JPH10243700A - 永久磁石同期電動機の制御装置 - Google Patents
永久磁石同期電動機の制御装置Info
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- JPH10243700A JPH10243700A JP9043075A JP4307597A JPH10243700A JP H10243700 A JPH10243700 A JP H10243700A JP 9043075 A JP9043075 A JP 9043075A JP 4307597 A JP4307597 A JP 4307597A JP H10243700 A JPH10243700 A JP H10243700A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電力変換器により給電される永久磁石同期電
動機の力率を向上させ、電動機や電力変換器の小型・軽
量化を図る。 【解決手段】 突極または逆突極性、あるいは非突極性
を有する永久磁石同期電動機のトルクまたは速度を制御
する制御装置に関する。電動機の磁極軸方向の電流成分
である直軸電流と磁極軸に直交する方向の電流成分であ
る横軸電流を、所定のトルクに対して力率が最大になる
ような関係式で制御する。
動機の力率を向上させ、電動機や電力変換器の小型・軽
量化を図る。 【解決手段】 突極または逆突極性、あるいは非突極性
を有する永久磁石同期電動機のトルクまたは速度を制御
する制御装置に関する。電動機の磁極軸方向の電流成分
である直軸電流と磁極軸に直交する方向の電流成分であ
る横軸電流を、所定のトルクに対して力率が最大になる
ような関係式で制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電力変換器により
給電される永久磁石同期電動機の力率を向上させて電動
機や電力変換器の小型・軽量化を可能にした永久磁石同
期電動機の制御装置に関するものである。
給電される永久磁石同期電動機の力率を向上させて電動
機や電力変換器の小型・軽量化を可能にした永久磁石同
期電動機の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図９に、従来技術の例として「埋込磁石
構造ＰＭモータの広範囲可変速制御」（電気学会論文誌
Ｄ，１１４巻６号，ｐ６６８〜ｐ６７３，平成６年６月
２０日発行）に掲載された逆突極形永久磁石同期電動機
の速度制御装置の構成を一部省略して示す。なお、図に
おいて、１０は加算器、２０は速度調節器、３０は直軸
電流指令演算器、４０は電流調節器、５０はＰＷＭ変調
器、６０は三相交流電源、７０はインバータ等の電力変
換器、８０は電流検出器、９０は位置検出器、１００は
速度検出器、ＰＭは逆突極形永久磁石同期電動機であ
る。
構造ＰＭモータの広範囲可変速制御」（電気学会論文誌
Ｄ，１１４巻６号，ｐ６６８〜ｐ６７３，平成６年６月
２０日発行）に掲載された逆突極形永久磁石同期電動機
の速度制御装置の構成を一部省略して示す。なお、図に
おいて、１０は加算器、２０は速度調節器、３０は直軸
電流指令演算器、４０は電流調節器、５０はＰＷＭ変調
器、６０は三相交流電源、７０はインバータ等の電力変
換器、８０は電流検出器、９０は位置検出器、１００は
速度検出器、ＰＭは逆突極形永久磁石同期電動機であ
る。
【０００３】速度調節器２０は、同期電動機ＰＭの速度
検出値ωが速度指令値ω*に一致するように横軸電流指
令値ｉq *を調節し、直軸電流指令値ｉd *と共に電流調節
器４０に加える。ここで、永久磁石同期電動機ＰＭのト
ルクＴは、直軸電流ｉdと横軸電流ｉqとから数式７によ
り表わすことができる。なお、数式７において、Ｌdは
直軸インダクタンス、Ｌqは横軸インダクタンス、φmは
永久磁石による鎖交磁束である。
検出値ωが速度指令値ω*に一致するように横軸電流指
令値ｉq *を調節し、直軸電流指令値ｉd *と共に電流調節
器４０に加える。ここで、永久磁石同期電動機ＰＭのト
ルクＴは、直軸電流ｉdと横軸電流ｉqとから数式７によ
り表わすことができる。なお、数式７において、Ｌdは
直軸インダクタンス、Ｌqは横軸インダクタンス、φmは
永久磁石による鎖交磁束である。
【０００４】
【数７】Ｔ＝φmｉq＋（Ｌd−Ｌq）ｉdｉq
【０００５】数式７の第２項はリラクタンストルクを表
しており、Ｌd≠Ｌqである突極機または逆突極機では、
直軸電流ｉdを流すことにより、電動機出力を大きくす
ることができる。直軸電流指令値ｉd *は、トルク／電流
が最大となる条件から、数式８により求める。
しており、Ｌd≠Ｌqである突極機または逆突極機では、
直軸電流ｉdを流すことにより、電動機出力を大きくす
ることができる。直軸電流指令値ｉd *は、トルク／電流
が最大となる条件から、数式８により求める。
【０００６】
【数８】
【０００７】また、速度ωが大きくなると電動機の端子
電圧が上昇するため、これを抑制する必要がある。数式
８に示したトルク／電流が最大の条件で端子電圧が電力
変換器の最大出力電圧より大きくなるとき、端子電圧が
電力変換器の最大出力電圧に等しくなるように直軸電流
指令値Ｉd *を数式９により演算する。なお、数式９にお
いてＶmaxは電力変換器の最大出力電圧である。
電圧が上昇するため、これを抑制する必要がある。数式
８に示したトルク／電流が最大の条件で端子電圧が電力
変換器の最大出力電圧より大きくなるとき、端子電圧が
電力変換器の最大出力電圧に等しくなるように直軸電流
指令値Ｉd *を数式９により演算する。なお、数式９にお
いてＶmaxは電力変換器の最大出力電圧である。
【０００８】
【数９】
【０００９】前記図９において、電流調節器４０は直軸
・横軸電流指令値と電流検出値及び位置検出値から電圧
指令を計算し、電圧指令はＰＷＭ変調器５０により電力
変換器７０のゲート信号に変換され、電力変換器７０が
制御される。この結果、同期電動機ＰＭの電流は指令値
に一致するように制御され、その速度ωを指令値ω*に
一致させることができる。
・横軸電流指令値と電流検出値及び位置検出値から電圧
指令を計算し、電圧指令はＰＷＭ変調器５０により電力
変換器７０のゲート信号に変換され、電力変換器７０が
制御される。この結果、同期電動機ＰＭの電流は指令値
に一致するように制御され、その速度ωを指令値ω*に
一致させることができる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】数式８の条件により、
トルク／電流は最大になるが、その反面、電動機の力率
が低くなり、電動機や電力変換器が大形化するという問
題がある。そこで本発明は、永久磁石による鎖交磁束と
電流との積に対してトルクが最大になる条件で電流を制
御することにより、力率の向上を可能にした永久磁石同
期電動機の制御装置を提供しようとするものである。
トルク／電流は最大になるが、その反面、電動機の力率
が低くなり、電動機や電力変換器が大形化するという問
題がある。そこで本発明は、永久磁石による鎖交磁束と
電流との積に対してトルクが最大になる条件で電流を制
御することにより、力率の向上を可能にした永久磁石同
期電動機の制御装置を提供しようとするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】永久磁石同期電動機の電
流、磁束及びトルクは、磁極軸方向の電流成分である直
軸電流ｉdと、磁極軸に直交する電流成分である横軸電
流ｉqとの関数で表わすことができる。このことから、
電流、磁束あるいはトルク等を一定にした場合の条件
は、直軸電流ｉdと横軸電流ｉqの座標平面（ｉd−ｉq平
面）における等位線、すなわち電流ベクトル軌跡で表わ
すことができる。
流、磁束及びトルクは、磁極軸方向の電流成分である直
軸電流ｉdと、磁極軸に直交する電流成分である横軸電
流ｉqとの関数で表わすことができる。このことから、
電流、磁束あるいはトルク等を一定にした場合の条件
は、直軸電流ｉdと横軸電流ｉqの座標平面（ｉd−ｉq平
面）における等位線、すなわち電流ベクトル軌跡で表わ
すことができる。
【００１２】ここで、図１０は、ｉd−ｉq平面におい
て、トルクＴ一定と電流（電機子電流）Ｉa一定の条件
における永久磁石同期電動機の電流ベクトル軌跡を表わ
している。例えば、トルク一定の軌跡上に電流ベクトル
が制御されれば、いずれの電流ベクトルでもトルクは同
一値になる。電流一定の軌跡に対しても同様であり、電
流一定の軌跡上に電流ベクトルが制御されれば、いずれ
の電流ベクトルでも電流は同一値になる。電流一定の軌
跡は図示するように円軌跡であり、電流が大きくなるほ
ど円軌跡の半径も大きくなる。
て、トルクＴ一定と電流（電機子電流）Ｉa一定の条件
における永久磁石同期電動機の電流ベクトル軌跡を表わ
している。例えば、トルク一定の軌跡上に電流ベクトル
が制御されれば、いずれの電流ベクトルでもトルクは同
一値になる。電流一定の軌跡に対しても同様であり、電
流一定の軌跡上に電流ベクトルが制御されれば、いずれ
の電流ベクトルでも電流は同一値になる。電流一定の軌
跡は図示するように円軌跡であり、電流が大きくなるほ
ど円軌跡の半径も大きくなる。
【００１３】所定のトルクに対して電流を最小化する条
件は、図１０に示すようにトルク一定軌跡と電流一定軌
跡が接する点Ａに電流ベクトルを制御することによって
達成できる。このような条件に電流ベクトルを制御する
方法が前述した最大トルク制御であり、トルク／電流が
最大化する。なお、図１０の破線は、トルクをパラメー
タにしてトルク／電流が最大になる電流ベクトル軌跡を
示す。しかし、この制御方法では電圧に対する考察が何
ら行われておらず、トルク／電流は最大化するもののト
ルク／電圧が低下し、所定のトルクまたは出力を得るた
めの電圧が増加して、必要な電力変換器の容量が増加す
るおそれがある。
件は、図１０に示すようにトルク一定軌跡と電流一定軌
跡が接する点Ａに電流ベクトルを制御することによって
達成できる。このような条件に電流ベクトルを制御する
方法が前述した最大トルク制御であり、トルク／電流が
最大化する。なお、図１０の破線は、トルクをパラメー
タにしてトルク／電流が最大になる電流ベクトル軌跡を
示す。しかし、この制御方法では電圧に対する考察が何
ら行われておらず、トルク／電流は最大化するもののト
ルク／電圧が低下し、所定のトルクまたは出力を得るた
めの電圧が増加して、必要な電力変換器の容量が増加す
るおそれがある。
【００１４】そこで発明者らは、以下に示すように鎖交
磁束と電流との積に対するトルクを最大化する方法を発
案した。以下にその原理を説明する。永久磁石同期電動
機の電流Ｉaと鎖交磁束φaとは、数式１０、数式１１に
より与えられる。
磁束と電流との積に対するトルクを最大化する方法を発
案した。以下にその原理を説明する。永久磁石同期電動
機の電流Ｉaと鎖交磁束φaとは、数式１０、数式１１に
より与えられる。
【００１５】
【数１０】
【００１６】
【数１１】
【００１７】図１は、鎖交磁束と電流との積、すなわち
φaＩaに対してトルクＴを最大化する条件を表わす電流
ベクトル図である。この条件は、φaＩa一定軌跡とＴ一
定軌跡とが接する点Ｂに電流ベクトルが制御されること
によって実現でき、このときＴ／（φaＩa）が最大化す
る。電機子抵抗を無視すれば、Ｔ／（φaＩa）は力率に
一致するのでＴ／（φaＩa）の最大化は力率の最大化と
ほぼ同じことになり、電流ベクトルを点Ｂに制御できれ
ば力率が最大になる。φaＩa一定軌跡とＴ一定軌跡とが
接することは、交点における法線の方向が一致すること
と同じであり、これはφaＩaの勾配とトルクＴの勾配の
方向が一致することから解析的に導出できる。φaＩaの
勾配は数式１０，１１から、数式１２で表される。な
お、数式１２において、Ｉdはｄ軸方向の単位電流ベク
トル、Ｉqはｑ軸方向の単位電流ベクトルである。
φaＩaに対してトルクＴを最大化する条件を表わす電流
ベクトル図である。この条件は、φaＩa一定軌跡とＴ一
定軌跡とが接する点Ｂに電流ベクトルが制御されること
によって実現でき、このときＴ／（φaＩa）が最大化す
る。電機子抵抗を無視すれば、Ｔ／（φaＩa）は力率に
一致するのでＴ／（φaＩa）の最大化は力率の最大化と
ほぼ同じことになり、電流ベクトルを点Ｂに制御できれ
ば力率が最大になる。φaＩa一定軌跡とＴ一定軌跡とが
接することは、交点における法線の方向が一致すること
と同じであり、これはφaＩaの勾配とトルクＴの勾配の
方向が一致することから解析的に導出できる。φaＩaの
勾配は数式１０，１１から、数式１２で表される。な
お、数式１２において、Ｉdはｄ軸方向の単位電流ベク
トル、Ｉqはｑ軸方向の単位電流ベクトルである。
【００１８】
【数１２】
【００１９】一方、トルクＴの勾配は、数式７から数式
１３のように表される。
１３のように表される。
【００２０】
【数１３】 ∇Ｔ＝{(Ｌd−Ｌq)ｉq}Ｉd＋{φm＋(Ｌd−Ｌq)ｉd}Ｉq
【００２１】数式１２，１３の方向が一致するという条
件から次の数式１４が得られ、この数式１４を因数分解
すると前述した数式１，２が得られる。図１における破
線はこれらの数式１，２で表される波形を示している。
件から次の数式１４が得られ、この数式１４を因数分解
すると前述した数式１，２が得られる。図１における破
線はこれらの数式１，２で表される波形を示している。
【００２２】
【数１４】{φm＋(Ｌd−Ｌq)ｉd}×{ＬdＩa 2(φm＋Ｌd
ｉd)＋φa 2ｉd}−(Ｌd−Ｌq)ｉq×(Ｌq 2Ｉa 2＋φa 2)ｉq
＝０
ｉd)＋φa 2ｉd}−(Ｌd−Ｌq)ｉq×(Ｌq 2Ｉa 2＋φa 2)ｉq
＝０
【００２３】前記数式１は鎖交磁束ベクトルと電流ベク
トルとが直交する関係と同じであり、抵抗を無視すれば
電動機の力率が１になる条件を示しており、従来から知
られた関係式である。しかし、所望トルクが大きくな
り、それに伴って横軸電流ｉqが大きくなると平方根の
条件が満たされなくなり、力率１の制御が不可能にな
る。本発明の第１の基本的特徴は、請求項１に記載した
ように、トルク指令値が大きくなった場合は直軸電流の
指令値を数式１から数式２の関係に移行させ、すべての
トルク範囲においてφaＩaに対するトルクを最大化し、
これによって永久磁石同期電動機を高力率で運転するこ
とを可能とするものである。
トルとが直交する関係と同じであり、抵抗を無視すれば
電動機の力率が１になる条件を示しており、従来から知
られた関係式である。しかし、所望トルクが大きくな
り、それに伴って横軸電流ｉqが大きくなると平方根の
条件が満たされなくなり、力率１の制御が不可能にな
る。本発明の第１の基本的特徴は、請求項１に記載した
ように、トルク指令値が大きくなった場合は直軸電流の
指令値を数式１から数式２の関係に移行させ、すべての
トルク範囲においてφaＩaに対するトルクを最大化し、
これによって永久磁石同期電動機を高力率で運転するこ
とを可能とするものである。
【００２４】数式１の演算では、鎖交磁束が永久磁石に
よる鎖交磁束φmより小さくなって磁束の利用率が低下
する場合がある。そこで本発明の第２の基本的特徴は、
請求項２に記載したように、小トルク時には直軸電流の
演算を数式１に代えて前記数式３により行い、大トルク
時には直軸電流の演算を数式３から数式２に移行するも
のである。ここで、前記数式３は鎖交磁束をφmに制御
する条件であり、小トルク時に鎖交磁束が一定値φmに
制御される。
よる鎖交磁束φmより小さくなって磁束の利用率が低下
する場合がある。そこで本発明の第２の基本的特徴は、
請求項２に記載したように、小トルク時には直軸電流の
演算を数式１に代えて前記数式３により行い、大トルク
時には直軸電流の演算を数式３から数式２に移行するも
のである。ここで、前記数式３は鎖交磁束をφmに制御
する条件であり、小トルク時に鎖交磁束が一定値φmに
制御される。
【００２５】また、本発明は、請求項３に記載したよう
に、Ｌd＝Ｌqである非突極機に関して、小トルク時には
前記数式１を満たすように制御し、かつ、大トルク時に
は前記数式４を満たすように制御することも特徴とす
る。
に、Ｌd＝Ｌqである非突極機に関して、小トルク時には
前記数式１を満たすように制御し、かつ、大トルク時に
は前記数式４を満たすように制御することも特徴とす
る。
【００２６】更に、本発明は、請求項４に記載したよう
に、同じく非突極機に関して、小トルク時には前記数式
３を満たすように制御し、かつ、大トルク時には前記数
式４を満たすように制御することも特徴とする。
に、同じく非突極機に関して、小トルク時には前記数式
３を満たすように制御し、かつ、大トルク時には前記数
式４を満たすように制御することも特徴とする。
【００２７】また、本発明は、請求項５に記載したよう
に、突極機、逆突極機、非突極機など各種の永久磁石同
期電動機に関して、基底速度以下の低速時には前記数式
５を満たすように制御し、かつ、基底速度以上の高速時
には前記数式６を満たすように制御することも特徴とす
る。
に、突極機、逆突極機、非突極機など各種の永久磁石同
期電動機に関して、基底速度以下の低速時には前記数式
５を満たすように制御し、かつ、基底速度以上の高速時
には前記数式６を満たすように制御することも特徴とす
る。
【００２８】
【発明の実施の形態】以下、図に沿って本発明の実施形
態を説明する。図２は、請求項１に対応する本発明の第
１の実施形態を示すものであり、図９と同一の構成要素
には同一番号を付してある。従来と同様に、速度調節器
２０は加算器１０により求められた速度指令値ωと速度
検出値ω*との偏差を増幅し、速度検出値ωが速度指令
値ω*に一致するように横軸電流指令値ｉq *を調節す
る。
態を説明する。図２は、請求項１に対応する本発明の第
１の実施形態を示すものであり、図９と同一の構成要素
には同一番号を付してある。従来と同様に、速度調節器
２０は加算器１０により求められた速度指令値ωと速度
検出値ω*との偏差を増幅し、速度検出値ωが速度指令
値ω*に一致するように横軸電流指令値ｉq *を調節す
る。
【００２９】この実施形態では、演算器２０１により前
記数式１の演算を行う。比較器２０３は数式１の演算結
果ｉd *を基準値ｉd0と比較し、ｉd *＜ｉd0の場合に演算
器２０２により前記数式２の演算を行い、直軸電流指令
値ｉd *を数式１による演算結果から数式２による演算結
果に切り替える。なお、ｉd *≧ｉd0の場合は力率を１に
制御可能な小トルク時であり、ｉd *＜ｉ d0の場合は、大
トルク時である。
記数式１の演算を行う。比較器２０３は数式１の演算結
果ｉd *を基準値ｉd0と比較し、ｉd *＜ｉd0の場合に演算
器２０２により前記数式２の演算を行い、直軸電流指令
値ｉd *を数式１による演算結果から数式２による演算結
果に切り替える。なお、ｉd *≧ｉd0の場合は力率を１に
制御可能な小トルク時であり、ｉd *＜ｉ d0の場合は、大
トルク時である。
【００３０】図３は図２の破線内の制御を示すフローチ
ャートである。横軸電流指令値ｉq *から数式１を用いて
直軸電流指令値ｉd *を演算し、それを基準値ｉd0と比較
する。ｉd *＜ｉd0の場合は数式２を用いて再度ｉd *を演
算する。なお、数式１と数式２はｉdとｉqの関数である
ので、両電流をそれぞれの指令値ｉd *とｉq *に置き換え
た式を用いる。なお、同期電動機の端子電圧が電力変換
器の出力できる最大電圧を超える場合は、図示を省略し
たが、前記数式９によって直軸電流を制御する。
ャートである。横軸電流指令値ｉq *から数式１を用いて
直軸電流指令値ｉd *を演算し、それを基準値ｉd0と比較
する。ｉd *＜ｉd0の場合は数式２を用いて再度ｉd *を演
算する。なお、数式１と数式２はｉdとｉqの関数である
ので、両電流をそれぞれの指令値ｉd *とｉq *に置き換え
た式を用いる。なお、同期電動機の端子電圧が電力変換
器の出力できる最大電圧を超える場合は、図示を省略し
たが、前記数式９によって直軸電流を制御する。
【００３１】次に、請求項２に対応する本発明の第２実
施形態を図４に基づき説明する。この実施形態におい
て、比較器２０３はｉq *の絶対値｜ｉq *｜を基準値ｉq0
と比較し、｜ｉq *｜≦ｉd0の場合に前記数式３の演算を
行い、｜ｉq *｜＞ｉq0の場合に前記数式２の演算を行
う。なお、｜ｉq *｜≦ｉq0の場合は力率を１に制御可能
な小トルク時であり、｜ｉq *｜＞ｉq0の場合は、大トル
ク時である。
施形態を図４に基づき説明する。この実施形態におい
て、比較器２０３はｉq *の絶対値｜ｉq *｜を基準値ｉq0
と比較し、｜ｉq *｜≦ｉd0の場合に前記数式３の演算を
行い、｜ｉq *｜＞ｉq0の場合に前記数式２の演算を行
う。なお、｜ｉq *｜≦ｉq0の場合は力率を１に制御可能
な小トルク時であり、｜ｉq *｜＞ｉq0の場合は、大トル
ク時である。
【００３２】図５は図４の破線内の制御を示すフローチ
ャートである。横軸電流指令値ｉq *から絶対値｜ｉq *｜
を求め、基準値ｉq0と比較する。｜ｉq *｜≦ｉq0の場合
に数式３を用いて直軸電流指令値ｉd *を演算する。一
方、｜ｉq *｜＞ｉq0の場合は数式２を用いてｉd *を演算
する。なお、数式２と数式３はｉdとｉqの関数であるの
で、両電流をそれぞれの指令値ｉd *とｉq *に置き換えた
式を用いる。また、同期電動機の端子電圧が電力変換器
の出力できる最大電圧を超える場合は、前記同様に数式
９によって直軸電流を制御する。
ャートである。横軸電流指令値ｉq *から絶対値｜ｉq *｜
を求め、基準値ｉq0と比較する。｜ｉq *｜≦ｉq0の場合
に数式３を用いて直軸電流指令値ｉd *を演算する。一
方、｜ｉq *｜＞ｉq0の場合は数式２を用いてｉd *を演算
する。なお、数式２と数式３はｉdとｉqの関数であるの
で、両電流をそれぞれの指令値ｉd *とｉq *に置き換えた
式を用いる。また、同期電動機の端子電圧が電力変換器
の出力できる最大電圧を超える場合は、前記同様に数式
９によって直軸電流を制御する。
【００３３】次いで、請求項３に対応する本発明の第３
実施形態を図６を参照しつつ説明する。数式２は、Ｌd
≠Ｌqである突極機の場合についてのみ成立する式であ
る。Ｌd＝Ｌqである非突極機の場合について数式２に対
応する式を求めると、前記数式４となる。
実施形態を図６を参照しつつ説明する。数式２は、Ｌd
≠Ｌqである突極機の場合についてのみ成立する式であ
る。Ｌd＝Ｌqである非突極機の場合について数式２に対
応する式を求めると、前記数式４となる。
【００３４】図６は、図４の破線内の制御を示すフロー
チャートである。横軸電流指令値ｉ q *から絶対値｜ｉq *
｜を求め、比較器２０３により基準値ｉq0と比較する。
｜ｉq *｜≦ｉq0の場合に数式１を用いて直軸電流指令値
ｉd *を演算する。一方、｜ｉq *｜＞ｉq0の場合は数式４
を用いてｉd *を演算する。数式１と数式４はｉ dとｉqの
関数であるので、両電流をそれぞれの指令値ｉd *とｉq *
に置き換えた式を用いる。ここで、非突極機において
は、数式１の右辺における４ＬdＬqｉq 2の項は（２Ｌd
ｉq)2に等しい。なお、端子電圧が変換器の出力できる
最大電圧を超える場合は、前記同様に数式９によって直
軸電流を制御する。
チャートである。横軸電流指令値ｉ q *から絶対値｜ｉq *
｜を求め、比較器２０３により基準値ｉq0と比較する。
｜ｉq *｜≦ｉq0の場合に数式１を用いて直軸電流指令値
ｉd *を演算する。一方、｜ｉq *｜＞ｉq0の場合は数式４
を用いてｉd *を演算する。数式１と数式４はｉ dとｉqの
関数であるので、両電流をそれぞれの指令値ｉd *とｉq *
に置き換えた式を用いる。ここで、非突極機において
は、数式１の右辺における４ＬdＬqｉq 2の項は（２Ｌd
ｉq)2に等しい。なお、端子電圧が変換器の出力できる
最大電圧を超える場合は、前記同様に数式９によって直
軸電流を制御する。
【００３５】次いで、請求項４に対応し、かつ非突極機
に関する第４実施形態を図７を参照して説明する。図７
は図４の破線内の制御を示すフローチャートである。横
軸電流指令値ｉq *から絶対値｜ｉq *｜を求め、比較器２
０３により基準値ｉq0と比較する。｜ｉq *｜≦ｉq0の場
合に前記数式３を用いて直軸電流指令値ｉd *を演算す
る。一方、｜ｉq *｜＞ｉq0の場合は前記数式４を用いて
ｉd *を演算する。数式３と数式４はｉdとｉqの関数であ
るので、両電流をそれぞれの指令値ｉd *とｉq *に置き換
えた式を用いる。ここで、非突極機においては、数式３
の右辺における（Ｌqｉq）2の項は（Ｌdｉq）2に等し
い。なお、端子電圧が電力変換器の出力できる最大電圧
を超える場合は、前記同様に数式９によって直軸電流を
制御する。
に関する第４実施形態を図７を参照して説明する。図７
は図４の破線内の制御を示すフローチャートである。横
軸電流指令値ｉq *から絶対値｜ｉq *｜を求め、比較器２
０３により基準値ｉq0と比較する。｜ｉq *｜≦ｉq0の場
合に前記数式３を用いて直軸電流指令値ｉd *を演算す
る。一方、｜ｉq *｜＞ｉq0の場合は前記数式４を用いて
ｉd *を演算する。数式３と数式４はｉdとｉqの関数であ
るので、両電流をそれぞれの指令値ｉd *とｉq *に置き換
えた式を用いる。ここで、非突極機においては、数式３
の右辺における（Ｌqｉq）2の項は（Ｌdｉq）2に等し
い。なお、端子電圧が電力変換器の出力できる最大電圧
を超える場合は、前記同様に数式９によって直軸電流を
制御する。
【００３６】最後に、請求項５に対応する本発明の第５
実施形態を説明する。上述した第１実施形態〜第４実施
形態では、直軸電流の演算式を直軸電流指令値ｉd *ある
いは横軸電流指令値ｉq *の大きさによって切り替える複
雑さがある。そこで、第５実施形態では、直軸電流の演
算を前記数式５，６により行い、電流の大きさによる切
り替えを不要とした。
実施形態を説明する。上述した第１実施形態〜第４実施
形態では、直軸電流の演算式を直軸電流指令値ｉd *ある
いは横軸電流指令値ｉq *の大きさによって切り替える複
雑さがある。そこで、第５実施形態では、直軸電流の演
算を前記数式５，６により行い、電流の大きさによる切
り替えを不要とした。
【００３７】数式５において、Ｋは正の定数であり、例
えば電動機や電力変換器が許容できる最大の電流におい
て直軸電流ｉdの計算値が数式２を満足するように設計
する。また、速度が基底速度ωBを超える高速時には、
数式５に代えて直軸電流を数式６により求める。これに
より、基底速度ωBを超える速度範囲では最大出力時に
おける端子電圧をほぼ一定に制御でき、必要になる電力
変換器の容量を低減することができる。なお、本実施形
態は非突極機、突極機及び逆突極機に共通して適用可能
であり、非突極機ではＬd＝Ｌqであるから、数式５，６
における右辺の（ＫＬqiq）2は（ＫＬdiq）2に等しい。
えば電動機や電力変換器が許容できる最大の電流におい
て直軸電流ｉdの計算値が数式２を満足するように設計
する。また、速度が基底速度ωBを超える高速時には、
数式５に代えて直軸電流を数式６により求める。これに
より、基底速度ωBを超える速度範囲では最大出力時に
おける端子電圧をほぼ一定に制御でき、必要になる電力
変換器の容量を低減することができる。なお、本実施形
態は非突極機、突極機及び逆突極機に共通して適用可能
であり、非突極機ではＬd＝Ｌqであるから、数式５，６
における右辺の（ＫＬqiq）2は（ＫＬdiq）2に等しい。
【００３８】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、鎖交磁束
と電流との積に対してトルクが最大になる条件で電流を
制御することにより、電力変換器から給電される永久磁
石同期電動機の力率を向上させることができ、同期電動
機や電力変換器の小形・軽量化が可能になる。
と電流との積に対してトルクが最大になる条件で電流を
制御することにより、電力変換器から給電される永久磁
石同期電動機の力率を向上させることができ、同期電動
機や電力変換器の小形・軽量化が可能になる。
【図１】本発明による電流ベクトル軌跡の説明図であ
る。
る。
【図２】本発明の第１実施形態を示すブロック図であ
る。
る。
【図３】第１実施形態の動作を示すフローチャートであ
る。
る。
【図４】本発明の第２実施形態を示すブロック図であ
る。
る。
【図５】第２実施形態の動作を示すフローチャートであ
る。
る。
【図６】本発明の第３実施形態の動作を示すフローチャ
ートである。
ートである。
【図７】本発明の第４実施形態の動作を示すフローチャ
ートである。
ートである。
【図８】本発明の第５実施形態の動作を示すフローチャ
ートである。
ートである。
【図９】従来技術の構成を示すブロック図である。
【図１０】従来技術における電流ベクトル図である。
１０ 加算器 ２０ 速度調節器 ４０ 電流調節器 ５０ ＰＷＭ変調器 ６０ 三相交流電源 ７０ 電力変換器 ８０ 電流検出器 ９０ 位置検出器 １００ 速度検出器 ２０１，２０２ 演算器 ２０３ 比較器 ＰＭ 永久磁石同期電動機
Claims (5)
- 【請求項１】 突極性または逆突極性をもつ永久磁石同
期電動機のトルクまたは速度を制御する制御装置におい
て、 電動機の磁極軸方向の電流成分である直軸電流ｉdを、
磁極軸に直交する電流成分である横軸電流ｉqに対し、 小トルク時には数式１を満たすように制御し、かつ、大
トルク時には数式２を満たすように制御することを特徴
とする永久磁石同期電動機の制御装置。 【数１】 【数２】 （なお、Ｌdは直軸リアクタンス、Ｌqは横軸リアクタン
ス、φmは永久磁石による鎖交磁束を示す。以下、同
じ。） - 【請求項２】 突極性または逆突極性をもつ永久磁石同
期電動機のトルクまたは速度を制御する制御装置におい
て、 電動機の磁極軸方向の電流成分である直軸電流ｉdを、
磁極軸に直交する電流成分である横軸電流ｉqに対し、 小トルク時には数式３を満たすように制御し、かつ、大
トルク時には前記数式２を満たすように制御することを
特徴とする永久磁石同期電動機の制御装置。 【数３】 - 【請求項３】 非突極性をもつ永久磁石同期電動機のト
ルクまたは速度を制御する制御装置において、 電動機の磁極軸方向の電流成分である直軸電流ｉdを、
磁極軸に直交する電流成分である横軸電流ｉqに対し、 小トルク時には前記数式１を満たすように制御し、か
つ、大トルク時には数式４を満たすように制御すること
を特徴とする永久磁石同期電動機の制御装置。 【数４】 - 【請求項４】 非突極性をもつ永久磁石同期電動機のト
ルクまたは速度を制御する制御装置において、 電動機の磁極軸方向の電流成分である直軸電流ｉdを、
磁極軸に直交する電流成分である横軸電流ｉqに対し、 小トルク時には前記数式３を満たすように制御し、か
つ、大トルク時には前記数式４を満たすように制御する
ことを特徴とする永久磁石同期電動機の制御装置。 - 【請求項５】 永久磁石同期電動機のトルクまたは速度
を制御する制御装置において、 電動機の磁極軸方向の電流成分である直軸電流ｉdを、
磁極軸に直交する電流成分である横軸電流ｉqに対し、 基底速度以下の低速時には数式５を満たすように制御
し、かつ、基底速度以上の高速時には数式６を満たすよ
うに制御することを特徴とする永久磁石同期電動機の制
御装置。（なお、Ｋは正の定数を示す。） 【数５】 【数６】
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9043075A JPH10243700A (ja) | 1997-02-27 | 1997-02-27 | 永久磁石同期電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9043075A JPH10243700A (ja) | 1997-02-27 | 1997-02-27 | 永久磁石同期電動機の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10243700A true JPH10243700A (ja) | 1998-09-11 |
Family
ID=12653738
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9043075A Pending JPH10243700A (ja) | 1997-02-27 | 1997-02-27 | 永久磁石同期電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10243700A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4045307B1 (ja) * | 2006-09-26 | 2008-02-13 | 三菱電機株式会社 | 永久磁石同期電動機のベクトル制御装置 |
| JP2009284582A (ja) * | 2008-05-20 | 2009-12-03 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 永久磁石形同期電動機の制御装置 |
| JP2014150644A (ja) * | 2013-01-31 | 2014-08-21 | Fujitsu General Ltd | モータ制御装置 |
-
1997
- 1997-02-27 JP JP9043075A patent/JPH10243700A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4045307B1 (ja) * | 2006-09-26 | 2008-02-13 | 三菱電機株式会社 | 永久磁石同期電動機のベクトル制御装置 |
| US8148926B2 (en) | 2006-09-26 | 2012-04-03 | Mitsubishi Electric Corporation | Permanent magnet synchronization motor vector control device |
| JP2009284582A (ja) * | 2008-05-20 | 2009-12-03 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 永久磁石形同期電動機の制御装置 |
| JP2014150644A (ja) * | 2013-01-31 | 2014-08-21 | Fujitsu General Ltd | モータ制御装置 |
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|---|---|---|---|
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|
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041005 |
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