JP2016529861A - 電子デバイスのための電源ユニット配置 - Google Patents

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Abstract

本発明は、制御された出力電圧（ＤＣ−ｏｕｔ）をノード（１８）において供給する第１の制御ループ（１６）を備える第１のスイッチングコンバータ（１１）と、制御された出力電圧（ＤＣ−ｏｕｔ）をノード（１８）において代わりに供給する第２の制御ループ（１７）を備える第２のスイッチングコンバータ（１２）とを有する、電子デバイスのための電源ユニット配置（１０）に関する。電源ユニット配置は、第１及び第２の制御ループへ接続される開ループ制御回路を更に有する。この場合に、開ループ制御回路は、第１のスイッチングコンバータから第２のスイッチングコンバータへの電流供給の切り替え時に、第１の制御ループの既存の制御状態を保持し且つ第１のスイッチングコンバータを非アクティブにし、第２のスイッチングコンバータから第１のスイッチングコンバータへの電流供給の切り替え時に、保持された制御状態により第１のスイッチングコンバータを再アクティブにするよう設計される。

Description

本発明は、電子デバイス、例えば、特にコンピュータ、のための電源ユニット配置に関する。特に、本願は、制御された出力電圧を供給する第１の制御ループを備える第１のスイッチングコンバータと、制御された出力電圧を代わりに供給する第２の制御ループを備える第２のスイッチングコンバータとを有する電源ユニット配置に関する。
制御された出力電圧を選択的に供給する２つのスイッチングコンバータを有する電源ユニット配置は、先行技術において知られている。それらは、とりわけ、冗長な電流供給のために、あるいは、異なる動作状態において異なる電力消費量を有する電子デバイスに給電するために役立つ。
図１は、第１のスイッチングコンバータ１１及び第２のスイッチングコンバータ１２を有するそのような電源ユニット配置１０を示す。第１のスイッチングコンバータ１１は、制御された出力電圧、例えば、制御されたＤＣ電圧ＤＣ−ｏｕｔ１を、電源ユニット配置１０の第１の出力部１３で供給する。第２のスイッチングコンバータ１２は、同様に、第２の出力電圧、例えば、制御されたＤＣ電圧ＤＣ−ｏｕｔ２を、第２の出力部１４で供給する。スイッチングコンバータ１１及び１２はいずれも、共通の供給電圧、例えば、整流された中間電圧Ｐｒｉｍ−ＤＣを、入力部１５から供給される。
例となる実施形態において、第１のスイッチングコンバータ１１及び第２のスイッチングコンバータ１２は、いずれの場合にも、いわゆるＤＣ／ＤＣコンバータであり、制御信号Ｐｒｉｍ−Ｃｏｎｔｒｏｌの振幅に基づき夫々出力部１３及び１４での電圧出力の振幅を設定する。その閉ループ制御のために、図１に従う電源ユニット配置１０は、二次側において、第１のスイッチングコンバータ１１のための第１の制御ループ１６と、更には第２のスイッチングコンバータ１２のための第２の制御ループ１７とを有する。制御ループ１６によれば、第１の出力部１３での電圧は、所定のリファレンス電圧Ｖｒｅｆ＿１ａに応じて所定の値へと制御される。同様に、第２の出力部１４での電圧は、第２のリファレンス電圧Ｖｒｅｆ＿２ａを用いて第２の制御ループ１７によって所定の値へと制御される。
電源ユニット配置１０によって給電されるデバイスに応じて、出力電圧ＤＣ−ｏｕｔ１及びＤＣ−ｏｕｔ２は、同じ振幅又は異なる振幅を有することができる。一例として、両方の出力部１３及び１４で１２Ｖの電圧を供給することが可能である。記載される配置では、第２のスイッチングコンバータ１２は、２つのスイッチングコンバータ１１及び１２の動作のために一次補助電圧を更に供給する。
図１を参照して記載される電源ユニット配置１０において問題となることは、とりわけ、スイッチングコンバータ１１及び１２並びに関連する制御ループ１６及び１７が一般に、出力部１３又は１４へ接続される電子デバイスが夫々のスイッチングコンバータ１１又は１２から全く電力を消費しない場合でさえ動作電圧を供給される必要があるという事実である。第１のスイッチングコンバータ１１が、例えば、通常の動作状態においてコンピュータを作動させるメインコンバータであり、第２のスイッチングコンバータ１２が、エネルギ節約モードのための動作電圧を供給する補助コンバータである場合に、第１のスイッチングコンバータ１１及び関連する制御ループ１６は、コンピュータのエネルギ節約モードにおいてさえ常に少量のエネルギを消費する。
更なる問題は、一方又は両方のスイッチングコンバータが、その定格出力電力よりも著しく小さい比較的低い出力電力によりしばしば作動されることである。１つ又は複数のスイッチングコンバータを有するスイッチモード電源ユニットのエネルギ効率は、とりわけ、スイッチングコンバータの出力電力に依存する。この関係は、図２において実例として表される。
図２は、図１に従って、第１及び第２のスイッチングコンバータ１１及び１２の効率プロファイルＩ及びＩＩを夫々示す。ワット［Ｗ］における電力が横軸にプロットされ、一方、パーセント［％］における効率が縦軸にプロットされる。効率プロファイルＩは、第１のコンバータ回路３の効率プロファイルを示し、一方、効率プロファイルＩＩは、第２のコンバータ回路４の効率プロファイルを表す。特に、効率、従って、スイッチモード電源ユニットのエネルギ効率は、出力負荷の増大と共に増大することが認められる。正確には、この場合において情報テクノロジに属するコンピュータ及び他のデバイスは、使用されるスイッチングコンバータの最大出力電力をはるかに下回る低負荷範囲において比較的長期間にわたってしばしば作動される。
第１のスイッチングコンバータ１１（プロファイルＩ）は、例えば３５ワット以降の電力消費量にとって適当であるように思われ、一方、第２のスイッチングコンバータ１２（プロファイルＩＩ）は、例えば０ワットから３５ワットの電力消費量にとって適当であるように思われることが図２から明らかである。それは、２つの効率プロファイルＩ及びＩＩが、約３５ワットの出力電力にある点で交差することを意味する。結果として、第２のスイッチングコンバータ１２（プロファイルＩＩ）の作動は、低負荷範囲において有利であり、一方、第１のスイッチングコンバータ１１（プロファイルＩ）の作動は、通常又は高負荷範囲において有利である。
電源ユニットのエネルギ効率を改善するために、独国特許出願公開１０２０１００３５１１２（Ａ１）号明細書（特許文献１）は、補助電源ユニットのための閉ループ制御回路であって、補助電源ユニットの電圧コンバータを被制御変数によって設定点電圧へと制御する制御ループを有する閉ループ制御回路を開示する。その場合に、制御ループは、補助電源ユニットによって生成される電圧を出力する第１の出力部での別の電圧源の外部電圧の供給時に、外部電圧が補助電源ユニットの設定点電圧を超える場合に、被制御変数の変化を制限するよう設計される追加回路を有する。
既知の回路は、共通の出力部での２つの異なったスイッチングコンバータの供給電圧の出力を可能にする。このようにして、コンシューマ側で必要とされる電力は、補助電源ユニット又はメイン電源ユニットによって任意に供給可能であり、それにより、夫々の電源ユニットは、望ましくは、比較的高いエネルギ効率を持った範囲において作動することができる。既知の電源ユニット配置において、補助電源ユニットは、メイン電源ユニットがオフされることによる突然の電圧ディップを防ぐために、追加回路によってアクティブ状態に保持される。既知の回路に関して欠点となることは、負荷の突然の上昇が発生した場合に、メイン電源ユニットのコンバータが迅速に十分に立ち上がらず、よって補助電源ユニットが過負荷となり、場合によりオフすることである。
独国特許出願公開１０２０１００３５１１２（Ａ１）号明細書
本発明の目的は、低負荷範囲における被制御出力電圧によるコンシューマの信頼でき且つ効率的な供給を可能にする改善された電源ユニット配置を提供することである。望ましくは、電源ユニット配置は、比較的広い出力電力範囲にわたって特に高いエネルギ効率を有するよう意図される。この場合に、電源ユニット配置は、例えば、それによって給電されるデバイスによる外部制御信号の供給に依存しないよう意図される。
上記の目的は、第１のスイッチングコンバータ及び第２のスイッチングコンバータを有する一般的な電源ユニット配置によって達成される。当該電源ユニット配置において、第１の制御ループ及び第２の制御ループへ接続される開ループ制御回路が設けられ、開ループ制御回路は、第１のスイッチングコンバータから第２のスイッチングコンバータへの電流供給の切り替え時に、第１の制御ループの所定の制御状態を設定し且つ第１のスイッチングコンバータを非アクティブにし、第２のスイッチングコンバータから第１のスイッチングコンバータへの電流供給の切り替え時に、第１のスイッチングコンバータを所定の制御状態により再アクティブにするよう設計される。
例えば、このような電源ユニット配置は、例えばカップリングイン・ダイオードなどの更なる部品の介在なしに、２つのスイッチングコンバータの直接並列接続を可能にする。第１のスイッチングコンバータの非アクティブの結果として、第２のスイッチングコンバータの擾乱は回避され得る。同時に、スイッチングコンバータの非アクティブの直前の所定の制御状態の設定及び同じスイッチングコンバータのその所定の制御状態を用いたその後の再アクティブの結果として、第１及び第２のスイッチングコンバータの間の切り替えプロセスは、特に迅速に達成され得る。高速な切り替えは、第２の電源ユニットの過負荷を回避する。結果として、電源ユニット配置は、いずれの場合においても最適なスイッチングコンバータにより作動可能であり、このことは、例えば、そのエネルギを効率的に改善するために利用され得る。
少なくとも１つの構成において、開ループ制御回路は更に、第２のスイッチングコンバータから第１のスイッチングコンバータへの電流供給の切り替え時に、第２の制御ループの所定の制御状態を設定し且つその後に第２のスイッチングコンバータを非アクティブにし、第１のスイッチングコンバータから第２のスイッチングコンバータへの電流供給の切り替え時に、第２のスイッチングコンバータを前記所定の制御状態により再アクティブにするよう設計される。記載される構成において、２つのスイッチングコンバータの実質的に対称な配置が使用され、それらのスイッチングコンバータは、制御された出力電圧をノードに供給するために交互に使用される。目下使用されていないスイッチングコンバータの制御状態は、特に高速な切り替えが第１のスイッチングコンバータから第２のスイッチングコンバータへの負荷の変化時に可能であるように、この場合において夫々予め定められる。
少なくとも１つの構成において、開ループ制御回路は、制御された出力電圧を供給する電源ユニット配置の出力部での出力電流を少なくとも１つの所定の制限値と比較する電流測定回路を有する。この場合に、第１のスイッチングコンバータの第１の定格出力電力は、第２のスイッチングコンバータの第２の定格出力電力よりも大きく、開ループ制御回路は、出力電流が所定の制限値を下回った後に、電流供給を第１のスイッチングコンバータから第２のスイッチングコンバータへ切り替え、出力電流が所定の制限値を越えた直後に、電流供給を第２のスイッチングコンバータから第１のスイッチングコンバータへ切り替えるよう設計される。測定及び出力電流と所定の制限値との比較の結果として、デバイスによって取り込まれる出力電力に応じて、より大きい定格出力電力を有する第１のスイッチングコンバータ、又はより低い定格出力電力を有する第２のスイッチングコンバータのいずれか一方を、供給電圧を供給するために使用することが可能である。これは、特に、異なった定格電力を有するスイッチングコンバータが通常は異なった出力電力でそれらの最大効率を有するという見識を考慮に入れる。開ループ制御回路は、夫々のスイッチングコンバータがその定格出力電力の適当な範囲において作動されるとの効果を奏し、それにより、電源ユニット配置全体のエネルギ効率は広い供給電力範囲にわたって確かにされる。
異なる構成に従って、第１のスイッチングコンバータから第２のスイッチングコンバータへの切り替えは、所定の制限値が下回られたとの識別の直後に、又はそのような識別の後の所定の時間期間後に、実行され得る。第１の代替案に従って、第１のスイッチングコンバータの一時的な開回路は、大体は回避される。第２の代替案に従って、瞬間的な負荷ディップが起こった場合における第１及び第２のスイッチングコンバータの間の切り替えプロセスの回数を減らすことが可能である。
少なくとも１つの構成において、第１の制御ループ及び／又は第２の制御ループは、少なくとも１つの時間決定要素を含む帰還経路を備える閉ループ制御要素を有する。この場合に、開ループ制御回路は、ヘルド状態において、電気的な被制御変数、特に時間決定要素として使用されるキャパシタの電荷を保持するよう設計される。上記の特徴は、それ自体知られている制御ループ、例えば、特に、容量素子を備える制御増幅器が、簡単に所定の状態に保持されることを可能にする。一例として、時間決定要素として使用されるキャパシタの電荷が所定の電圧レベルで保持される場合に、制御ループ全体の制御状態は、極めて低い電流消費量により維持され得る。
少なくとも１つの構成において、この目的のために、開ループ制御回路は、少なくとも１つの第１の切り替え要素を有し、少なくとも１つの第１の切り替え素子は、時間決定要素を閉ループ制御要素の少なくとも１つの端子又は所定のリファレンス電圧へ任意に接続するよう設計される。１つ又は複数の切り替え要素の提供は、時間決定要素が通常の制御ループ又は所定のリファレンス電圧のいずれか一方へ接続されることを可能にする。
少なくとも１つの構成において、開ループ制御回路は、少なくとも１つの第２の切り替え要素を有し、第２の切り替え要素は、第１のスイッチングコンバータ及び／又は第２のスイッチングコンバータの制御入力部を、第１のスイッチングコンバータ及び／又は第２のスイッチングコンバータを非アクティブにする所定の電位又は閉ループ制御要素の出力部へ任意に接続するよう設計される。第２の切り替え要素の提供は、特に、関連するスイッチングコンバータを非アクティブの時間において可能な限り十分に非アクティブにするために、スイッチングコンバータの制御入力を、例えば接地などの所定の電位へ引っ張ることが特に可能である。
異なる構成において、閉ループ制御要素は、例えば、少なくとも１つの負帰還演算増幅器又は少なくとも１つの負帰還の制御可能なツェナーダイオードである。
少なくとも１つの構成において、電源ユニット配置は、出力側の負荷が変化する場合にノードでの電圧を安定させるための、ノードへ接続される少なくとも１つの安定化要素、特にストレージキャパシタを更に有する。
本発明の更なる構成は、添付の特許請求の範囲及び例となる実施形態の詳細な説明において開示される。本発明は、添付の図を参照して種々の例となる実施形態に基づき以下で詳細に記載される。図中、同じタイプの要素は、より良い理解を提供するために、同じ参照符号を与えられる。
２つの独立したスイッチングコンバータを有する既知の電源ユニット配置を示す。 ２つのスイッチングコンバータのエネルギ効率をそれらの出力電力の関数として示す。 本発明の第１の例となる実施形態に従う電源ユニット配置を示す。 本発明の第２の例となる実施形態に従う電源ユニット配置を示す。 本発明の第３の例となる実施形態に従う電源ユニット配置を示す。
図３は、本発明の第１の構成に従う電源ユニット配置１０を示す。電源ユニット配置１０は、第１のスイッチングコンバータ１１、特に、例えば３００Ｗの出力電力を有するメインコンバータと、第１のスイッチングコンバータ１１のための第１の制御ループ１６とを有する。電源ユニット配置１０は、第２のスイッチングコンバータ、特に、例えば２０Ｗの相当により低い出力電力を有する補助コンバータと、第２のスイッチングコンバータ１２のための第２の制御ループ１７とを更に有する。いずれの場合にも最良の可能な効率を得且つ制御ループ１６及び１７の相互擾乱を回避するために、スイッチングコンバータ１１及び１２のうちのただ１つが如何なる時点でも作動している。それに反して、夫々の他のスイッチングコンバータ１２又は１１は、最低の可能なエネルギ消費量を伴う状態に保持される。
例となる実施形態において、第１のスイッチングコンバータ１１及び第２のスイッチングコンバータ１２は、入力部１５によって共通の供給電圧Ｐｒｉｍ−ＤＣを供給される。これは、例となる実施形態において、整流された中間電圧を含む。中間電圧Ｐｒｉｍ−ＤＣは、例えば、上流の整流器回路（図３に図示せず。）によって、電源系ＡＣ電圧から生成され得る。第１のスイッチングコンバータ１１の出力ＤＣ−ｏｕｔ及び第２のスイッチングコンバータ１２の出力ＤＣ−ｏｕｔは、共通ノード１８で互いへ直接結合される。特に、電源ユニット配置１０の効率の有意な低下を生じさせるカップリングイン・ダイオード又は他の部品は、スイッチングコンバータ１１及び１２と共通出力部１９との間に設けられない。ノード１８での電圧の大きさは、ストレージキャパシタＣ５の形をとる安定化要素によって安定される。図１において、キャパシタＣ５は別個の部品として表されている。代替的に、第１のスイッチングコンバータ１１及び／又は第２のスイッチングコンバータ１２に組み込まれた安定化要素がまた関係することができる。第１のスイッチングコンバータ１１によって又は第２のスイッチングコンバータ１２によってノード１８で供給される被制御電圧は、電源ユニット配置１０の共通出力部１９を介して電子デバイス（図３に図示せず。）へ出力される。特に、表されている電源ユニット配置１０は、コンピュータのための電源ユニットにおける使用に適する。
測定抵抗Ｒｓｈｕｎｔは、ノード１８と共通出力部１９との間に接続される。抵抗Ｒｓｈｕｎｔは、電流コンパレータ２０へ接続される。電流コンパレータ２０は、共通出力部１９を介して出力される電流Ｉが所定の制限値Ｉ＿ｌｉｍｉｔ、例えば、第２のスイッチングコンバータ１２の最大出力電流、を上回るかそれとも下回るかを確かめることができる。瞬時電流Ｉが制限値Ｉ＿ｌｉｍｉｔを上回る場合は、第１の制御信号Ｐ１が電流コンパレータ２０によって３つの切り替えスイッチＳ２ａ、Ｓ２ｂ及びＳ２ｃへ送信される。それに反して、瞬間的に出力される電流Ｉが制限値Ｉ＿ｌｉｍｉｔを下回る場合は、第２の制御信号Ｐ２が３つの切り替え要素Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ及びＳ１ｃへ出力される。電流コンパレータ２０の出力は、例となる実施形態において、反転された様式において同時に切り替わる。代替的に、小さな時間オフセットも可能であり、２つの制御ループ１６及び１７のごく短時間の並行動作を引き起こす。上記の小さな時間オフセットは、スイッチングコンバータ１１及び１２の再調整時間よりも相当に短くあるべきであり、例えば１０ｍｓである。そのような電流測定及び開ループ制御回路は、給電されるデバイスと無関係に内部制御信号Ｐ１及びＰ２の迅速な供給を可能にする。結果として、回路は、給電されるデバイスによる対応する従前の警告なしで、二次側の負荷の変化に対する迅速な反応を可能にする。
図３に表されている状態において、第１の制御信号Ｐ１はアクティブにされており、第２の制御信号Ｐ２は非アクティブにされている。すなわち、切り替え要素Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ及びＳ１ｃは夫々スイッチ位置ｘにあり、切り替え要素Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ及びＳ２ｃは夫々スイッチ位置ｙにある。この状態において、すなわち、比較的高い出力電力の場合において、第１の制御ループ１６は、切り替え要素Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ及びＳ１ｃを介して閉じられている。
第１の制御ループ１６は、図１で既に表されたように、本質的に、帰還を有するスイッチング増幅器である。抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３及びＣ１を有する分圧器を経由して、ノード１８に存在する出力電圧は、演算増幅器Ｕ１によって所定のリファレンス電圧Ｖｒｅｆ＿１ａと比較される。演算増幅器Ｕ１の出力は、更なる抵抗Ｒ４及びキャパシタＣ２を介して演算増幅器Ｕ１の負入力部へ帰還される。演算増幅器Ｕ１において出力側で供給される制御電圧は、第１のスイッチングコンバータ１１の対応する制御入力部で所望の制御電圧Ｐｒｉｍ−Ｃｏｎｔｒｏｌを供給するために、保護ダイオードＤ１、光カプラＵ３の送信発光ダイオード、及び光カプラＵ３の受信トランジスタを駆動するための直列抵抗Ｒ６を介して使用される。
表される制御ループ１６において、適切な出力電圧の場合における抵抗Ｒ１及びＲ２は、ノード１８で出力電圧をモニタする比例（proportional）分圧器を形成する（閉ループコントローラのＰ部分）。抵抗Ｒ２と並列に接続されるキャパシタＣ１及び抵抗Ｒ３によれば、制御ループ１６の微分（derivative）要素が、誘導閉ループ制御を可能にするために実装される（閉ループコントローラのＤ部分）。帰還要素における抵抗Ｒ４及びキャパシタＣ２によれば、負帰還、よって、制御ループ１６の積分（integral）部分が実装される（閉ループコントローラのＩ部分）。この場合に、キャパシタＣ２は、特に、積分のための時間成分を予め定義するために役立つ。総合すれば、従って、制御ループ１６はＰＩＤ閉ループコントローラである。
一定の負荷電流による動作の間に、Ｃ１は、電圧ＶＣ１＝ＤＣｏｕｔ−Ｖｒｅｆ＿１ａに充電される。キャパシタＣ２は、閉ループコントローラ出力と閉ループコントローラ入力電圧との間の差、すなわち、ＶＣ２＝ＶＵ１ｏｕｔ−Ｖｒｅｆ＿１ａに充電される。その場合に動作の間に光カプラＵ３の送信発光ダイオードのカソードに存在する電圧は、従って、ＶＤ＝Ｖｒｅｆ＿１ａ＋ＶＣ２＋ＶＤ１である。第１のスイッチングコンバータ１１の開回路から不意にこの制御状態を再確立するために、Ｃ２は予め充電されて、充電された状態において制御ループ１６に接続される必要がある。それに反して、全ての他の電圧は一定である。この事前充電は、第２のスイッチングコンバータ１２によってスイッチオフ状態において行われる（図示せず。）。
第１のスイッチングコンバータ１１が次いでオフされるよう意図される場合に、切り替え要素Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ及びＳ１ｃは、スイッチ位置ｘからスイッチ位置ｙへ至らされる。Ｓ１ｃは、直ちに第１のスイッチングコンバータ１１の出力電流をゼロに制限する値への光カプラ電流の増大をもたらす。キャパシタＣ２は、切り替え要素Ｓ１ａ及びＳ１ｂを用いて制御ループ１６から切り離され、前もってセットされたリファレンス電圧Ｖｒｅｆ＿１ｂと接地との間で充電される。第１のスイッチングコンバータ１１は、電流コンパレータ２０が低出力電流Ｉを検出する場合にのみオフされるので、スイッチオフは、例えば、Ｉ＿ｌｉｍｉｔで起こる。電流ＩがＩ＿ｌｉｍｉｔを下回ったままである限り、キャパシタＣ２はリファレンス電圧Ｖｒｅｆ＿１ｂに接続されたままである。時間シーケンス制御はこの目的のために必要でない。電流Ｉがゆっくりと又は速やかに制限値Ｉ＿ｌｉｍｉｔを上回る場合は、Ｃ２は、制御ループ１６の分圧器の中央ノードでの電圧へ不意に接続される。よって、正確な制御電圧は、第１の制御ループ１６の光カプラで不意に確立される。
図３において認められ得るように、第２のスイッチングコンバータ１２の制御ループ１７は、実質的に第１のスイッチングコンバータ１１の制御ループ１６に従って構成されている。従って、その機能性の新たな説明は、大部分はこの際省略される。
制御ループ１６とは違って、表される状態における第２の制御ループ１７は、スイッチング素子Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ及びＳ２ｃによって中断されている。この場合に、第１の制御ループ１６に関して上述されたように、２つの切り替え要素Ｓ２ａ及びＳ２ｂによれば、第２の制御ループ１７の積分閉ループ制御要素の時間決定定数を構成するキャパシタＣ３は、リファレンス電圧Ｖｒｅｆ＿２ｂと電源ユニット配置１０の接地電位との間に固定して接続される。リファレンス電圧Ｖｒｅｆ＿２ｂは、個々にアクティブなスイッチングコンバータによって、すなわち、表される状態では第１のスイッチングコンバータ１１によって、供給される。それは、例えば、更なるスイッチング素子がその切り替えのために必要とされないように、ノード１８でタップオフされ得る（図示せず。）。
リファレンス電圧Ｖｒｅｆ＿２ｂへの切り替えは、キャパシタＣ３が放電されることを防ぐ。同時に、第２の制御ループ１７の光カプラＵ４の送信発光ダイオードは、抵抗Ｒ１１を介して接地電位へ固定して接続される。このようにして、光カプラＵ４の受信トランジスタによれば、所定の制御信号Ｐｒｉｍ−Ｃｏｎｔｒｏｌが第２のスイッチングコンバータ１２の制御入力部で生成され、上記の制御信号は、第２のスイッチングコンバータ１２の非アクティブをもたらす。
スイッチ位置ｘ又はスイッチ位置ｙへの、いずれの場合にも反対の方向における制御ループ１６及び１７の切り替えは、いずれの場合にも、２つのスイッチングコンバータ１１及び１２のうちのただ１つが、ノード１８で動作電圧を供給するためにアクティブであることを確かにする。それに反して、夫々の他のスイッチングコンバータ１２又は１１の制御ループ１７又は１６は、スイッチングコンバータ１２又は１１の高速な再起動を可能にする状態に保持される。特に、スイッチングコンバータ１２又は１１のデューティ比を急上昇させるために、あるいは、制御ループ１７又は１６を再調整することによって動作周波数を適応させるためにさもなければ必要とされる時間は、回避されるか、あるいは、少なくとも大いに短縮される。
記載される例となる実施形態において、２つのスイッチングコンバータ１１又は１２の間の切り替えは、測定抵抗Ｒｓｈｕｎｔを介したノード１８と共通出力部１９との間の電流の測定によって、電流コンパレータ２０によって自動的に実施される。６つの切り替え要素Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ、Ｓ１ｃ、Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ及びＳ２ｃは、集積部品に組み込まれ、そして、いずれの場合にもＴＴＬレベルにより駆動され得る。集積部品は、任意の電圧、特に、制御ループ１６及び１７において起こる制御電圧、を切り替えるよう設計される。テキサスインスツルメントの集積部品ＢＤ４０５３Ｂが、例えば含まれる。
切り替えスイッチがスイッチ位置ｙに切り替えられることの結果としての対応する制御ループ１６又は１７の非アクティブ時に、制御ループにおいて夫々存在するキャパシタＣ１及びＣ４の電圧は、いずれの場合にも維持される。当該電圧は、ノード１８を介して予め定義される。上述されたように、キャパシタＣ２及びＣ３の電荷は、夫々リファレンス電圧Ｖｒｅｆ＿１ｂ及びＶｒｅｆ＿２ｂを介して予め定義される。このように、記載される回路は、キャパシタＣ１乃至Ｃ４が切り替えフェーズにおいて電荷反転を受ける必要なしに、制御ループ１６及び１７の間の高速な切り替えを可能にする。なお、電荷反転は、夫々アクティブにされるべきスイッチングコンバータ１１又は１２での電圧における瞬間的なディップをもたらす。
図４は、本発明の代替の構成を示す。この場合に、回路部分の大部分は、図３に従って同じ参照符号を与えられている回路部分に対応する。従って、それらの回路部分の新たな記載はこの際省略される。
それから出発して、図４に従う構成は、ノード１８において別個のストレージキャパシタを有さない。出力電圧を安定させるために、ここでは、第１及び／又は第２のスイッチングコンバータ１１及び／又は１２において予め設けられているキャパシタが使用される（図示せず。）。
更に、第１のスイッチングコンバータ１１及び第２のスイッチングコンバータ１２の制御ループ１６及び１７は、夫々、いずれの場合にも、演算増幅器Ｕ１及びＵ２に代えて、電圧制御される制御可能なツェナーダイオードＺ１及びＺ２を有する。一例として、ツェナーダイオードＺ１及びＺ２は、ＴＬ４３１タイプのダイオードである。制御可能なツェナーダイオードＺ１及びＺ２の使用は、夫々、リファレンス電圧Ｖｒｅｆ＿１ａ及びＶｒｅｆ＿２ａがＴＬ４３１リファレンスダイオードにおいて内部に予め存在しているので、それらのリファレンス電圧を供給する手間を省くことを可能にする。その他の点では、図４に従う回路は、図３に従う回路と同じ利点を有する。
図５は、本発明の更なる代替の構成を示す。この場合に、回路部分の大部分は、図４又は図３に従って同じ参照符号を与えられている回路部分に対応する。従って、それらの回路部分の新たな記載はこの際省略される。
図４に従う回路と比較して、電子切り替えスイッチＳ１ａ乃至Ｓ２ｃは、半導体スイッチング素子Ｍ１ａ乃至Ｍ２ｃによって置換されている。例となる実施形態において、半導体スイッチング素子Ｍ１ａ乃至Ｍ２ｃは、特に、ＮＭＯＳ小信号トランジスタである。第１のスイッチングコンバータ１１が次いでオフされるよう意図される場合は、半導体スイッチング素子Ｍ１ａ、Ｍ１ｂ及びＭ１ｃは、第１の制御信号Ｐ１が印加されることによってオンされる。半導体スイッチング素子Ｍ１ｃは、直ちに第１のスイッチングコンバータ１１の出力電流をゼロに制限する値への光カプラＵ３での電流の増大をもたらす。半導体スイッチング素子Ｍ１ａは、抵抗Ｒ１及びＲ２によって形成される分圧器の中央タップにある第１の内部ノード２１での入力電圧を、抵抗Ｒ１５を介して、制御可能なツェナーダイオードＺ１の定格入力電圧を幾らか下回って、すなわち、例えば、２．５Ｖから２．３Ｖへ、低減する。これは、ツェナーダイオードＺ１のカソード−アノード経路が高いインピーダンスを得ることを確かにする。その場合に第１の制御ループ１６の第２の内部ノード２２で確立される電圧は、次いで、制御された出力電圧ＤＣ−ｏｕｔのための更なる分圧器を抵抗Ｒ１３と共に形成する抵抗Ｒ１６と直列な半導体スイッチング素子Ｍ１ｂによって決定される。この場合に、抵抗Ｒ１６は、第１のスイッチングコンバータ１１の新たな高速起動の間に必要な正確な電圧がキャパシタＣ２で確立されるように設定される。この場合に、ダイオードＤ３は、抵抗Ｒ５を介して設定される光カプラＵ３での電圧と無関係に第２の内部ノード２２での制御電圧を設定することができるのに役立つ。第２のスイッチングコンバータ１２の第２の制御ループ１７は、相応に構成される。
上述されたように、図５に従う回路の変形例の場合に、切り替えスイッチＳ１ａ乃至Ｓ２ｃは、より安価な小信号ＭＯＳＦＥＴによって置換され得る。加えて、開示される回路において、リファレンス電圧Ｖｒｅｆ＿１ｂ及びＶｒｅｆ＿２ｂは省略され、よって、全体としてより簡単な回路構成が得られる。
記載される構成において、所定のリファレンス電圧Ｖｒｅｆ＿１ｂ及びＶｒｅｆ＿２ｂは、第１のスイッチングコンバータ１１から第２のスイッチングコンバータ１２への切り替えのための制限値Ｉ＿ｌｉｍｉｔ付近の出力電流Ｉの場合に、それらが夫々制御ループ１６及び１７の典型的な制御電圧に対応するように設定される。リファレンス電圧Ｖｒｅｆ＿１ｂ及びＶｒｅｆ＿２ｂを固定して予めセットする代替案として、この時点でキャパシタＣ２及びＣ３に夫々存在する電圧はまた、非アクティブの時間におけるキャパシタＣ２及びＣ３の充電された状態を夫々守るために、いわゆるサンプル−ホールド回路によって保持され得る。
図３及び図４に従う構成から出発して、電流コンパレータ２０は、そのスイッチング挙動がヒステリシス効果を有するように構成され得る。表される適用の場合において、これは、切り替え時点が立ち下がり及び立ち上がりの出力電流について異なることを意味する。一例として、制御信号Ｐ１は、図３を参照して記載されたように、瞬時出力電流Ｉが所定の制限値Ｉ＿ｌｉｍｉｔを上回る場合に直ぐにアクティブにされ得る。反対に、出力電力が落ちる場合に、制御信号Ｐ２は、出力電流Ｉｇａ制限値Ｉ＿ｌｉｍｉｔ−Ｉ＿ｈｙｓｔｅｒｅｓｉｓを下回るときにのみ切り替えられ得る。
立ち上がり及び立ち下がりの出力電流Ｉの場合ごとの異なった制限値に代えて、電流コンパレータ２０はまた、個別的な所定の制限値Ｉ＿ｌｉｍｉｔを下回った後に所定の遅延時間が経過した後にのみ、対応する制御信号Ｐ１又はＰ２を出力することができる。このようにして、特に、第１のスイッチングコンバータ１１と第２のスイッチングコンバータ１２との間の頻繁な切り替えは、共通出力部１９を介して出力される出力電力がほんの一瞬下がる場合に回避される。それは、給電されるデバイスのエネルギ消費量が長期間にわたり閾値Ｉ＿ｌｉｍｉｔを下回ったままである場合にのみ、例えば、第１のスイッチングコンバータ１１から第２のスイッチングコンバータ１２への負荷変化が起こるエネルギ節約状態をデバイスが導入しているからである。所定の制限値Ｉ＿ｌｉｍｉｔが越えられた後の遅延は、さもなければ過負荷により低電力スイッチングコンバータ１２がオフする危険性が存在するので、一般的には適当でない。
本発明の更なる構成（図示せず。）において、電源ユニット配置は、２よりも多いスイッチングコンバータを有する。一例として、電源ユニット配置は、スタンバイ状態のための第１のスイッチングコンバータと、開回路状態のための第２のスイッチングコンバータと、コンピュータシステムを作動させるフル負荷状態のための第３のスイッチングコンバータとを有することができる。この場合に、電流コンパレータは、目下の出力電流Ｉを、第１及び第２又は第２及び第３のスイッチングコンバータの間の切り替えのための複数の異なった制限値と比較するよう設計される。言うまでもなく、より更なるスイッチングコンバータがまた、夫々アクティブなスイッチングコンバータの、その最適なエネルギ効率における作動を確かにするために、設けられ得る。
１０ 電源ユニット配置
１１ 第１のスイッチングコンバータ
１２ 第２のスイッチングコンバータ
１３ 第１の出力部
１４ 第２の出力部
１５ 入力部
１６ 第１の制御ループ
１７ 第２の制御ループ
１８ ノード
１９ 共通出力部
２０ 電流コンパレータ
２１ 第１の内部ノード
２２ 第２の内部ノード
Ｃ１〜Ｃ５ キャパシタ
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード
Ｍ１ａ〜ｃ，Ｍ２ａ〜ｃ 半導体スイッチング素子
Ｒ１〜Ｒ８ 抵抗
Ｒｓｈｕｎｔ 電流測定抵抗
Ｓ１ａ〜ｃ，Ｓ２ａ〜ｃ 切り替え要素
Ｕ１，Ｕ２ 演算増幅器
Ｕ３，Ｕ４ 光カプラ
Ｚ１，Ｚ２ 制御可能なツェナーダイオード
Ｐｒｉｍ−Ｃｏｎｔｒｏｌ 制御信号
Ｐｒｉｍ−ＤＣ 入力電圧
ＤＣ−ｏｕｔ１，ＤＣ−ｏｕｔ２ 出力電圧
Ｉ 出力電流
Ｉ＿ｌｉｍｉｔ 制限値
Ｐ１，Ｐ２ 制御信号
ｘ，ｙ スイッチ位置
例えば、このような電源ユニット配置は、例えばカップリングイン・ダイオードなどの更なる部品の介在なしに、２つのスイッチングコンバータの直接並列接続を可能にする。第１のスイッチングコンバータの非アクティブの結果として、第２のスイッチングコンバータの擾乱は回避され得る。同時に、スイッチングコンバータの非アクティブの直前の所定の制御状態の設定及び同じスイッチングコンバータのその所定の制御状態を用いたその後の再アクティブの結果として、第１及び第２のスイッチングコンバータの間の切り替えプロセスは、特に迅速に達成され得る。高速な切り替えは、第２の電源ユニットの過負荷を回避する。結果として、電源ユニット配置は、いずれの場合においても最適なスイッチングコンバータにより作動可能であり、このことは、例えば、そのエネルギ効率を改善するために利用され得る。

Claims (15)

  1. 電子デバイスのための電源ユニット配置であって、
    制御された出力電圧をノードにおいて供給する第１の制御ループを備える第１のスイッチングコンバータと、
    前記制御された出力電圧を前記ノードにおいて代わりに供給する第２の制御ループを備える第２のスイッチングコンバータと、
    前記第１の制御ループ及び前記第２の制御ループへ接続される開ループ制御回路と
    を有し、
    前記開ループ制御回路は、前記第１のスイッチングコンバータから前記第２のスイッチングコンバータへの電流供給の切り替え時に、前記第１の制御ループの所定の制御状態を設定し且つ前記第１のスイッチングコンバータを非アクティブにし、前記第２のスイッチングコンバータから前記第１のスイッチングコンバータへの電流供給の切り替え時に、前記第１のスイッチングコンバータを前記所定の制御状態により再アクティブにするよう設計される、
    電源ユニット配置。
  2. 前記開ループ制御回路は更に、前記第２のスイッチングコンバータから前記第１のスイッチングコンバータへの電流供給の切り替え時に、前記第２の制御ループの所定の制御状態を設定し且つその後に前記第２のスイッチングコンバータを非アクティブにし、前記第１のスイッチングコンバータから前記第２のスイッチングコンバータへの電流供給の切り替え時に、前記第２のスイッチングコンバータを前記所定の制御状態により再アクティブにするよう設計される、
    請求項１に記載の電源ユニット配置。
  3. 前記開ループ制御回路は、前記制御された出力電圧を供給する当該電源ユニット配置の出力部での出力電流を少なくとも１つの所定の制限値と比較する電流測定回路を有し、
    前記第１のスイッチングコンバータの第１の定格出力電力は、前記第２のスイッチングコンバータの第２の定格出力電力よりも大きく、
    前記開ループ制御回路は、前記出力電流が前記所定の制限値を下回った後に、電流供給を前記第１のスイッチングコンバータから前記第２のスイッチングコンバータへ切り替え、前記出力電流が前記所定の制限値を越えた直後に、電流供給を前記第２のスイッチングコンバータから前記第１のスイッチングコンバータへ切り替えるよう設計される、
    請求項１又は２に記載の電源ユニット配置。
  4. 前記開ループ制御回路は、前記所定の制限値が下回られたことの識別後に、電流供給を前記第１のスイッチングコンバータから前記第２のスイッチングコンバータへ切り替えるよう設計される、
    請求項３に記載の電源ユニット配置。
  5. 前記開ループ制御回路は、前記所定の制限値が下回られたことの識別後の所定の時間期間後に、又は前記所定の制限値よりも小さい第２の所定の制限値が下回られた後に、電流供給を前記第１のスイッチングコンバータから前記第２のスイッチングコンバータへ切り替えるよう設計される、
    請求項３に記載の電源ユニット配置。
  6. 前記第１の制御ループ及び／又は前記第２の制御ループは、少なくとも１つの時間決定要素を含む帰還経路を備える閉ループ制御要素を有し、
    前記開ループ制御回路は、ヘルド状態において、前記第１の制御ループ及び／又は前記第２の制御ループの電気的な被制御変数、特に時間決定要素として使用されるキャパシタの電荷を保持するよう設計される、
    請求項１乃至５のうちいずれか一項に記載の電源ユニット配置。
  7. 前記開ループ制御回路は、少なくとも１つの第１の切り替え要素を有し、
    前記少なくとも１つの第１の切り替え素子は、前記時間決定要素を前記閉ループ制御要素の少なくとも１つの端子又は所定のリファレンス電圧へ任意に接続するよう設計される、
    請求項６に記載の電源ユニット配置。
  8. 前記開ループ制御回路は、少なくとも１つの第２の切り替え要素を有し、
    前記第２の切り替え要素は、前記第１のスイッチングコンバータ及び／又は前記第２のスイッチングコンバータの制御入力部を、前記第１のスイッチングコンバータ及び／又は前記第２のスイッチングコンバータを非アクティブにする所定の電位又は前記閉ループ制御要素の出力部へ任意に接続するよう設計される、
    請求項６又は７に記載の電源ユニット配置。
  9. 前記開ループ制御回路は、少なくとも１つの第１の半導体スイッチング素子を有し、
    前記少なくとも第１の半導体スイッチング素子は、前記第１の制御ループ及び／又は前記第２の制御ループの第１の内部ノードでの制御電圧を低減するよう設計される、
    請求項６に記載の電源ユニット配置。
  10. 前記開ループ制御回路は、少なくとも１つの第２の半導体スイッチング素子を有し、
    前記少なくとも第２の半導体スイッチング素子は、前記第１の制御ループ及び／又は前記第２の制御ループの第２の内部ノードでの制御電圧を設定するよう設計される、
    請求項６又は９に記載の電源ユニット配置。
  11. 前記開ループ制御回路は、少なくとも１つの第３の半導体スイッチング素子を有し、
    前記少なくとも１つの第３の半導体スイッチング素子は、前記第１のスイッチングコンバータ及び／又は前記第２のスイッチングコンバータの制御入力部を、前記第１のスイッチングコンバータ及び／又は前記第２のスイッチングコンバータを非アクティブにする所定の電位へ任意に接続するよう設計される、
    請求項６、９又は１０に記載の電源ユニット配置。
  12. 前記第１、第２及び／又は第３の半導体スイッチング素子は、小信号トランジスタとして、特に小信号ＭＯＳＦＥＴとして構成される、
    請求項９乃至１１のうちいずれか一項に記載の電源ユニット配置。
  13. 前記第１のスイッチングコンバータ及び／又は前記第２のスイッチングコンバータの前記制御入力部は、光カプラを介して前記閉ループ制御要素の出力部へ接続される、
    請求項８又は１１に記載の電源ユニット配置。
  14. 前記閉ループ制御要素は、少なくとも１つの負帰還演算増幅器又は少なくとも１つの負帰還の制御可能なツェナーダイオードを有する、
    請求項６乃至１３のうちいずれか一項に記載の電源ユニット配置。
  15. 出力側の負荷が変化する場合に前記ノードでの電圧を安定させるための、前記ノードへ接続される少なくとも１つの安定化要素、特にストレージキャパシタを更に有する
    請求項１乃至１４のうちいずれか一項に記載の電源ユニット配置。
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