JP2017005903A - インバータ制御回路 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータ制御回路において、コンデンサに蓄積された電荷を適切に放電できるとともに異常電圧検出手段、およびインバータ停止・復帰手段を安価に構成することができるようにする。【解決手段】コンデンサ（６）から出力される直流電圧（ＶＣ）が所定の正常範囲（ツェナーダイオード１２の降伏電圧ＶＢ以下）を超える場合に前記直流電圧（ＶＣ）に応じた検出信号（ＶＡ）を出力しつつ前記コンデンサ（６）を放電させる一方、前記直流電圧（ＶＣ）が前記正常範囲に含まれる場合に、前記直流電圧（ＶＣ）が前記正常範囲を超える場合よりもインピーダンスが高くなる異常電圧検出兼放電回路（１０）と、前記検出信号（ＶＡ）に応じて、前記直流電圧（ＶＣ）を交流電圧（ＭＵ，ＭＶ，ＭＷ）に変換し負荷（３０）に供給するインバータ（２０）を停止状態にする停止・復帰制御回路（４０）とを設けた。【選択図】図１

Description

本発明は、インバータ制御回路に関する。

本技術分野の背景技術として、下記特許文献１の要約書には、「インバータ部１９の直流電圧検出手段２２を備えた空気調和機の回路で、一相以上の相電流の電流検出手段６と、一対以上の相電圧検出手段７と、その入力による電圧位相演算手段９と、複数のトランジスタ及び、ダイオードを内蔵したトランジスタモジュール４と、その内のダイオードにより整流された直流電圧を分圧する抵抗器１５と、その直流電圧検出手段１２と、直流電圧検出手段１２に接続された異常電圧監視手段１３と、トランジスタ制御手段１１と、トランジスタモジュール４の制御方法を決定する演算装置１０と、直流電圧部に接続された平滑用コンデンサ１６と、リアクトル３から成る高調波電流抑制装置１７とを配設する。」と記載されている。

特開平１０−１４２５３号公報

特許文献１においては、異常電圧監視手段１３が異常電圧を検出した際の動作について特に詳述されていないが、通常は、インバータ部１９の破損を防止するため、インバータ部１９を停止させるものと考えられる。しかし、単純にインバータ部１９を停止させると、平滑コンデンサ１６に蓄積された電荷が自然放電されるまで異常電圧が維持され、インバータ部１９の運転が再開できなくなるという問題が生じる。そこで、異常電圧を検出した際に平滑コンデンサ１６に蓄積された電荷を放電する放電回路を設けることも考えられるが、放電回路を別途設けることはコストアップにつながる。
この発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、コンデンサに蓄積された電荷を適切に放電できるとともに異常電圧検出手段、およびインバータ停止・復帰手段を安価に構成することができるインバータ制御回路を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため本発明のインバータ制御回路は、
コンデンサから出力される直流電圧が所定の正常範囲を超える場合に前記直流電圧に応じた検出信号を出力しつつ前記コンデンサを放電させる一方、前記直流電圧が前記正常範囲に含まれる場合に、前記直流電圧が前記正常範囲を超える場合よりもインピーダンスが高くなる異常電圧検出兼放電回路と、
前記検出信号に応じて、前記直流電圧を交流電圧に変換し負荷に供給するインバータを停止状態にする停止・復帰制御回路と
を有することを特徴とする。

本発明のインバータ制御回路によれば、コンデンサに蓄積された電荷を適切に放電できるとともに異常電圧検出手段、およびインバータ停止・復帰手段を安価に構成することができる。

本発明の第１実施形態によるモータ駆動装置のブロック図である。 （ａ）第１実施形態のモータ駆動装置における交流電圧ＶＳの波形図、（ｂ）同直流電圧ＶＣの波形図、（ｃ）同トランジスタの状態図、および（ｄ）制御指令電圧ＶＳＰの波形図である。 直流電圧ＶＣと制御指令電圧ＶＳＰとの関係を示す図である。 本発明の第２実施形態によるモータ駆動装置のブロック図である。 本発明の第３実施形態によるモータ駆動装置のブロック図である。 本発明の第４実施形態によるモータ駆動装置のブロック図である。 本発明の第５実施形態によるモータ駆動装置のブロック図である。 本発明の第６実施形態によるモータ駆動装置のブロック図である。 第１実施形態の変形例によるモータ駆動装置のブロック図である。

［第１実施形態］
＜実施形態の構成＞
（全体構成）
まず、図１に示すブロック図を参照し、本発明の第１実施形態によるモータ駆動装置の構成を説明する。
図１において、コンバータ４は、商用電源２から供給された交流電圧ＶＳを直流電圧ＶＣに変換する。コンバータ４は、商用電源２が単相である場合には、例えば４個のダイオードをブリッジ接続した全波整流回路によって構成することができる。コンデンサ６は、コンバータ４の電圧出力端子と接地電位（以下、「ＧＮＤ電位」と記す。）との間に接続され、直流電圧ＶＣによって電荷が蓄積される。なお、コンバータ４の構成は、上述したものに限られるわけではないが、コンデンサ６からコンバータ４に電流が逆流しないように構成されていることが望ましい。コンバータ４が全波整流回路によって構成された場合、定常状態では、直流電圧ＶＣは、交流電圧ＶＳの波高値にほぼ等しくなる。例えば、交流電圧ＶＳが２２０[Ｖ]（実効値）である場合、直流電圧ＶＣは、√２×２２０Ｖ≒３１１[Ｖ]程度になる。

異常電圧検出兼放電回路１０は、コンデンサ６に対して並列に接続されており、直流電圧ＶＣの異常を検出するとともに、コンデンサ６に蓄積された電荷を放電する機能を有する。停止・復帰制御回路４０は、異常電圧検出兼放電回路１０が直流電圧ＶＣの異常を検出した場合に、インバータ２０の動作を停止させる機能を有する。インバータ２０は、停止・復帰制御回路４０によって動作が停止されていない場合は、直流電圧ＶＣを三相交流電圧ＭＵ，ＭＶ，ＭＷに変換してモータ３０に供給することにより、モータ３０を駆動する。異常電圧検出兼放電回路１０と停止・復帰制御回路４０とを総称して、「インバータ制御回路」と呼ぶ。なお、本実施形態において、モータ３０は、空気調和機の室内機または室外機のファンを駆動する三相同期モータを想定しているが、モータ３０の種類や用途は、これに限られるものではない。

（異常電圧検出兼放電回路１０）
異常電圧検出兼放電回路１０は、ツェナーダイオード１２、抵抗器１４，１６を直列に接続し、抵抗器１６をＧＮＤ電位に接続してなるものである。ツェナーダイオード１２の降伏電圧ＶＢは、直流電圧ＶＣの規格上の電圧変動範囲よりも、若干高い電圧になるように設定されている。例えば、交流電圧ＶＳの公称電圧が２２０[Ｖ]であって、正常範囲（すなわち規格上の電圧変動範囲）が±２０％であるとすると、交流電圧ＶＳの規格上の最高電圧は、２６４[Ｖ]になる。その際、直流電圧ＶＣは、√２×２６４[Ｖ]≒３７３[Ｖ]程度になるので、ツェナーダイオード１２として、ばらつきを考慮し、降伏電圧ＶＢが４４０[Ｖ]程度のものを選択するとよい。

交流電圧ＶＳが正常範囲内であれば、直流電圧ＶＣも正常範囲内（降伏電圧ＶＢ以下）になり、ツェナーダイオード１２には電流がほとんど流れず、異常電圧検出兼放電回路１０はコンデンサ６に対してハイインピーダンス状態になる。これにより、抵抗器１４，１６の接続点Ａの電圧である検出信号電圧ＶＡはほぼ０[Ｖ]になる。一方、交流電圧ＶＳが、正常範囲を超えて上昇し、これによって直流電圧ＶＣが降伏電圧ＶＢを超えると、異常電圧検出兼放電回路１０に電流が流れる。この電流は、「ＶＣ−ＶＢ」に比例するので、直流電圧ＶＣが高くなるほど大きくなり、これに比例して検出信号電圧ＶＡも高くなる。

（インバータ２０）
上述したように、インバータ２０は、直流電圧ＶＣを三相交流電圧ＭＵ，ＭＶ，ＭＷに変換するが、これは図示せぬ複数のスイッチング素子によって直流電圧ＶＣをＰＷＭ変調することによって実現される。従って、コンバータ４からインバータ２０に供給された電流は、モータ３０を流れた後にインバータ２０に戻り、ＧＨ端子を介してＧＮＤ電位に流される。なお、ＧＨ端子とＧＮＤ電位間に、過電流保護用の抵抗などが実装される場合もあり得る。また、上述したスイッチング素子をオン／オフ制御するために、インバータ２０には、約１５[Ｖ]の制御用電源電圧ＶＣＣが入力される。

また、インバータ２０のＶＳＰ端子には、制御指令電圧ＶＳＰが入力される。制御指令電圧ＶＳＰは、例えば、０〜６[Ｖ]程度の電圧であり、インバータ２０は、電圧レベルに応じて三相交流電圧ＭＵ，ＭＶ，ＭＷを制御する。例えば、電圧レベルが高くなるほど三相交流電圧ＭＵ，ＭＶ，ＭＷの周波数が高くなり、電圧レベルが低くなるほど三相交流電圧ＭＵ，ＭＶ，ＭＷの周波数が低くなるように制御してもよい。但し、インバータ２０は、制御指令電圧ＶＳＰが所定のオフ電圧Ｖｏｆｆ（例えば１．８[Ｖ]程度）未満になると、停止状態になり、三相交流電圧ＭＵ，ＭＶ，ＭＷの出力を停止する。なお、制御指令電圧ＶＳＰは、速度指令、Ｄｕｔｙ指令、トルク指令など、インバータ２０の三相交流電圧出力を制御する指令電圧であればよい。

（停止・復帰制御回路４０）
停止・復帰制御回路４０の内部においてトランジスタ４２のベース端子には、検出信号電圧ＶＡが入力され、エミッタ端子はＧＮＤ電位に接続されている。検出信号電圧ＶＡがトランジスタ４２のベース・エミッタ間飽和電圧以上になると、トランジスタ４２がオン状態になる。また、停止・復帰制御回路４０には、図示せぬ上位装置から元制御指令電圧ＶＳＰ０が供給される。抵抗器４６、コンデンサ４８はローパスフィルタを構成し、元制御指令電圧ＶＳＰ０に含まれる高周波成分を除去する。これは、元制御指令電圧ＶＳＰ０が急激に変化した場合であっても、制御指令電圧ＶＳＰの変化を緩やかにするためである。また、抵抗器４６とトランジスタ４２のコレクタ端子との間には、トランジスタ４２への電流を制限するために抵抗器４４が接続されている。なお、抵抗器４４は、あってもなくてもよい。

トランジスタ４２がオフ状態であれば、抵抗器４４に流れる電流Ｉtrはほぼ０[Ａ]になるので、高周波成分を除去した元制御指令電圧ＶＳＰ０が制御指令電圧ＶＳＰとしてインバータ２０に供給される。一方、トランジスタ４２がオン状態になり、トランジスタ４２に電流Ｉtrが流れると、高周波成分を除去した元制御指令電圧ＶＳＰ０を、抵抗器４６、抵抗器４４およびトランジスタ４２によって分圧した電圧が、制御指令電圧ＶＳＰとしてインバータ２０に供給される。

＜実施形態の動作＞
次に、本実施形態による動作例を説明する。図２（ａ）〜（ｄ）は、異常電圧が発生する前後の各部の波形等の例を示すものであり、図２（ａ）は交流電圧ＶＳの振幅値の波形図、図２（ｂ）は直流電圧ＶＣの波形図、図２（ｃ）はトランジスタ４２の状態図、図２（ｄ）は制御指令電圧ＶＳＰの波形図である。交流電圧ＶＳは、時刻ｔ1以前の値はＶＳ１であり、時刻ｔ1においてステップ状にＶＳ２に上昇し、時刻ｔ1〜ｔ6までの期間はＶＳ２に保たれ、時刻ｔ6において再びステップ状にＶＳ１に戻ったとする。図示の例において、ＶＳ１は規格上の電圧変動範囲内の電圧であり、ＶＳ２は、その２倍程度の電圧であったと仮定する。

時刻ｔ1以前において、直流電圧ＶＣは、コンバータ４が全波整流回路の場合、交流電圧ＶＳ１の波高値（√２×ＶＳ１）にほぼ等しい値（ＶＣ１）である。そして、時刻ｔ1において電圧ＶＳ１がステップ状に上昇すると、時刻ｔ1以降、直流電圧ＶＣは徐々に増加する。時刻ｔ2には、直流電圧ＶＣは、ＶＣ２に達している。電圧ＶＣ２は、ツェナーダイオード１２の降伏電圧ＶＢに等しい値である。従って、時刻ｔ2においては、ツェナーダイオード１２、抵抗器１４，１６に電流が流れ始める。時刻ｔ2以前には検出信号電圧ＶＡはほぼ０[Ｖ]であったが、時刻ｔ2以降、検出信号電圧ＶＡは、「ＶＣ−ＶＢ」に比例して上昇する。

その後、時刻ｔ3には、直流電圧ＶＣは、ＶＣ３に達している。この電圧ＶＣ３は、接続点Ａの検出信号電圧ＶＡがトランジスタ４２のベース・エミッタ間飽和電圧に達する電圧である。従って、図２（ｃ）に示すように、時刻ｔ3においてトランジスタ４２はオン状態になる。その後、時刻ｔ4には、直流電圧ＶＣがＶＣ４に達している。この電圧ＶＣ４は、制御指令電圧ＶＳＰがオフ電圧Ｖｏｆｆになる電圧である。これにより、インバータ２０は停止状態になり、三相交流電圧ＭＵ，ＭＶ，ＭＷの出力を停止する。その後、時刻ｔ5には、直流電圧ＶＣがＶＣ５になる。電圧ＶＣ５は、コンバータ４が全波整流回路の場合、その時点における交流電圧ＶＳである電圧ＶＳ２の波高値にほぼ等しい値である。

ここで、図３を参照し、直流電圧ＶＣと制御指令電圧ＶＳＰとの関係を説明する。図示の例においては、図示せぬ上位装置から供給される元制御指令電圧ＶＳＰ０は、一定値（６[Ｖ]）であると仮定している。直流電圧ＶＣが電圧ＶＣ３よりも低い場合、トランジスタ４２に流れる電流Ｉtr（図１参照）はほぼ０[Ａ]になるので、制御指令電圧ＶＳＰは、元制御指令電圧ＶＳＰ０にほぼ等しくなる。しかし、直流電圧ＶＣが電圧ＶＣ３以上になると、電流Ｉtrは「ＶＣ−ＶＢ」に比例するようになるので、抵抗器４６に生じる電圧降下分だけ、制御指令電圧ＶＳＰは元制御指令電圧ＶＳＰ０よりも低くなる。

但し、直流電圧ＶＣが電圧ＶＣ３付近である場合には、トランジスタ４２のオン抵抗が大きいため、電流Ｉtrは比較的小さくなり、制御指令電圧ＶＳＰは元制御指令電圧ＶＳＰ０に近い値になる。直流電圧ＶＣが電圧ＶＣ３，ＶＣ４の中間値付近になると、トランジスタ４２のオン抵抗が小さくなり、比較的大きな電流Ｉtrが流れるようになり、直流電圧ＶＣに対する制御指令電圧ＶＳＰの傾きは大きくなる。そして、上述したように、直流電圧ＶＣがＶＣ４以上になると、制御指令電圧ＶＳＰはオフ電圧Ｖｏｆｆ以下になるため、インバータ２０は、三相交流電圧ＭＵ，ＭＶ，ＭＷの出力を停止する。

図２に戻り、時刻ｔ6において交流電圧ＶＳが再びＶＳ１に戻ると、異常電圧検出兼放電回路１０（図１参照）を介してコンデンサ６の電荷が放電され始める。その後の時刻ｔ7において、制御指令電圧ＶＳＰがオフ電圧Ｖｏｆｆを超えると、インバータ２０は動作状態になる。すなわち、制御指令電圧ＶＳＰに対応させつつ、三相交流電圧ＭＵ，ＭＶ，ＭＷの出力を再開する。例えば、制御指令電圧ＶＳＰに応じた周波数で、三相交流電圧ＭＵ，ＭＶ，ＭＷの出力を再開する。その後の時刻ｔ8において、直流電圧ＶＣがＶＣ３未満になると、トランジスタ４２はオフ状態になり、制御指令電圧ＶＳＰは、元制御指令電圧ＶＳＰ０に等しくなる。これにより、モータ駆動装置の動作は定常状態に戻り、元制御指令電圧ＶＳＰ０に応じた速度でモータ３０が回転駆動されるようになる。

その後の時刻ｔ9において、直流電圧ＶＣがＶＣ２（ツェナーダイオード１２の降伏電圧ＶＢ）未満になると、異常電圧検出兼放電回路１０に電流はほとんど流れなくなる。従って、時刻ｔ9以降は、モータ駆動装置内の各部の自然放電、およびモータ駆動に伴う電力消費により、直流電圧ＶＣはＶＣ１に徐々に近づいてゆく。ここで、電圧ＶＣ４を電圧ＶＣ２（降伏電圧ＶＢ）よりも高くしたことも本実施形態の特徴の一つである。この特徴により、ＶＣ４以上の電圧の放電を速くすることで過電圧状態の時間を短くし、かつ制御指令電圧ＶＳＰが所定のオフ電圧Ｖｏｆｆ以上となった後も、異常電圧検出兼放電回路１０は放電を継続することができる。

以上のように、本実施形態によれば、交流電圧ＶＳが正常範囲を超えて上昇し、コンデンサ６から出力される直流電圧ＶＣも正常範囲を超えて上昇すると、異常電圧検出兼放電回路１０は、直流電圧ＶＣに応じた検出信号電圧ＶＡを出力するので、この検出信号電圧ＶＡによってトランジスタ４２をオン状態にしてインバータ２０を停止させることができる。そして、交流電圧ＶＳが正常範囲に戻ると、異常電圧検出兼放電回路１０は、コンデンサ６に蓄積された電荷を急速に放電するので、直流電圧ＶＣを速やかに正常範囲に復帰させることができる。

さらに、直流電圧ＶＣが正常範囲内である場合は、異常電圧検出兼放電回路１０にはほとんど電流が流れないので、異常電圧検出兼放電回路１０における消費電力を抑制することができる。そして、異常電圧検出兼放電回路１０は、「異常電圧の検出」と「放電」という機能を兼用するため、それぞれの機能を果たす回路を個別に設ける場合と比較すると、モータ駆動装置における部品点数を削減することができる。

［第２実施形態］
次に、図４に示すブロック図を参照し、本発明の第２実施形態によるモータ駆動装置の構成を説明する。
本実施形態においては、第１実施形態のインバータ２０に代えて、図４に示すインバータ１３０が適用される。このインバータ１３０には、二値信号である制御信号ＳＤが入力される。インバータ１３０は、制御信号ＳＤがＨレベル（所定の閾値以上の電圧）になると、動作状態になり、三相交流電圧ＭＵ，ＭＶ，ＭＷをモータ３０に出力する。一方、インバータ１３０は、制御信号ＳＤがＬレベル（上記閾値未満の電圧）になると停止状態になり、三相交流電圧ＭＵ，ＭＶ，ＭＷの出力を停止する。なお、本実施形態のインバータ１３０も、第１実施形態のインバータ２０と同様に制御指令電圧ＶＳＰに応じて三相交流電圧ＭＵ，ＭＶ，ＭＷを設定する。但し、本実施形態においては、制御指令電圧ＶＳＰを直流電圧ＶＣに基づいて操作しないため、関係する回路の図示を省略する。

また、本実施形態においては、第１実施形態の停止・復帰制御回路４０に代えて、図４に示す停止・復帰制御回路５０が適用される。停止・復帰制御回路５０の内部においてトランジスタ５２のベース端子には、検出信号電圧ＶＡが入力され、エミッタ端子はＧＮＤ電位に接続されている。また、コレクタ端子には抵抗器５１の一端が接続され、抵抗器５１の他端には制御用電源電圧ＶＣＣが印加される。そして、トランジスタ５２のコレクタ端子の電圧は、制御信号ＳＤとしてインバータ１３０に供給される。なお、本実施形態の上述した以外の構成は、第１実施形態のもの（図１）と同様である。

上記構成において、直流電圧ＶＣが正常範囲内である場合は、異常電圧検出兼放電回路１０にはほとんど電流が流れないので、検出信号電圧ＶＡはほぼ０[Ｖ]になる。従って、トランジスタ５２はオフ状態になり、制御信号ＳＤは抵抗器５１によってプルアップされ、Ｈレベルになる。これにより、インバータ１３０は動作状態になり、三相交流電圧ＭＵ，ＭＶ，ＭＷをモータ３０に出力する。

一方、直流電圧ＶＣがツェナーダイオード１２の降伏電圧ＶＢ以上になると、異常電圧検出兼放電回路１０に流れる電流は「ＶＣ−ＶＢ」に比例するようになる。さらに直流電圧ＶＣが高くなり、検出信号電圧ＶＡがトランジスタ５２のベース・エミッタ間飽和電圧以上になると、トランジスタ５２がオン状態になる。これにより、制御信号ＳＤは０[Ｖ]に近い値、すなわちＬレベルになるので、インバータ１３０は停止状態になり、三相交流電圧ＭＵ，ＭＶ，ＭＷの出力を停止する。

以上のように、本実施形態によれば、第１実施形態と同様に、直流電圧ＶＣに基づいてインバータ１３０の動作状態／停止状態を切り替えることができ、第１実施形態と同様の効果を奏する。

［第３実施形態］
次に、図５に示すブロック図を参照し、本発明の第３実施形態によるモータ駆動装置の構成を説明する。
本実施形態のインバータ１４０には、第２実施形態における制御信号ＳＤに代えて、負論理の制御信号ＮＳＤが入力される。すなわち、インバータ１４０は、制御信号ＮＳＤがＬレベル（所定の閾値未満の電圧）になると、動作状態になり、三相交流電圧ＭＵ，ＭＶ，ＭＷをモータ３０に出力する。一方、インバータ１４０は、制御信号ＮＳＤがＨレベル（上記閾値以上の電圧）になると停止状態になり、三相交流電圧ＭＵ，ＭＶ，ＭＷの出力を停止する。また、本実施形態においては、第２実施形態の停止・復帰制御回路５０に代えて、図５に示す停止・復帰制御回路６０が適用される。停止・復帰制御回路６０は、異常電圧検出兼放電回路１０から出力される検出信号電圧ＶＡを、制御信号ＮＳＤとしてインバータ１４０に供給する一本の電線６１によって構成されている。本実施形態の上述した以外の構成は、第２実施形態のもの（図４）と同様である。

上記構成において、直流電圧ＶＣが正常範囲内である場合は、異常電圧検出兼放電回路１０にはほとんど電流が流れないので、検出信号電圧ＶＡはほぼ０[Ｖ]になる。従って、制御信号ＮＳＤはＬレベルになるため、インバータ１４０は動作状態になり、三相交流電圧ＭＵ，ＭＶ，ＭＷをモータ３０に出力する。一方、直流電圧ＶＣがツェナーダイオード１２の降伏電圧ＶＢ以上になると、異常電圧検出兼放電回路１０流れる電流は「ＶＣ−ＶＢ」に比例するようになる。さらに直流電圧ＶＣが高くなり、検出信号電圧ＶＡが上記閾値以上になると、制御信号ＮＳＤはＨレベルになるので、インバータ１４０は停止状態になり、三相交流電圧ＭＵ，ＭＶ，ＭＷの出力を停止する。

以上のように、本実施形態によれば、第１，第２実施形態と同様に、直流電圧ＶＣに基づいてインバータ１４０の動作状態／停止状態を切り替えることができ、第１，第２実施形態と同様の効果を奏する。さらに、本実施形態の停止・復帰制御回路６０は、第１，第２実施形態の停止・復帰制御回路４０，５０と比較して、構成が簡単であり、コストダウンを図ることができる。

［第４実施形態］
次に、図６に示すブロック図を参照し、本発明の第４実施形態によるモータ駆動装置の構成を説明する。
本実施形態においては、第１実施形態のインバータ２０（図１）に代えて、ＲＳ端子を有するインバータ１５０が適用される。なお、ＲＳ端子の機能については後述する。
また、本実施形態における異常電圧検出兼放電回路１１０においては、ツェナーダイオード１２と、３個の抵抗器１４，１６，１８とが順次直列に接続された後、ＧＮＤ電位に接続されている。なお、抵抗器１８は、低抵抗のシャント抵抗器である。抵抗器１６，１８の接続点Ｄは、電線７４を介してインバータ１５０のＧＨ端子に接続されている。また、抵抗器１４，１６の接続点Ａの検出信号電圧ＶＡは、電線７２を介して、インバータ１５０のＲＳ端子に接続されている。これら電線７２，７４は、本実施形態における停止・復帰制御回路７０に含まれている。

ここで、インバータ１５０のＧＨ端子の機能は第１実施形態のもの（図１）と同様であり、モータ３０を流れた電流をＧＮＤ電位に流すための端子である。本実施形態のように、ＧＨ端子とＧＮＤ電位との間に抵抗器１８が接続されていると、ＧＨ端子における電圧ＶＤは、抵抗器１８を流れる電流に比例して上昇するので、電圧ＶＤを測定すると、インバータ１５０に過電流が流れているか否かを検出することができる。そこで、電圧ＶＤを「消費電流対応電圧」と呼ぶ。

ＲＳ端子は、通常の使用方法においては、ＧＨ端子に接続され、消費電流対応電圧ＶＤが所定の閾値ＶＤthを超えたか否かに基づいて、インバータ１５０に過電流が流れたか否かを検出するために用いられる。しかし、本実施形態においては、図６に示すように、ＲＳ端子は接続点Ａに接続されている。そこで、この意義を説明する。直流電圧ＶＣがツェナーダイオード１２の降伏電圧ＶＢ未満であれば、抵抗器１４，１６にほとんど電流は流れないので、検出信号電圧ＶＡは、消費電流対応電圧ＶＤに等しくなる。

従って、インバータ１５０は、通常の使用方法の場合と同様に、検出信号電圧ＶＡと閾値ＶＤthとの比較結果に基づいて、インバータ１５０に過電流が生じているか否かを検出することができる。一方、直流電圧ＶＣがツェナーダイオード１２の降伏電圧ＶＢ以上になると、抵抗器１６には、「ＶＣ−ＶＢ」に比例する電流が流れるので、抵抗器１６における電圧降下分だけ、検出信号電圧ＶＡは消費電流対応電圧ＶＤよりも高くなる。本実施形態の上述した以外の構成は、第１実施形態のもの（図１）と同様である。

上記構成において、直流電圧ＶＣが正常範囲内である場合は、検出信号電圧ＶＡはほぼ消費電流対応電圧ＶＤに等しくなる。従って、インバータ１５０に過電流が流れない限り、インバータ１５０は動作状態になり、三相交流電圧ＭＵ，ＭＶ，ＭＷをモータ３０に出力する。一方、直流電圧ＶＣがツェナーダイオード１２の降伏電圧ＶＢ以上になると、異常電圧検出兼放電回路１１０に電流が流れ、検出信号電圧ＶＡは消費電流対応電圧ＶＤよりも高くなる。さらに直流電圧ＶＣが高くなり、検出信号電圧ＶＡが閾値ＶＤthを超えると、インバータ１５０は停止状態になり、三相交流電圧ＭＵ，ＭＶ，ＭＷの出力を停止する。

以上のように、本実施形態によれば、第１〜第３実施形態と同様に、直流電圧ＶＣに基づいてインバータ１５０の動作状態／停止状態を切り替えることができ、第１〜第３実施形態と同様の効果を奏する。さらに、本実施形態において、過電流検出用のＲＳ端子を用いてインバータ１５０の動作状態／停止状態を切り替えるため、「インバータ１５０における過電流」と「直流電圧ＶＣの異常」とを共通の端子（ＲＳ端子）を介して検出することができるので、双方を個々に検出する場合と比較して、回路構成を簡略化することができ、コストダウンを図ることができる。

［第５実施形態］
次に、図７に示すブロック図を参照し、本発明の第５実施形態によるモータ駆動装置の構成を説明する。

本実施形態においては、第１実施形態の停止・復帰制御回路４０（図１参照）に代えて、図７に示す停止・復帰制御回路８０が適用される。停止・復帰制御回路８０の内部においてトランジスタ８４のベース端子には、検出信号電圧ＶＡが入力され、エミッタ端子はＧＮＤ電位に接続されている。また、コレクタ端子には、リレー８２のリレーコイル８２ｂの一端が接続され、リレーコイル８２ｂの他端には制御用電源電圧ＶＣＣが印加される。そして、制御用電源電圧ＶＣＣは、リレー８２のリレー接点８２ａを介してインバータ２０のＶＣＣ端子に供給される。ここで、リレー接点８２ａは、リレーコイル８２ｂに流れる電流が所定の閾値未満であるときにオン状態になり、該電流が該閾値以上になるとオフ状態になる。本実施形態の上述した以外の構成は、第１実施形態のもの（図１）と同様である。

上記構成において、直流電圧ＶＣが正常範囲内である場合は、異常電圧検出兼放電回路１０にはほとんど電流が流れないので、検出信号電圧ＶＡはほぼ０[Ｖ]になる。従って、トランジスタ８４はオフ状態になり、リレーコイル８２ｂにはほとんど電流が流れず、リレーコイル８２ｂはオン状態になる。これにより、インバータ２０のＶＣＣ端子には制御用電源電圧ＶＣＣが供給され、インバータ２０は、その内部のスイッチング素子（図示せず）をオン／オフ制御し、三相交流電圧ＭＵ，ＭＶ，ＭＷをモータ３０に出力する。

一方、直流電圧ＶＣがツェナーダイオード１２の降伏電圧ＶＢ以上になると、異常電圧検出兼放電回路１０に流れる電流は「ＶＣ−ＶＢ」に比例するようになる。さらに直流電圧ＶＣが高くなり、検出信号電圧ＶＡがトランジスタ８４のベース・エミッタ間飽和電圧以上になると、トランジスタ８４がオン状態になる。リレーコイル８２ｂに上記閾値以上の電流が流れると、リレー接点８２ａはオフ状態になる。これにより、インバータ２０には制御用電源電圧ＶＣＣが供給されなくなり、三相交流電圧ＭＵ，ＭＶ，ＭＷの出力も停止する。

以上のように、本実施形態によれば、第１〜第４実施形態と同様に、直流電圧ＶＣに基づいて、インバータ２０のオン／オフ状態を切り替えることができ、第１〜第４実施形態と同様の効果を奏する。

［第６実施形態］
次に、図８に示すブロック図を参照し、本発明の第６実施形態によるモータ駆動装置の構成を説明する。
本実施形態において、異常電圧検出兼放電回路１２０は、ツェナーダイオード１２、抵抗器１４およびリレーコイル１９を直列に接続し、リレーコイル１９をＧＮＤ電位に接続してなるものである。また、第５実施形態の停止・復帰制御回路８０（図７参照）に代えて、図８に示す停止・復帰制御回路９０が適用される。停止・復帰制御回路９０は、リレーコイル１９に流れる電流によってオン／オフ状態が切り替えられるリレー接点９２を有している。リレー接点９２の一端には制御用電源電圧ＶＣＣが印加され、他端はインバータ２０のＶＣＣ端子が接続されている。

リレー接点９２は、リレーコイル１９に流れる電流が所定の閾値未満であるときにオン状態になり、該電流が該閾値以上になるとオフ状態になる。周知のように、リレーコイル１９は、電流が流れると磁束を発生し、この磁束によってリレー接点９２が駆動される。従って、本実施形態においては、「リレーコイル１９の発生する磁束」が「検出信号」であり、停止・復帰制御回路９０は、リレー接点９２を有することにより、この検出信号に応じてインバータ２０を制御するものである。本実施形態の上述した以外の構成は、第５実施形態のもの（図７）と同様である。

上記構成において、直流電圧ＶＣが正常範囲内である場合は、異常電圧検出兼放電回路１２０にはほとんど電流が流れないので、リレー接点９２はオン状態になる。これにより、インバータ２０のＶＣＣ端子には制御用電源電圧ＶＣＣが供給され、インバータ２０は、その内部のスイッチング素子（図示せず）をオン／オフ制御し、三相交流電圧ＭＵ，ＭＶ，ＭＷをモータ３０に出力する。

一方、直流電圧ＶＣがツェナーダイオード１２の降伏電圧ＶＢ以上になると、異常電圧検出兼放電回路１２０に電流が流れる。さらに直流電圧ＶＣが高くなり、リレーコイル１９に流れる電流が上記閾値以上になると、リレー接点９２はオフ状態になる。これにより、インバータ２０には制御用電源電圧ＶＣＣが供給されなくなり、三相交流電圧ＭＵ，ＭＶ，ＭＷの出力も停止する。

以上のように、本実施形態によれば、第１〜第５実施形態と同様に、直流電圧ＶＣに基づいて、インバータ２０のオン／オフ状態を切り替えることができ、第１〜第５実施形態と同様の効果を奏する。

［変形例］
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。上述した実施形態は本発明を理解しやすく説明するために例示したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について削除し、若しくは他の構成の追加・置換をすることが可能である。上記実施形態に対して可能な変形は、例えば以下のようなものである。

（１）第１，第２，第５実施形態（図１、図４、図７）においては、用いられているトランジスタ４２，５２，８４の動作を安定化させる抵抗器を追加してもよい。第１実施形態（図１）に対して抵抗器を追加した構成の一例を図９に示す。図９の構成は図１のものとほぼ同様であるが、停止・復帰制御回路４０に代えて設けられた停止・復帰制御回路４０Ａにおいては、異常電圧検出兼放電回路１０内の接続点Ａとトランジスタ４２のベース端子との間には抵抗器４１が挿入されており、トランジスタ４２のベース端子とエミッタ端子との間には抵抗器４３が接続されている。また、トランジスタ４２と抵抗器４１，４３とを含めて一のパッケージに封入したものも「トランジスタ」として流通しているので、この種のトランジスタを適用してもよい。

（２）第１実施形態（図１）の異常電圧検出兼放電回路１０においては、ツェナーダイオード１２と、二個の抵抗器１４，１６とが直列に接続されていたが、ツェナーダイオード１２と一個の抵抗器とを直列に接続し、これらの接続点の電圧を検出信号電圧ＶＡとして出力するようにしてもよい。

［構成・効果の総括］
以上のように、第１〜第６実施形態は、コンデンサ（６）から出力される直流電圧（ＶＣ）が所定の正常範囲（降伏電圧ＶＢ以下）を超える場合に前記直流電圧（ＶＣ）に応じた検出信号（ＶＡ）を出力しつつ前記コンデンサ（６）を放電させる一方、前記直流電圧（ＶＣ）が前記正常範囲に含まれる場合に、前記直流電圧（ＶＣ）が前記正常範囲を超える場合よりもインピーダンスが高くなる異常電圧検出兼放電回路（１０，１１０，１２０）と、前記検出信号（ＶＡ）に応じて、前記直流電圧（ＶＣ）を交流電圧（ＭＵ，ＭＶ，ＭＷ）に変換し負荷（３０）に供給するインバータ（２０，１３０，１４０，１５０）を停止状態にする停止・復帰制御回路（４０，５０，６０，７０，８０，９０）とを有することを特徴とする。

異常電圧検出兼放電回路（１０，１１０，１２０）は、直流電圧（ＶＣ）が正常範囲を超える場合に、検出信号（ＶＡ）を出力する機能と前記コンデンサ（６）を放電させる機能とを共に果たすので、コンデンサ（６）に蓄積された電荷を適切に放電できるとともに安価に構成することができる。

さらに、第１〜第６実施形態においては、前記異常電圧検出兼放電回路（１０，１１０，１２０）は、ツェナーダイオード（１２）と、前記ツェナーダイオード（１２）に直列に接続された一または複数の抵抗器（１４，１６，１８）とを有し、前記ツェナーダイオード（１２）に流れる電流が大きくなるほど信号レベルが大きくなる信号を前記検出信号（ＶＡ）として出力することを特徴とする。
ツェナーダイオード（１２）に流れる電流が大きくなるほど信号レベルが大きくなる信号を検出信号（ＶＡ）にすることにより、異常電圧検出兼放電回路（１０，１１０，１２０）の回路構成を簡単にすることができる。

さらに、第１〜第６実施形態においては、前記停止・復帰制御回路（４０，５０，６０，７０，８０，９０）は、前記直流電圧（ＶＣ）が前記ツェナーダイオード（１２）の降伏電圧（ＶＢ＝ＶＣ２）よりも高い所定電圧（ＶＣ４）以上であることを条件として前記インバータ（２０，１３０，１４０，１５０）を停止状態にすることを特徴とする。
これにより、直流電圧（ＶＣ）が所定電圧（ＶＣ４）以上のときのコンデンサ（６）の放電を速くすることができ、過電圧状態の時間を短縮することが可能となる。

さらに、第１〜第６実施形態においては、前記停止・復帰制御回路（４０，５０，６０，７０，８０，９０）は、異常であった前記直流電圧（ＶＣ）が前記正常範囲になると、前記インバータ（２０，１３０，１４０，１５０）を動作状態に復帰させることを特徴とする。
これにより、直流電圧（ＶＣ）が正常範囲になると、インバータ（２０，１３０，１４０，１５０）を動作状態に復帰させることができる。

さらに、第１実施形態においては、前記インバータ（２０）は、供給された制御指令電圧（ＶＳＰ）に基づいて前記交流電圧（ＭＵ，ＭＶ，ＭＷ）を制御するとともに、前記制御指令電圧（ＶＳＰ）が所定のオフ電圧（Ｖｏｆｆ）を超えると動作状態になり、前記制御指令電圧（ＶＳＰ）が前記オフ電圧（Ｖｏｆｆ）以下になると停止状態になるものであり、前記停止・復帰制御回路（４０）は、前記検出信号（ＶＡ）に応じて、前記制御指令電圧（ＶＳＰ）を前記オフ電圧（Ｖｏｆｆ）以下にすることを特徴とする。
これにより、制御指令電圧（ＶＳＰ）を用いて、異常電圧に応じた制御を行うことができる。

さらに、第２，第３実施形態においては、前記インバータ（１３０，１４０）は、供給された二値の制御信号（ＳＤ，ＮＳＤ）に応じて動作状態および停止状態を設定するものであり、前記停止・復帰制御回路（５０，６０）は、前記検出信号（ＶＡ）に応じて、前記制御信号（ＳＤ，ＮＳＤ）の値を前記停止状態に対応する値に設定することを特徴とする。
これにより、二値の制御信号（ＳＤ，ＮＳＤ）を用いて、異常電圧に応じた制御を行うことができる。

さらに、第４実施形態においては、前記インバータ（１５０）は、所定の過電流判定端子（ＲＳ端子）の電圧レベルに応じて前記インバータ（１５０）に過電流が生じているか否かを判定し、過電流が生じていると判断した場合に停止状態になるものであり、前記停止・復帰制御回路（７０）は、前記検出信号（ＶＡ）に応じて、前記過電流判定端子（ＲＳ端子）の電圧を、過電流に対応する電圧に設定することを特徴とする。
これにより、過電流判定端子（ＲＳ端子）を用いて、異常電圧に応じた制御を行うことができる。

さらに、第５，第６実施形態においては、前記インバータ（２０）は、前記直流電圧（ＶＣ）とは異なる電圧の制御用電源電圧（ＶＣＣ）の供給を受けて動作するものであり、前記停止・復帰制御回路（８０，９０）は、前記検出信号（ＶＡ）に応じて、前記インバータ（２０）に対する前記制御用電源電圧（ＶＣＣ）に供給を遮断する遮断部（８２ａ，９２）を有することを特徴とする。
これにより、制御用電源電圧（ＶＣＣ）の供給を遮断して、異常電圧に応じた制御を行うことができる。

２ 商用電源
４ コンバータ
６ コンデンサ
１０ 異常電圧検出兼放電回路
１２ ツェナーダイオード
１４，１６，１８ 抵抗器
１９ リレーコイル
２０ インバータ
３０ モータ（負荷）
４０，５０，６０，７０，８０，９０ 停止・復帰制御回路
４１，４３ 抵抗器
４２，５２，８４ トランジスタ
４４，４６ 抵抗器
４８ コンデンサ
５１ 抵抗器
６１，７２，７４ 電線
８２ リレー
８２ａ リレー接点（遮断部）
８２ｂ リレーコイル
９２ リレー接点（遮断部）
Ａ，Ｄ 接続点
ＳＤ，ＮＳＤ 制御信号
ＶＡ 検出信号電圧
ＶＢ 降伏電圧
ＶＣ 直流電圧
ＶＣＣ 制御用電源電圧
ＶＤ 消費電流対応電圧
ＶＳ 交流電圧

Claims (8)

1. コンデンサから出力される直流電圧が所定の正常範囲を超える場合に前記直流電圧に応じた検出信号を出力しつつ前記コンデンサを放電させる一方、前記直流電圧が前記正常範囲に含まれる場合に、前記直流電圧が前記正常範囲を超える場合よりもインピーダンスが高くなる異常電圧検出兼放電回路と、
   前記検出信号に応じて、前記直流電圧を交流電圧に変換し負荷に供給するインバータを停止状態にする停止・復帰制御回路と
   を有することを特徴とするインバータ制御回路。
2. 前記異常電圧検出兼放電回路は、
   ツェナーダイオードと、前記ツェナーダイオードに直列に接続された一または複数の抵抗器とを有し、前記ツェナーダイオードに流れる電流が大きくなるほど信号レベルが大きくなる信号を前記検出信号として出力する
   ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御回路。
3. 前記停止・復帰制御回路は、前記直流電圧が前記ツェナーダイオードの降伏電圧よりも高い所定電圧以上であることを条件として前記インバータを停止状態にする
   ことを特徴とする請求項２に記載のインバータ制御回路。
4. 前記停止・復帰制御回路は、異常であった前記直流電圧が前記正常範囲になると、前記インバータを動作状態に復帰させる
   ことを特徴とする請求項３に記載のインバータ制御回路。
5. 前記インバータは、供給された制御指令電圧に基づいて前記交流電圧を制御するとともに、前記制御指令電圧が所定のオフ電圧を超えると動作状態になり、前記制御指令電圧が前記オフ電圧以下になると停止状態になるものであり、
   前記停止・復帰制御回路は、前記検出信号に応じて、前記制御指令電圧を前記オフ電圧以下にする
   ことを特徴とする請求項４に記載のインバータ制御回路。
6. 前記インバータは、供給された二値の制御信号に応じて動作状態および停止状態を設定するものであり、
   前記停止・復帰制御回路は、前記検出信号に応じて、前記制御信号の値を前記停止状態に対応する値に設定する
   ことを特徴とする請求項４に記載のインバータ制御回路。
7. 前記インバータは、所定の過電流判定端子の電圧レベルに応じて前記インバータに過電流が生じているか否かを判定し、過電流が生じていると判断した場合に停止状態になるものであり、
   前記停止・復帰制御回路は、前記検出信号に応じて、前記過電流判定端子の電圧を、過電流に対応する電圧に設定する
   ことを特徴とする請求項４に記載のインバータ制御回路。
8. 前記インバータは、前記直流電圧とは異なる電圧の制御用電源電圧の供給を受けて動作するものであり、
   前記停止・復帰制御回路は、前記検出信号に応じて、前記インバータに対する前記制御用電源電圧に供給を遮断する遮断部を有する
   ことを特徴とする請求項４に記載のインバータ制御回路。

Images