JP2016506125A - Ｏｆｄｍシステムにおけるスペクトル漏れの低減 - Google Patents

Abstract

スペクトルアジャイルシステムに対するリソースブロック（ＲＢ）ベースのマルチキャリア変調（ＭＣＭ）送信機および受信機構造が開示される。送信機および受信機は、日和見的に利用可能な不連続チャネルを他のユーザと共用することができる。ＲＢ−ＭＣＭは、連続する、または不連続な利用可能なスペクトルを複数のＲＢ（同一のまたは異なるサイズ）へと分割し、あるタイプのスペクトル漏れ低減技術を使用して各ＲＢに、ベースバンドＭＣＭもしくはシングルキャリア変調、またはコード化されたシングルキャリアもしくはマルチキャリア方式を適用し、かつ各ＲＢに対してＲＢ変調を適用して、信号をベースバンドからそのＲＢの周波数帯域へと変調する。受信機では、受信された信号がフィルタリングされ、またＲＢ復調が、各ＲＢ信号をベースバンドにするために適用され得、またベースバンドマルチキャリアもしくはシングルキャリア、またはコード化されたシングルキャリアもしくはコード化されたマルチキャリア復調が、各ＲＢ信号に適用されてもよい。異なるＲＢは、異なる変調方式を使用することができる。

Description

本発明は、無線通信技術に関する。

本出願は、２０１２年１１月２９日に出願された米国仮特許出願第６１／７３１，３５６号、２０１３年２月２１に出願された米国仮特許出願第６１／７６７，５５６号、および２０１３年３月７日に出願された米国仮特許出願第６１／７７４，４５２号の利益を主張するものであり、その内容が参照により本明細書に組み込まれる。

マルチキャリア変調（ＭＣＭ）技術は、複数の狭帯域サブキャリア上で、データのセットの送信を可能にする。進化型広帯域変調および符号化スキームで、ＭＣＭシステムは、シングルキャリア変調技術を使用するシステムと比較して、周波数選択チャネルでより高いスペクトル効率を達成することができる。

直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）は、無線通信システムで使用されるＭＣＭ技術の例である。ＯＦＤＭは、全体の帯域幅を、周波数で重複するいくつかの直交するサブバンドへと分割し、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）によって効率的に実施されることがある。実際の無線通信システムでは、サイクリックプレフィックス直交周波数分割多重（ＣＰ−ＯＦＤＭ）、（すなわち、ＣＰを有するＯＦＤＭ）がマルチパスチャネルに対処するために使用される。十分に長いサイクリックプレフィックス（ＣＰ）では、単純なワンタップ（one-tap）周波数領域等化器（ＦＤＥ）は、マルチパスチャネル障害を軽減するためには十分である。しかし、ＯＦＤＭにおける方形パルスの大きなサイドローブは、システムが完全に同期されておらず、かつ過度の帯域外放出（ＯＯＢＥ：out-of-band emission）が存在するとき、実際には、大きなキャリア間干渉を含む困難な問題が発生し、それは、動的なチャネルアクセス能力でのネットワークにおけるＯＦＤＭの有効性を制限する。

スペクトルアジャイルシステムに対するリソースブロックベースのマルチキャリア変調（ＲＢ−ＭＣＭ）送信機および受信機構造が開示される。送信機および受信機は、利用可能かつ不連続なチャネルを他のユーザと日和見的に共用することが可能である。ＲＢ−ＭＣＭは、利用可能な、連続するまたは不連続なスペクトルを複数のリソースブロック（ＲＢ）（同一または異なるサイズ）へと分割し、スペクトル漏れ低減（spectrum leakage reduction）型の技術で、各ＲＢに、ベースバンドＭＣＭもしくはシングルキャリア変調、または符号化シングルキャリアもしくはマルチキャリア方式を適用し、次いで、各ＲＢに対して周波数シフト（ＲＢ変調）を適用して、信号をベースバンドからそのＲＢの周波数帯域へと変調する。受信機では、受信された信号がフィルタリングされ、周波数シフト（ＲＢ復調）が、各ＲＢ信号をベースバンドにするために適用され、ベースバンドのマルチキャリアもしくはシングルキャリア、または符号化シングルキャリアもしくは符号化マルチキャリア復調が、各ＲＢ信号に適用されることがある。異なるＲＢは、異なる変調スキームを使用することがある。

ＲＢに基づくフィルタリングＯＦＤＭ（ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ：RB-based filtered-OFDM）、ＲＢに基づくシングルキャリア変調（ＳＣＭ）、およびＲＢに基づくプリコーディングＯＦＤＭ（ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ：RB-based precoded-OFDM）は、ＲＢ−ＭＣＭ送信機および受信機構造下での例である。

ＲＢ−ＭＣＭは、低帯域外放出（ＯＯＢＥ）、低帯域内歪み、低複雑性、低待ち時間、低ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）、周波数およびタイミングの非同期性に対するロバスト性、ならびにＰＡ非線形に対するロバスト性などを提供することができる。

添付の図面と共に例として与えられた以下の記述から、より詳細な理解が得られよう。

１または複数の開示される実施形態を実施することができる例示的な通信システムのシステム図である。 図１Ａで示された通信システム内で使用することができる例示的な無線送信／受信ユニット（ＷＴＲＵ）のシステム図である。 図１Ａで示された通信システム内で使用することができる例示的な無線アクセスネットワークおよび例示的なコアネットワークのシステム図である。 同一のサイズのリソースブロックへと分割された不連続スペクトルの例を示す図である。 異なるサイズのリソースブロックへと分割された不連続スペクトルの例を示す図である。 ＲＢに基づく波形に対する一実施形態に対するプロシージャを示すフローチャートである。 例示的なＲＢに基づくＭＣＭ送信機のブロック図である。 １つのＲＢ−ＭＣＭモジュールを再使用する例示的なＲＢに基づくＭＣＭ送信機のブロック図である。 一実施形態による例示的なＲＢに基づくＭＣＭ受信機のブロック図である。 選択的レベルマッピング（ＳＬＭ）または部分送信シーケンス（ＰＴＳ）を使用する例示的なＲＢに基づくＭＣＭ送信機のブロック図である。 各ＲＢ内におけるマルチキャリア変調（ＭＣＭ）の例を示す図である。 各ＲＢ内におけるシングルキャリア変調の例を示す図である。 各ＲＢ内におけるＣＤＭＡでのシングルキャリア変調の例を示す図である。 各ＲＢ内における符号化マルチキャリア変調の例を示す図である。 ＲＢに基づくフィルタリングＯＦＤＭ送信機（ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ）を表す図である。 各ＲＢに対して使用されるＦ−ＯＦＤＭ送信モジュール（Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ）を表す図である。 ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信信号を形成するＲＢごとにフィルタリングされ、変調された信号のＰＳＤを示す図である。 ＲＢごとにフィルタリングＯＦＤＭ送信モジュール（Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ）を有するＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機の例示的な構造の図である。 ＲＢごとにフィルタリングＯＦＤＭ信号成分の電力スペクトル密度（ＰＳＤ）を示す図である。 サイクリックプレフィックス（ＣＰ）−ＯＦＤＭ／フィルタリングＯＦＤＭ受信機を有する例示的なＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭシステムの図である。 例示的なＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機を表す図である。 例示的なＦ−ＯＦＤＭ受信モジュールを表す図である。 例示的なＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機のブロック図である。 ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機およびＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機を使用する例示的なＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭシステムのブロック図である。 例示的なタイプＩ ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ送信モジュールのブロック図である。 タイプＩ ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ送信機におけるアップサンプリングされた信号、ＲＢ毎送信フィルタ、およびＲＢごとにフィルタリングされた信号のＰＳＤを示す図である。 ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭにおける送信フィルタの通過帯域のＰＳＤを示す図である。 例示的なタイプＩ ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ受信モジュールのブロック図である。 例示的なタイプＩＩ ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ送信モジュールのブロック図である。 順列（permutation）を介して循環シフトを使用する、図２３のタイプＩＩＲＢ毎ＯＦＤＭ送信モジュールの例示的な変更された構造のブロック図である。 例示的なタイプＩＩ ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ受信モジュール（Ｆ−ＯＦＤＭ Ｒｘ−ＩＩ）のブロック図である。 順列を介して循環シフトを使用する、図２５のタイプＩＩ ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ受信モジュールの例示的な変更された構造のブロック図である。 ＰＡＰＲ低減技術を使用するＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機のブロック図である。 ＰＡＰＲ低減技術を使用するＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機のブロック図である。 合成フィルタバンク（ＳＦＢ）の多相実装を使用する例示的なＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機を示す図である。 図２９のＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機で使用されるＯＦＤＭ送信モジュールの例示的なブロック図である。 解析フィルタバンク（ＡＦＢ）の多相実装を使用する例示的なＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機の図である。 図３１のＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機で使用されるＯＦＤＭ受信モジュールの例示的なブロック図である。 ＡＦＢにおける時変フィルタ（time-varying filter）の例示的なブロック図である。 例示的なリソースブロックシングルキャリア変調（ＲＢ−ＳＣＭ）送信モジュールの図である。 例示的なリソースブロックシングルキャリア変調（ＲＢ−ＳＣＭ）受信モジュールの図である。 一実施形態による、個々にプリコーディングされるＯＦＤＭ（Ｉ−Ｐ−ＯＦＤＭ）送受信機の例示的な構造のブロック図である。 ＲＢ毎プリコーディング送信処理モジュールのブロック図である。 ＲＢ毎プリコーディング受信処理モジュールのブロック図である。 例示的な、均一な（uniform）リソースブロックベースのプリコーディングされるＯＦＤＭ（Ｕ−ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ）構造のブロック図である。 図７の送信機に対応する選択的レベルマッピング（ＳＬＭ）、または部分送信シーケンス（ＰＴＳ）を使用する、例示的なＲＢに基づくＭＣＭ受信機のブロック図である。 例示的なタイプＩＩＩ ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ送信モジュールのブロック図である。 例示的なタイプＩＩＩ ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ受信モジュールのブロック図である。

図１Ａは、１または複数の開示された実施形態が実施されてもよい例示的な通信システム１００の図である。通信システム１００は、複数の無線ユーザに、音声、データ、ビデオ、メッセージング、ブロードキャストなどのコンテンツを提供する多元アクセスシステムとすることができる。通信システム１００は、複数の無線ユーザが、無線帯域幅を含むシステムリソースの共用を介してこのようなコンテンツにアクセスすることを可能にする。例えば、通信システム１００は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）、直交ＦＤＭＡ（ＯＦＤＭＡ）、およびシングルキャリアＦＤＭＡ（ＳＣ−ＦＤＭＡ）などの１または複数のチャネルアクセス方法を使用することができる。

図１Ａで示すように、通信システム１００は、無線送信／受信ユニット（ＷＴＲＵ）１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄ、無線アクセスネットワーク（ＲＡＮ）１０４、コアネットワーク１０６、公衆交換電話網（ＰＳＴＮ）１０８、インターネット１１０、および他のネットワーク１１２を含むことができるが、開示される実施形態は、任意の数のＷＴＲＵ、基地局、ネットワーク、および／またはネットワーク要素を意図していることが理解されよう。ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄのそれぞれは、無線環境で動作し、かつ／または通信するように構成された任意のタイプのデバイスとすることができる。例として、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄは、無線信号を送信および／または受信するように構成されてもよく、かつユーザ機器（ＵＥ）、移動局、固定もしくは移動加入者ユニット、ページャ、セルラ電話、携帯情報端末（ＰＤＡ）、スマートフォン、ラップトップ、ネットブック、パーソナルコンピュータ、無線センサ、および家庭用電子機器などを含むことができる。

通信システム１００はまた、基地局１１４ａおよび基地局１１４ｂを含むことができる。基地局１１４ａ、１１４ｂのそれぞれは、コアネットワーク１０６、インターネット１１０、および／または他のネットワーク１１２など、１または複数の通信ネットワークへのアクセスを促進するために、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄのうちの少なくとも１つと無線でインターフェースをとるように構成された任意のタイプのデバイスとすることができる。例として、基地局１１４ａ、１１４ｂは、送受信機基地局（ＢＴＳ）、ＮｏｄｅＢ、ｅＮｏｄｅＢ、ホームＮｏｄｅＢ、ホームｅＮｏｄｅＢ、サイトコントローラ、アクセスポイント（ＡＰ）、および無線ルータなどとすることができる。基地局１１４ａ、１１４ｂは、それぞれ単一の要素として示されているが、基地局１１４ａ、１１４ｂは、任意の数の相互接続された基地局および／またはネットワーク要素を含み得ることが理解されよう。

基地局１１４ａは、ＲＡＮ１０４の一部とすることができ、それはまた、他の基地局、および／または基地局コントローラ（ＢＳＣ）、無線ネットワークコントローラ（ＲＮＣ）、中継ノードなどのネットワーク要素（図示せず）を含むことができる。基地局１１４ａおよび／または基地局１１４ｂは、セル（図示せず）と称されることがある特定の地理的領域内で無線信号を送信および／または受信するように構成されてもよい。セルは、セルセクタへとさらに分割されてもよい。例えば、基地局１１４ａに関連付けられるセルは、３つのセクタへと分割されてもよい。したがって、一実施形態では、基地局１１４ａは、３つの送受信機、すなわち、セルの各セクタに対して１つを含むことができる。他の実施形態では、基地局１１４ａは、多入力多出力（ＭＩＭＯ）技術を使用することができ、したがって、セルの各セクタに対して複数の送受信機を使用することができる。

基地局１１４ａ、１１４ｂは、任意の適切な無線通信リンク（例えば、無線周波数（ＲＦ）、マイクロ波、赤外線（ＩＲ）、紫外線（ＵＶ）、可視光など）とすることができる無線インターフェース１１６を介して、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄの１または複数のものと通信することができる。無線インターフェース１１６は、任意の適切な無線アクセス技術（ＲＡＴ）を使用して確立されてもよい。

より具体的には、上記で述べたように、通信システム１００は、多元アクセスシステムとすることができ、またＣＤＭＡ、ＴＤＭＡ、ＦＤＭＡ、ＯＦＤＭＡ、およびＳＣ−ＦＤＭＡなどの１または複数のチャネルアクセススキームを使用することができる。例えば、ＲＡＮ１０４における基地局１１４ａ、およびＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃは、ユニバーサルモバイル電気通信システム（ＵＭＴＳ）地上無線アクセス（ＵＴＲＡ）などの無線技術を実装することができ、それは、広帯域ＣＤＭＡ（ＷＣＤＭＡ）を使用して無線インターフェース１１６を確立することができる。ＷＣＤＭＡは、高速パケットアクセス（ＨＳＰＡ）、および／または進化型ＨＳＰＡ（ＨＳＰＡ＋）などの通信プロトコルを含むことができる。ＨＳＰＡは、高速ダウンリンクパケットアクセス（ＨＳＤＰＡ）および／または高速アップリンクパケットアクセス（ＨＳＵＰＡ）を含むことができる。

他の実施形態では、基地局１１４ａ、およびＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃは、進化したＵＭＴＳ地上無線アクセス（Ｅ−ＵＴＲＡ）などの無線技術を実装することができ、それは、ロングタームエボリューション（ＬＴＥ）、および／またはＬＴＥアドバンスト（ＬＴＥ−Ａ）を使用して無線インターフェース１１６を確立することができる。

他の実施形態では、基地局１１４ａ、およびＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃは、ＩＥＥＥ８０２．１６（すなわち、Ｗｏｒｌｄｗｉｄｅ Ｉｎｔｅｒｏｐｅｒａｂｉｌｉｔｙ ｆｏｒ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ａｃｃｅｓｓ（ＷｉＭＡＸ））、ＣＤＭＡ２０００、ＣＤＭＡ２０００ １Ｘ、ＣＤＭＡ２０００ ＥＶ−ＤＯ、Ｉｎｔｅｒｉｍ Ｓｔａｎｄａｒｄ ２０００（ＩＳ−２０００）、Ｉｎｔｅｒｉｍ Ｓｔａｎｄａｒｄ ９５（ＩＳ−９５）、Ｉｎｔｅｒｉｍ Ｓｔａｎｄａｒｄ ８５６（ＩＳ−８５６）、Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ＧＳＭ（登録商標））、Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｄａｔａ ｒａｔｅｓ ｆｏｒ ＧＳＭ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ（ＥＤＧＥ）、およびＧＳＭ ＥＤＧＥ（ＧＥＲＡＮ）などの無線技術を実施することができる。

図１Ａの基地局１１４ｂは、例えば、無線ルータ、ホームＮｏｄｅＢ、ホームｅＮｏｄｅＢ、またはアクセスポイントとすることができ、また職場、家庭、車両、および構内などの局所化されたエリアにおいて、無線接続を促進するために任意の適切なＲＡＴを使用することができる。一実施形態では、基地局１１４ｂおよびＷＴＲＵ１０２ｃ、１０２ｄは、無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）を確立するために、ＩＥＥＥ８０２．１１などの無線技術を実施することができる。他の実施形態では、基地局１１４ｂ、およびＷＴＲＵ１０２ｃ、１０２ｄは、無線パーソナルエリアネットワーク（ＷＰＡＮ）を確立するために、ＩＥＥＥ８０２．１５などの無線技術を実装することができる。さらに他の実施形態では、基地局１１４ｂ、およびＷＴＲＵ１０２ｃ、１０２ｄは、ピコセルまたはフェムトセルを確立するために、セルラベースのＲＡＴ（例えば、ＷＣＤＭＡ（登録商標）、ＣＤＭＡ２０００、ＧＳＭ、ＬＴＥ、ＬＴＥ−Ａなど）を利用することができる。図１Ａで示すように、基地局１１４ｂは、インターネット１１０への直接接続を有することができる。したがって、基地局１１４ｂは、コアネットワーク１０６を介してインターネット１１０にアクセスする必要がない。

ＲＡＮ１０４は、コアネットワーク１０６と通信することができ、それは、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄの１または複数に対して、音声、データ、アプリケーション、および／またはボイスオーバインターネットプロトコル（ＶｏＩＰ）サービスを提供するように構成された任意タイプのネットワークとすることができる。例えば、コアネットワーク１０６は、呼制御、課金サービス、ロケーションベースサービス、プリペイドコーリング、インターネット接続、ビデオ配信などを提供し、および／またはユーザ認証などの高レベルのセキュリティ機能を実行することができる。図１Ａで示されていないが、ＲＡＮ１０４および／またはコアネットワーク１０６は、ＲＡＮ１０４と同一のＲＡＴを使用する、または異なるＲＡＴを使用する他のＲＡＮと直接または間接的に通信できることが理解されよう。例えば、Ｅ−ＵＴＲＡ無線技術を使用しているＲＡＮ１０４に接続されるのに加えて、コアネットワーク１０６はまた、ＧＳＭ無線技術を使用する他のＲＡＮ（図示せず）と通信することができる。

コアネットワーク１０６はまた、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄが、ＰＳＴＮ１０８、インターネット１１０、および／または他のネットワーク１１２にアクセスするためのゲートウェイとして機能することができる。ＰＳＴＮ１０８は、基本電話サービス（ＰＯＴＳ）を提供する回線交換電話網を含むことができる。インターネット１１０は、ＴＣＰ／ＩＰインターネットプロトコル群における伝送制御プロトコル（ＴＣＰ）、ユーザデータグラムプロトコル（ＵＤＰ）、およびインターネットプロトコル（ＩＰ）などの共通通信プロトコルを使用する相互接続されたコンピュータネットワークおよびデバイスのグローバルシステムを含むことができる。ネットワーク１１２は、他のサービスプロバイダにより所有および／または運用される有線もしくは無線通信ネットワークを含むことができる。例えば、ネットワーク１１２は、ＲＡＮ１０４と同一のＲＡＴを使用する、または異なるＲＡＴを使用することのできる、１または複数のＲＡＮに接続された他のコアネットワークを含むことができる。

通信システム１００におけるＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄの一部またはすべては、マルチモード能力を含むことができる、すなわち、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄは、異なる無線リンクを介して異なる無線ネットワークと通信するための複数の送受信機を含むことができる。例えば、図１Ａで示されるＷＴＲＵ１０２ｃは、セルラベースの無線技術を使用できる基地局１１４ａと、かつＩＥＥＥ８０２無線技術を使用できる基地局１１４ｂと通信するように構成されてもよい。

図１Ｂは、例示的なＷＴＲＵ１０２のシステム図である。図１Ｂで示すように、ＷＴＲＵ１０２は、プロセッサ１１８、送受信機１２０、送受信要素１２２、スピーカ／マイクロフォン１２４、キーパッド１２６、ディスプレイ／タッチパッド１２８、着脱不能メモリ１３０、着脱可能メモリ１３２、電源１３４、全地球測位システム（ＧＰＳ）チップセット１３６、および他の周辺装置１３８を含むことができる。ＷＴＲＵ１０２は、実施形態との一貫性を維持しながら、前述の要素の任意の下位の組合せを含んでもよいことが理解されよう。

プロセッサ１１８は、汎用プロセッサ、専用プロセッサ、従来型プロセッサ、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）、複数のマイクロプロセッサ、ＤＳＰコアに関連付けられた１または複数のマイクロプロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）回路、任意の他のタイプの集積回路（ＩＣ）、および状態マシンなどとすることができる。プロセッサ１１８は、信号符号化、データ処理、電力制御、入出力処理、および／またはＷＴＲＵ１０２が無線環境で動作することを可能にする任意の他の機能を実施することができる。プロセッサ１１８は、送受信要素１２２に結合することができる送受信機１２０に結合されてもよい。図１Ｂは、プロセッサ１１８および送受信機１２０を別々の構成要素として示しているが、プロセッサ１１８および送受信機１２０は、電子パッケージもしくはチップ内に共に統合されてもよいことが理解されよう。

送受信要素１２２は、無線インターフェース１１６を介して、基地局（例えば、基地局１１４ａ）に信号を送信し、またはそこから信号を受信するように構成されてもよい。例えば、一実施形態では、送受信要素１２２は、ＲＦ信号を送信および／または受信するように構成されたアンテナとすることができる。他の実施形態では、送受信要素１２２は、例えば、ＩＲ、ＵＶ、または可視光信号を送信し、かつ／または受信するように構成された放出器／検出器とすることができる。さらに他の実施形態では、送受信要素１２２は、ＲＦ信号と光信号を共に送信および受信するように構成されてもよい。送受信要素１２２は、無線信号の任意の組合せを送信し、かつ／または受信するように構成されてもよいことが理解されよう。

さらに送受信要素１２２は、図１Ｂで単一の要素として示されているが、ＷＴＲＵ１０２は、任意の数の送受信要素１２２を含むことができる。より具体的には、ＷＴＲＵ１０２は、ＭＩＭＯ技術を使用することができる。したがって、一実施形態では、ＷＴＲＵ１０２は、無線インターフェース１１６を介して無線信号を送信および受信するために、２つ以上の送受信要素１２２（例えば、複数のアンテナ）を含むことができる。

送受信機１２０は、送受信要素１２２により送信される信号を変調し、かつ送受信要素１２２により受信される信号を復調するように構成されてもよい。上記で述べたように、ＷＴＲＵ１０２は、マルチモード能力を有することができる。したがって、送受信機１２０は、例えば、ＵＴＲＡおよびＩＥＥＥ８０２．１１などの複数のＲＡＴにより、ＷＴＲＵ１０２が通信することを可能にする複数の送受信機を含むことができる。

ＷＴＲＵ１０２のプロセッサ１１８は、スピーカ／マイクロフォン１２４、キーパッド１２６、および／またはディスプレイ／タッチパッド１２８（例えば、液晶ディスプレイ（ＬＣＤ）ディスプレイユニット、または有機発光ダイオード（ＯＬＥＤ）ディスプレイユニット）に結合され、かつそこからユーザ入力データを受信することができる。プロセッサ１１８はまた、ユーザデータを、スピーカ／マイクロフォン１２４、キーパッド１２６、および／またはディスプレイ／タッチパッド１２８に出力することができる。さらに、プロセッサ１１８は、着脱不能メモリ１３０、および／または着脱可能メモリ１３２などの任意のタイプの適切なメモリに情報をアクセスし、かつそれらにデータを記憶することができる。着脱不能メモリ１３０は、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、リードオンリメモリ（ＲＯＭ）、ハードディスク、または任意の他のタイプのメモリ記憶デバイスを含むことができる。着脱可能メモリ１３２は、加入者識別モジュール（ＳＩＭ）カード、メモリスティック、およびセキュアデジタル（ＳＤ）メモリカードなどを含むことができる。他の実施形態では、プロセッサ１１８は、サーバ上、またはホームコンピュータ（図示せず）上など、ＷＴＲＵ１０２上に物理的に位置していないメモリに情報をアクセスし、かつそれらにデータを記憶することができる。

プロセッサ１１８は、電源１３４から電力を受け取ることができ、またＷＴＲＵ１０２の他の構成要素に電力を分配および／または制御するように構成されてもよい。電源１３４は、ＷＴＲＵ１０２に電力を与えるための任意の適切なデバイスとすることができる。例えば、電源１３４は、１または複数の乾電池（例えば、ニッケルカドミウム（ＮｉＣｄ）、ニッケル亜鉛（ＮｉＺｎ）、ニッケル水素（ＮｉＭＨ）、リチウムイオン（Ｌｉ−ｉｏｎ）など）、太陽電池、燃料電池、および同様のものを含むことができる。

プロセッサ１１８はまた、ＷＴＲＵ１０２の現在位置に関する位置情報（例えば、経度および緯度）を提供するように構成することができるＧＰＳチップセット１３６に結合されてもよい。ＧＰＳチップセット１３６からの情報に加えて、またはそれに代えて、ＷＴＲＵ１０２は、基地局（例えば、基地局１１４ａ、１１４ｂ）から無線インターフェース１１６を介して位置情報を受信し、および／または２つ以上の近くの基地局から受信される信号のタイミングに基づいて、その位置を決定することができる。ＷＴＲＵ１０２は、実施形態との一貫性を維持しながら、任意の適切な位置決定法により、位置情報を取得できることが理解されよう。

プロセッサ１１８は、さらなる特徴、機能、および／または有線もしくは無線接続性を提供する１または複数のソフトウェアおよび／またはハードウェアモジュールを含むことのできる他の周辺装置１３８にさらに結合されてもよい。例えば、周辺装置１３８は、加速度計、電子コンパス、衛星送受信機、デジタルカメラ（写真またはビデオ用）、ユニバーサルシリアルバス（ＵＳＢ）ポート、振動デバイス、テレビジョン送受信機、手を使用しないヘッドセット、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）モジュール、周波数変調（ＦＭ）無線ユニット、デジタルミュージックプレイヤ、メディアプレイヤ、ビデオゲームプレイヤモジュール、およびインターネットブラウザなどを含むことができる。

図１Ｃは、実施形態による、ＲＡＮ１０４およびコアネットワーク１０６のシステム図である。上記で述べたように、ＲＡＮ１０４は、無線インターフェース１１６を介してＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃと通信するためにＥ−ＵＴＲＡ無線技術を使用することができる。ＲＡＮ１０４はまた、コアネットワーク１０６と通信することができる。

ＲＡＮ１０４は、ｅＮｏｄｅＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃを含むことができるが、ＲＡＮ１０４は、実施形態との一貫性を維持しながら、任意の数のｅＮｏｄｅＢを含み得ることが理解されよう。ｅＮｏｄｅＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃは、それぞれ、無線インターフェース１１６を介してＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃと通信するために、１または複数の送受信機を含むことができる。一実施形態では、ｅＮｏｄｅＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃは、ＭＩＭＯ技術を実施することができる。したがって、例えば、ｅＮｏｄｅＢ１４０ａは複数のアンテナを使用して、ＷＴＲＵ１０２ａに無線信号を送信し、かつそこから無線信号を受信することができる。

ｅＮｏｄｅＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃのそれぞれは、特定のセル（図示せず）に関連付けられ、無線リソース管理決定、ハンドオーバ決定、アップリンクおよび／またはダウンリンクにおけるユーザのスケジューリングなどを処理するように構成されてもよい。図１Ｃで示されるように、ｅＮｏｄｅＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃは、Ｘ２インターフェースを介して相互に通信することができる。

図１Ｃで示されるコアネットワーク１０６は、モビリティ管理エンティティゲートウェイ（ＭＭＥ）１４２、サービングゲートウェイ１４４、およびパケットデータネットワーク（ＰＤＮ）ゲートウェイ１４６を含むことができる。前述の要素のそれぞれは、コアネットワーク１０６の一部として示されているが、これらの要素のいずれか１つは、コアネットワークオペレータ以外のエンティティにより所有および／または動作されてもよいことが理解されよう。

ＭＭＥ１４２は、Ｓ１インターフェースを介してＲＡＮ１０４のｅＮｏｄｅＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃのそれぞれに接続され、かつ制御ノードとして機能することができる。例えば、ＭＭＥ１４２は、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃのユーザ認証、ベアラ活性化／非活性化、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃの初期アタッチの間での特定のサービングゲートウェイの選択などを扱うことができる。ＭＭＥ１４２はまた、ＲＡＮ１０４と、ＧＳＭもしくはＷＣＤＭＡなどの他の無線技術を使用する他のＲＡＮ（図示せず）との間を切り換えるための制御プレーン機能を提供することもできる。

サービングゲートウェイ１４４は、Ｓ１インターフェースを介してＲＡＮ１０４のｅＮｏｄｅＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃのそれぞれに接続されてもよい。サービングゲートウェイ１４４は、概して、ユーザデータパケットをＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃとの間でルーティングおよび転送することができる。サービングゲートウェイ１４４はまた、ｅＮｏｄｅＢ間ハンドオーバの間にユーザプレーンをアンカリングすること、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃにダウンリンクデータが利用可能であるとき、ページングをトリガすること、ならびにＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃのコンテキストを管理および記憶すること、などの他の機能を実行することができる。

サービングゲートウェイ１４４はまた、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃとＩＰ対応デバイスとの間で通信を促進するために、インターネット１１０などのパケット交換ネットワークへのアクセスをＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃに提供することができるＰＤＮゲートウェイ１４６に接続されてもよい。

コアネットワーク１０６は、他のネットワークとの通信を促進することができる。例えば、コアネットワーク１０６は、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃと従来の陸線通信デバイスとの間の通信を促進するために、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃに、ＰＳＴＮ１０８などの回線交換網へのアクセスを提供することができる。例えば、コアネットワーク１０６は、コアネットワーク１０６とＰＳＴＮ１０８との間のインターフェースとして機能するＩＰゲートウェイ（例えば、ＩＰマルチメディアサブシステム（ＩＭＳ）サーバ）を含むことができ、またはそれと通信することができる。さらに、コアネットワーク１０６は、他のサービスプロバイダにより所有および／または動作される他の有線もしくは無線ネットワークを含むことができるネットワーク１１２へのアクセスを、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃに提供することができる。

フィルタリングＯＦＤＭ（Ｆ−ＯＦＤＭ）は、ＣＰ−ＯＦＤＭベースのシステムのＯＯＢＥに対処するために、ＯＦＤＭ変調器の後にデジタルベースバンドフィルタを使用する。整合フィルタが受信機側に追加されてもよい。概して、Ｆ−ＯＦＤＭは、固定されたスペクトル帯域幅を有する無線通信システムに対して、ＯＦＤＭ信号のＯＯＢＥを低減することができる。それは、サンプルレート送信フィルタリング（sample rate transmit filtering）が計算上の複雑さを増加させることになる事実に関わらず、このようなシステムで使用されてもよい。しかし、それが、コグニティブ無線（ＣＲ）システムでは典型的な状況である、周波数領域および時間領域の両方で複数のユーザにより共用される帯域では日和見的に利用可能な不連続チャネルである場合、フィルタリングＯＦＤＭは、有効な解決策ではないことがある。このようなシステムでは、このような周波数が送信フィルタの通過帯域にある場合、事前に定義された送信フィルタは、一定の利用不可能な周波数（スペクトル「ホール」）のエネルギー漏れを適切に低減させることができないことがある。したがって、Ｆ−ＯＦＤＭは、アジャイルスペクトルでの無線通信システム（すなわち、送信スペクトルが、様々なサイズの起こりえる動的に変化する周波数帯域を有する不連続なものである場合）に対して、適切ではないことがある。

Ｆ−ＯＦＤＭに加えて、不連続なＯＦＤＭ（ＮＣ−ＯＦＤＭ）（すなわち、スペクトルアジャイルシステムを目的とする不連続の、アクティブなサブキャリア割当てでのＯＦＤＭ）に対するいくつかの他のサイドローブ抑制技術が使用されてもよい。これらのサイドローブ抑制技術は、ガードサブキャリア（ＧＳ：guard subcarriers）、ウィンドウ化（windowing）、適応シンボル遷移（ＡＳＴ：adaptive symbol transition）、コンスタレーション拡張（ＣＥ：constellation expansion）、キャンセレーションキャリア（ＣＣ：cancellation carriers）、サブキャリア重み付け（ＳＷ：subcarriers weighting）、複数選択シーケンス（ＭＣＳ：multiple-choice sequences）、多項式キャンセレーションコーディング（ＰＣＣ：polynomial cancellation coding）、スペクトルプリコーディング（ＳＰ）、拡張されたアクティブ干渉キャンセレーション（ＥＡＩＣ：extended active interference cancellation）、部分応答シグナリング（ＰＲＳ：partial response signaling）、Ｎ連続ＯＦＤＭ（ＮＣ）、および電力割当てスキームを含む。これらの技術は、スペクトルアジャイルシステムに対してＯＯＢＥを低減させることができる。しかし、これらの技術は、増加したピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）、高い計算上の複雑さ、帯域内歪みに起因するスループットの減少などの欠点を有することがある。さらに、これらの技術は、高次の変調には適していないことがある。

フィルタバンクマルチキャリア（ＦＢＭＣ：filter bank multicarrier）変調技術が、連続スペクトルと不連続スペクトルとの両方で、大きなＯＯＢＥの欠点を克服するために使用されてもよい。フィルタバンクマルチキャリアは、各サブキャリア（またはトーン）に適用するプロトタイプフィルタが、シンボル間干渉（ＩＳＩ）、キャリア間干渉（ＩＣＩ）、および／またはストップバンドエネルギーを最小化するなど、一定の目標を達成するように設計されるＭＣＭ技術のファミリーである。ＯＦＤＭは、その時間領域プロトタイプフィルタが、単純な方形パルスであるＦＢＭＣのタイプであると見なされてもよい。他のＦＢＭＣ変調技術は、その期間が概してシンボル期間よりも大きい、送信および受信プロトタイプフィルタを使用する。したがって、ＦＢＭＣでは、連続するデータシンボルは時間領域で重複する。ＯＦＤＭで使用される方形パルス以外のプロトタイプフィルタを選択することにより、サイドローブのピークが低減されてもよい。その結果、ＦＢＭＣは、サブバンドの良好なスペクトル整形を提供することができる。ＦＢＭＣでは、時間および周波数における直交性が維持される。考慮されているＦＢＭＣの１つは、フィルタリングマルチトーン変調（ＦＭＴ：filtered multi-tone modulation）である。ＦＭＴは、サブキャリア間で直交性を維持するためにガードバンドを使用する。したがって、ＦＭＴは、スペクトル効率損失を代償としてＯＯＢＥを低減させる。

検討されてきた別のＦＭＢＣは、ＯＦＤＭオフセット直交振幅変調（ＯＦＤＭ−ＯＱＡＭ）である。ＯＦＤＭ−ＯＱＡＭでは、高いスペクトル効率を達成するために、信号のサブキャリアが互いに重複する。ＯＦＤＭとは異なり、直交振幅変調（ＱＡＭ）シンボルの実数部および虚数部は、２倍（２ｘ）のシンボルレートで別々に処理される。単純なワンタップＦＤＥは、マルチパスチャネルが短い遅延拡散を有するとき、ＯＦＤＭ−ＯＱＡＭに対して十分であり得るが、ＯＦＤＭ−ＯＱＡＭは、チャネルが長い遅延拡散を有するとき、大きなスループット劣化を受ける。長い遅延拡散を有するチャネルに関しては、より高度なマルチタップ等化器が必要とされ、複雑さの大きな増加をもたらすことがある。これにもかかわらず、ＯＦＤＭ−ＯＱＡＭは、室内環境など、比較的短い遅延拡散を有するチャネルに対してコグニティブ無線およびスペクトルアジャイルシステムに使用されてもよい。しかし、ＯＦＤＭ−ＯＱＡＭは、他のＯＦＤＭベースのＭＣＭよりもはるかに高い待ち時間を有しており、それが、ＷｉＦｉなどいくつかの実用システムでのその使用を制限する。

時間および周波数における直交性は、波形の設計自由度を低下させることがある。非直交ＭＣＭが検討されてきた。非直交ＭＣＭの例は、非直交周波数分割多重（ＮＯＦＤＭ）、および不連続ＮＯＦＤＭ（ＮＣ−ＮＯＦＤＭ）、スペクトルアジャイルシステムに対するそのバージョンである。ＮＯＦＤＭでは、時間および周波数における信号の重複は、時間−周波数グリッド密度を高くする。送信機−受信機パルスのペアを適正に設計することにより、ＮＯＦＤＭで低ＯＯＢＥが達成されてもよい。さらに、周波数領域における信号の重複に起因して、スペクトルがより効率的に利用されてもよい。しかし、ＮＯＦＤＭにおけるパルス整形は、ＰＡＰＲを大幅に増加させる。さらにＮＯＦＤＭにおけるフィルタリングおよびＩＳＩ／ＩＣＩキャンセレーションは、ＯＦＤＭと比較して高い複雑さの増加を生じさせる。

非直交ＭＣＭの別の例は、汎用周波数分割多重（ＧＦＤＭ：generalized frequency division multiplexing）である。ＧＦＤＭは、デジタル領域で実現されるパラレルシングルキャリアＣＰシステムである。ＣＰはワンタップＦＤＥを有効にするために使用される。各サブキャリアは、送信フィルタと受信フィルタのペアを有する。サブキャリア間でＩＣＩが存在する。ＩＣＩキャンセレーションは高い複雑さを生じさせる。したがって、ＧＦＤＭは、サブキャリア間で、直交性を失うことに起因する帯域内性能損失を受けることになり得る。

良好なスペクトル抑制（containment）に対する前述のＭＣＭおよびサイドローブ抑制技術は、ＯＦＤＭの共通の欠点である低エネルギー効率を共有する。送信された信号のこれらのＭＣＭの大きなＰＡＰＲは、電力増幅器（ＰＡ）が大きな線形範囲を有することが必要になる。そうでなければ、非線形性は、大きな帯域外放射、および大きなビットエラーレート（ＢＥＲ）を生じさせることがある信号歪みを生じさせることがある。

この問題を解決するために、いくつかのＰＡＰＲ低減方法が検討されてきた。これらのＰＡＰＲ低減方法は、概して、２つのグループ、すなわち、信号スクランブル技術、および信号歪み技術に分類されることがある。信号スクランブル技術は、ＰＡＰＲを減少させるためにスクランブルを実行する技術のすべてのバリエーションを含む。これらの信号スクランブル技術は、コード化、インターリーブ、選択的レベルマッピング（ＳＬＭ）、部分送信シーケンス（ＰＴＳ）、トーンリザベーション（tone reservation）、トーン注入（tone injection）などを含むことができる。信号スクランブル技術に対して、サイド情報（side information）が必要とされ、それにより、冗長性が導入されて、有効なスループットが低減される。信号歪み技術は、信号を直接歪ませることにより、高ピークを低減させることができる。これらの信号歪み技術は、クリッピングおよびフィルタリング、コンパンディング（companding）などを含む。しかし、ＯＯＢＥは、ＭＣＭ信号がＰＡ非線形性に影響を受けやすい場合、信号歪みに起因して増加することがある。

日和見的に利用可能な不連続スペクトルリソースを、他のユーザと共用することが可能なスペクトルアジャイルシステムに対する進化した波形が必要とされている。このような波形の特性は、低ＯＯＢＥ、低帯域内歪み、低い複雑性、低待ち時間、低ＰＡＰＲ、周波数およびタイミング非同期に対するロバスト性、ＰＡ非線形性に対するロバスト性などを含むはずである。ＬＴＥおよびＷｉＦｉ（８０２．１１ｘ）などの様々な実用システムに関して、進化した波形は、システム要件を満たすために、前述の基準間で異なるトレードオフとなるようにチューニングされてもよい（設計パラメータを変えることにより）。

本明細書で開示される実施形態は、ＬＴＥ、ＷｉＭＡＸ、８０２．１１ｘ、８０２．１５ｘなど、およびコグニティブ無線システムなど、マルチキャリア変調ベースのシステムに適用可能である。

フィルタバンクマルチキャリア（ＦＢＭＣ）変調では、サブキャリア外放出が、サブキャリアベースでフィルタリングすることにより低減される。マルチキャリア変調方式に基づく多重アクセスシステムでは、各周波数リソースは、いくつかのサブキャリアのいくつかのグループ、またはリソースブロック（ＲＢ）（例えば、ＬＴＥにおける１つのリソースブロックとして１２個のサブキャリア）へと分割されてもよい。ユーザに割り当てられるリソースの量は、これらのＲＢの数に基づいている。リソースの最小の粒度は、単一のサブキャリアではなく、サブキャリアのグループである。ＲＢの概念は、サブキャリアのグループとして一般化されることがあり、その場合、ＲＢサイズ（すなわち、サブキャリアの数）は、様々なＲＢに対して変化することがある。図２Ａで示されるように、不連続なスペクトルは、同一のサイズのＲＢ２０２ａ、２０２ｂ、２０２ｃ、・・・、２０２ｎ、２０２ｎ＋１へと分割されてもよい。あるいは、図２Ｂで示されるように、不連続なスペクトルは、異なるサイズのＲＢ２０４、２０６へと分割されてもよい。当業者であれば、任意の数のＲＢが使用されてもよいこと、ならびに図２Ａおよび図２Ｂで示されたＲＢは、読者の便宜のためのものであることを理解されることに留意されたい。言い換えると、図２Ａおよび図２Ｂで示されたものよりも少ない、または多いＲＢが使用されてもよい。マルチキャリア変調方式に基づく多重アクセスシステムにおいて、周波数リソースは複数のＲＢへと分割されているので、波形は、ＲＢ外放出を低減してＯＯＢＥを最小化するように設計されてもよい。

このようなＲＢに基づく波形の一実施形態では、図３のフローチャートで表されるように、利用可能なスペクトル（連続または不連続）は、複数のＲＢへと分割され（ブロック３０１）、ベースバンドＭＣＭ方式が、あるタイプのスペクトル漏れ低減技術で各ＲＢに適用され（ブロック３０２）、各ＲＢに対して周波数シフト（ＲＢ変調）が適用されて、信号を、ベースバンドからそのＲＢの周波数帯域に変調する（ブロック３０３）。各ＲＢに対する信号電力は、チャネルのフェーディングに対処するために、または隣接チャネルへの干渉を制御するために異なってもよい。

図４は、一実施形態による、例示的なＲＢに基づくＭＣＭ送信機４００の構成のブロック図である。図４を参照すると、入力シンボル４０５は、シリアルツーパラレル（Ｓ／Ｐ）変換器４１０においてＮリソースブロック４１５ａ、４１５ｂ、・・・、４１５ｋへと分割される。入力シンボル４０５はＱＡＭ変調されてもよい。ＲＢ−ＭＣＭユニット４２０ａ、４２０ｂ、・・・、４２０ｋにおいて、あるタイプのスペクトル漏れ低減技術で、ベースバンドマルチキャリア変調（ＭＣＭ）方式が、各リソースブロック４１５ａ、４１５ｂ、・・・、４１５ｋに適用されて、ＲＢ毎信号を生成させる。ＲＢ変調ユニット４２５ａ、４２５ｂ、・・・、４２５ｋにおいて、ＲＢ毎信号のそれぞれに対して周波数シフト（ＲＢ変調）が適用されて、ＲＢ毎信号をベースバンドから、各ＲＢの周波数帯域へと変調し、ＲＢごとに変調された信号を出力する。各ＲＢに対する信号電力は、チャネルのフェーディングに対処するために、または隣接チャネルへの干渉を制御するために、異なってもよい。その結果、各ＲＢの信号電力が、混合器４３０ａ、４３０ｂ、・・・、４３０ｋにおいて、電力係数（power factor）λ_kで乗算されて、ＲＢ毎各信号の電力を増減することができる。ｆ_RB、kは、ｋ番目のＲＢの中心周波数を表しており、またλ_kはｋ番目のＲＢの電力の平方根である。混合器４３０ａ、４３０ｂ、・・・、４３０ｋにおける電力係数λ_kによる乗算は、ＲＢ−ＭＣＭユニット４２０ａ、４２０ｂ、・・・、４２０ｋにおけるベースバンドマルチキャリア変調方式を適用する前に行うことができる、ＲＢ−ＭＣＭユニット４２０ａ、４２０ｂ、・・・、４２０ｋにおいてベースバンドマルチキャリア変調方式を適用した後に、ただし、ＲＢ変調ユニット４２５ａ、４２５ｂ、・・・、４２５ｋにおけるＲＢ変調の前に行うことができ、または図４で示すように、ＲＢ変調ユニット４２５ａ、４２５ｂ、・・・、４２５ｋにおいてＲＢ変調を行った後に実施することができることに留意されたい。ＲＢ毎変調信号は、次いで、合計（sum）ユニット４３５において合計されて、アンテナ４４５を介して送信するために、電力増幅器（ＰＡ）で増幅されてもよい送信信号を形成することができる。

図４のＲＢに基づくＭＣＭ送信機の実装形態では、単一のＲＢ−ＭＣＭモジュール５５０が使用されて、高レートですべてのＲＢに対するＲＢ毎変調信号を生成することができる。図５は、単一のＲＢ−ＭＣＭモジュール５５０を再使用するＲＢに基づくＭＣＭ送信機５００のブロック図である。ＲＢ−ＭＣＭモジュール５５０は、ＭＣＭおよびＲＢ変調演算を実行して、高レートですべてのＲＢに対するＲＢ毎変調信号を生成することができる。図５を参照すると、ＱＡＭ変調されてもよい入力シンボル５０５が、シリアルツーパラレル（Ｓ／Ｐ）変換器５１０においてＮ ＲＢ５１５ａ・・・、５１５ｋへと分割され、かつＲＢ−ＭＣＭモジュール５５０への入力のために、マルチプレクサ（ＭＵＸ）５１７により選択される。ＲＢ−ＭＣＭモジュールは、あるタイプのスペクトル漏れ低減技術で、各選択されたリソースブロック５１５ａ、・・・、５１５ｋにベースバンドＭＣＭ方式を適用するＲＢ−ＭＣＭユニット５２０と、ＲＢ毎信号をベースバンドから各ＲＢの周波数帯域へと変調するＲＢ変調ユニット５２５と、各ＲＢの信号電力を電力係数λ_kで乗算してＲＢ毎各信号の電力を増減する混合器５３０とを備える。ｆ_RB、kは、ｋ番目のＲＢの中心周波数を表しており、またλ_kはｋ番目のＲＢの電力の平方根である。混合器５３０における電力係数λ_kによる乗算は、ＲＢ−ＭＣＭユニット５２０でベースバンドマルチキャリア変調方式を適用する前に行うことができ、ＲＢ−ＭＣＭユニット５２０でベースバンドマルチキャリア変調方式を適用した後に、ただし、ＲＢ変調ユニット５２５におけるＲＢ変調の前に行うことができる、または図５で示すように、ＲＢ変調ユニット５２５でＲＢ変調を行った後に実施することができる。デマルチプレクサ（ＤＭＵＸ）５３２は、ＲＢ毎各変調信号をそれぞれ出力する。処理は、Ｎ ＲＢ５１５ａ、・・・、５１５ｋのそれぞれに対して反復される。ＤＭＵＸ５３２により出力されたＲＢ毎変調信号のそれぞれは、次いで、合計ユニット５３５において共に合計されて、アンテナ５４５を介して送信するためにＰＡ５４０で増幅されてもよい送信信号を形成する。

図６は、図４で示されたＲＢに基づくＭＣＭ送信機４００に対応する例示的なＲＢに基づくＭＣＭ受信機６００のブロック図である。図６を参照すると、信号は、広帯域無線周波数（ＲＦ）フロントエンドユニット６１０に接続されたアンテナ６０５により受信され、フロントエンドユニット６１０は、全部の受信されたベースバンド信号を、各ＲＢをそのＲＢの周波数帯域からベースバンド周波数へと復調するＲＢフィルタ６１５ａ、６１５ｂ、・・・、６１５ｋへと出力する。ＲＢフィルタＦ_RB、kは、ｆ_RB、kに中心があり、Ｎ_RB、kサブキャリアに等しい帯域幅を有し、ｋ＝１、・・・、Ｋである。マルチキャリア復調（de-MCM）ユニット６２０ａ、６２０ｂ、・・・、６２０ｋにおいて、マルチキャリア復調処理が、フィルタリングされたＲＢ毎信号に適用されてもよい。すべてのＲＢが通るチャネルは、次いで、チャネル推定（ＣＨＥＳＴ）および等化器ユニット６２５ａ、６２５ｂ、・・・、６２５ｋにおいて、復調されたＲＢ毎信号を使用して推定され、かつ等化され、それは、Ｋ個のＲＢ６３０ａ、６３０ｂ、・・・、６３０ｋのすべてに対する推定されたシンボルを出力する。それらの推定されたシンボルは、復調および復号ユニット６３５において復調され、かつ復号されて、復調されたシンボルを出力する。復調ユニットは、信号が送信機側でＱＡＭを使用して変調された場合、ＱＡＭ復調ユニットとすることができる。また、高レート演算受信機構成が使用されてもよいことを理解されたい。このような高レート受信機では、単一のモジュールは、単一のＲＢフィルタ、単一のｄｅ−ＭＣＭユニット、ならびに単一のＣＨＥＳＴおよび等化器ユニットを含むことができる。デマルチプレクサ（ＤＭＵＸ）が、ＲＢ毎推定されたシンボルを出力するために追加されてもよい。

低帯域内歪み、低ＲＢ外スペクトル漏れ、低待ち時間、および低複雑さは、ＲＢ−ＭＣＭユニット４２０ａ、４２０ｂ、・・・、４２０ｋ、５２０、７２０ａ、７２０ｂ、・・・、７２０ｋに対する設計目標の一部である。低帯域内歪みを達成するために、マルチパスフェーディングに起因するＩＳＩは、ＣＰもしくはシンボル拡張を使用することにより軽減されてもよい。１つのＲＢ内のサブキャリアに対するＩＣＩは、周波数領域変調（例えば、サブキャリア間で直交性を有するＯＦＤＭまたは他のＭＣＭ）、および進化した等化技術により最小化されてもよい。各ＲＢに対して非直交ＭＣＭが使用される場合、１つのＲＢ内のサブキャリアに対するＩＣＩはまた、ＮＯＦＤＭおよびＧＦＤＭのように、非相関またはＩＣＩキャンセレーションにより最小化されてもよい。低ＲＢ外スペクトル漏れを達成するために、スペクトル漏れ低減技術がＲＢ毎信号に適用されてもよく、したがって、異なるＲＢにおけるサブキャリアに対するＩＣＩが最小化され、かつ全体の送信信号に対するＯＯＢＥが最小化される。例えば、このようなスペクトル漏れ低減技術は、時間領域フィルタリング（それはフィルタリングＯＦＤＭと同様のものである）、時間領域ウィンドウ化、スペクトルプリコーディング、またはＯＦＤＭ用の特定のパルス整形を含むことができる。

低い待ち時間および複雑さを達成するために、スペクトル漏れ低減技術により提供される送信信号は、時間および周波数の両方で局所化（localized）されてもよい。例えば、時間領域フィルタリングが使用される場合、フィルタは、シンボル期間と比較して短くてもよい。さらに、各ＲＢの帯域幅が、送信信号の占有された帯域幅と比較して小さいため、低レートのＲＢ毎信号を生成し、次いで、それを高レートにアップコンバートすることにより、全体の複雑さをさらに最小化することができる。

スペクトル漏れ低減でのＲＢ−ＭＣＭに対して、時間領域フィルタリングが使用されてもよい。ＲＢ毎複合データストリームは、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）演算を通り、その後にＣＰ挿入および時間領域フィルタリングが行われて、ＲＢ毎信号を生成してもよい。

あるいは、時間領域ウィンドウ化が使用されてもよい。ＲＢ毎複合データストリームは、ＩＦＦＴ演算を通り、その後に時間領域ウィンドウ化およびＣＰ挿入が行われて、ＲＢ毎信号を生成してもよい。ウィンドウ化は、ＲＢに基づく構造に依存しない時間領域の演算ではあるが、ＲＢに基づく構造は、より低いＰＡＰＲを達成するために何らかの設計フレキシビリティを可能にする。

あるいは、スペクトルプリコーディングが使用されてもよい。ＲＢ毎複合データストリームは、ＩＦＦＴ演算およびＣＰ挿入を行う前に、スペクトルプリコーディングを行い、ＲＢ毎信号を生成してもよい。

あるいは、パルス整形が使用されてもよい。特定のパルス整形を行う前に、シンボル拡張がＲＢ毎複合データストリームに適用され、その後にサブキャリア変調を行ってもよい。パルス整形技術は各サブキャリアに基づいて適用され、かつＲＢベースに基づく構造依存しないが、ＲＢに基づく構造は、より低いＰＡＰＲを達成するために何らかの設計フレキシビリティを可能にする。

さらに送信信号が、ＲＢ毎信号の総和であるので、ＲＢに基づく構造は、ＰＡＰＲを低減させるためのさらなる自由度を提供する。比較的小さいＲＢサイズであるため、信号歪みを生ずることなく、コード化技術がＰＡＰＲ低減に使用されてもよい。コード化が、ＰＡＰＲ低減を達成するための有効な方法であることが示されてきているが、コード化設計は、概して、多数のサブキャリアに起因して高い複雑性問題の影響を受ける。ＳＬＭおよびＰＴＳなどの、いくつかのＰＡＰＲ低減技術は、大きなさらなる複雑さを生ずることなく、ＲＢに基づく構造と組み合わされてもよいが、それは、ＲＢ毎信号の数が、システムにおけるサブキャリアの数よりもはるかに少ないためである。

図７は、ＳＬＭまたはＰＴＳを使用するＲＢに基づくＭＣＭ送信機７００の一例のブロック図である。図７を参照すると、図４のＲＢに基づくＭＣＭ送信機４００構成が、位相シフトユニット７３１ａ、７３１ｂ、・・・、７３１ｋを備えるようにわずかに変更されている。図４のＲＢに基づくＭＣＭ送信機４００構成と同様に、ＳＬＭまたはＰＴＳを使用するＲＢに基づくＭＣＭ送信機は、シリアルツーパラレル（Ｓ／Ｐ）変換器７１０、ＲＢ−ＭＣＭユニット７２０ａ、７２０ｂ、・・・、７２０ｋ、ＲＢ変調ユニット７２５ａ、７２５ｂ、・・・、７２５ｋ、および混合器７３０ａ、７３０ｂ、・・・、７３０ｋを備えてもよい。ＳＬＭまたはＰＴＳは、位相シフトユニット７３１ａ、７３１ｂ、・・・、７３１ｋにおいて使用されてもよい。図７を参照すると、ＱＡＭ変調することができる入力シンボル７０５は、シリアルツーパラレル（Ｓ／Ｐ）変換器７１０において、ＮのＲＢ７１５ａ、７１５ｂ、・・・、７１５ｋへと分割され、各ＲＢ−ＭＣＭユニット７２０ａ、７２０ｂ、・・・、７２０ｋへと入力される。ベースバンドＭＣＭ方式が、ＲＢ毎信号を生成する、あるタイプのスペクトル漏れ低減技術で、各リソースブロック７１５ａ、７１５ｂ、・・・、７１５ｋに適用される。次いで、ＲＢ毎変調信号を出力するＲＢ変調ユニット７２５ａ、７２５ｂ、・・・、７２５ｋにおいて、ＲＢ毎信号それぞれに対して周波数シフト（ＲＢ変調）が適用され、ＲＢ毎信号を、ベースバンドから各ＲＢの周波数帯域へと変調する。各ＲＢに対する信号電力は、チャネルのフェーディングに対処し、または隣接チャネルへの干渉を制御するために異なることがある。その結果、各ＲＢの信号電力は、混合器７３０ａ、７３０ｂ、・・・、７３０ｋで、電力係数λ_kにより乗算されて、ＲＢ毎各変調信号の電力を増減させてもよい。ＰＡＰＲ低減技術ＳＬＭまたはＰＴＳは、次いで、位相シフトユニット７３１ａ、７３１ｂ、・・・、７３１ｋにおいて適用されてもよい。ｆ_RB、kは、ｋ番目のＲＢの中心周波数を表しており、またλ_kはｋ番目のＲＢの電力の平方根である。混合器７３０ａ、７３０ｂ、・・・、７３０ｋにおける電力係数λ_kによる乗算は、ＲＢ−ＭＣＭユニット７２０ａ、７２０ｂ、・・・、７２０ｋにおいてベースバンドマルチキャリア変調方式を適用する前に行ってもよく、ＲＢ−ＭＣＭユニット７２０ａ、７２０ｂ、・・・、７２０ｋにおいてベースバンドマルチキャリア変調方式を適用した後（ただし、ＲＢ変調ユニット７２５ａ、７２５ｂ、・・・、７２５ｋにおけるＲＢ変調の前に）に行ってもよく、または図７で示すように、ＲＢ変調ユニット７２５ａ、７２５ｂ、・・・、７２５ｋにおいてＲＢ変調を行った後に行ってもよいことに留意されたい。ＲＢ毎各変調信号は、各位相シフトユニット７３１ａ、７３１ｂ、・・・、７３１ｋにより出力される。次に、ＲＢ毎各変調信号は、合計ユニット７３５において共に合計されて、アンテナ７４５を介して送信するためにＰＡ７４０で増幅することができる、送信信号を形成する。信号歪みのないＰＡＰＲ低減技術に加えて、クリッピングおよびフィルタリング、ならびにコンパンディングなどのいくつかの信号歪みＰＡＰＲ低減技術が同様に使用されてもよい。

ＳＬＭまたはＰＴＳを使用する高レート演算送信機構成も使用されてもよいことを理解されたい。このような送信機では、高レートですべてのＲＢに対するＲＢ毎変調信号を生成するために、ＭＣＭおよびＲＢ変調演算を実行する図５のＲＢ−ＭＣＭモジュール５５０は、上記で述べた演算での単一の位相シフトユニットを含めるためにわずかに変更されてもよい。

先に図４０を参照すると、図４０は、図７で示されたＲＢに基づくＭＣＭ送信機７００に対応する、選択的レベルマッピング（ＳＬＭ）または部分送信シーケンス（ＰＴＳ）を使用する例示的なＲＢに基づくＭＣＭ受信機４０００のブロック図である。図４０を参照すると、信号は、広帯域無線周波数（ＲＦ）フロントエンドユニット４０１０に接続されたアンテナ４００５により受信され、フロントエンドユニット４０１０は、受信されたベースバンド信号の全体を、各ＲＢをそのＲＢの周波数帯域からベースバンド周波数へと復調するＲＢフィルタ４０１５ａ、４０１５ｂ、・・・、４０１５ｋへと出力する。ＲＢフィルタＦ_RB、kは、ｆ_RB、k（ｋ＝１、・・・、Ｋ）に中心があり、Ｎ_RB、kサブキャリアに等しい帯域幅を有する。非位相シフト（de-phase shift）処理は、非位相シフトユニット４０１７ａ、４０１７ｂ、・・・、４０１７ｋにおいて適用される。マルチキャリア復調処理は、ｄｅ−ＭＣＭユニット４０２０ａ、４０２０ｂ、・・・、４０２０ｋにおいて、フィルタリングされたＲＢ毎信号に適用されてもよい。各ＲＢが通る有効なチャネルは、次いで、すべてのＫのＲＢ４０３０ａ、４０３０ｂ、・・・、４０３０ｋに対して推定されたシンボルを出力するチャネル推定（ＣＨＥＳＴ）および等化器ユニット４０２５ａ、４０２５ｂ、・・・、４０２５ｋにおいて、復調されたＲＢ毎信号を使用して推定および等化される。それらの推定されたシンボルは、次いで、復調および復号ユニット４０３５において復調および復号されて、復調されたシンボルを出力する。復調ユニットは、信号が、送信機側でＱＡＭを使用して変調された場合に、ＱＡＭ復調ユニットとすることができる。高レート演算受信機構成がまた使用されてもよいことを理解されたい。このような高レート受信機では、単一のモジュールは、単一のＲＢフィルタ、単一の非位相シフトユニット、単一のｄｅ−ＭＣＭユニット、ならびに単一のＣＨＥＳＴおよび等化器ユニットを含むことができる。デマルチプレクサ（ＤＭＵＸ）は、ＲＢ毎推定されたシンボルを出力するために追加されてもよい。

各ＲＢに対してＭＣＭを使用することは、シングルキャリア変調、またはコード化されたシングルもしくはマルチキャリア変調、およびそれらの組合せに拡張されてもよい。再度、図８Ａ〜図８Ｄを参照すると、図８Ａ〜図８Ｄは、各ＲＢ内での例示的な変調方式を示している。異なるＲＢが、異なる変調方式を使用できることを理解されたい。図８Ａ〜図８Ｄでは、ＱＡＭシンボルは、各丸長方形により表される。図８Ａは、各ＲＢ内でのマルチキャリア変調（ＭＣＭ）の例を示す。図８Ｂは、各ＲＢ内でのシングルキャリア変調の例を示す。図８Ｃは、各ＲＢ内でのＣＤＭＡを使用するシングルキャリア変調の例を示す。図８Ｄは、各ＲＢ内でのコード化されたマルチキャリア変調の例を示す。

ＲＢに基づくフィルタリングＯＦＤＭ（ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ）、ＲＢに基づくシングルキャリア変調（ＲＣ−ＳＣＭ）、およびＲＢに基づくプリコーディングＯＦＤＭ（ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ）を含むＲＢに基づくＭＣＭ波形の例が、本明細書で開示される。

ＲＢに基づくフィルタリングＯＦＤＭ（ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ）波形の一例では、各ＲＢのフィルタリングＯＦＤＭ（Ｆ−ＯＦＤＭ）信号が独立して生成され、それぞれが、良好なスペクトル抑制、および低待ち時間を有する。

ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭでは、各ＲＢの信号は個々に変調およびフィルタリングされ、次いで共に合計されて送信信号を形成する。各ＲＢはＭ₁個のサブキャリアからなると考える。ＲＢは、０、１番目、２番目、・・・、ｋ番目、・・・、（Ｋ−１）番目のＲＢとラベル付けされ、Ｋは、利用可能なＲＢの最大数である。サブキャリアの最大数は、Ｍ＝ＫＭ₁である。ｋ番目のＲＢの正規化された中心周波数は、

ｍ_kはｋ番目のＲＢの中心サブキャリアであり、必ずしも整数ではなく、Ｌは、シンボル期間あたりのサンプルの数である。ｎ番目のデータシンボルベクトル（Ｍ×１ベクトル）は、
Ｓ［ｎ］＝［Ｓ₀［ｎ］Ｓ₁［ｎ］・・・Ｓ_K-1［ｎ］］^T 式（２）
として定義され、ｋ番目のＲＢに対するｎ番目のデータシンボルベクトルは、

として定義されたＭ₁×１ベクトルである。ｋ番目のＲＢが送信に利用可能であり、かつロードされたデータを有するとき、Ｓ_k［ｎ］≠０である。ｋ番目のＲＢが送信に利用可能ではないとき、Ｓ_k［ｎ］＝０である。

図９は、ＲＢに基づくフィルタリングＯＦＤＭ送信機（ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ）９００を表している。図９を参照すると、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ９００は、ＲＢごとに各シンボルベクトルＳ［ｎ］９０５を独立して変調して、送信信号ｘ９９０を形成し、当該送信信号は、サンプリング期間

の送信信号であり、Ｔはシンボル期間、Ｌは２のべき乗である。

図１０は、各ＲＢに適用されることになる、フィルタリングＯＦＤＭ送信モジュール（Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ）１０００を表している。複数のＲＢ毎フィルタリングＯＦＤＭ送信モジュールが、以下で、また図１２で述べられるように、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ９００内に含まれてもよい。Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ１０００は、各ＲＢのそれぞれに対してＭＣＭおよびＲＢ変調演算を実行する。したがって、例示的なＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機９００では、Ｓ_k［ｎ］、ｋ＝０、１、・・・、Ｋ−１として表された各それぞれのシンボルベクトル９０５ｋは、ＲＢ毎フィルタリングＯＦＤＭ送信モジュール１０００によって変調およびフィルタリングされて、ＲＢごとにフィルタリングされた変調信号ｘ_k９９０ｋを形成し、それは、共に合計されるときに、送信信号ｘ９９０を形成する。したがって、送信信号ｘ９９０は、

として与えられる。

図１１は、ＲＢ毎フィルタリング変調信号のＰＳＤを示しており、−８ＭＨｚから８ＭＨｚの周波数範囲にわたって、値が−１２０ｄＢから０ｄＢのＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信信号を形成する。

図１２は、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ９００の例示的な構造のブロック図である。図１２を参照すると、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ９００は、各ＲＢに対して１つである、複数のフィルタリングＯＦＤＭ送信モジュール（Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ）１０００ａ、１０００ｂ、・・・、１０００ｋを備えており、それは、各ＲＢの各シンボルベクトル９０５ａ、９０５ｂ、・・・、９０５ｋから、各ＲＢに対するＲＢ毎マルチキャリア変調信号Ｘ_k９９０ａ、９９０ｂ、・・・、９９０ｋを出力する。ＲＢ毎マルチキャリア変調信号９９０ａ、９９０ｂ、・・・、９９０ｋは、それらを共に合計することにより、送信信号ｘ９９０を形成する。ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ９００は、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機９００に含まれる、ＲＢごとにフィルタリングＯＦＤＭ送信モジュール１０００ａ、１０００ｂ、・・・、１０００ｋが、それぞれ、１つのＲＢにおけるサブキャリアを単に変調し、したがって、低レートのＯＦＤＭ信号が生成され、次いで、高レートにアップコンバートされてもよいという点で、ＣＰ−ＯＦＤＭまたはフィルタリングＯＦＤＭ送信機とは異なっており、それが、以下で詳細に説明されよう。

ＲＢ毎各マルチキャリア変調信号ｘ_k９９０ａ、９９０ｂ、・・・、９９０ｋは単に、その隣接するＲＢと重複する信号を有しているが、その隣接するＲＢを超えるＲＢとは重複しない（すなわち、ｘ_kはｘ_k-1とｘ_k+1と重複する）。ＲＢ毎送信フィルタは、ＲＢ毎マルチキャリア変調信号のその隣接しないＲＢへの信号漏れを無視できる程度にすると考えられる。隣接するＲＢ間の信号重複は、異なるＲＢにおけるサブキャリア間の直交性に起因して、サブキャリア間干渉を生じさせないことがある。これは図１３で示されている。より具体的には、図１３は、−４ＭＨｚから−３ＭＨｚの周波数範囲にわたる値−８０ｄＢから０ｄＢまでのＲＢ毎フィルタリングＯＦＤＭ信号成分の電力スペクトル密度（ＰＳＤ）を示す。

図１４は、ＣＰ−ＯＦＤＭ／フィルタリングＯＦＤＭ受信機を有する例示的なＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭシステムのブロック図である。図１４を参照すると、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機９００は、フィルタリングにかかわらず、各シンボルベクトル９０５を、ＬポイントＩＦＦＴを使用してＣＰ−ＯＦＤＭで変調されたものと同一のサブキャリアへと変調する。したがって、ＣＰ−ＯＦＤＭ／フィルタリングＯＦＤＭ受信機１４００が使用されて、送信信号９９０を復調することができる。送信信号ｘ９９０は、チャネルｈ１４０１を介して送信される。環境からのノイズが信号に加えられることがある。ＣＰ−ＯＦＤＭ／フィルタリングＯＦＤＭ受信機１４００は、信号ｙ１４０２を受信する。図１４で示されるように、ＣＰ−ＯＦＤＭ／フィルタリングＯＦＤＭ受信機１４００は、シリアルツーパラレル（Ｓ／Ｐ）変換器１４１０と、ＣＰ除去ユニット１４２０と、復調されたシンボルベクトル１４３５を出力するＬポイントＦＦＴユニット１４３０と、ＣＰ−ＯＦＤＭ／フィルタリングＯＦＤＭにおけるように、ＲＢに基づく送信フィルタおよびオーバジエア（over-the-air）マルチパスチャネルを含む復調されたシンボルの等価なチャネルを推定するための簡易のチャネル推定（ＣＨＥＳＴ）ユニット１４４０と、ＣＰ−ＯＦＤＭ／フィルタリングＯＦＤＭにおけるように、等価なチャネルを等化し、かつ元のシンボルの推定値

１４９０を得るＦＤＥユニット１４５０とを備えることができる。ＦＤＥユニット１４５０は、ワンタップＦＤＥユニットとすることができる。したがって、ＣＰ−ＯＦＤＭ／フィルタリングＯＦＤＭ受信機は、元のシンボルの推定値

１４９０を出力する。

あるいは、ＲＢ毎整合フィルタリングに基づくＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ特有の受信機が、ＳＩＮＲを改善するために使用されてもよい。図１５は、ＲＢ毎整合フィルタリングに基づくＲＢに基づくフィルタリングＯＦＤＭ受信機（ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ Ｒｘ）１５００を表している。ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ Ｒｘ１５００は、受信されたマルチキャリア変調信号ｙ１５０５を、復調されたＲＢ毎シンボルベクトル１５９０へと復調する。

図１６は、ＲＢ毎フィルタリングＯＦＤＭ受信モジュール（Ｆ−ＯＦＤＭ Ｒｘ）１６００を表している。以下で述べられ、かつ図１７で示されるように、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ Ｒｘ１５００内に、複数のＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ受信モジュールが含まれてもよい。Ｆ−ＯＦＤＭ Ｒｘ１６００は、各受信されたマルチキャリア変調信号ｙ１５０５に対してｄｅ−ＭＣＭおよびＲＢフィルタリング演算を実行し、ＲＢ毎復調されたシンボルベクトル１５９０ｋを生成する。

図１７は、例示的なＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機（ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ Ｒｘ）１５００のブロック図である。図１７を参照すると、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機１５００は、受信されたマルチキャリア変調信号ｙ１５０５から、各ＲＢに対して、ＲＢ毎復調されたシンボルベクトル１５９０ａ、１５９０ｂ、・・・、１５９０ｋを出力する、ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ受信モジュール１６００ａ、１６００ｂ、・・・、１６００ｋを備える。ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機１５００は、ＲＢ毎整合フィルタリングに基づき、ＣＰ−ＯＦＤＭ／フィルタリングＯＦＤＭ受信機１４００とは異なり、それは、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機１５００に含まれるＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ受信モジュール１６００ａ、１６００ｂ、・・・、１６００ｋが、それぞれ、単に１つのＲＢにおけるサブキャリアを復調し、したがって、信号は、低レートにダウンコンバートされ、次いで復調されてもよいからであり、それは、以下でより詳細に説明されよう。

図１８は、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機１８０１およびＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機１８２５を使用する例示的なＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭシステムのブロック図である。ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ１８０１は、図９で示されたＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ９００とすることができる。ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機１８２５は、図１５で示されたＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機１５００とすることができる。図１８で示すように、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機の全体構造１８２０は、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機１８２５、ＦＤＥユニット１８５０、およびＣＨＥＳＴユニット１８４０を備える。ＦＤＥユニット１８５０は、ワンタップＦＤＥユニットとすることができる。ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機１８０１は、ＲＢごとに各データシンボルベクトル１８０５を変調して、送信信号ｘ１８１０を出力する。送信信号ｘ１８１０は、チャネルｈ１８１１を上で送信される。環境からのノイズが、信号に加えられることがある。ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機１８２５は、信号ｙ１８１２を受信する。ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機１８２５は、復調されたシンボルベクトル

１８３０を出力する。ＣＨＥＳＴユニット１８４０は、等価チャネルを推定する。等価チャネルは、例えば、図１９で示されたＴｘフィルタ１９２５、および図２２で示されたＲｘフィルタ２２１５などのＴｘおよびＲｘフィルタと、復調されたシンボル

１８３０からの伝搬チャネルｈとを含むことができ、またＦＤＥユニット１８５０は、元のシンボルベクトルの推定値１８９０を得るために等価チャネルを等化する。したがって、ＦＤＥユニット１８５０は、ゼロフォーシング（ＺＦ：zero-forcing）、または最小２乗平均誤差（ＭＭＳＥ：minimum mean square error）基準を使用して導出されてもよい。全体のＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機構造１８２０は、元のシンボルベクトルの推定値

１８９０を出力する。

ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信および受信モジュールの３つのタイプ（タイプＩ、タイプＩＩ、およびタイプＩＩＩ）に対する実施形態が、以下で開示される。

図１９は、例示的なタイプＩ ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ送信モジュール（Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ−Ｉ）１９００のブロック図である。Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ−Ｉ １９００は、図１２で示されたＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機９００におけるＲＢごとにフィルタリングＯＦＤＭ送信モジュール１０００として使用されてもよい。図１９を参照すると、ｋ番目のＲＢ１９０１ｋのシンボルベクトルが、Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ−Ｉ １９００に入力される。Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ−Ｉ １９００は、Ｌ₁ポイントＩＦＦＴユニット１９０５、パラレルツーシリアル変換器（Ｐ／Ｓ）１９１０、ＣＰ加算器ユニット１９１５、アップサンプリングユニット１９２０、ベースバンド送信フィルタｐ［ｎ］１９２５、およびＲＢ変調ユニット１９３０を備える。

ｋ番目のＲＢのシンボルベクトル、Ｓ_k［ｎ］１９０１ｋは、まず変調され、かつフィルタリングされて、ベースバンドフィルタリング信号ｑ_k１９４０を形成する。図１９を参照すると、ゼロパディングでのｋ番目のＲＢに対するｎ番目のデータのシンボルベクトルＳ_k［ｎ］１９０１ｋは、まずＬ₁が２のべき乗であり、Ｌ₁≦ＬであるＬ₁ポイントＩＦＦＴユニット１９０５を通って、以下のようにＬ₁×１ベクトルを形成する、すなわち、

であり、全体的なＬに対するＬポイント離散フーリエ変換（ＤＦＴ）行列が、

として与えられ、また全体的なＬに対するＬポイント逆ＤＦＴ（ＩＤＦＴ）行列が、

として与えられ、ここで、

である。

このベクトルＳ_k［ｎ］１９０１ｋは、サンプリング期間

を有する。パラレルツーシリアル（Ｐ／Ｓ）変換器１９１０におけるパラレルツーシリアルの変換の後、要素は、時間インデックスｎＬ₁、ｎＬ₁＋１、・・・、（ｎ＋１）Ｌ₁−１を有する。送信信号は、サンプリング期間

を有することができる。したがって、サンプリング期間

の信号は、アップサンプリングユニット１９２０において、２のべき乗とすることのできる整数

によりアップサンプリングされる必要がある。しかし、アップサンプリングの前に、ＣＰが、ＣＰ加算器ユニット１９１５において付加され、またＰ／Ｓ変換が、Ｐ／Ｓ変換器１９１０において実行される。アップサンプリングの後、信号はベースバンド送信フィルタｐ［ｎ］１９２５を通り、それは、ベースバンドフィルタリング信号ｑ_k１９４０を出力する。ベースバンドフィルタリング信号ｑ_k１９４０は、ＲＢ変調ユニット１９３０において、ｋ番目のＲＢの周波数帯域へと変調されて、それぞれのＲＢに対して、ＲＢ毎マルチキャリア変調信号ｘ_k１９９０ｋを形成する。これらの信号の総和は、図１０および図１２で示されるマルチキャリア変調送信信号ｘを形成する。ベースバンド送信フィルタｐ［ｎ］１９２５は、低域フィルタであるように選択されてもよく、通過帯域は、単一のＲＢにおけるＭ₁サブキャリアの帯域幅であり（すなわち、

）、それぞれの側の遷移帯域は、Ｌ₁−Ｍ₁サブキャリアの帯域幅未満の帯域幅（すなわち、

）を有し、またストップバンドは、少なくとも５５ｄＢｍの減衰を有することができる。図２０は、−８ＭＨｚから８ＭＨｚの周波数範囲にわたり、値が−１２０ｄＢから０ｄＢのタイプＩ ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘにおけるアップサンプリングされた信号、ＲＢ毎送信フィルタ、およびＲＢごとにフィルタリングされた信号のＰＳＤを示している。ＣＰ−ＯＦＤＭ信号に対するアップサンプリング演算は、図２０で示すように、ＣＰ−ＯＦＤＭ信号のスペクトル像を生成することができる。ベースバンド送信フィルタｐ［ｎ］１９２５は、そのストップバンドにおけるすべての生成された像を抑制（suppress）し、したがって、ＲＢ間干渉は無視できる。全体のＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ信号の通過帯域は、図２１におけるような周波数応答を有するＲＢ毎送信ベースバンドフィルタ１９２５を通ることができる。図２１は、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭにおける送信フィルタの通過帯域のＰＳＤの図である。このフィルタリングは、受信機において等化されてもよい。

図２２は、例示的なタイプＩ ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ受信モジュール（Ｆ−ＯＦＤＭ Ｒｘ−Ｉ）２２００のブロック図である。Ｆ−ＯＦＤＭ Ｒｘ−Ｉ ２２００は、図１７で示されたＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機１５００におけるＲＢごとにフィルタリングＯＦＤＭ受信モジュール１６００として使用されてもよい。図２２で示されるＦ−ＯＦＤＭ Ｒｘ−Ｉ ２２００は、図１９で示されたＦ−ＯＦＤＭ Ｔｘ−Ｉ １９００の逆演算を有する。Ｆ−ＯＦＤＭ Ｒｘ−Ｉ ２２００は、ＲＢ復調ユニット２２１０、ベースバンド受信フィルタｐ［ｎ］２２１５、ダウンサンプリングユニット２２２０、シリアルツーパラレル変換器（Ｓ／Ｐ）２２２５、ＣＰ除去ユニット２２３０、およびＬ₁ポイントＦＦＴユニット２２３５を備える。図２２を参照すると、ｋ番目のＲＢに対して、受信された信号ｙ２２０５は、ＲＢ復調ユニット２２１０において、ｋ番目のＲＢの周波数帯域からベースバンドへと復調されて、ＲＢ復調信号

２２５０を形成する。ＲＢ復調信号

２２５０は、次いで、ベースバンド受信フィルタｐ［ｎ］２２１５においてフィルタリングされ、それは、必ずしも必要ではないが、ベースバンド送信フィルタｐ［ｎ］１９２５と同一にすることもできる。フィルタリングされた信号は、ダウンサンプリング係数Ｑを有するダウンサンプリングユニット２２２０、Ｓ／Ｐ変換器２２２５、ＣＰ除去ユニット２２３０、およびＬ₁ポイントＩＦＦＴユニット２２３５を通る。Ｌ₁ポイントＦＦＴユニット２２３５からの第１のＭ₁出力は、復調されたシンボルベクトル

２２９０を形成する。復調されたシンボルベクトルは、このようにして図１７と同様に、ＲＢごとに取得される。図１８と同様に、ＣＨＥＳＴは、ＣＨＥＳＴユニットにおいて、復調されたシンボルベクトルから取得されてもよく、また復調されたシンボルベクトルは、ワンタップＦＤＥユニットなどのＦＤＥユニットを通り、復調されたシンボルベクトルの推定値

２２９０を取得することができる。

図２３は、例示的なタイプＩＩ ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ送信モジュール（Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ−ＩＩ）２３００のブロック図である。Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ−ＩＩ ２３００は、図１２で示されたＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機９００におけるＲＢごとにフィルタリングＯＦＤＭ送信モジュール１０００として使用されてもよい。Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ−ＩＩ ２３００は、Ｌ₁ポイントＩＦＦＴユニット２３０５、ＲＢ変調ユニット２３３０、パラレルツーシリアル変換器（Ｐ／Ｓ）２３１０、ＣＰ加算器ユニット２３１５、アップサンプリングユニット２３２０、およびＲＢ変調送信フィルタ２３５０を備える。

Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ−ＩＩ ２３００では、ｋ番目のＲＢのシンボルベクトル、Ｓ_k［ｎ］２３０１ｋは、サブキャリアの周波数へと変調され、次いで、フィルタリングされて、ＲＢ毎マルチキャリア変調信号ｘ_k２３９０ｋを形成することができる。ゼロパディングでのｋ番目のＲＢに対するｎ番目のデータシンボルベクトルＳ_k［ｎ］２３０１ｋは、まずＬ₁が２のべき乗であり、Ｌ₁≦ＬであるＬ₁ポイントＩＦＦＴユニット２３０５を通って、以下のようにＬ₁×１ベクトルを形成する、すなわち、

であり、全体的なＬに対するＬポイント離散フーリエ変換（ＤＦＴ）行列が、

として与えられ、また全体的なＬに対するＬポイント逆ＤＦＴ（ＩＤＦＴ）行列が、

として与えられ、ここで、

である。

このベクトルＳ_k［ｎ］は、サンプリング期間

を有する。Ｐ／Ｓの変換の後の要素は、時間インデックスｎＬ₁、ｎＬ₁＋１、・・・、（ｎ＋１）Ｌ₁−１を有する。送信信号は、サンプリング期間

を有することができる。したがって、サンプリング期間

の信号は、２のべき乗とすることのできる整数

によりアップサンプリングされてもよいが、アップサンプリングの前に、ＲＢ変調、ＣＰの付加、およびＰ／Ｓ変換が実行される。Ｌ₁×１ベクトルＳ_k［ｎ］は、ＲＢ変調ユニット２３３０を通り、

のようにＲＢ変調信号ベクトルを形成し、ここで、ｎ番目のシンボルに対するＲＢ変調対角行列は、

である。また整数Ｑは、アップサンプリングに起因している。式（１４）を式（１６）に代入すると、数学的操作の後、ＲＢ変調対角行列は、以下のようにｋ番目のＲＢに対して一定の行列になる、すなわち、

であり、
ｄ_k＝ｍ_kｍｏｄＬ₁ 式（１８）
である。

次いで、式（１３）は、
ａ_k［ｎ］＝Ｊ_kＳ_k［ｎ］ 式（１９）
となる。

したがって、ＲＢ変調行列Ｊ_kは、Ｓ_k［ｎ］に対して、ｄ_kサブキャリアのサブキャリアシフトを実行する。式（１０）を式（１９）に代入すると、以下が得られる、すなわち、

であり、

である。

式（２１）で２つの行列を乗算した後、Ｌ_kは、

となり、

は、循環シフトｄ_kサブキャリアを表す順列である。式（２２）を式（２０）に代入すると、以下が得られる、

あるいは、Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ−ＩＩ ２３００は、図２４で示すように、循環シフト（順列を介した）を使用するように変更されてもよい。図２４は、循環シフト（順列を介した）を使用する例示的なタイプＩＩ ＲＢ毎ＯＦＤＭ送信モジュール２４００のブロック図である。ｋ番目のＲＢのシンボルベクトルであるＳ_k［ｎ］２４０１ｋは、循環シフト（順列を介した）を使用するタイプＩＩ ＲＢ毎ＯＦＤＭ送信モジュール２４００に入力され、それは、図２３で示されたＲＢ変調ユニット２３３０に代わる順列ユニット２４３０を備える。循環シフト（順列を介した）を使用するタイプＩＩ ＲＢ毎ＯＦＤＭ送信モジュール２４００はまた、Ｌ₁ポイントＩＦＦＴユニット２４０５、パラレルツーシリアル変換器（Ｐ／Ｓ）２４１０、ＣＰ加算器ユニット２４１５、アップサンプリングユニット２４２０、およびＲＢ変調送信フィルタ２４５０を備える。循環シフト（順列を介した）を使用するタイプＩＩ ＲＢ毎ＯＦＤＭ送信モジュール２４００は、ＲＢ毎マルチキャリア変調信号ｘ_k２４９０ｋを出力する。順列ユニット２４３０は、複素乗算を介したＲＢ変調ユニット２３３０と比較したとき、複雑さを低減させる。

再度図２３を参照すると、信号がＲＢ変調ユニット２３３０において変調された後、ＣＰ加算器ユニット２３１５において、ＣＰが、ＲＢ変調信号ベクトルａ_k［ｎ］に付加されて、

となるように、（Ｌ₁＋Ｌ_cp1）×１ベクトルを形成する。

ＣＰが付加された後、Ｐ／Ｓ変換器２３１０において、ｂ_k［ｎ］にＰ／Ｓ変換が適用されて、１×（Ｌ₁＋Ｌ_cp1）ベクトル（ｂ_k［ｎ］）^Tを形成する。０番目、１番目、２番目、・・・、シンボルに対するベクトル（ｂ_k［ｎ］）^Tは、シーケンス

を形成し、
ｂ_k＝［（ｂ_k［０］）^T（ｂ_k［１］）^T・・・（ｂ_k［ｎ］）^T・・・］^T
式（２６）
である。

シーケンス

は、Ｑによるアップサンプリングユニット２３２０を通って、アップサンプリングされたシーケンス

を形成し、
ｃ_k＝［（ｃ_k［０］）^T（ｃ_k［１］）^T・・・（ｃ_k［ｎ］）^T・・・］^T
式（２７）
であり、ｋ番目のＲＢにおけるｎ番目のシンボルに対する１×（（Ｌ₁＋Ｌ_cp1）Ｑ）（ベクトル）シーケンスは、

である。

アップサンプリングされたシーケンス

は、サンプリングレート

のシーケンスである。したがって、ＣＰ期間は、サンプリングレート

のＬ_cp1Ｑサンプルである。アップサンプリングされたシーケンスｃ_kは、次いで、以下のようにＲＢ変調送信フィルタ２３５０を通る。

ｐ［ｎ］は、ベースバンドＲＢ毎送信フィルタであり、またｎは、サンプルインデックスである。便宜上、ＲＢ変調送信フィルタ２３５０は、ｐ_kとして列ベクトル形式で表されてもよい。ＲＢ変調送信フィルタ２３５０におけるＲＢ変調は、信号を、ＲＢのフィルタリングされていない信号と同一の周波数帯域へと変調する。得られた信号

は、ｋ番目のＲＢに対するＲＢ毎変調信号ｘ_k２３９０ｋであり、＊は、１つのシーケンスを形成するための２つのシーケンスの畳み込み演算である。ＲＢ変調送信フィルタｐ［ｎ］２３５０は、低域フィルタであるように選択されてもよく、その通過帯域は、単一のＲＢにおけるＭ₁サブキャリアの帯域幅、すなわち、

であり、遷移帯域のそれぞれの側は、Ｌ₁−Ｍ₁サブキャリアの帯域幅よりも少ない帯域幅、すなわち、

を有し、またストップバンドは、少なくとも５５ｄＢｍの減衰を有することができる。ＲＢ毎マルチキャリア変調信号ｘ_k２３９０ｋの総和は、図９および図１２で示されるように送信信号ｘ９９０を形成する。

図２５は、例示的なタイプＩＩ ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ受信モジュール（Ｆ−ＯＦＤＭ Ｒｘ−ＩＩ）２５００のブロック図である。Ｆ−ＯＦＤＭ Ｒｘ−ＩＩ ２５００は、図１７で示されるように、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機１５００におけるＲＢ毎フィルタリングＯＦＤＭ受信モジュール１６００として使用されてもよい。図２５で示されるＦ−ＯＦＤＭ Ｒｘ−ＩＩ ２５００は、図２３で示されるＦ−ＯＦＤＭ Ｔｘ−ＩＩ ２３００の逆演算を有する。図２５を参照すると、Ｆ−ＯＦＤＭ Ｒｘ−ＩＩ ２５００は、ＲＢ変調Ｒｘフィルタ２５０５、ダウンサンプリングユニット２５１０、シリアルツーパラレル変換器（Ｓ／Ｐ）２５１５、ＣＰ除去ユニット２５２０、ＲＢ復調ユニット２５２５、およびＬ₁ポイントＦＦＴユニット２５３０を備える。

Ｆ−ＯＦＤＭ Ｒｘ−ＩＩ ２５００では、ｋ番目のＲＢに対して、受信信号ｙ２５０１がまずフィルタリングされ、次いで、サブキャリアの周波数に従って復調されて、ｋ番目のＲＢの復調されたシンボルベクトル、

２５９０ｋを得ることができる。復調されたシンボルベクトルは、このようにして、図１７のように、ＲＢごとに得られる。

図２５を参照すると、受信信号ｙ２５０１は、ＲＢ変調Ｒｘフィルタｐ_k［ｎ］２５０５を通り、それは、式（３０）で定義されたＲＢ変調Ｔｘフィルタ２３５０と同一であってもよい。次いで、フィルタリングされた信号は、係数Ｑのダウンサンプリングユニット２５１０、Ｓ／Ｐ変換器２５１５、ＣＰ除去ユニット２５２０、ＲＢ復調ユニット２５２５、Ｌ₁ポイントＦＦＴユニット２５３０を通ることができる。Ｌ₁ポイントＦＦＴユニット２５３０からの最初のＭ₁出力は、復調されたシンボルベクトル

２５９０ｋを形成する。あるいは、Ｆ−ＯＦＤＭ Ｒｘ−ＩＩは、複雑さを低減させるために、循環シフト（順列を介した）を使用するように変更されてもよい。図２６は循環シフト（順列を介した）を使用する例示的なタイプＩＩ ＲＢ毎ＯＦＤＭ Ｒｘモジュール２６００のブロック図である。タイプＩＩ ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘモジュール２４００と同様に、タイプＩＩ ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ ＲｘモジュールにおけるＲＢ復調がまた、複素乗算による図２５で示されたＲＢ復調ユニット２５２５に代えて、Ｌ₁−ｄ_kサブキャリアの循環シフトを表す順列

を使用する順列ユニット２６３５により達成されてもよい。循環シフトｘサブキャリアに対する順列行列Ｐ_πxは、式（２３）で定義される。図２６を参照すると、受信信号ｙ２６０１は、ＲＢ変調Ｒｘフィルタｐ_k［ｎ］２６０５を通り、それは、式（３０）で定義されるように、ＲＢ変調Ｔｘフィルタ２３５０と同一である。次いで、フィルタリングされた信号は、係数Ｑのダウンサンプリングユニット２６１０、Ｓ／Ｐ変換器２６１５、ＣＰ除去ユニット２６２０、Ｌ₁ポイントＦＦＴユニット２６３０、および順列ユニット２６３５を通ることができる。順列ユニット２６３５の出力は、復調されたシンボルベクトル

２６９０ｋを形成する。

図１８と同様に、ＣＨＥＳＴは、復調されたシンボルベクトルから取得されてもよい。復調されたシンボルベクトルはまた、ワンタップＦＤＥユニットとすることができるＦＤＥユニットを通って、復調されたシンボルベクトルの推定値

２６９０ｋを取得することができる。

タイプＩおよびタイプＩＩ ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信および受信モジュールは、位相変調次第では（up to）等価なものである。タイプＩ ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信モジュール１９００では、ＣＰがＲＢ変調の前に付加されるが、タイプＩＩ ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信モジュール２３００では、ＲＢ変調の後に付加されるために、この位相変調における差が生じる。ｋ番目のＲＢにおけるｎ番目のデータシンボルに対する位相変調は、

である。

位相変調が、タイプＩ ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信モジュール１９００の前にデータシンボルに適用される場合、送信信号は、位相変調のないデータシンボルを使用するタイプＩＩ ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信モジュール２３００により生成されるものと同一のである。次いで、送信信号は、図１４におけるＣＰ−ＯＦＤＭ／フィルタリングＯＦＤＭ受信機１４００を使用して復調されてもよい。位相変調が、タイプＩ ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信モジュール１９００において適用されない場合、位相変調の複素共役である位相変調が、ＣＰ−ＯＦＤＭ／フィルタリングＯＦＤＭ受信機１４００において出力シンボルに適用されてもよい。

先に図４１を参照すると、図４１は、例示的なタイプＩＩＩ ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ送信モジュール（Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ−ＩＩＩ）４１００のブロック図である。Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ−ＩＩＩ ４１００は、Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ−Ｉと同様であるが、Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ−ＩＩＩでは、図１９で示されるアップサンプリングユニット１９２０、およびベースバンド送信フィルタ１９２５が、低サンプリングレートフィルタ（ｐ）４１２０、および補間器ユニットと組み合わされたカスケード積分コム（ＣＩＣ）４１２５で置き換えられている。Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ−ＩＩＩ ４１００は、図１２で示されたＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機９００におけるＲＢ毎フィルタリングＯＦＤＭ送信モジュール１０００として使用されてもよい。Ｆ−ＯＦＤＭ Ｔｘ−ＩＩＩ ４１００は、Ｌ₁ポイントＩＦＦＴユニット４１０５、パラレルツーシリアル変換器（Ｐ／Ｓ）４１１０、ＣＰ加算器ユニット４１１５、低サンプリングレートフィルタｐ［ｎ］４１２０、補間器ユニットと組み合わされたカスケード積分コム（ＣＩＣ）４１２５、およびＲＢ変調ユニット４１３０を備える。フィルタの一部としてＣＩＣを使用することは、実装の複雑さを大幅に低減させることができる。図４１を参照すると、ｋ番目のＲＢに対するｎ番目のデータシンボルベクトルＳ_k［ｎ］４１０１ｋは、まずＬ₁ポイントＩＦＦＴユニット４１０５を通る。ＣＰがＣＰ加算器ユニット４１１５において付加され、またＰ／Ｓ変換が、Ｐ／Ｓ変換器４１１０において実行される。信号は、低サンプリングレートフィルタｐ４１２０と、フィルタリングされた信号ｑ_k４１２７を出力する、補間器ユニット４１２５と組み合わされたカスケード積分コム（ＣＩＣ）とを通る。フィルタリングされた信号ｑ_k４１２７は、ＲＢ変調ユニット４１３０においてｋ番目のＲＢの周波数帯域へと変調されて、各ＲＢに対するＲＢ毎マルチキャリア変調信号ｘ_k４１９０ｋを形成する。

図４２は、例示的なタイプＩＩＩ ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ受信モジュール（Ｆ−ＯＦＤＭ Ｒｘ−ＩＩＩ）４２００のブロック図である。タイプＩＩＩ ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機モデルは、図２２で示されたタイプＩ ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機モデル２２００と同様である。それは、ベースバンド受信フィルタ２２１５およびダウンサンプリングユニット２２２０を、デシメータと組み合わされたカスケード積分コム（ＣＩＣ）４２１５および低サンプリングレートフィルタｐ４２２０で置き換えている。フィルタの一部としてＣＩＣを使用することは、実装の複雑さを大幅に低減させることができる。Ｆ−ＯＦＤＭ Ｒｘ−ＩＩＩ ４２００は、図１７で示されたＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機１５００におけるＲＢ毎フィルタリングＯＦＤＭ受信モジュール１６００として使用されてもよい。Ｆ−ＯＦＤＭ Ｒｘ−ＩＩＩ ４２００は、図４１で示されたＦ−ＯＦＤＭ Ｔｘ−ＩＩＩ ４１００の逆演算を有する。Ｆ−ＯＦＤＭ Ｒｘ−ＩＩＩ ４２００は、ＲＢ復調ユニット４２１０、デシメータと組み合わされたカスケード積分コム（ＣＩＣ）４２１５、低サンプリングレートフィルタｐ４２２０、シリアルツーパラレル変換器（Ｓ／Ｐ）４２２５、ＣＰ除去ユニット４２３０、およびＬ₁ポイントＦＦＴユニット４２３５を備える。

図４２を参照すると、ｋ番目のＲＢに対して、受信信号ｙ４２０５は、ＲＢ復調ユニット４２１０において、ｋ番目のＲＢの周波数帯域からベースバンドへと復調されて、ＲＢ復調信号

４２５０を形成する。ＲＢ復調信号

４２５０は、次いで、デシメータと組み合わされるカスケード積分コム（ＣＩＣ）４２１５、および低サンプリングレートフィルタｐ４２２０においてフィルタリングされる。フィルタリングされた信号は、Ｓ／Ｐ変換器４２２５、ＣＰ除去ユニットユニット４２３０、およびＬ₁ポイントＩＦＦＴユニット４２３５を通る。Ｌ₁ポイントＦＦＴユニット４２３５からの出力は、復調されたシンボルベクトル

４２９０を形成する。復調されたシンボルベクトルは、このようにして、図１７と同様にＲＢごとに取得される。図１８と同様に、ＣＨＥＳＴが、ＣＨＥＳＴユニットにおいて、復調されたシンボルベクトルから取得されてもよく、復調されたシンボルベクトルは、ワンタップＦＤＥユニットなどのＦＤＥユニットを通り、復調されたシンボルベクトルの推定値

４２９０を得ることができる。

不連続なスペクトル割当てでの実用的なシステムでは、不連続なスペクトルを非均一のサイズのＲＢへと分割することが計算的により効率がよいことがある。ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭは、このような非均一のサイズのＲＢに対して利用されてもよい。ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ送信／受信モジュールの例示的な一実装形態は、異なるＬ₁値に対していくつかのＲＢ毎ＩＦＦＴ／ＦＦＴ成分を使用し、また異なるサイズのＲＢに対して、異なる事前定義された送信／受信フィルタを使用することである。別の例示的な実装形態は、普遍的な（universal）ＲＢ毎ＩＦＦＴ／ＦＦＴ成分（例えば、Ｌ₁は固定される）を使用することであり、また異なるサイズのＲＢに対して異なる事前定義された送信／受信フィルタを有することである。

ピークツー平均電力比（ＰＡＰＲ）低減技術が、以下で開示される。

ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ送信モジュールは、より少ない数のサブキャリアを扱い、また各ＲＢの信号は、独立して生成されるので、或るＰＡＰＲ低減技術は、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機と共に使用されて、ＰＡＰＲを低減し、エネルギー効率を向上させることができる。

一例では、ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ信号の各々におけるＰＡＰＲを低減するために、コード化が使用されてもよい。コード化は、ＭＣＭシステムにおける多数のサブキャリアに起因して、またいくつかのＭＣＭシステムにおけるシンボルの重複に起因して、非常に高い計算上の複雑さを有することがある。ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭでは、コード化は１つのＲＢに対して設計され、かつすべてのＲＢに使用されてもよい。これは、オフライン設計の複雑さを大幅に低減させることができる。

他の例では、ＰＡＰＲを低減するために、選択マッピング（ＳＬＭ）および部分送信シーケンス（ＰＴＳ）などの位相回転ベースの技術が、ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ信号に適用されてもよい。図２７に戻って参照すると、図２７は、ＰＡＰＲ低減を備えたＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機２７００のブロック図である。データシンボルベクトル２７０５ａ、２７０５ｂ、・・・、２７０５ｋが、ＰＡＰＲ低減を備えたＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機２７００に入力され、それは、選択マッピングユニット２７１０で、ＲＢに基づくＳＬＭまたはＰＴＳ位相ベクトル

を使用する。簡略化するために、図２７は、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信モジュール１０００が使用されると想定しているが、当業者であれば、任意の送信モジュールが使用されてもよいことを理解されよう。各送信モジュール１０００ａ、１０００ｂ、・・・、１０００ｋが、ＲＢ毎マルチキャリア変調信号２７０７ａ、２７０７ｂ、・・・、２７０７ｋを出力し、それは、ＳＬＭまたはＰＴＳが適用されてもよい選択マッピングユニット２７１０へと入力される。ＰＡＰＲ低減を備えるＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機２７００は、送信信号２７９０を出力する。

図２８は、ＰＡＰＲ低減を備えるＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機２８００のブロック図である。ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機における選択的デマッピングユニット２８１０の係数は、ＰＡＰＲ低減を可能にする、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機における選択マッピングユニット２７１０の係数の複素共役である。ＰＡＰＲ低減を備えるＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機２８００は、選択的デマッピングユニット２８１０で、ＲＢに基づくＳＬＭまたはＰＴＳ複素共役位相ベクトル

を使用する。簡略化のために、図２８は、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信モジュール１６００が使用されることを想定しているが、当業者であれば、任意の受信モジュールが使用されてもよいことを理解されよう。ＣＰ−ＯＦＤＭ／フィルタリングＯＦＤＭ受信機１４００が使用される場合、その構成は、ＣＰ−ＯＦＤＭにおけるＳＬＭ／ＰＴＳと同一のものである。実装においては、受信機における位相ベクトルは、ワンタップＦＤＥユニットとすることのできるＦＤＥユニットと組み合わされてもよい。図２８を参照すると、受信された信号ｙ２８０５は、ＰＡＰＲ低減を備えるＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機２８００で受信される。ＲＢに基づくＳＬＭまたはＰＴＳ複素共役位相ベクトルは、選択的デマッピングユニット２８１０で適用され、それは、ＲＢ毎信号をＦ−ＯＦＤＭ Ｒｘモジュール１６００ａ、１６００ｂ、・・・、１６００ｋに出力し、それは、次いで、ＲＢ毎復調されたシンボルベクトル２８９０ａ、２８９０ｂ、・・・、２８９０ｋを出力する。ＲＢに基づくＳＬＭ／ＰＴＳが適用されるとき、出力信号は、

になる。

ＲＢに基づく位相回転技術が、各ＲＢで、サブキャリアベースの位相回転技術と組み合わされてもよい。固定された、またはランダムな位相回転もまた、使用されてもよい。

ＰＡＰＲ低減のための上記の実施形態は、パラメータの副次情報に起因してスペクトル効率損失を生ずるおそれのある信号歪みを有しない。これらの技術に加えて、信号歪みを有するＰＡＰＲ低減技術はまた、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機と共に使用されてもよい。例えば、ＲＢ毎送信フィルタの前に、クリッピングがＲＢ毎信号に適用されてもよい。ＰＡＰＲは、この段階ではまだ評価されていないが、クリッピング閾値が判定されてもよい。他の例では、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ信号が形成された後、クリッピング、およびフィルタイング、またはコンパンディングが、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ信号に適用されてもよい。このようなクリッピングおよびフィルタリングは、送信機の計算の複雑さを増加させ、帯域内信号歪みを生ずるおそれがある。他方で、コンパンディングは、信号歪みによりＯＯＢＥを増加させ、かつＢＥＲ性能を劣化させるおそれもある。ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭは、電力増幅器（ＰＡ）の非線形性に大きく影響を受けない可能性がある。したがって、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ信号に対して、コンパンディングが考慮されてもよい。

ＳＬＭ／ＰＴＳでは、一般に位相ベクトルは、位相の所与のセットから生成されるが、位相ベクトルはランダムに生成されてもよい。ランダムに生成された位相ベクトルは、任意の位相値、または候補セットからの量子化された位相値を有する

の要素を有することができる。

ＳＬＭでは、いくつかの位相ベクトル

は、ランダムに生成されてもよい。各位相ベクトルおよび一定の期間（例えば、１つのサブフレーム）に対する出力信号ｘは、式（３３）にあるように取得されてもよい。各位相ベクトルに対するサブフレームにおける最大ＰＡＰＲ値が計算されてもよい。期間（例えば、１つのサブフレーム）内で最も低い、最大のＰＡＰＲを生ずる位相ベクトルが選択され得、それに対応する出力信号が送信信号であり得る。副次情報として、選択された位相ベクトルは受信機に知られるようにする必要がある。一般性を失うことなく、

とする。計算の複雑さは送信器に加えられる。量子化された位相値が使用される（例えば、位相回転が候補セット｛１、ｊ、−１、−ｊ｝から得られるなどの）場合、送信器におけるさらなる計算の複雑さは低減されてもよい。受信機で、選択された位相ベクトルの複素共役が、ワンタップＦＤＥユニットとすることのできるＦＤＥユニットと組み合わされ得、さらなる計算上の複雑さを受け得ない。副次情報により、スペクトル効率損失があり得る。データレートにおける損失は、選択された位相ベクトルにおける未知の位相回転の数に依存する。ＳＬＭが使用される場合、Ｋ−１の未知の位相回転が存在し得る。

ＰＴＳでは、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭの場合にはＲＢ毎変調信号である、各エントリに対して異なる位相回転を使用するのではなく、ＲＢ毎変調信号は、グループへと分割され得、単一の位相回転が、１つのグループにおけるすべてのＲＢ毎変調信号に対して使用されてもよい。異なるグループに対する位相回転は、異なってもよい。Ｋ個のＲＢ毎変調信号は、多くてもｇ個のＲＢをそれぞれが有するグループへと分割されてもよい。それは、

グループになる。

個の未知の位相回転が存在するが、それは、ｇ＞１のとき、ＳＬＭの場合よりも少ない。より小さいグループサイズは、より大きいスペクトル効率損失を生ずる可能性があるが、より大きなグループサイズは、ＰＡＰＲ低減設計においてより小さな自由度を提供する可能性がある。一般性を失うことなく、ＳＬＭは、グループサイズｇ＝１であるＰＴＳの特別な場合として見なされてもよい。

一例では、１つの選択された位相ベクトルが、各サブフレームに対して使用されてもよい。これは、送信器において、さらなる固有の待ち時間を生じさせることがある。１つの選択された位相ベクトルが、１つのＰＡＰＲ値を生ずる期間に対して使用される場合、送信器でさらなる固有の待ち時間が存在しないことがあるが、それは、送信器におけるＰ／Ｓ変換によってそれが調整されてもよいからである。これは、ＰＡＰＲ低減設計で大きな自由度を可能にする。しかし、スペクトル効率損失は、増加する可能性がある。

各サブフレームに対する副次情報は、

のＲＢグループに対する

の位相回転値

である。このような位相回転は、マルチパスチャネルの一部として見られ、またＲＢに基づく、パイロットに基づくＣＨＥＳＴに含まれ、かつ等化で回復されてもよい。この場合、位相回転は、ＲＢグループごとに異なっているので、信頼性のあるＣＨＥＳＴを有効にするために、各ＲＢに十分なパイロットシンボルが存在するはずであり、各ＲＢに対するＣＨＥＳＴは、個々に実行されてもよい。他方で、各ＲＢにおけるパイロット密度が十分に高くない場合、いくつかのサブキャリアのＣＨＥＳＴは、同一のＲＢにおけるサブキャリアならびに隣接するＲＢにおけるそれらの間での補間に依存することがある。このような場合、パイロットに基づく位相推定器が、各ＲＢに対して必要とされてもよい。いずれの場合においても、さらなるパイロットに起因するスペクトル効率損失があり得る。すべての場合において、実用システムでは、各サブキャリア上で基準信号（ＲＳ）があり得るので、各サブキャリアに対して専用の位相回転を使用するＳＬＭが、有効でないことがある。

上記で述べたように、タイプＩおよびタイプＩＩ ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭでは、計算の複雑さは、利用可能なＲＢの数によって増減するので高くなることがある。代替的に、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機は、フィルタリングされたマルチトーン（ＦＭＴ）変調の合成フィルタバンク（ＳＦＢ）を通るＲＢ毎ＣＰ−ＯＦＤＭ信号として表されてもよい。あるいは、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機は、受信された信号が、ＦＭＴ復調の解析フィルタバンク（ＡＦＢ）を通され、その後にＲＢ毎ＣＰ−ＯＦＤＭ受信モジュールが続くように表されてもよい。

一実施形態では、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機および受信機は、例えば、利用可能なＲＢの数が多いとき、複雑さをさらに低減するための多相フィルタバンクを使用して実装されてもよい。一般性を失うことなく、ｍ_k＝ｋＭ₁とし、ＲＢ毎サブキャリアの数Ｍ₁が２のべき乗であるとすると、Ｑ₁＝Ｌ／Ｍ₁は２のべき乗であり、またＲＢ変調および復調の乗数は、

となる。

ＳＦＢおよびＡＦＢの効率的な多相実装が以下で述べられる。図２９は、合成フィルタバンク（ＳＦＢ）２９００の多相実装を使用するＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機の例を示す。ＳＦＢ２９００の多相実装を使用するＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機は、ＯＦＤＭ送信モジュール２９１０ａ、２９１０ｂ、・・・、２９１０ｋおよびＳＦＢ２９２０を備えることができる。あるいは、ＣＰ−ＯＦＤＭ送信モジュールが使用されてもよい。図２９を参照すると、データシンボルベクトルＳ［ｎ］２９０１ａ、２９０１ｂ、・・・、２９０１ｋが、それぞれのＯＦＤＭ送信モジュール２９１０ａ、２９１０ｂ、・・・、２９１０ｋに入力される。例示的なＯＦＤＭ送信モジュール２９１０のブロック図が図３０で示される。図３０を参照すると、ＯＦＤＭ送信モジュール２９１０は、Ｌ₁ポイントＩＦＦＴユニット３００５、ＣＰ加算器ユニット３０１０、およびＰ／Ｓ変換器３０１５を備えることができる。再度図２９を参照すると、ＯＦＤＭ送信モジュール２９１０ａ、２９１０ｂ、・・・、２９１０ｋは、ＳＦＢ２９２０へと入力される信号ｂ₀［ｎ］、ｂ₁［ｎ］、・・・、ｂ_K-1［ｎ］２９１５ａ、２９１５ｂ、・・・、２９１５ｋを出力する。ＳＦＢ２９２０は、Ｑ₁ポイントＩＦＦＴユニット２９３０、多相フィルタ２９３５ａ、２９３５ｂ、・・・、２９３５ｋ、およびマルチプレクサ（ＭＵＸ）２９４０を備えることができる。ＳＦＢ２９２０は、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信信号ｘ［ｎ］２９５０を出力する。ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信信号ｘ［ｎ］２９５０は、

として示され、それは、ＦＭＴ送信信号の式であり、Ｑ₁≧Ｑ、Ｑ₁≧Ｋ、かつｌｃｍ（Ｑ、Ｑ₁）＝Ｑ₁である。加重の順序を変更した後、以下が得られる、すなわち、

である。

ｎは、

として表現されてもよい。

式（３６）を（３５）に代入すると、以下が得られる、すなわち、

であり、信号

は、Ｑ₁ポイントＩＦＦＴを通じて得ることができる。ｎは以下のように表現されてもよい、すなわち、

である。

フィルタｐ［ｎ］のｖ番目の多相成分（Ｑに対する）は、

として定義されてもよく、ｐ［ｎ］のこのような多相フィルタのＱが取得されてもよい。したがって、式（３９）を（３７）に代入すると、以下の

が得られ、それは、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）出力シーケンス

およびｐ［ｎ］のｖ番目の多相フィルタの畳み込みであり、またｖ₁およびｖの値は、それぞれ、ｎに依存し、式（３６）および（３９）からのものである。ｌｃｍ（Ｑ、Ｑ₁）＝Ｑ₁であるので、以下が得られる。

ｖ＝ｖ₁ｍｏｄＱ、ｖ＝０、１、・・・、Ｑ−１ 式（４２）

したがって、各ＩＦＦＴ出力シーケンス

は、一意の多相フィルタｐ_v［ｎ］に対応する。対（ｖ₁、ｖ）の値は、Ｑ₁の期間で周期的に変化する。したがって、マルチプレクサ（ＭＵＸ）２９４０が使用されて、サンプルインデックスに基づき、多相フィルタリングシーケンスからサンプルを選択することができる。

図３１は、ＡＦＢの多相実装を使用する例示的なＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機３１００を示している。ＡＦＢの多相実装を使用するＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機３１００は、解析フィルタバンク（ＡＦＢ）ユニット３１１０を備えることができ、それは、ベクトルａ₀［ｎ］、・・・、ａ_k［ｎ］、・・・、およびａ_K-1［ｎ］３１１２ａ、３１１２ｂ、・・・、３１１２ｋ、をそれぞれ出力し、それは、ＯＦＤＭ Ｒｘモジュール３１２０ａ、３１２０ｂ、・・・、３１２０ｋに入力され、さらにそれは、ＲＢ毎復調シンボルベクトル３１９０ａ、３１９０ｂ、３１９０ｋをそれぞれ出力する。あるいは、ＯＦＤＭ Ｒｘモジュールは、ＣＰ−ＯＦＤＭ受信モジュールとすることができる。ＡＦＢユニット３１１０は、Ｓ／Ｐ変換器３１３０、周期的な時変フィルタ３１３５ａ、３１３５ｂ、・・・、３１３５ｋ、およびＱ₁ポイントＦＦＴユニット３１４０を備えることができる。図３２は、ＯＦＤＭ Ｒｘモジュール３１２０のブロック図である。ＯＦＤＭ Ｒｘモジュール３１２０は、Ｓ／Ｐ変換器３２０５、ＣＰ除去ユニットユニット３２１０、およびＬ₁ポイントＦＦＴユニット３２１５を備えることができる。ＯＦＤＭ受信モジュールは、ＲＢ毎復調シンボルベクトル３１９０ｋを出力する。図３３は、ＡＦＢにおける時変フィルタ３１３５のブロック図である。時変フィルタ３１３５は、マルチプレクサ（ＭＵＸ）ユニット３３０５を備えることができる。ＡＦＢの多相実装は、ＳＦＢと同様に導出されてもよい。ｍ番目のインスタンスにおけるＡＦＢからのＱ₁×１出力ベクトルを、

と定義し、ここで、ａ_k［ｍ］は、ＡＦＢユニット３１１０から出力された、ｋ番目のＲＢにおけるＯＦＤＭ受信モジュール３１２０ａ、３１２０ｂ、・・・、３１２０ｋへの入力である。最初のＫ個のシーケンスは、ＲＢ毎ＯＦＤＭ Ｒｘ受信モジュールへの入力であり、また最後のＱ₁−Ｋ個のシーケンスは、破棄されてもよい。受信された信号はｙ［ｎ］３１０１であるとする。ｋ番目のＲＢにおけるＯＦＤＭ受信モジュール３１２０への入力は、

と表されてもよい。

ｌは、

としえ表現されてもよい。

式（４５）を（４４）に代入すると以下が得られる、すなわち、

であり、それはｋ番目のサブキャリアにおけるＦＭＴ受信信号の式である。加重の順序を交換した後、以下が得られる、すなわち、

であり、信号は、

であり、Ｑ₁ダウンサンプリング受信信号

を備える。

したがって、ＡＦＢからの出力ベクトルは、Ｑ₁ポイントＦＦＴ３１４０を通じて取得されてもよく、各ＦＦＴ入力シーケンス

は、可能な時変フィルタを使用して

の畳み込みから得られる。Ｑ₁ダウンサンプリング受信信号

は、ｙ［ｎ］から、Ｓ／Ｐ変換器３１３０においてシリアルツーパラレル（Ｓ／Ｐ）変換を使用することにより取得されてもよい。

とする。

フィルタｐ［ｎ］のｖ番目の多相成分（Ｑ₁に対する）は、
ｐ_v［ｎ］＝ｐ［ｎＱ₁＋ｖ］、ｖ＝０、１、・・・、Ｑ₁−１、ｎ＝０、１、・・・、
式（５１）
として定義され、ｐ［ｎ］のこのような多相フィルタのＱ₁が得られる。したがって、式（５０）および（５１）を（４８）に代入し、いくつかの数学的操作を行った後、以下の

が得られる、ρおよびｖの値はｍに依存し、式（５０）からのものである。したがって、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）入力シーケンス

に対する多相フィルタｐ_v［ρ］は、ｑ＝Ｑ₁／Ｑの期間で周期的に変化する時変フィルタである。表記を簡単にするために、ＦＦＴ入力シーケンス

に対する周期的時変フィルタは、

として定義される。

ＣＰを使用するシングルキャリア変調（ＳＣＭ）は、各ＲＢにおけるＯＦＤＭに対する代替の波形として使用されてもよい。ＳＣＭの１つの利点は低いＰＡＰＲである。さらに、ＩＦＦＴは、ＳＣＭ波形の生成に必要とされないので、送信器の複雑さが低減される。

ＲＢに基づくＳＣＭ（ＲＢ−ＳＣＭ）では、データシンボルは、ブロックで配置され、次いでＣＰが付加されてもよい。ＯＦＤＭとは反対に、ＩＦＦＴユニットは、必要とされなくてもよい。図３４は、例示的なＲＢ−ＳＣＭ送信モジュール３４００を示す。

ＲＢ−ＳＣＭ送信モジュール３４００は、図１９で示されたＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ送信モジュール１９００とは２つの差異を有する。送信すべきシンボルがない限り、データブロックを形成するためにゼロは付加されず、データブロックは、ＩＦＦＴを通さなくてもよい。

図３４を参照すると、ＲＢ毎シンボルベクトル３４０１ｋが、ＲＢ−ＳＣＭ送信モジュール３４００に入力され、それは、Ｐ／Ｓ変換器３４０５、ＣＰ加算器ユニット３４１０、アップサンプリングユニット３４１５、ベースバンド送信フィルタ３４２０、およびＲＢ変調ユニット３４２５を備えることができる。

ＣＰ加算器ユニット３４１０でＣＰが付加された後、データブロックは、Ｐ／Ｓ変換器３４０５でＰ／Ｓ変換を通ることができ、Ｑ＝Ｌ／Ｍの比を有するアップサンプリングユニット３４１５でアップサンプリングされ、次いで、ベースバンド送信フィルタ３４２０においてフィルタリングされてもよい。ベースバンド送信フィルタ３４２０は、低域フィルタとすることができる。ＳＣＭで使用される低域フィルタは、ＯＦＤＭで使用されるフィルタよりも鮮明（sharp）であってもよい。ＲＢに基づくＯＦＤＭでは、アップサンプリング後に生成される像は、ＩＦＦＴで使用されるゼロパディングにより、互いにさらに離れる（away from each other）。ＩＦＦＴおよびゼロパディングはＳＣＭの場合に存在しないので、像は、互いに隣接することができ、それらを分離するためにより鮮明なフィルタが使用されてもよい。その結果、フィルタの長さは、より長くなり得る。フィルタリングの後、ベースバンド送信フィルタ３４２０により出力されたフィルタリングされた信号３４２２は、ＲＢ変調ユニット３４２５でＲＢ変調され、それはＲＢ毎マルチキャリア変調信号ｘ_k３４９０を出力する。

図３５は、例示的なＲＢ ＳＣＭ受信モジュール３５００を示す。ｋ番目のＲＢに対する受信モジュールが図３５で示される。図３５を参照すると、ＲＢ ＳＣＭ受信モジュール３５００は、ＲＢ復調ユニット３５０５、ベースバンド受信フィルタ３５１０、ダウンサンプリングユニット３５１５、Ｓ／Ｐ変換器３５２０、ＣＰ除去ユニット３５２５、Ｍ１ポイントＦＦＴユニット３５３０、等化器３５３５、およびＭ１ポイントＩＦＦＴユニット３５４０を備えることができる。受信された信号ｙ３５０１は、ＲＢ復調ユニット３５０５において、ｋ番目のＲＢの周波数帯域からベースバンドへと復調されて、ＲＢ復調信号

３５０２を形成する。次いで、ＲＢ復調信号

３５０２は、ベースバンド受信フィルタ３５１０においてフィルタリングされ、かつダウンサンプリングユニット３５１５においてダウンサンプリングされる。ＣＰは、ＣＰ除去ユニット３５２５で除去され、信号は、Ｓ／Ｐ変換器３５２０で分割される。データシンボルが、次いで、復調されてもよい。ＳＣＭを使用すると、周波数領域等化が実行されてもよい。これを達成するために、Ｍ１ポイントＦＦＴユニット３５３０で、信号のＦＦＴが行われる。次いで、ゼロフォーシング（zero-forcing）またはＭＭＳＥ等化などの技術を使用することにより、等化器３５３５において等化が実行される。最後に、Ｍ１ポイントＩＦＦＴユニット３５４０においてＩＦＦＴが実行されて、データシンボルを回復させる。ＲＢ−ＳＣＭ受信モジュールは、復調されたシンボル３５５０ａ、・・・、３５５０ｋを出力する。

ＳＣＭの変形形態では、ＣＰは除外されてもよい。この場合、受信機で時間領域等化が使用されてもよい（すなわち、等化はＳ／Ｐ演算後の信号に対して行われる）。

他の例では、ＲＢに基づくプリコーディングされるＯＦＤＭ（ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ）が実行されてもよい。プリコーディング技術は、比較的小さなスペクトル効率損失で大幅なＯＯＢＥ抑制（suppression）を達成するために使用されてもよい。さらにプリコーディングは、シグナリングのオーバヘッドを必要とせず、ビットエラーレート（ＢＥＲ）性能の劣化を有することなく、かつ入力データに依存しない。しかし、従来のプリコーディング手法にはいくつかの欠点があり得る。まず、サブキャリアにマッピングされたシンボルは、プリコーディング後、もはや独立していないためＰＡＰＲが増加する。第２に、プリコーディング行列の設計は、割り当てられたサブキャリアに依存しており、割り当てられたサブキャリアが変わるごとに更新される必要がある。

個々にプリコーディングされるＯＦＤＭ（Ｉ−Ｐ−ＯＦＤＭ）方式と、一様なリソースブロックベースのプリコーディングされるＯＦＤＭ（Ｕ−ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ）、および非一様なリソースブロックベースのプリコーディングされるＯＦＤＭ（ＮＵ−ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ）と名付けられた２つタイプのＲＢに基づくプリコーディングされるＯＦＤＭ（ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ）方式とに対する例が以下で開示される。

Ｉ−Ｐ−ＯＦＤＭでは、各周波数帯域（ＦＢ）は、個々にプリコーディングされる。ＲＢに基づくＯＦＤＭシステムでは、ＦＢは、ＲＢへと分割され（その場合、各ＲＢは、連続するスペクトルを形成するサブキャリアのグループである）、１つのＲＢは、最小の利用可能な送信帯域と見られる。Ｕ−ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭでは、各ＲＢの信号は、一様なプリコーディング行列により個々にプリコーディングされ、それぞれが、良好なスペクトル抑制を有する。それは、利用可能なＲＢの数により増減するので、複雑さが低くなるが、スペクトル効率損失は比較的大きい。ＮＵ−ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭでは、いくつかの連続するＲＢの信号は、事前に記憶されたプリコーディング行列により、共にプリコーディングされて、ＲＢの増分により生ずるスペクトル効率損失を低減する。他方で、プリコーディング行列のより大きいサイズが、より大きな複雑さを生ずる可能性がある。したがって、連続する周波数帯域におけるＲＢの数が、一定の値よりも大きい場合、信号は、いくつかのサブブロックへと分割され、各サブブロックは、記憶されたプリコーディング行列により、個々にプリコーディングされてもよい。このように、スペクトル効率損失と複雑さとの間のトレードオフが、システム要件に従って行われ得る。

Ｑ個の連続する周波数帯域（ＦＢ）、例えば、０番目、１番目、２番目、・・・、（Ｑ−１）番目のＦＢからなる不連続な送信帯域が、ＯＦＤＭベースのコグニティブ無線（ＣＲ）ユーザにより利用される。各ＦＢは、Ｎ_i個の連続するサブキャリアを有する。したがって、ＣＲユーザにより使用されるサブキャリアの合計数は、

である。各ＯＦＤＭシンボルは、他のＯＦＤＭシンボルとは独立してプリコーディングされ、かつ復号されるので、簡略化のために、以下ではシンボルインデックスが無視される。時間領域ＯＦＤＭ送信シンボルφ（ｔ）は、

として表され、φ_i（ｔ）は、ｉ番目のＦＢにより変調されたＯＦＤＭ送信シンボルである。ｉ番目のＦＢにおけるｊ番目のサブキャリアに対して、ｄ_i、jはデータシンボルであり、またｐ_i、jは、次のように表されるウィンドウ化されたサブキャリア波形である、すなわち、

パルス形成関数は、

のようになる。

式（５５）および（５６）では、Ｔ_sは、有効なシンボル期間であり、またＴ_CPは、サイクリックプレフィックス期間である。サブキャリアインデックスＮ_i、jは、
Ｎ_i、j＝Ｎ_i、0＋ｊ、ｉ＝０、１、・・・、Ｑ−１、ｊ＝０、１、・・・、Ｎ_i−１
式（５７）
である。

ある周波数ｆにおける式（５４）の送信信号φ（ｔ）の周波数領域表現（representation）は、

で表され得、ここで、

であり、Ｔ＝Ｔ_CP＋Ｔ_Sは、ＯＦＤＭシンボル期間であり、Ｘ_i（ｆ）は、φ_i（ｔ）の周波数応答である。ユーザに対するノッチ周波数（notched frequency）ｆ_k、ｋ＝０、１、・・・、Ｋ−１でＸ（ｆ）を抑制するために、プリコーディングプロセス｛Ｇ_ij、mn｝がデータシンボルｄ_m、nに対して加えられ、それは、

と表され得、Ｍ_iは、ｉ番目のＦＢで送信されるデータストリームの数である。シンボルｓ_i、jが、データシンボルに代えて、サブキャリアにマップされる。したがって、式（５８）におけるＸ（ｆ_k）は、

のようになる。

プリコーディングにより、Ｎ_i≧Ｍ_i、またデータストリームの合計数は、

である。行列表現を使用すると、式（６０）および（６１）は、
ｘ＝Ｐｓ、ｓ＝Ｇｄ 式（６２）
となり、ここで、

Ｐ＝［Ｐ₀ Ｐ₁ ・・・ Ｐ_Q-1］ 式（６４）

である。

プリコーディングは、送信信号のＯＯＢＥを抑制するために実行され、それは、ノッチ周波数ｆ_k、ｋ＝０、１、・・・、Ｋ−１で帯域外電力漏れを抑制することにより、すなわち、||ｘ||を最小化することにより実行することができる。プリコーディング行列Ｇが、受信機で、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）、または高速フーリエ変換（ＦＦＴ）、および周波数領域等化の後に、Ｇ^HＧ＝Ｉ_Mのようなセミユニタリ行列として選択された場合、

で表される受信された、プリコーディングされたデータは、復号行列Ｇ^Hにより復号されてもよい。したがって、推定されるデータベクトルは、

のように表される。

プリコーディングは、不連続なスペクトルに対して満足できるスペクトル抑制を提供することができる。しかし、プリコーディング行列の設計は、割り当てられたサブキャリア、および式（５９）により選択されたノッチ周波数に依存している。さらに、ＧはＮ×（Ｎ−Ｒ）行列であるので、式（６２）のプリコーディングプロセス、および式（６６）の復号プロセスの（実際の乗算数の点で評価された）複雑さは、Ｏ（Ｎ²）程度のものを有しており、Ｎが大きいときは許容できないことがある。

一例では、Ｉ−Ｐ−ＯＦＤＭと呼ばれる変更された個々のプリコーディング方式は、各ＦＢを個々にプリコーディングすることにより、複雑さを低減するように実行されてもよい。式（５８）および（５９）で示されるように、Ｘ（ｆ）は、Ｐ_i、j（ｆ）の一次結合であるが、それは、周波数ｆでウィンドウ化されたサブキャリア波形の周波数応答であり、かつ周波数ｆとサブキャリア周波数

との間の相対的な間隔に依存する。ｉ番目のＦＢと（ｉ＋１）番目のＦＢとの間の選択されたノッチ周波数ｆに対して、ｉ番目のＦＢおよび（ｉ＋１）番目のＦＢの信号は、他のＦＢの信号が有するものよりもｆで大きいＯＯＢＥを有する、すなわち、
｜Ｘ_i（ｆ）｜²≧｜Ｘ_l（ｆ）｜²、｜Ｘ_i+1（ｆ）｜²≧｜Ｘ_l（ｆ）｜²、ｌ＝０、１、・・・、Ｑ−１、ｌ≠ｉ、ｉ＋１ 式（６７）

その結果、||ｘ||を最小化する問題は、両側のその２つの最も近接するＦＢにより搬送される各ノッチ周波数で、ＯＯＢＥを個々に最小化するように簡略化されてもよい、すなわち、
ｘ＝［Ｘ₀（ｆ₀） Ｘ₁（ｆ₁） 、・・・、 Ｘ_Q-1（ｆ_Q-1）］^T＝［Ｐ₀ｓ₀ Ｐ₁ｓ₁ 、・・・、Ｐ_Q-1ｓ_Q-1］^T、
ｓ_i＝Ｇ_iｄ_i、ｉ＝０、１、・・・、Ｑ−１ 式（６８）
ここで、

は、ｉ番目のＦＢに対して選択されたノッチ周波数であり、また

である。

||ｘ||を最小化するために、各Ｐ_iに対して特異値分解（ＳＶＤ：singular value decomposition）が実行されてもよい、すなわち、

ｉ番目のＦＢに対するＮ_i×Ｍ_iプリコーディング行列は、次いで、

のように選択されてもよい。

Ｍ_i≦Ｍなので、Ｍ_i≪Ｍである大部分の場合、複雑さは劇的に低減され、全体の符号化レートは以下のようになる、すなわち、

である。

図３６は、例示的なＩ−Ｐ−ＯＦＤＭ送受信機構造３６００のブロック図である。図３６を参照すると、Ｉ−Ｐ−ＯＦＤＭ送受信機は、送信機ブロック３６０１および受信機ブロック３６０２を備えることができる。送信機ブロック３６０１は、プリコーディングユニット３６０５ａ、３６０５ｂ、・・・、３６０５ｋ、ＬポイントＩＤＦＴユニット３６１０、ＣＰ加算器ユニット３６１５、およびＰ／Ｓ変換器３６１８を備えることができる。受信機ブロック３６０２は、ＣＰ除去ユニットユニット３６２０、Ｓ／Ｐ変換器３６２５、ＬポイントＤＦＴユニット３６３０、およびデプリコーディングユニット３６３５ａ、３６３５ｂ、・・・、３６３５ｋを備えることができる。

図３６を参照すると、各ＦＢのシンボルベクトル３６０４ａ、３６０４ｂ、・・・、３６０４ｋは、プリコーディングユニット３６０５ａ、３６０５ｂ、・・・、３６０５ｋにおいて個々にプリコーディングされ、プリコーディングされたシンボルベクトル３６０６ａ、３６０６ｂ、・・・、３６０６ｋを出力する。出力されるプリコーディングされたシンボルベクトル３６０６ａ、３６０６ｂ、・・・、３６０６ｋは、次いで、ＬポイントＩＤＦＴユニット３６１０で、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）により共に変調される。いくつかのＦＢは、同一の数のサブキャリアを有することができるが、データストリームの数、コード化レート、ノッチ周波数の選択方法、およびプリコーディング行列は異なってもよい。この方式は、従来のプリコーディング方式と比較して、計算上の複雑さの低減を提供する。いくつかの場合では、ＦＢは、プリコーディング行列が大きな次元を有するように、多数のサブキャリアを有することができる。さらにプリコーディング行列の設計は、なお、割り当てられたサブキャリアおよび選択されたノッチ周波数に依存している。

図３６の送信機ブロック３６０１は、あるいは、図４および図５と同様に表され得、その場合、ＲＢ毎送信処理モジュールは、図３７で示された送信モジュールである。図３７は、プリコーディングユニット３７０５、ＬポイントＩＤＦＴユニット３７１０、ＣＰ加算器ユニット３７１５、およびＰ／Ｓ変換器３７２０、ならびにＲＢ変調ユニット３７２５を備えるＲＢ毎送信処理モジュール３７００の一例を示す。

図３６の受信機ブロック３６０２は、あるいは図６のように表され得、ＲＢ毎受信処理モジュールは図３８に示されている。図３８は、ＲＢ毎受信処理モジュール３８００の一例を示している。ＲＢ毎受信処理モジュール３８００は、ＲＢ復調ユニット３８０５、ＣＰ除去ユニット３８１０、Ｓ／Ｐ変換器３８１５、ＬポイントＤＦＴユニット３８２０、およびデプリコーディングユニット３８２５を備える。図３６の実装形態は、すべてのＦＢが、送信機で同一のＩＦＦＴ演算を、受信機で同一のＦＦＴ演算を共用するため、はるかに少ない複雑さを有する。

ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭは、満足すべきスペクトル抑制を得るための、不連続なスペクトルに対して比較的小さいサイズを有し、割り当てられたサブキャリアおよびノッチ周波数に依存しない一様な、または固定されたプリコーディングおよび復号行列を提供することができる。ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭに対する一実施形態では、各ＦＢは、Ｂ個のＲＢへと分割され得（その場合、各ＲＢは、Ｎ_B個の連続するサブキャリアのグループであり、最小の利用可能な送信帯域と見なされる）、また信号は、所定のプリコーディング行列によりプリコーディングされる。

再度図３６を参照すると、信号がＩ−Ｐ−ＯＦＤＭ受信ブロック３６０２で受信されると、信号は、ＣＰ除去ユニット３６２０と、Ｓ／Ｐ変換器３６２５と、ＬポイントＤＦＴユニット３６３０と、推定されたデータベクトル３６４０ａ、３６４０ｂ、・・・、３６４０ｋを出力するデプリコーディングユニット３６３５ａ、３６３５ｂ、・・・、３６３５ｋとを通ることができる。

Ｉ−Ｐ−ＯＦＤＭと同様に、ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ送信機の実装形態は、すべてのＲＢに対して１つのＩＦＦＴ演算を使用することができ、またＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ受信機の実装形態は、すべてのＲＢに対して１つのＦＦＴ演算を使用することができる。

図３９は、例示的な一様なリソースブロックベースのプリコーディングされるＯＦＤＭ（Ｕ−ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ）構造３９００のブロック図である。図３９を参照すると、Ｕ−ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ構造は、Ｕ−ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ送信機ブロック３９０１、およびＵ−ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ受信機ブロック３９０２を含む。Ｕ−ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ送信機ブロック３９０１は、プリコーディングユニット３９１０ａ、３９１０ｂ、・・・、３９１０ｋ、ＬポイントＩＤＦＴユニット３９１５、ＣＰ加算器ユニット３９２０、およびＰ／Ｓ変換器３９２５を備える。Ｕ−ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ受信機ブロック３９０２は、ＣＰ除去ユニット３９３０、Ｓ／Ｐ変換器３９３５、ＬポイントＤＦＴユニット３９４０、およびデプリコーディングユニット３９４５ａ、３９４５ｂ、・・・、３９４５ｋを備える。Ｕ−ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ送信機ブロック３９０１では、各ＲＢ３９０５ａ、３９０５ｂ、・・・、３９０５ｋのシンボルベクトルは、一様なプリコーディング行列Ｇによりプリコーディングユニット３９１０ａ、３９１０ｂ、・・・、３９１０ｋで、個々にプリコーディングされてもよい。プリコーディングユニット３９１０ａ、３９１０ｂ、・・・、３９１０ｋは、プリコーディングされたシンボルベクトル３９０６ａ、３９０６ｂ、・・・、３９０６ｋを出力する。式（５９）に従って、ｉ番目のＲＢに対する行列Ｐ_iは、

に依存する。各ＲＢのサイズであるＮ_B、および各ＲＢの中心周波数とノッチ周波数ｆとの間の間隔が求められると、行列Ｐ_iが固定されてもよい。次いで、コード化冗長性Ｒ_Bを有する一意のプリコーディング行列Ｇが式（７１）により取得されてもよい。すべてのＲＢに対してプリコーディング行列を求めるために、各ＲＢの中心周波数と、対応する選択されたノッチ周波数との間の間隔が他のものと同一のであり得るように、連続する帯域においてＲＢごとに異なるノッチ周波数が選択されてもよい。すべてのｉに対して同一の

のこの一様な調整は、したがって、プリコーディング行列の設計に対して簡便さをもたらす。さらに、Ｇの次元がＮからＮ_Bへと減少するので、プリコーディングおよび復号演算の計算上の複雑さも減少する。Ｒ_Bは、各ＲＢの冗長性の長さであるため、合計のコード化レートは、

となり得る。

式（７３）で示すように、ＲＢの数または符号化冗長性が増加するので、Ｕ−ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭシステムのスペクトル効率は減少する。スペクトル効率損失は、連続するＲＢの信号を共にプリコーディングすることにより低減され、したがって、冗長性は、ＲＢごとに反復してリザーブ（reserve）される必要はない。所定のプリコーディング行列をＧ’_i、ｉ＝１、２、・・・、Ｗとする。連続するｉ個のＲＢの信号は、記憶されたプリコーディング行列Ｇ’_iにより共にプリコーディングされてもよい。ここで、Ｇ’_iは、ｉに依存する、ｉ個のＲＢを有するＦＢに対するプリコーディング行列である。この方法によれば、スペクトル効率損失は、劇的に低減されてもよいが、連続するＲＢの最大数Ｗが大き過ぎるとき、プリコーディング行列を記憶するために使用されるメモリが、大きくなり過ぎる。他方で、（ＷＮ_b）²に比例するプリコーディングプロセスの複雑さは、高くなり過ぎるおそれがある。この点を考慮すると、一実施形態では、このＦＢにおけるＲＢの数が一定の値Ｗ_Bを超える場合、ＦＢはいくつかのサブブロックへと分割され得、各サブブロックの信号は、個々にプリコーディングされてもよい。その結果、記憶される必要性のあるプリコーディング行列の複雑さと数が低減されてもよい。サブブロックは、非一様なサイズの仮想のＲＢと見なされてもよいので、このような方式は、ＮＵ−ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭと名付けられる。それは、システム要件に従ってＷ_Bを選択することによるスペクトル効率損失と複雑さとの間のトレードオフを提供する。

再度図３９を参照すると、各ＲＢ３９０５ａ、３９０５ｂ、・・・、３９０５ｋのシンボルベクトルが、プリコーディングユニット３９１０ａ、３９１０ｂ、・・・、３９１０ｋでプリコーディングされた後、信号は、ＬポイントＩＤＦＴユニット３９１５と、ＣＰ加算器ユニット３９２０と、送信信号を出力するＰ／Ｓ変換器３９２５とを通る。信号が、Ｕ−ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ受信機ブロック３９０２で受信されたとき、ＣＰは、ＣＰ除去ユニット３９２０で除去され、信号は、Ｓ／Ｐ変換器３９３５と、復調されたシンボルベクトル３９４２ａ、３９４２ｂ、・・・、３９４２ｋを出力するＬポイントＤＦＴユニット３９４０と、推定されたデータベクトル３９５０ａ、３９５０ｂ、・・・、３９５０ｋを出力するデプリコーディングユニット３９４５ａ、３９４５ｂ、・・・、３９４５ｋとを通る。

実施形態
１．無線通信デバイスでマルチキャリア変調を実施するための方法であって、方法は、複数のリソースブロック（ＲＢ）のそれぞれにおける入力シンボルブロックに対して個々に、変調方式を適用するステップを含む。

２．ＲＢ変調されたシンボルを送信のために合計するステップをさらに含む実施形態１に記載の方法。

３．利用可能なスペクトルは、複数のＲＢへと分割される実施形態１または２に記載の方法。

４．スペクトルは連続している実施形態３に記載の方法。

５．スペクトルは不連続である実施形態３に記載の方法。

６．各ＲＢのマルチキャリア変調された入力シンボルに、スペクトル漏れ低減方式を適用するステップをさらに含む実施形態１乃至５のいずれか一項に記載の方法。

７．信号を、ベースバンドからＲＢの周波数帯域へと変調するために、各ＲＢに対してＲＢ変調を実施するステップをさらに含む実施形態１乃至６のいずれか一項に記載の方法。

８．合計されたＲＢ変調シンボルを送信するステップをさらに含む実施形態１乃至７のいずれか一項に記載の方法。

９．変調方式を適用し、かつ／またはＲＢ変調を実施して、高レートですべてのＲＢに対するＲＢ毎信号を生成するために単一のモジュールが使用される実施形態１乃至８のいずれか一項に記載の方法。

１０．シンボル間干渉を軽減するために、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）またはシンボル拡張が付加される実施形態１乃至９のいずれか一項に記載の方法。

１１．変調方式は、直交マルチキャリア変調である実施形態１乃至１０のいずれか一項に記載の方法。

１２．直交マルチキャリア変調方式は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）である実施形態１１に記載の方法。

１３．変調方式は、非直交マルチキャリア変調である実施形態１乃至１０のいずれか一項に記載の方法。

１４．スペクトル漏れ低減技術は、時間領域フィルタリング、時間領域ウィンドウ化、スペクトルプリコーディング、またはＯＦＤＭに対する特定のパルス整形のうちの少なくとも１つである実施形態６乃至１３のいずれか一項に記載の方法。

１５．スペクトル漏れ低減技術は、時間と周波数で共に局所化される実施形態６乃至１４のいずれか一項に記載の方法。

１６．異なる位相回転技術を各ＲＢに適用するステップをさらに含む実施形態１乃至１５のいずれか一項に記載の方法。

１７．位相回転技術は、ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）低減のための選択的レベルマッピング（ＳＬＭ）、または部分送信シーケンス（ＰＴＳ）である実施形態１６に記載の方法である。

１８．ＲＢは、一様なサイズである実施形態１乃至１７のいずれか一項に記載の方法。

１９．ＲＢは異なるサイズである実施形態１乃至１７のいずれか一項に記載の方法。

２０．入力シンボルのブロックに対してアップサンプリングを実施するステップをさらに含む実施形態８乃至１９のいずれか一項に記載の方法。

２１．ＲＢ変調は、アップサンプリング後に実施される実施形態２０に記載の方法。

２２．ＲＢ変調は、アップサンプリング前に実施される実施形態２０に記載の方法。

２３．ＲＢ変調は、サブキャリアを循環的にシフトさせることにより実施される実施形態７乃至２２のいずれか一項に記載の方法。

２４．シングルキャリア変調（ＳＣＭ）が、各ＲＢに対して使用される実施形態１乃至２３のいずれか一項に記載の方法。

２５．無線通信デバイスでマルチキャリア変調を実施するための方法であって、方法は、マルチキャリア変調信号を受信するステップを含む。

２６．受信されたマルチキャリア変調信号を、リソースブロック／リソースで、複数のＲＢ毎信号へとフォーマットするステップをさらに含む実施形態２５に記載の方法。

２７．利用可能なスペクトルは、複数のＲＢへと分割される実施形態２６に記載の方法。

２８．スペクトルは連続している実施形態２７に記載の方法。

２９．スペクトルは不連続である実施形態２７に記載の方法。

３０．各ＲＢに対してＲＢ復調を実施して、信号を、ＲＢの周波数帯域からベースバンドへと復調するステップをさらに含む実施形態２５乃至２９のいずれか一項に記載の方法。

３１．高レートで、すべてのＲＢに対してマルチキャリア復調および／またはＲＢ復調を実施するために、単一のモジュールが使用される実施形態２５乃至３０のいずれか一項に記載の方法。

３２．復調方式が適用される実施形態２５乃至３１のいずれか一項に記載の方法。

３３．復調方式は、直交マルチキャリア復調である実施形態３２に記載の方法。

３４．マルチキャリア直交復調は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）である実施形態３３に記載の方法。

３５．非直交マルチキャリア変調が適用される実施形態２５乃至３４のいずれか一項に記載の方法。

３６．ＲＢは一様なサイズである実施形態２５乃至３５のいずれか一項に記載の方法。

３７．ＲＢは異なるサイズである実施形態２５乃至３６のいずれか一項に記載の方法。

３８．受信された信号に対してダウンサンプリングを実施するステップをさらに含む実施形態３０乃至３７のいずれか一項に記載の方法。

３９．ＲＢ復調は、ダウンサンプリング後に実施される実施形態３８に記載の方法。

４０．ＲＢ復調は、ダウンサンプリング前に実施される実施形態３８に記載の方法。

４１．ＲＢ復調は、サブキャリアを循環的にシフトさせることにより実施される実施形態３０乃至４０のいずれか一項に記載の方法。

４２．シングルキャリア変調（ＳＣＭ）が各ＲＢに対して使用される実施形態２５乃至４１のいずれか一項に記載の方法。

４３．マルチキャリア変調または復調が、少なくとも１つの多相フィルタバンクを使用して実施される実施形態１乃至４２のいずれか一項に記載の方法。

４４．マルチキャリア変調は、フィルタリングされるマルチトーン（ＦＭＴ）変調の合成フィルタバンク（ＳＦＢ）を使用して実施される実施形態１乃至４１のいずれか一項に記載の方法。

４５．復調は、フィルタリングされるマルチトーン（ＦＭＴ）復調の解析フィルタバンク（ＡＦＢ）を使用して実施される実施形態４３乃至４４のいずれか一項に記載の方法。

４６．時変フィルタが復調で使用される実施形態４５に記載の方法。

４７．各ＲＢにおけるサブキャリアの数は、２のべき乗である実施形態４３乃至４６のいずれか一項に記載の方法。

４８．入力シンボルに対して、マルチキャリア変調を適用する前に、入力シンボルにプリコーディングを実施するステップをさらに含む実施形態１乃至４７のいずれか一項に記載の方法。

４９．プリコーディングは、各周波数帯域に対して個々に実施される実施形態４８に記載の方法。

５０．各周波数帯域は、複数のリソースブロックへと分割され、かつプリコーディングは、リソースブロックのそれぞれに対して個々に実施される実施形態４９に記載の方法。

５１．プリコーディングは、プリコーディング行列を入力シンボルに乗算することにより実施される実施形態４８乃至５０のいずれか一項に記載の方法。

５２．プリコーディング行列は、帯域外電力漏れを抑制するように決定される実施形態５１に記載の方法。

５３．プリコーディング行列は、セミユニタリ行列としてのものである実施形態５１または５２のいずれか一項に記載の方法。

５４．周波数帯域は、周波数帯域のリソースブロックの数が所定の値を超えているという条件で、複数のサブブロックへと分割される実施形態５０乃至５３のいずれか一項に記載の方法。

特徴および要素が、特定の組合せにより上記で述べられているが、当業者であれば、各特徴または要素は、単独で、または、他の特徴および要素との任意の組合せで使用されてもよいことが理解されよう。さらに、本明細書で述べられた方法は、コンピュータまたはプロセッサで実行するためにコンピュータ可読媒体に組み込まれたコンピュータプログラム、ソフトウェア、またはファームウェアで実施されてもよい。コンピュータ可読媒体の例は、電子信号（有線または無線接続を介して送信されたもの）、およびコンピュータ可読記憶媒体を含む。コンピュータ可読記憶媒体の例は、これだけに限らないが、読出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、レジスタ、キャッシュメモリ、半導体メモリデバイス、内部のハードディスクおよび取外し可能なディスクなどの磁気媒体、磁気光学媒体、ならびにＣＤ−ＲＯＭディスクおよびデジタル多用途ディスク（ＤＶＤ）などの光媒体を含む。ソフトウェアと関連付けられるプロセッサは、ＷＴＲＵ、ＵＥ、端末、基地局、ＲＮＣ、または任意のホストコンピュータで使用される無線周波数送受信機を実施するために使用されてもよい。

Claims (25)

1. 無線通信デバイスでマルチキャリア変調を実施するための方法であって、
   複数のリソースブロック（ＲＢ）のそれぞれにおける入力シンボルのブロックに対して個々に、変調方式を適用するステップであり、利用可能なスペクトルは複数のＲＢへと分割される、ステップと、
   スペクトル漏れ低減方式を適用するステップと、
   ＲＢ変調を実施するステップと、
   前記ＲＢ変調されたシンボルを送信のために合計するステップと、
   前記合計されたＲＢ変調シンボルを送信するステップと
   を含むことを特徴とする方法。
2. 前記変調方式は、少なくとも直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）、フィルタリングされる直交周波数分割多重（Ｆ−ＯＦＤＭ）、シングルキャリア変調（ＳＣＭ）、またはプリコーディングされる直交周波数分割多重（Ｐ−ＯＦＤＭ）のうちの１つであることを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記利用可能なスペクトルは連続している、または不連続であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
4. 前記ＲＢは同一のサイズ、または異なるサイズとすることができることを特徴とする請求項１に記載の方法。
5. 前記複数のＲＢのそれぞれの電力を増減するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
6. サイクリックプレフィックス（ＣＰ）またはシンボル拡張を加えるステップと、
   アップサンプリングを行うステップと
   をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
7. 異なる位相回転技術を各ＲＢに適用するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
8. 前記位相回転技術は、選択的レベルマッピング（ＳＬＭ）、または部分送信シーケンス（ＰＴＳ）であることを特徴とする請求項７に記載の方法。
9. ＲＢ変調が各ＲＢに対して個々に実施されて、各ＲＢの信号をベースバンドから各ＲＢの周波数帯域へと変調することを特徴とする請求項１に記載の方法。
10. 前記複数のリソースブロックのそれぞれに対して個々にプリコーディングを実施するステップをさらに含み、プリコーディングは、前記入力シンボルに対してプリコーディング行列を乗算することにより実施されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
11. 前記スペクトル漏れ低減方式は、時間領域フィルタリング、時間領域ウィンドウ化、スペクトルプリコーディング、またはパルス整形のうちの少なくとも１つであることを特徴とする請求項１に記載の方法。
12. マルチキャリア変調を実施するための無線通信デバイスであって、
    複数のリソースブロック（ＲＢ）のそれぞれにおける入力シンボルのブロックに対して個々に、変調方式を適用することであり、利用可能なスペクトルは複数のＲＢへと分割されること、
    スペクトル漏れ低減方式を適用すること、
    ＲＢ変調を実施すること、
    前記ＲＢ変調されたシンボルを送信のために合計すること
    を実施するように構成されたプロセッサと、
    前記合計されたＲＢ変調シンボルを送信するように構成された送信機と
    を備えることを特徴とする無線通信デバイス。
13. 前記変調方式は、少なくとも直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）、フィルタリングされる直交周波数分割多重（Ｆ−ＯＦＤＭ）、シングルキャリア変調（ＳＣＭ）、またはプリコーディングされる直交周波数分割多重（Ｐ−ＯＦＤＭ）のうちの１つであることを特徴とする請求項１２に記載のデバイス。
14. 前記利用可能なスペクトルは連続している、または不連続であることを特徴とする請求項１２に記載のデバイス。
15. 前記ＲＢは同一のサイズ、または異なるサイズとすることができることを特徴とする請求項１２に記載のデバイス。
16. 前記複数のＲＢのそれぞれの電力を増減するようにさらに構成されることを特徴とする請求項１２に記載のプロセッサ。
17. サイクリックプレフィックス（ＣＰ）またはシンボル拡張を加えること、および
    アップサンプリングを行うこと
    を実施するようにさらに構成されることを特徴とする請求項１２に記載のプロセッサ。
18. 異なる位相回転技術を各ＲＢに適用するようにさらに構成されることを特徴とする請求項１２に記載のプロセッサ。
19. 前記位相回転技術は、選択的レベルマッピング（ＳＬＭ）、または部分送信シーケンス（ＰＴＳ）であることを特徴とする請求項１８に記載のプロセッサ。
20. ＲＢ変調が各ＲＢに対して個々に実施されて、各ＲＢの信号をベースバンドから各ＲＢの周波数帯域へと変調することを特徴とする請求項１２に記載のデバイス。
21. 前記複数のリソースブロックのそれぞれに対して個々にプリコーディングを実施するようにさらに構成され、プリコーディングは、前記入力シンボルに対してプリコーディング行列を乗算することにより実施されることを特徴とする請求項１２に記載のプロセッサ。
22. 無線通信デバイスでマルチキャリア変調を実施するための方法であって、
    マルチキャリア変調信号を受信するステップと、
    前記受信されたマルチキャリア変調信号を複数のＲＢ毎信号へとフォーマットするステップと、
    ＲＢ復調を実施するステップと、
    復調方式を適用するステップと
    を含むことを特徴とする方法。
23. ＲＢ復調は、前記複数のＲＢ毎信号のそれぞれに対して実施されて、ＲＢ毎信号のそれぞれを、前記ＲＢの周波数帯域からベースバンドへと復調することを特徴とする請求項２２に記載の方法。
24. 前記復調方式は、前記複数のＲＢ毎信号のそれぞれに対して適用され、利用可能なスペクトルは、複数のリソースブロックへと分割されることを特徴とする請求項２３に記載の方法。
25. 前記複数のＲＢ毎信号のそれぞれのチャネルを推定し、かつ等化して、前記複数のＲＢ毎信号のそれぞれに対して推定されたシンボルを出力するステップと、
    前記複数のＲＢ毎信号のそれぞれに対して前記推定シンボルを復調し、かつ復号するステップと
    をさらに含むことを特徴とする請求項２４に記載の方法。