JP2016508013A - 永久磁石モータを制御する方法および対応するシステム - Google Patents

Abstract

本発明は、永久磁石回転子および固定子を備えたモータを備える、モータ推進ユニットを制御する方法に関し、上記方法は、固定子の電流を、電流が制御信号（Ｖｄ、Ｖｑ）によって該電流の設定点に達するように調整するステップ（ＥＲ）を含み、上記調整されるべき電流および上記制御信号（Ｖｄ、Ｖｑ）は、複数の軸を含む回転座標系において表現され、上記方法は、上記調整するステップ（ＥＲ）が、上記複数の軸の各軸について、この軸上の調整されるべき電流に、上記調整されるべき電流の設定点値に対して調整されるべき電流の値の関数として、異なる線形演算子を適用するステップ（Ｅ３）を含み、線形演算子を適用する結果が、この軸上の制御信号（Ｖｄ、Ｖｑ）であることを特徴とする。【選択図】図２

Description

本発明は、概して、電気モータの制御の技術分野に関し、より詳細には、同期永久磁石電気モータの制御に関する。

同期永久磁石モータは、１つまたは複数の永久磁石を有する回転子を備え、モータ内に回転磁場を生成し、回転子を回転するように駆動するように、互いに対して位相シフトされた電流が内部を循環する巻線を備える固定子をも備える。回転子の回転の周波数は固定子内を循環する電流の周波数に等しいため、モータまたは電気機械は「同期」していると言われる。

そのようなモータのトルクを制御するために、制御システムが、固定子の位相の各々に適切な正弦波電圧を印加することによって、固定子内を循環する電流の振幅を調整する。システム内のトルクの制御アルゴリズムを単純にするために、パーク変換が、回転子と関連付けられる回転座標系に、電流および固定子電圧を投影するために一般的に使用される。したがって、パーク基準座標系において、固定子に印加されるべき固定子電圧が、対応する固定子電流が所望のトルクを生成するように求められる。パーク基準座標系におけるこれらの固定子電圧は、制御信号と称される。その後、パーク逆変換を実施することによって、制御システムは、設定点トルクと称される所望のトルクを得るために、固定子の複数の異なる位相に印加されるべき正弦波電圧を求める。

そのようなモータを、例えば、電気またはハイブリッド車両内のトラクションモータとして使用するには、運転者のトルク需要に応じて迅速に応答し、そのような車両のトラクションバッテリの電圧に適合する値範囲にトルクを制限する、信頼可能なトルクの制御が必要になる。モータのトルクがこの値範囲を出ると、モータの制御システムは一般的に不安定になり、これは回避されるべきである。

そのようなモータの固定子の電流を調整するために、通常、積分比例コレクタ（ＩＰコレクタ）と称されるコレクタが使用される。それにもかかわらず、これらのコレクタは、特に高速のシステムが所望されるときに不安定性の問題を呈する。これを克服するために、仕様に記載されている安定性マージンが、モータによって観測されることを保証するために、これらのコレクタのパラメータが計算される。加えて、永久磁石モータの内部抵抗または永久磁石モータインダクタンスのような、永久磁石モータの固有パラメータは、モータごとに変化するため、同じシリーズの車両内の全てのモータにわたって、同一のコレクタを使用することを可能にするように、これらの安定性マージンをさらに増大させ、それゆえ、コレクタの性能をさらに低減することが知られている。

積分比例コレクタを使用しないコレクタの別の例が、欧州公開特許第０７０２４５１号明細書に開示されており、当該特許文献は、モータの負荷の変動に応答して、同期永久磁石機械の速度を制御するための解決策を提示している。そのような解決策は、一般的に、機械の速度の関数としてコレクタの利得を構成すること、または、静電結合項を補償することを必要とし、これは完全に測定することが可能でなければならない。

欧州公開特許第０７０２４５１号明細書

本発明の目的の１つは、永久磁石モータのトルクの、該トルクの速度とは無関係な安定したロバストな制御を保証し、同じシリーズ内の大量生産されるモータに対して、同一で一定の利得を使用するモータ推進ユニットを制御する方法および制御するシステムによって、従来技術の欠点の少なくともいくらかを克服することである。

この目的のために、本発明は、永久磁石回転子および固定子を備えた電気モータを備える、モータ推進ユニットを制御する方法を提案し、上記方法は、固定子の電流を、電流が電気モータの制御信号によって設定点電流値に達するように調整するステップを含み、上記調整されるべき電流および上記制御信号は、複数の軸を含む回転座標系において表現され、上記方法は、上記調整するステップが、上記複数の軸の各軸について、上記軸上の調整されるべき電流に、上記調整されるべき電流の設定点値に対して、調整されるべき電流の値の関数として異なる線形演算子を適用するステップを含み、上記線形演算子を適用する上記ステップは、上記軸上の制御信号値を提供することを特徴とする。

本発明によれば、モータの制御信号を得るために線形演算子が使用され、したがって、反応が早い制御方法が所望されるときに、すぐに、不安定性をもたらすことが多い積分成分なしに、所与の電流設定点に追従することが可能になる。したがって、本発明に係る制御方法は、可変速度においてさえモータのトルクを制御することを可能にする。

本発明に係る制御方法の好適な特徴によれば、上記線形演算子は、上記調整されるべき電流、上記回転子の速度、および、上記モータ推進ユニットの特徴を推定する値範囲の制限値の関数としての、上記軸上の推定される制御信号のゼロ次成分を、上記調整されるべき電流の設定点値に対して調整されるべき電流の値の関数として最小化または最大化する第１の項と、収束係数を使用した、上記軸上の上記調整されるべき電流に比例する第２の項と、を含む。

したがって、モータ推進ユニットの既知の変動範囲の特徴が使用され、本発明に係る制御方法のロバスト性が保証される。これらの既知の変動範囲、および、線形演算子の２つの部分における式を使用することによって、調整されるべき電流を、該電流の設定点値に向けて迅速に収束させることが可能になる。

さらなる好適な特徴によれば、上記値範囲は、固定子の均等な抵抗の推定値、上記軸の１つの上でのモータ推進ユニットのインダクタンスの推定値、回転子の永久磁石によって生成される磁束の推定値、を含む群から選択される少なくとも２つの推定値を含む。

これらの推定値を使用することによって、本発明に係る方法を使用する各モータ推進ユニットについて、上記モータ推進ユニットの内因性の特徴、すなわち、モータ推進ユニットの内因性抵抗、モータ推進ユニットのインダクタンス、または、回転子の永久磁石によって生成される磁束を測定する必要がなくなる。したがって、本発明は、大量生産されるモータ推進ユニットのシリーズ全体に修正を行うことなく適用することができる。

モータ推進ユニットは、例えば、クオーターターンの回転を通じて、その内因性の特徴が不変である電気またはハイブリッド車両のモータ推進ユニットである。

さらなる好適な特徴によれば、本発明に係る方法は、上記軸上の調整されるべき電流と、該電流の設定点値との間の絶対値の差が、所定の閾値を下回るとすぐに、上記軸の１つの上の制御信号を平滑化するステップを含む。

この平滑化ステップによって、標準的なアクチュエータによって、本発明に係る方法の実施を促進することが可能になる。

本発明はまた、永久磁石回転子および固定子を備えた電気モータを備える、モータ推進ユニットを制御するシステムに関し、上記システムは、固定子の電流を、電流が電気モータの制御信号によって設定点電流値に達するように調整するための手段を備え、上記調整されるべき電流および上記制御信号は、複数の軸を含む回転座標系において表現され、本発明に係るシステムは、上記調整手段が、上記複数の軸の各軸について、上記軸上の調整されるべき電流に、上記調整されるべき電流の設定点値に対する、上記調整されるべき電流の値の関数として異なる線形演算子を適用する手段を含み、上記線形演算子を適用するための上記手段は、上記軸上の制御信号値を提供することを特徴とする。

本発明に係るシステムの好適な特徴によれば、上記線形演算子は、上記調整されるべき電流、上記回転子の速度、および、上記モータ推進ユニットの特徴を推定する値範囲の制限値の関数としての、上記軸上の推定される制御信号のゼロ次成分を、上記調整されるべき電流の設定点値に対して調整されるべき電流の値の関数として最小化または最大化する第１の項と、収束係数を使用した、上記軸上の調整されるべき電流に比例する第２の項と、を含む。

本発明に係るシステムのさらなる好適な特徴によれば、上記値範囲は、固定子の均等な抵抗の推定値、上記軸の１つの上でのモータ推進ユニットのインダクタンスの推定値、回転子の永久磁石によって生成される磁束の推定値を含む群から選択される少なくとも２つの推定値、を含む。

本発明に係るシステムのさらなる好適な特徴によれば、上記システムはまた、上記軸上の調整されるべき電流と該電流の設定点値との間の絶対値の差が、所定の閾値を下回るとすぐに、上記軸の１つの上の制御信号を平滑化する手段をも備える。

本発明はまた、コンピュータプログラムであって、上記プログラムが１つまたは複数のプロセッサ上で実行されるときに本発明に係る制御方法を実施するための命令を備えるコンピュータプログラムに関する。

本発明に係る制御システムおよび本発明に係るコンピュータプログラムは、本発明に係る制御方法のものと同様の利点を有する。

図面を参照して説明されている好適な実施形態を読めば、本発明のさらなる利点および特徴がより明らかになる。

永久磁石モータを示す図である。 本発明のこの実施形態における、本発明に係るモータ推進ユニットを制御する方法のステップを示す図である。 本発明のこの実施形態における、本発明に係るモータ推進ユニットを制御するシステムを示す図である。

本発明の好適な実施形態によれば、電気車両のモータ推進ユニットの永久磁石モータのトルクを制御するために、本発明に係る制御方法が使用される。そのようなモータが図１に概略的に示されており、単純にするために一対の極のみが示されている。実際には、モータはいくつかの対の極、例えば、５対の極を備え得る。

モータは、回転子Ｒの周囲の３つのコイルＢａ、ＢｂおよびＢｃの上に巻装された固定子を備え、これらの３つのコイルはそれぞれ、固定子電流Ｉａｓ、ＩｂｓおよびＩｃｓによって励起され、これらの電流は、正弦波であり、互いに対して

ラジアンだけ位相シフトされている。これらの電流を得るために各コイルにわたって印加される、対応する正弦波固定子電圧が、それぞれＶａｓ、ＶｂｓおよびＶｃｓである。

このモータの制御を単純にするために、これらの固定子電流および電圧は、回転子、極軸ｄおよび横軸ｑを有する回転座標系で表現される。極軸ｄは、固定子を形成する磁石の南極Ｓから北極Ｎへの方向に整列され、コイルＢａとの回転角θを有する。角度θの導関数を回転子Ｒの極の対の数で除算すると、永久磁石モータの磁場の回転速度ω_ｒが、ｒａｄ／ｓ単位で提供される。

図２を参照すると、永久磁石モータによって提供されなければならない設定点トルクを観測するための、固定子電流を調整する上位ステップＥＲのうちの、ステップＥ１〜Ｅ６を含むアルゴリズムの形態の、本発明に係る制御方法が示されている。

方法は、モータ推進ユニットの１つまたは複数のプロセッサにおいて実施される。

ステップＥ１は、測定手段ＭＭによって提供されるモータの固定子電流、および、モータの磁場の回転速度ω_ｒの測定値を、本発明に係る制御システムを示す図３に示されている、制御デバイスＤＣによって受信することである。ステップＥ１はまた、表によって提供される、設定点トルクに対応する設定点固定子電流を、制御デバイスＤＣによって受信することも含む。

後続のステップＥ２は、基準座標系変更手段ＭＣＲによって実施される、ステップＥ１において受信された、測定された固定子電流および設定点固定子電流をパーク変換することである。一変形形態において、パーク−コンコーディア変換（パーク変換と称されることが多い）以外の変換、例えば、パーク−クラーク変換が使用されてもよい。

基準座標系変更手段ＭＣＲは、制御デバイスＤＣに以下の値、すなわち、
単位アンペアの、パーク基準座標系の軸ｄ上で測定される固定子電流の値に対応するＩｄ、
単位アンペアの、パーク基準座標系の軸ｑ上で測定される固定子電流の値に対応するＩｑ、
単位アンペアの、パーク基準座標系の軸ｄ上の固定子電流設定点に対応するＩｄｒｅｆ、および
単位アンペアの、パーク基準座標系の軸ｑ上の固定子電流の値に対応するＩｑｒｅｆ、
を提供する。

図３を単純にするために、図３の中の制御デバイスＤＣは、パーク基準座標系で表現される電流の値を直接受信することが留意されるべきである。

後続のステップＥ３は、パーク基準座標系の各軸上で、測定された、調整されるべき固定子電流ＩｄおよびＩｑに、線形演算子を適用することであり、上記線形演算子は、この軸上の調整されるべき電流の値の、該電流の設定点値に関連する関数として異なる。このステップＥ３は、以降に提示される論理に基づく。

モータの制御信号は、以下の形態で表現される。

式中、 Ｖ_ｄおよびＶ_ｑは、単位ボルトの、パーク基準座標系のそれぞれ軸ｄおよびｑ上の固定子電圧であり、
Ｒ_ｓは、モータの固定子の均等な抵抗を単位オームで表し、 Ｌ_ｄおよびＬ_ｑは、単位ヘンリーの、パーク基準座標系の各軸ｄおよびｑ上のインダクタンスであり、

は、回転子の磁石によって生成される磁束を単位Ｗｂで表し、
演算子

は、変数ｘから導出される演算子である。

目的は、軸ｄと軸ｑとの間の結合の存在（ゼロ速度において結合なし、式１参照）にかかわらず、かつ、磁束

、インダクタンスＬ_ｄおよびＬ_ｑ、ならびに抵抗Ｒ_ｓの正確な値が分からないにもかかわらず、設定点トルクに達することである。

モータによって提供されるトルクは以下のように表現される。

式中、
Ｃ_ｅｍはモータによって生成される電磁トルクであり、

は回転子の極の対の数であり、

は、パーク基準座標系の軸ｄおよびｑ上で生成される磁束を表す。

より正確には、以下のようになる。

概して、永久磁石モータは、軸ｄおよびｑの間に完全な対称性を有し、これは、

と書くことができることを意味し、それゆえ、（２）および（３）を組み合わせることによって、モータによって提供されるトルクは以下のように書かれる。

したがって、最大の可能な範囲に対する損失を制限することによって、トルクを制御するためには、可能な限りゼロに近い、軸ｄ上の固定子電流Ｉ_ｄをもたらす構成を形成することが必要である。設定点トルクを提供するために、その後固定子電流Ｉ_ｑが軸ｑ上で提供され、このトルクの電流の最低振幅、および、それゆえ、最小鉄損を得るためにゼロの固定子電流Ｉ_ｄが軸ｄ上で提供される。

加えて、制御デバイスＤＣにおいて、以下のような、各パラメータＲ_ｓ、

およびＬ_ｓについての可能性のある変動範囲または値範囲を含む表ＴＡＢが提供される。

これらの間隔における最小値または最大値の各々は、本発明に従って制御される永久磁石モータの、大量生産に起因する電流の変動および可能性のある分散を考慮に入れたものである。一変形形態において、表ＴＡＢは、Ｒ_ｓ、

およびＬ_ｓから選択される１つまたは２つのパラメータに対応する、１つまたは２つの値範囲、ならびに、値範囲を有しない各パラメータの推定値、例えば、平均値のみを含む。

ここで、ステップＥ３の説明に戻る。このステップＥ３において、制御デバイスＤＣの比較手段ＭＣＯＭＰが、最初に、測定された固定子電流ＩｄおよびＩｑを、該固定子電流ＩｄおよびＩｑの設定点値ＩｄｒｅｆおよびＩｑｒｅｆに対して比較する。比較手段ＭＣＯＭＰによって提供される、これらの調整されるべき電流の各々と、該電流の設定点値との間の差の符号に応じて、適用手段ＭＡＰＰが、これらの電流の各々に、このように、この符号に応じて、軸ｄおよびｑの各々の上の２つの可能性のある固定子電圧値を提供する線形演算子を適用する。したがって、
Ｉｄ≧Ｉｄｒｅｆ
である場合、線形演算子ＯＰ１Ｄが電流Ｉｄに適用されて、以下のように固定子電圧が得られる。

式中、ｍｉｎ（ｘ）は変数ｘの最小演算子であり、λ_ｄは収束係数としての役割を果たす正の係数である。
事実、この係数が低くなるほど、電流Ｉｄが該電流Ｉｄの設定点値Ｉｄｒｅｆに向けて収束するのが遅くなる。

項ｍｉｎ（Ｒ_ｓＩ_ｄ−ω_ｒｐＬ_ｓＩ_ｑ）は、
抵抗Ｒ_ｓについて、電流Ｉｄが正である場合にはその値範囲の最小値Ｒ_{ｓ ｍｉｎ}、
または、
電流Ｉｄが負である場合にはその最大値Ｒ_{ｓ ｍａｘ}をとり、
インダクタンスＬ_ｓについて、電流Ｉｑが正である場合にはその値範囲の最大値Ｌ_{ｓ ｍａｘ}、
または、
電流Ｉｑが負である場合にはその最小値Ｌ_{ｓ ｍｉｎ}をとることによって制御信号Ｖｄのゼロ次成分を最小化する。

Ｉｄ＜Ｉｄｒｅｆである場合、線形演算子ＯＰ２Ｄが電流Ｉｄに適用されて、以下のように固定子電圧が得られる。

式中、ｍａｘ（ｘ）は変数ｘの最大演算子であり、
項ｍａｘ（Ｒ_ｓＩ_ｄ−ω_ｒｐＬ_ｓＩ_ｑ）は、Ｉｄ≧Ｉｄｒｅｆの場合と同様に、Ｒ_ｓおよびＬ_ｓについて、対応する値範囲の適切な限界を選択することによって、制御信号Ｖｄのゼロ次成分を最大化する。

同様に、Ｉｑ≧Ｉｑｒｅｆである場合、線形演算子ＯＰ１Ｑが電流Ｉｑに適用されて、以下のように固定子電圧が得られる。

式中、λ_ｑは収束係数としての役割を果たす正の係数である。
事実、この係数が低くなるほど、電流Ｉｑが該電流Ｉｑの設定点値Ｉｑｒｅｆに向けて収束するのが遅くなる。

項ｍｉｎ（Ｒ_ｓＩ_ｑ＋ω_ｒｐＬ_ｓＩ_ｄ＋ω_ｒ

）は、前出の演算子のように、Ｒ_ｓ、Ｌ_ｓおよび

について、対応する値範囲の適切な限界を選択することによって、制御信号Ｖｑのゼロ次成分を最小化する。

最後に、Ｉｑ＜Ｉｑｒｅｆである場合、線形演算子ＯＰ２Ｑが電流Ｉｑに適用されて、以下のように固定子電圧が得られる。

項ｍａｘ（Ｒ_ｓＩ_ｑ＋ω_ｒｐＬ_ｓＩ_ｄ＋ω_ｒｐ

）は、前出の演算子のように、Ｒ_ｓ、Ｌ_ｓおよび

について、対応する値範囲の適切な限度を選択することによって、制御信号Ｖｑのゼロ次成分を最大化する。

このステップＥ３において、これらの線形演算子を、測定された固定子電流ＩｄおよびＩｑに適用することによって、これらの電流がそれらのそれぞれの設定点に向けて収束することが可能になる。 事実、式（１）を固定子電圧

を定義する式と組み合わせることによって、
Ｉｄ＜Ｉｄｒｅｆである場合には電流Ｉｄの導関数の正の符号、および、
Ｉｄ≧Ｉｄｒｅｆである場合には負の符号を得ることが可能になり、また、
Ｉｑ＜Ｉｑｒｅｆである場合には電流Ｉｑの導関数の正の符号、および、
Ｉｑ≧Ｉｑｒｅｆである場合には負の符号を有することが可能になる。

後続のステップＥ４は、ステップＥ３において得られる、

との間で切り替わる固定子電圧Ｖ_ｄを平滑化するステップであって、これは電流Ｉｄと該電流Ｉｄの設定点値Ｉｄｒｅｆとの間の絶対値の差が、所定の閾値ε_ｄを下回るとすぐに行われる平滑化するステップ、および、ステップＥ３において得られる、

との間で切り替わる固定子電圧Ｖｑを平滑化するステップであって、これは電流Ｉｑと該電流Ｉｑの設定点値Ｉｑｒｅｆとの間の絶対値の差が、所定の閾値ε_ｑを下回るとすぐに行われる平滑化するステップである。

したがって、ステップＥ４の終了時の制御信号ＶｄおよびＶｑは以下の通りである。

線形補間によって平滑化するこのステップＥ４は、平滑化手段ＭＬＩＳによって実施される。固定子電流が、それらのそれぞれの設定点に十分に近いとき、これらの電流が、本発明に係る制御方法を実行するプロセッサの周波数において、その設定点付近で振動しないようにすることが必要である。

パラメータλ_ｄ、λ_ｑ、ε_ｄおよびε_ｑは、仕様を考慮に入れることによって、本発明に係る方法のロバスト性を保証するように、本発明に係る制御方法を使用する前の較正ステップの後に求められる。

後続のステップＥ５は、基準座標系変更手段ＭＣＲによって三相系において制御信号ＶｄおよびＶｑを求めることであり、基準座標系変更手段ＭＣＲは、これらの信号に対してパーク逆変換を実施する。

最後に、ステップＥ６は、制御デバイスＤＣによって、この三相系で表現されている制御信号を、ＰＷＭインバータに送り出すことであり、ＰＷＭインバータは、要求されるトルクを提供するために、これらの信号を処理して、該信号を永久磁石モータに送信する。

図３を単純にするために、図３の中のＰＷＭインバータは、パーク基準座標系で表現される制御信号を直接受信することが留意されるべきである。

したがって、本発明に係る制御方法は、パラメータにわたる誤差が大きい場合には異なる可能性がある積分項を使用することなく、信頼可能な電流の変動を保証する。無論、制御の動作を保証するために、パラメータの変動の範囲を推定することが必要である。

この調整戦略は、モータの実際のパラメータが選択される範囲内にあるように、電流が常に設定点の方向において変動するという利点をもたらす。したがって、パラメータの分散を考慮に入れない従来の調整器よりも大きい安定性が保証される。加えて、この調整は、最悪の事例を常に考慮に入れるため、より迅速である。もはや平均パラメータを推定する必要はなく、限度をもってこれらを提供する必要があるが、これははるかにより単純である。

本発明のこの実施形態において、モータは軸ｄとｑとの間に対称性を有し、これによって、機械の制御信号の表現が単純になるが、この実施形態は、当業者によって、モータが軸ｄとｑとの間で非対称である事例に容易に置き換えることができることが留意されるべきである。同様に、本発明の一変形形態において、永久磁石モータは非同期タイプのものである。

Claims (10)

1. 永久磁石回転子（Ｒ）および固定子を備えた電気モータを備える、モータ推進ユニットを制御する方法であって、
   前記方法は、前記固定子の電流（Ｉｄ、Ｉｑ）を、前記電流が前記電気モータの制御信号（Ｖｄ、Ｖｑ）によって、設定点電流値（Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆ）に達するように調整するステップ（ＥＲ）を含み、
   前記調整されるべき電流（Ｉｄ、Ｉｑ）および前記制御信号（Ｖｄ、Ｖｑ）は、複数の軸（ｄ、ｑ）を含む回転座標系において表現され、
   前記調整するステップ（ＥＲ）が、前記複数の軸の各軸（ｄ、ｑ）について、前記軸上の前記調整されるべき電流（Ｉｄ、Ｉｑ）に、前記調整されるべき電流（Ｉｄ、Ｉｑ）の前記設定点値（Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆ）に対して、調整されるべき前記電流の値の関数として、異なる線形演算子（ＯＰ１Ｄ、ＯＰ２Ｄ、ＯＰ１Ｑ、ＯＰ２Ｑ）を適用するステップ（Ｅ３）を含み、
   前記線形演算子を適用する前記ステップは、前記軸上の制御信号値（Ｖｄ、Ｖｑ）を提供することを特徴とする、方法。
2. 前記線形演算子（ＯＰ１Ｄ、ＯＰ２Ｄ、ＯＰ１Ｑ、ＯＰ２Ｑ）は、
   前記調整されるべき電流（Ｉｄ、Ｉｑ）、前記回転子の速度（ω_ｒ）、および、前記モータ推進ユニットの特徴を推定する値範囲の制限値（Ｒ_ｓｍｉｎ、Ｒ_ｓｍａｘ、Ｌ_ｓｍｉｎ、Ｌ_ｓｍａｘ、
   

   

   ）の関数としての、前記軸上の推定される制御信号のゼロ次成分を、前記調整されるべき電流（Ｉｄ、Ｉｑ）の前記設定点値（Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆ）に対して調整されるべき前記電流の値の関数として最小化または最大化する第１の項と、
   収束係数（λ_ｄ、λ_ｑ）を使用した、前記軸（ｄ、ｑ）上の前記調整されるべき電流（Ｉｄ、Ｉｑ）に比例する第２の項と、
   を含むことを特徴とする、請求項１に記載の制御方法。
3. 前記値範囲は、
   前記固定子の均等な抵抗（Ｒ_ｓ）の推定値、
   前記軸（ｄ、ｑ）の１つの上での前記モータ推進ユニットのインダクタンス（Ｌ_ｓ）の推定値、
   前記回転子（Ｒ）の前記永久磁石によって生成される磁束
   

   

   の推定値、
   を含む群から選択される、少なくとも２つの推定値を含むことを特徴とする、請求項２に記載の制御方法。
4. 前記軸上の前記調整されるべき電流（Ｉｄ、Ｉｑ）と該電流の設定点値（Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆ）との間の絶対値の差が、所定の閾値（ε_ｄ、ε_ｑ）を下回るとすぐに、前記軸（ｄ、ｑ）の１つの上の前記制御信号（Ｖｄ、Ｖｑ）を平滑化するステップ（Ｅ４）を含むことを特徴とする、請求項１〜３のいずれか一項に記載の制御方法。
5. 前記モータ推進ユニットは、クオーターターンの回転を通じて、モータ推進ユニットの内因性の特徴が不変である、電気またはハイブリッド車両のモータ推進ユニットである、請求項１〜４のいずれか一項に記載の制御方法。
6. 永久磁石回転子（Ｒ）および固定子を備えた電気モータを備える、モータ推進ユニットを制御するシステムであって、
   前記システムは、前記固定子の電流（Ｉｄ、Ｉｑ）を、前記電流が前記電気モータの制御信号（Ｖｄ、Ｖｑ）によって、設定点電流値（Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆ）に達するように調整するための手段を備え、前記調整されるべき電流（Ｉｄ、Ｉｑ）および前記制御信号（Ｖｄ、Ｖｑ）は、複数の軸（ｄ、ｑ）を含む回転座標系において表現され、
   前記調整手段が、前記複数の軸の各軸（ｄ、ｑ）について、前記軸上の前記調整されるべき電流（Ｉｄ、Ｉｑ）に、前記調整されるべき電流（Ｉｄ、Ｉｑ）の前記設定点値（Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆ）に対して、調整されるべき前記電流の値の関数として異なる線形演算子（ＯＰ１Ｄ、ＯＰ２Ｄ、ＯＰ１Ｑ、ＯＰ２Ｑ）を適用する手段（ＭＡＰＰ）を備え、前記線形演算子を適用するための前記手段は、前記軸上の制御信号値（Ｖｄ、Ｖｑ）を提供することを特徴とする、モータ推進ユニットを制御するシステム。
7. 前記線形演算子（ＯＰ１Ｄ、ＯＰ２Ｄ、ＯＰ１Ｑ、ＯＰ２Ｑ）は、
   前記調整されるべき電流（Ｉｄ、Ｉｑ）、前記回転子の速度（ω_ｒ）、および、前記モータ推進ユニットの特徴を推定する値範囲の制限値（Ｒ_ｓｍｉｎ、Ｒ_ｓｍａｘ、Ｌ_ｓｍｉｎ、Ｌ_ｓｍａｘ、
   

   

   ）の関数としての、前記軸上の推定される制御信号（Ｖｄ、Ｖｑ）のゼロ次成分を、前記調整されるべき電流（Ｉｄ、Ｉｑ）の前記設定点値（Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆ）に対して、調整されるべき前記電流の値の関数として最小化または最大化する第１の項と、
   収束係数（λ_ｄ、λ_ｑ）を使用した、前記軸（ｄ、ｑ）上の前記調整されるべき電流（Ｉｄ、Ｉｑ）に比例する第２の項と
   を含むことを特徴とする、請求項６に記載のモータ推進ユニットを制御するシステム。
8. 前記値範囲は、
   前記固定子の均等な抵抗（Ｒ_ｓ）の推定値、
   前記軸（ｄ、ｑ）の１つの上での前記モータ推進ユニットのインダクタンス（Ｌ_ｓ）の推定値、
   前記回転子（Ｒ）の前記永久磁石によって生成される磁束
   

   

   の推定値、
   を含む群から選択される少なくとも２つの推定値を含むことを特徴とする、請求項７に記載のモータ推進ユニットを制御するシステム。
9. 前記軸上の前記調整されるべき電流（Ｉｄ、Ｉｑ）と、該電流の設定点値（Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆ）との間の絶対値の差が、所定の閾値（ε_ｄ、ε_ｑ）を下回るとすぐに、前記軸（ｄ、ｑ）の１つの上の前記制御信号（Ｖｄ、Ｖｑ）を平滑化する手段（ＭＬＩＳ）も備えることを特徴とする、請求項８に記載のモータ推進ユニットを制御するシステム。
10. コンピュータプログラムであって、前記プログラムが１つまたは複数のプロセッサ上で実行されるときに、請求項１〜５のいずれか一項に記載の方法を実施するための命令を備えることを特徴とする、コンピュータプログラム。
    

Images