全体である。制御量は、モータ６の回転速度である。速度検出器５、キャプチャユニット１７、および回転速度検出部１８が、フィードバック要素（モータの回転速度負帰還ループ）を形成する。

次に、駆動制御装置１の制御における制御対象について説明する。

まず、メカ系の制御対象について説明する。

メカ系の制御対象は、例えば、図２に示すような、印刷装置に設けられる用紙搬送部３１からなる。用紙搬送部３１は、搬送ベルト３２を有する。搬送ベルト３２は、駆動ローラ３３および従動ローラ３４，３５に掛け渡される環状のベルトである。駆動ローラ３３は、モータ６により回転駆動される。従動ローラ３４，３５は、搬送ベルト３２に従動する。駆動ベルト３６により、モータ６の駆動力が駆動ローラ３３へ伝達される。モータ６の駆動により駆動ローラ３３が回転し、搬送ベルト３２が回転することで、搬送ベルト３２上に載置された用紙が搬送される。

メカ系は、図２に示すように、用紙搬送部３１の搬送ベルト３２等をモータ軸上に等価置換した単純化モデルで表現できる。

ところで、図３に示すように、メカ系の負荷（総合負荷）は、摩擦負荷と粘性負荷との合計になる。このような負荷特性を有するメカ系の単純化モデルの運動方程式（ニュートンの第二法則）は、以下の式（１）で表される。

Tm(t)=Jm・dωm(t)/dt+Wq・ωm(t)+To …（１）
ωm[rad/sec]：角速度
Tm[N・m]：供給されるトルク
Jm[kg・m²]：慣性モーメント
Wq[N・m/(rad/sec)]：粘性負荷抵抗
To[N・m]：摩擦負荷トルク
式（１）をラプラス変換してＳ関数表現にすると、以下の式（２）のようになる。

Tm(s)=Jm・S・ωm(s)+Wq・ωm(s)+To …（２）
したがって、以下の式（３）により、角速度（回転速度）ωm(s)が得られる。

ωm(s)=(Tm(s)-To)/(Jm・S+Wq) …（３）
ここで、メカ系の制御対象のブロック線図による表現を図４に示す。図４において、加え合わせ点４１は、トルクTm(s)から摩擦負荷トルクToを減算した値(Tm(s)-To)を出力する。ブロック４２は、加え合わせ点４１から入力される(Tm(s)-To)に1/(Jm・S+Wq)を乗算し、式（３）で表される角速度（回転速度）ωm(s)を出力する。

次に、電気系の制御対象について説明する。

電気系の制御対象は、モータ６である。ＤＣモータであるモータ６は、図５に示すような等価回路で表すことができる。ここで、各パラメータの内容は以下の通りである。

Vpm[V]：端子間電圧（モータに供給されるＰＷＭ電圧）
Ve[V]：逆誘起電圧（モータ自身の回転で発電する電圧）
KE[V/(rad/sec)]：誘起電圧定数（回転速度→誘起電圧変換定数）
La[H]：電機子巻線インダクタンス
Ra[Ω]：電機子巻線抵抗
Im[A]：電機子巻線電流
KT[N・m/A]：トルク定数（電流→トルク変換定数）
Tm[N・m]：発生するトルク
ωm[rad/sec]：角速度
図５に示す等価回路によれば、モータ６の表現式は、以下の式（４）〜式（６）のようになる。

Vpm(t)=La・dIm(t)/dt+Ra・Im(t)+Ve(t) …（４）
Ve(t)=KE・ωm(t) …（５）
Tm(t)= KT・Im(t) …（６）
式（４）〜式（６）をラプラス変換してＳ関数表現にすると、それぞれ以下の式（７）〜式（９）のようになる。

Vpm(s)=La・S・Im(s)+Ra・Im(s)+Ve(s) …（７）
Ve(s)=KE・ωm(s) …（８）
Tm(s)= KT・Im(s) …（９）
式（７）、式（８）より、電機子巻線電流Im(s)は、以下の式（１０）により表される。

Im(s)=(Vpm(s)-KE・ωm(s))/(La・S+Ra) …（１０）
ここで、図５に示した等価回路のブロック線図による表現を図６に示す。図６において、加え合わせ点５１は、端子間電圧Vpm(s)から逆誘起電圧Veを減算した値(Vpm(s)-Ve)を出力する。ブロック５２は、加え合わせ点５１から入力される(Vpm(s)-Ve) に1/(La・S+Ra)を乗算し、式（１０）で表される電機子巻線電流Im(s)を出力する。ブロック５３は、電機子巻線電流Im(s)にトルク定数KTを乗算し、式（９）で表されるトルクTm(s)を出力する。トルクTm(s)はメカ系に作用し、角速度（回転速度）ωm(s)が得られる。ブロック５４は、角速度ωm(s)に誘起電圧定数KEを乗算し、式（８）で表される逆誘起電圧Ve(s)を加え合わせ点５１へ出力する。

次に、駆動制御装置１における通常モード時の回転速度制御の動作について、図７のブロック線図を用いて説明する。なお、図７のブロック線図におけるメカ系および電気系の制御対象の部分は、それぞれ図４、図６に示したブロック線図と同様である。

図７において、加え合わせ点６１は、モータ６の回転速度の目標値ωr(s)からモータ６の角速度（回転速度）ωm(s)を減算して誤差速度ωe(s)を出力する。加え合わせ点６１の演算は、図１の速度比較部１２による処理に相当する。目標値ωr(s)は、速度設定部１１が速度比較部１２へ出力するものである。角速度ωm(s)は、速度検出器５の出力パルス信号に応じて回転速度検出部１８で算出されるものである。

ブロック６２は、加え合わせ点６１から入力される誤差速度ωe(s)に対して、上述した式（１）の運動方程式に基づくＰＩＤ要素別適正ゲインの調整を行い、モータ６の回転速度を目標値ωr(s)にするために必要なトルクTm’(s)を算出する。ここで、Kdは微分（加速度）ゲインである。Kpは比例（速度）ゲインである。Kiは積分（変位）ゲインである。ブロック６２の演算は、図１のＰＩＤ調整部１３による処理に相当する。

ブロック６３は、ブロック６２から入力されるトルクTm’(s)、モータ６の角速度ωm(s)、およびモータ６の電気的仕様（電気的パラメータ）に基づき、同期整流方式によるモータ６の駆動電圧Vpm(s)’を算出する。モータ６の電気的パラメータとしては、電機子巻線インダクタンスLa、電機子巻線抵抗Ra、トルク定数KT、および誘起電圧定数KEが用いられる。駆動電圧Vpm(s)’は、以下の式（１１）により算出される。

Vpm(s)’=Vl(s)+Vr(s)+Ve(s)
=(Tm’(s)/KT)・(La・S+Ra)+KE・ωm(s) …（１１）
ここで、モータ６に流す電流Im(s)’は、以下の式（１２）により算出される。

Im(s)’= Tm’(s)/KT …（１２）
ブロック６３の演算は、図１の駆動電圧・デューティ比算出部１４による処理の一部に相当する。駆動電圧・デューティ比算出部１４には、駆動電圧Vpm(s)’を算出する際の逆誘起電圧Ve(s)の算出に用いるために、回転速度検出部１８からモータ６の角速度ωm(s)が入力される。

ブロック６４では、ブロック６３から入力される駆動電圧Vpm(s)’に応じたＰＷＭ設定値Vpm(s)”を算出する。ＰＷＭ設定値Vpm(s)”は、図１のＰＷＭ生成部１６でＰＷＭ信号を生成するために用いられるものである。ＰＷＭ設定値Vpm(s)”は、以下の式（１３）により算出される。

Vpm(s)”=Vpm(s)’/2+Vps(s)/2 …（１３）
ここで、Vpsは、図１の電源部４による駆動電源電圧である。ブロック６４の演算は、図１の駆動電圧・デューティ比算出部１４による処理の一部に相当する。

ブロック６５では、駆動電圧Vpm(s)’に応じたＰＷＭ信号のデューティ比を設定し、そのデューティ比のＰＷＭ信号によりモータ６を駆動させる。ＰＷＭ信号のデューティ比（PWM_Duty）は、以下の式（１４）により算出される。

PWM_Duty[%]=（Vpm(s)’+Vps(s)）・100/2・Vps(s) …（１４）
ここで、同期整流方式では、モータの駆動電圧の平均値と、ＰＷＭ信号のデューティ比とが比例することが知られている。また、デューティ比が５０％のときは駆動電圧の平均値が０となり、モータが停止状態となる。デューティ比が５０％より大きい場合は駆動電圧の平均値が正の値になり、デューティ比が５０％未満の場合は駆動電圧の平均値が負の値になる。これにより、モータを正方向（ＣＷ方向）および逆方向（ＣＣＷ方向）に回転させることができる。

式（１１）で算出される駆動電圧Vpm(s)’は、-Vps(s)から+Vps(s)の間の値である。Vpm(s)’=Vps(s)のときにデューティ比が１００％となり、Vpm(s)’=-Vps(s)のときにデューティ比が０％となる。また、Vpm(s)’=0のときにデューティ比が５０％となる。そして、上述した同期整流方式の特徴から、駆動電圧Vpm(s)’とデューティ比とが比例する。このことから、式（１４）により、駆動電圧Vpm(s)’に応じたＰＷＭ信号のデューティ比が算出される。

ブロック６５の処理は、図１の駆動電圧・デューティ比算出部１４の一部、キャリア信号発生部１５、ＰＷＭ生成部１６、および駆動部３の処理に相当する。

以上のような制御により、モータ６の端子間電圧Vpm(s)が、ブロック６３で算出された、モータ６の回転速度を目標値ωr(s)にするための駆動電圧Vpm(s)’と等しくなるよう制御される。駆動電圧Vpm(s)’による駆動により、モータ６において発生するトルクTm(s)は、ブロック６２で算出されたトルクTm’(s)と等しくなる。また、モータ６に流れる電流（電機子巻線電流）Im(s)は、Tm’(s)から算出される電流Im(s)’と等しくなる。

次に、駆動制御装置１における通常モード時の回転速度制御のアルゴルを、図８を用いて説明する。図８は、回転速度制御のアルゴル（Ｓ関数をＺ変換した表現）を図式化したものである。このアルゴルは、組込型マイコン２に組込まれるファームウェアで実行されるものである。

図８において、減算部７１は、モータ６の回転速度の目標値ωr(z)からモータ６の角速度（回転速度）ωm(z)を減算して誤差速度ωe(z)を出力する。減算部７１は、図１の速度比較部１２に相当する。

減算部７２は、減算部７１から入力される誤差速度ωe(z)から、遅延部７３で単位遅延された誤差速度ωe(z)を減算する。

微分演算部７４は、減算部７２の演算結果に微分ゲインKdを乗算して微分トルクTd(z)を算出する。

比例演算部７５は、減算部７１から入力される誤差速度ωe(z)に比例ゲインKpを乗算して比例トルクTp(z)を算出する。

加算部７６は、減算部７１から入力される誤差速度ωe(z)に、遅延部７３で単位遅延された誤差速度ωe(z)を加算する。

積分演算部７７は、加算部７６の演算結果に積分ゲインKiを乗算する。加算部７８は、積分演算部７７の演算結果に遅延部７９で単位遅延された積分トルクTi(z)を加算して、積分トルクTi(z)を算出する。

加算部８０は、微分トルクTd(z)と比例トルクTp(z)と積分トルクTi(z)とを加算して、ＰＩＤ出力トルクTm’(z)を算出する。ＰＩＤ出力トルクTm’(z)は、モータ６の回転速度を目標値ωr(z)にするために必要なトルクである。

減算部７２，遅延部７３，微分演算部７４，比例演算部７５，加算部７６，積分演算部７７，加算部７８，遅延部７９，および加算部８０による処理は、図１のＰＩＤ調整部１３による処理に相当する。

電流変換部８１は、ＰＩＤ出力トルクTm’(z)をトルク定数KTで割ることにより、モータ６に流す電流Im(z)’に変換する。

減算部８２は、電流変換部８１から入力される電流Im(z)’から、遅延部８３で単位遅延された電流Im(z)’を減算する。

インダクタンス電圧算出部８４は、減算部８２の演算結果にインダクタンス分の変換定数KLを乗算して、インダクタンス電圧Vl(z)を算出する。

巻線抵抗電圧算出部８５は、電流変換部８１から入力される電流Im(z)’に巻線抵抗分の変換定数KRを乗算して、巻線抵抗電圧Vr(z)を算出する。

逆誘起電圧算出部８６は、モータ６の角速度ωm(z)に誘起電圧定数KEを乗算して、逆誘起電圧Ve(z)を算出する。

加算部８７は、インダクタンス電圧Vl(z)と巻線抵抗電圧Vr(z)と逆誘起電圧Ve(z)とを加算して、同期整流方式によるモータ６の駆動電圧Vpm(z)’を算出する。

デューティ比算出部８８は、前述の式（１４）により、ＰＷＭ信号のデューティ比（PWM_Duty）を算出する。デューティ比のＰＷＭ信号により、モータ６が駆動される。

電流変換部８１、減算部８２、遅延部８３、インダクタンス電圧算出部８４、巻線抵抗電圧算出部８５、逆誘起電圧算出部８６、加算部８７、およびデューティ比算出部８８による処理は、図１の駆動電圧・デューティ比算出部１４による処理に相当する。

速度変換部８９は、速度検出器５から出力されるパルス信号（モータスピードパルス）をモータ６の角速度ωm(z)に変換する。角速度ωm(z)は、減算部７１および逆誘起電圧算出部８６へ出力される。速度変換部８９による処理は、図１のキャプチャユニット１７および回転速度検出部１８の処理に相当する。

次に、通常モード時においてＰＷＭ生成部１６でＰＷＭ信号を発生する動作について説明する。

キャリア信号発生部１５からＰＷＭ生成部１６の比較器１９に入力されるキャリア信号は、図９に示すように、０からVps(s)の間の値をとる。

前述した式（１３）で算出されるＰＷＭ設定値Vpm(s)”も、０からVps(s)の間の値となる。モータ６の駆動電圧Vpm(s)’=0のとき、Vpm(s)”=Vps(s)/2となる。Vpm(s)’>0のとき、Vpm(s)”>Vps(s)/2となる。Vpm(s)’<0のとき、Vpm(s)”<Vps(s)/2となる。

比較器１９は、キャリア信号とＰＷＭ設定値Vpm(s)”とを比較し、ＰＷＭ設定値Vpm(s)”の値がキャリア信号の値を上回っている期間をハイレベル、ＰＷＭ設定値Vpm(s)”の値がキャリア信号の値を下回っている期間をローレベルとするＰＷＭ信号を発生する。

これにより、図９に示すように、Vpm(s)”>Vps(s)/2 のとき、すなわちVpm(s)’>0のとき、デューティ比が５０％より大きいＰＷＭ信号が生成される。また、Vpm(s)”=Vps(s)/2のとき、すなわちVpm(s)’=0のとき、デューティ比が５０％のＰＷＭ信号が生成される。Vpm(s)”<Vps(s)/2のとき、すなわちVpm(s)’<0のとき、デューティ比が５０％より小さいＰＷＭ信号が生成される。

このように、ＰＷＭ生成部１６は、キャリア信号とＰＷＭ設定値Vpm(s)”との単純な比較によりＰＷＭ信号を生成するので、短時間でＰＷＭ信号を生成できる。これにより、高精度なモータ６の回転速度制御や、目標速度指令に対する高速な応答性能が実現される。

ＰＷＭ生成部１６で生成されたＰＷＭ信号は駆動部３に入力され、ＰＷＭ信号のデューティ比に応じてモータ６が駆動される。

次に、通常モード時に行われる同時整流方式のＰＷＭ制御による駆動部３の動作について説明する。

同期整流方式におけるＰＷＭ信号のデューティ比が５０％より大きい場合、図１０（ａ）に示すような、デューティ比が５０％より大きいＰＷＭ信号がスイッチ素子ＳＷ１に入力される。図１０（ａ）のＰＷＭ信号の実線で示すＨ期間においては、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ４がオンとなり、破線で示すＬ期間においては、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ４がオフとなる。

一方、スイッチ素子ＳＷ２には、図１０（ａ）のＰＷＭ信号とは逆位相のＰＷＭ信号が入力される。これにより、スイッチ素子ＳＷ２，ＳＷ３は、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ４とはオン／オフの状態が逆になる。

このため、図１０（ａ）のＰＷＭ信号のＨ期間では、図１０（ｂ）に示すように、正の電流（+Im）がモータ６に流れる。一方、図１０（ａ）のＰＷＭ信号のＬ期間では、図１０（ｂ）に示すように、負の電流（-Im）がモータ６に流れる。なお、図１０（ｂ），（ｃ）において、スイッチ素子ＳＷ１〜ＳＷ４は簡略化して描かれている。

図１０（ａ）のＰＷＭ信号によれば、正の電流（+Im）がモータ６に流れる期間が、負の電流（-Im）がモータ６に流れる期間よりも長くなる。このため、図１０（ｃ）に示すように、モータ６に流れる電流としては、負の電流（-Im）よりも正の電流（+Im）が優勢となり、モータ６は正方向（ＣＷ方向）に回転する。

同期整流方式におけるＰＷＭ信号のデューティ比が５０％未満の場合、図１１（ａ）に示すような、デューティ比が５０％より未満のＰＷＭ信号がスイッチ素子ＳＷ１に入力される。図１１（ａ）のＰＷＭ信号の破線で示すＨ期間においては、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ４がオンとなり、実線で示すＬ期間においては、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ４がオフとなる。

一方、スイッチ素子ＳＷ２には、図１１（ａ）のＰＷＭ信号とは逆位相のＰＷＭ信号が入力される。これにより、スイッチ素子ＳＷ２，ＳＷ３は、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ４とはオン／オフの状態が逆になる。

図１１（ａ）のＰＷＭ信号によれば、図１１（ｂ）に示すように、図１０の場合とは逆に、負の電流（-Im）がモータ６に流れる期間が、正の電流（+Im）がモータ６に流れる期間よりも長くなる。このため、図１１（ｃ）に示すように、モータ６に流れる電流としては、正の電流（+Im）よりも負の電流（-Im）が優勢となり、モータ６は逆方向（ＣＣＷ方向）に回転する。

次に、一時停止モード時の駆動制御装置１の動作について説明する。

モータ駆動時に規定時間以上の停止期間になった場合、速度設定部１１が、ＰＷＭ制御モード指令により通常モードから一時停止モードへの切り替えをＰＷＭ生成部１６に指示する。速度設定部１１は、予め設定されたモータ６の駆動スケジュールに基づき、規定時間以上の停止期間になったか否かを判断する。規定時間としては、モータ６の瞬時の回転方向反転時に停止状態となる期間を一時停止モードの対象外にできるような時間が設定される。規定時間は、例えば、数msec程度に設定される。

一時停止モードへ切り替える指令を受け取ると、ＰＷＭ生成部１６は、モータ６をショートブレーキ状態または無接続状態とするための信号を駆動部３へ出力する。これにより、モータ６に電流が流れない状態になる。

ここで、モータ６のショートブレーキ状態は、スイッチ素子ＳＷ１〜ＳＷ４のオン／オフの状態が図１２（ａ）または図１２（ｂ）のようになっている状態である。すなわち、モータ６のショートブレーキ状態は、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ３がオンでスイッチ素子ＳＷ２，ＳＷ４がオフの状態（図１２（ａ））、またはスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ３がオフでスイッチ素子ＳＷ２，ＳＷ４がオンの状態（図１２（ｂ））である。

また、モータ６の無接続状態は、図１３のように、スイッチ素子ＳＷ１〜ＳＷ４がすべてオフの状態である。

規定時間以上の停止期間の終了時には、速度設定部１１が、ＰＷＭ制御モード指令により一時停止モードから通常モードへの復帰をＰＷＭ生成部１６に指示する。これにより、同時整流方式のＰＷＭ制御に戻る。

ここで、同期整流方式のＰＷＭ信号のデューティ比が５０％のときにモータに流れる電流について説明する。

図１４（ａ）は、ＰＷＭ信号の周波数（ＰＷＭ周波数）が２０ｋＨｚでデューティ比が５０％のときの同期整流方式のシミュレーション結果を示すグラフである。図１４（ｂ）は、ＰＷＭ周波数が４０ｋＨｚでＰＷＭ信号のデューティ比が５０％のときの同期整流方式のシミュレーション結果を示すグラフである。図１５（ａ）は、ＰＷＭ信号のデューティ比が５０％のときの同期整流方式のシミュレーションにおけるモータの平均電流、実効電流、リップル量の計算値を示す表である。図１５（ｂ）は、図１５（ａ）の表をグラフ化した図である。

図１４（ａ），（ｂ）に示すように、同期整流方式によるＰＷＭ制御では、モータに印加される電圧が交流パルス波となる。ＰＷＭ信号のデューティ比が５０％のとき、モータに流れる電流は、モータのインダクタンスで積分されて三角波となるが、図１５（ａ），（ｂ）に示すように、平均電流値はほぼ０となる。この状態では、モータは、回転体の慣性モーメントによって停止状態となるが、モータには交流のリップル電流が流れ、電力損失が発生する。また、モータの温度上昇も生じる。

そこで、本実施の形態では、前述のように、モータ駆動時の規定時間以上の停止期間においては、ＰＷＭ信号のデューティ比を５０％とするのではなく、同期整流方式のＰＷＭ制御を中止し、モータ６をショートブレーキ状態または無接続状態とする。これにより、モータ６に電流は流れず、電力損失およびモータ６の温度上昇が軽減される。

次に、駆動制御装置１における４種類の運転パターン（運転パターンＡ〜Ｄ）でのモータ６に印加される電圧、モータ６に流れる電流Im、およびモータ６の角速度ωmの計測データを図１６〜図２２に示す。

運転パターンＡは、逆回転状態→停止状態→正回転状態→停止状態→逆回転状態を繰り返すパターンである。運転パターンＢは、逆回転状態→瞬間停止→正回転状態→停止状態を繰り返すパターンである。運転パターンＣは、高速正回転状態と低速正回転状態との間で切り替わるパターンである。運転パターンＤは、高速逆回転状態と低速逆回転状態との間で切り替わるパターンである。

図１６の上段は、運転パターンＡにおけるモータ６の印加電圧、電流Im、および角速度ωmの計測データの波形図である。図１６の下段は、モータ６が正回転状態から規定時間以上の停止期間へ移行（通常モードから一時停止モードへ移行）する際の各波形の拡大図である。図１７の上段は、図１６の上段と同様の波形図である。図１７の下段は、モータ６が逆回転状態から規定時間以上の停止期間へ移行（通常モードから一時停止モードへ移行）する際の各波形の拡大図である。

図１８の上段は、運転パターンＢにおけるモータ６の印加電圧、電流Im、および角速度ωmの計測データの波形図である。図１８の下段は、モータ６が逆回転状態→瞬間停止→正回転状態と移行する期間における各波形の拡大図である。

図１９の上段は、運転パターンＣにおけるモータ６の印加電圧、電流Im、および角速度ωmの計測データの波形図である。図１９の下段は、低速正回転状態から高速正回転状態へ移行する際の加速を開始する期間および加速を終了する期間における各波形の拡大図である。図２０の上段は、図１９の上段と同様の波形図である。図２０の下段は、高速正回転状態から低速正回転状態へ移行する際の減速を開始する期間および減速を終了する期間における各波形の拡大図である。

図２１の上段は、運転パターンＤにおけるモータ６の印加電圧、電流Im、および角速度ωmの計測データの波形図である。図２１の下段は、低速逆回転状態から高速逆回転状態へ移行する際の加速を開始する期間および加速を終了する期間における各波形の拡大図である。図２２の上段は、図２１の上段と同様の波形図である。図２２の下段は、高速逆回転状態から低速逆回転状態へ移行する際の減速を開始する期間および減速を終了する期間における各波形の拡大図である。

図１６、図１７に示すように、運転パターンＡにおいて、規定時間以上の停止期間になると一時停止モードに移行することで、モータ６にはリップル電流も流れなくなる。ここで、図１６、図１７において、下段の左側の波形図は、上段の波形図の破線で囲んだ部分の前半の一部を拡大したものであり、下段の右側の波形図は、上段の波形図の破線で囲んだ部分の後半の一部を拡大したものである。下段の右側の波形図に対応する期間において、通常モードから一時停止モードへと切り替わってモータ６に電流が流れなくなっている。

運転パターンＢにおいては、回転方向の瞬時の反転時にモータ６が停止するタイミングがあるが、これは規定時間以上の停止期間には該当しないため、図１８のように、回転方向反転時は、通常モードにより同期整流方式のＰＷＭ制御が行われる。なお、図１８の下段の左側の波形図および右側の波形図は、それぞれ上段の波形図の破線で囲んだ部分の一部を拡大したものである。これは図１９〜図２１においても同様である。

運転パターンＣ，Ｄにおいては、モータ６の停止はなく、図１９〜図２１のように、通常モードにより同期整流方式のＰＷＭ制御が行われる。

次に、運転パターンＡ〜Ｄにおけるモータ６の角速度ωmおよび誤差速度ωeの計測データを図２３〜図２６に示す。図２３〜図２６に示すように、すべての運転パターンＡ〜Ｄにおいて、目標速度指令（目標値ωr）に対して１〜数msec程度での高速な応答性能が得られた。

次に、駆動制御装置１におけるモータ６の回転速度制御性能の実証データを図２７〜図３４に示す。

図２７、図２８は、正方向の回転時における回転速度ムラ比率Wowの計測データである。図２７、図２８は、互いに異なる目標値ωrに対する回転速度ムラ比率Wowの計測データである。図２９、図３０は、逆方向の回転時における回転速度ムラ比率Wowの計測データである。図２９、図３０は、互いに異なる目標値ωrに対する回転速度ムラ比率Wowの計測データである。図３１〜図３４は、それぞれ図２７〜図３０の回転速度ムラ比率WowをＦＦＴ解析した結果を示す図である。

ここで、回転速度ムラ比率Wow[%]は、以下の式（１５）で表されるものである。

Wow=(ωm-ωr)・100/ωr …（１５）
図３１〜図３４に示すように、正回転、逆回転ともに、角速度ωmが100rad/sec以上において回転速度ムラ比率Wowが0.1%[rms]以下であることが確認された。このように、駆動制御装置１では、高精度な回転速度制御性能が得られた。

以上説明したように、駆動制御装置１では、組込型マイコン２は、モータ駆動時における規定時間以上の停止期間において、同期整流方式のＰＷＭ制御を中止して、モータ６がショートブレーキ状態または無接続状態となるよう駆動部３を制御する。これにより、モータ６の停止期間にリップル電流が流れるのを抑えることができる。この結果、電力損失およびモータ６の温度上昇を軽減できる。

なお、上述した実施の形態では、単一電源供給型の回路（Ｈブリッジ回路）における同期整流方式のＰＷＭ制御を行う駆動制御装置１について説明したが、正負両電源供給型の回路で同期整流方式のＰＷＭ制御を行う構成でも本発明は適用可能である。

本発明は上記実施の形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施の形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合せにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施の形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。

１ 駆動制御装置
２ 組込型マイコン
３ 駆動部
４ 電源部
５ 速度検出器
６ モータ
１１ 速度設定部
１２ 速度比較部
１３ ＰＩＤ調整部
１４ 駆動電圧・デューティ比算出部
１５ キャリア信号発生部
１６ ＰＷＭ生成部
１７ キャプチャユニット
１８ 回転速度検出部
１９ 比較器
２１ プリドライバ
２２ Ｈブリッジ回路
ＳＷ１〜ＳＷ４ スイッチ素子

Claims (1)

1. モータを駆動させる駆動部と、
   同期整流方式のＰＷＭ制御で前記駆動部を制御する制御部とを備え、
   前記制御部は、モータ駆動時における規定時間以上の停止期間においては、同期整流方式のＰＷＭ制御を中止して、モータがショートブレーキ状態または非接続状態となるよう前記駆動部を制御することを特徴とする駆動制御装置。