JP2016226225A - 電力変換装置および電力変換方法 - Google Patents

Abstract

【課題】入力電圧による出力制限開始電流の変動を抑制し高信頼性の電力変換装置を得る。
【解決手段】電力変換装置は、インバータ回路１への入力電流Ｉｉｎを検出する入力電流検出部６と、インバータ回路１に印加される入力電圧Ｖｉｎを検出する入力電圧検出部７と、検出された入力電圧Ｖｉｎに基づいてオフセット電圧２０２を求め、検出された入力電流Ｉｉｎの検出値電圧２０１にオフセット電圧２０２を加算した電圧値を出力するオフセット付加部９と、オフセット付加部９から出力される電圧値と閾値２００とを比較し、電圧値が閾値２００以上になったときに、インバータ回路１の１以上の半導体スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ４をオフにすることで、入力電流Ｉｉｎを０にして、平滑リアクトルＬ１に流れる電流Ｉ_Ｌを低減させ、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させる出力制限部を備えたスイッチング制御部１０とを備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は電力変換装置および電力変換方法に関し、特に、ＤＣ−ＤＣコンバータなどに代表される電力変換装置および電力変換方法に関する。

近年、電力変換装置の高信頼性化が急務となっている。出力電圧を制御する電力変換装置は、負荷変動により、定格電流以上の電流が必要になる場合がある。そのような場合に備えて、電力変換装置には、出力電圧を低下させる過電流保護機能が搭載される場合がある。過電流保護機能とは、出力電圧を低下させることで、電力変換装置自身やそれに接続された外部機器に過大な電流が流れないように防止するための機能である。以下、このような過電流保護機能を「出力制限機能」と呼ぶこととする。

絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、出力制限機能をスイッチング周期ごとに実現するために、以下の方法が提案されている。当該方法とは、出力の平滑用のリアクトルに流れる電流またはそれに対応する１次側の電流を検出し、その値が「出力制限開始電流」になったことをコンパレータなどで検出した場合に、電流値が低減するようにスイッチングを制御する方法である。しかしながら、当該方法では、入力電圧が変化すると、それに伴って「出力制限開始電流」が変化してしまうという問題点がある。

例えば特許文献１では、当該問題点に対して、デューティ比を検出して補正を行うことにより、当該問題点を解決することが提案されている。

特許第４１０４８６８号公報

しかしながら、特許文献１に開示されている従来の方法では、次のような課題が存在する。

すなわち、特許文献１に開示されている従来の方法においては、出力制限の制御にデューティ比を用いているため、例えばコンパレータなどでスイッチングごとにＯＮ時間を決定している場合などのデューティ比の検出が困難な場合には、上記問題点を解決することはできないという課題があった。

本発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、入力電圧による出力制限開始電流の変動を抑制して、より信頼性の高い電力変換装置および電力変換方法を提供することを目的としている。

本発明は、複数のスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子のオン／オフの切り替えにより、入力される直流電圧から交流電圧を発生させるインバータ回路と、一次巻線と二次巻線とを有し、前記インバータ回路により前記一次巻線の両端に印加される電圧を異なる電圧に変換して前記二次巻線に出力するトランスと、前記トランスの前記二次巻線から出力される交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路からの出力を平滑する平滑リアクトルと、前記平滑リアクトルに流れる電流の電圧波形を平滑して出力電圧として出力する平滑コンデンサとを備えた電力変換装置であって、前記インバータ回路に入力される入力電流を検出する入力電流検出部と、前記インバータ回路に印加される入力電圧を検出する入力電圧検出部と、前記入力電圧検出部で検出された前記入力電圧に基づくオフセット電圧を求め、前記入力電流検出部で検出された前記入力電流の検出値電圧に前記オフセット電圧を加算した電圧値を出力するオフセット付加部と、前記オフセット付加部から出力される前記電圧値と閾値とを比較し、前記電圧値が前記閾値以上になったときに、前記入力電流が０になる組み合わせで前記インバータ回路の１以上の前記スイッチング素子をオフにすることで、前記平滑リアクトルに流れる前記電流を低減させ、前記出力電圧を低下させる出力制限部とを備えた、電力変換装置である。

本発明は、入力電圧検出部で検出された入力電圧に基づくオフセット電圧を求め、入力電流の検出値電圧にオフセット電圧を加算した電圧値と閾値とを比較し、当該電圧値が閾値以上になったときに、インバータ回路のすべてのスイッチング素子をオフにすることで、平滑リアクトルに流れる電流を低減させ、出力電圧を低下させる出力制限を行うようにしたので、出力制限を開始する出力制限開始電流の入力電圧による変動を抑制することができ、より信頼性の高い電力変換装置および電力変換方法を得ることができる。

本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示した回路図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の１次側のスイッチング動作と各部の電流値を示した概略図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置における平滑リアクトルに流れる電流とその検出値である出力電流Ｉｏｕｔとの動作波形を示した説明図である。 本発明の実施の形態１係る電力変換装置に設けられたオフセット付加回路の構成の一例を示したブロック図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置における出力制限機能の動作を示した説明図である。 本発明の実施の形態１の変形例に係る電力変換装置の１次側のスイッチング動作と各部の電流値を示した概略図である。

実施の形態１．
以下、図面を参照して、本発明の実施の形態に係る電力変換装置について説明する。

まず、図１の説明を行う。図１は、本実施の形態に係る電力変換装置の構成を示した回路図である。図１に示すように、本実施の形態に係る電力変換装置は、入力側のコンデンサＣ１と、インバータ回路１と、トランス２と、整流素子３，４から構成された整流回路と、平滑リアクトルＬ１と、平滑コンデンサＣ２と、オフセット付加回路９と、スイッチング制御部１０とを備えている。電力変換装置の出力には、負荷５が接続されている。

インバータ回路１は、入力される直流電圧から交流電圧を発生させるインバータ回路である。インバータ回路１は、上アームの半導体スイッチング素子Ｑ１と下アームの半導体スイッチング素子Ｑ２から構成されるブリッジ回路と、上アームの半導体スイッチング素子Ｑ３と下アームの半導体スイッチング素子Ｑ４から構成されるブリッジ回路との２つのブリッジ回路から構成されている。上アームの半導体スイッチング素子Ｑ１と下アームの半導体スイッチング素子Ｑ２とは直列に接続されており、半導体スイッチング素子Ｑ１のソース端子と半導体スイッチング素子Ｑ２のドレイン端子とが接続点１２において接続されている。また、半導体スイッチング素子Ｑ１のドレイン端子は、コンデンサＣ１の正極側に接続され、半導体スイッチング素子Ｑ２のソース端子は、コンデンサＣ１の負極側に接続されている。また、上アームの半導体スイッチング素子Ｑ３と下アームの半導体スイッチング素子Ｑ４とは直列に接続されており、半導体スイッチング素子Ｑ３のソース端子と半導体スイッチング素子Ｑ４のドレイン端子とが接続点１３において接続されている。また、半導体スイッチング素子Ｑ３のドレイン端子と、半導体スイッチング素子Ｑ１のドレイン端子とが接続されている。さらに、半導体スイッチング素子Ｑ４のソース端子と半導体スイッチング素子Ｑ２のソース端子とが接続されている。インバータ回路１には、インバータ回路１に電力を供給する直流電源１１が接続されている。

トランス２は、変圧器であり、一次巻線と２次巻線とを備えている。以下では、一次側巻線側を「一次側」、二次巻線側を「二次側」と呼ぶこととする。なお、図１においては、一次側は入力側、二次側が出力側である。トランス２の一次側には、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点１２と、半導体スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点１３とが接続されている。また、トランス２の二次側には、整流素子３，４が接続されている。整流素子３，４は、トランス２の二次側に誘起される電圧を整流して負荷５へ出力するための整流回路を構成している。整流素子３，４の後段には、平滑リアクトルＬ１および平滑コンデンサＣ２が接続されている。平滑リアクトルＬ１は、整流素子３，４から構成される整流回路からの出力を平滑する。平滑コンデンサＣ２は、平滑リアクトルＬ１に流れる電流Ｉ_Ｌのリップル電圧波形を平滑して出力電圧Ｖｏｕｔとして出力する。

電力変換装置には、インバータ回路１に入力される入力電流Ｉｉｎを検出するための入力電流検出部６と、入力電圧Ｖｉｎを検出するための入力電圧検出部７とが設けられている。さらに、電力変換装置には、出力電圧Ｖｏｕｔを検出するための出力電圧検出部８が設けられている。なお、図１において、Ｉｏｕｔは出力電流である。

オフセット付加回路９は、入力電流検出部６によって検出された入力電流Ｉｉｎの検出値電圧に対し、入力電圧検出部７によって検出された入力電圧Ｖｉｎに応じたオフセット電圧を付加する。

インバータ回路１は、上述の通り、４つの半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４から構成されている。スイッチング制御部１０は、これらの半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のオン／オフの切替を制御する。スイッチング制御部１０には、入力電流検出部６によって検出された入力電流Ｉｉｎ、入力電圧検出部７によって検出された入力電圧Ｖｉｎ、および、出力電圧検出部８によって検出された出力電圧Ｖｏｕｔが入力される。スイッチング制御部１０は、入力されるそれらの値に基づいて、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４をオン／オフ制御するための制御信号を出力する。また、出力制限を行う際には、スイッチング制御部１０には、オフセット付加回路９からオフセット電圧が付加された電圧値が入力され、当該電圧値を用いた閾値判定により、出力制御を開始するタイミングを決定する。

図２に、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のスイッチング波形を示す。図２において、スイッチング波形ＳＷ１が、半導体スイッチング素子Ｑ１とＱ４のスイッチング波形である。また、スイッチング波形ＳＷ２が、半導体スイッチング素子Ｑ２とＱ３のスイッチング波形である。図２においては、スイッチング波形ＳＷ１，ＳＷ２に対する、インバータ回路１に入力される入力電流Ｉｉｎと、平滑リアクトルＬ１に流れる電流Ｉ_Ｌと、出力電流Ｉｏｕｔの各波形の関係性を概形にて示している。図２に示されるように、入力電流Ｉｉｎは、スイッチング波形ＳＷ１またはＳＷ２がＯＮの状態のときに、徐々に増加し、スイッチング波形ＳＷ１およびＳＷ２が共にＯＦＦの状態のときには、入力電流Ｉｉｎは０になる。また、電流Ｉ_Ｌは、スイッチング波形ＳＷ１またはＳＷ２がＯＮの状態のときに、徐々に増加し、スイッチング波形ＳＷ１およびＳＷ２が共にＯＦＦの状態のときには、徐々に減少する。出力電流Ｉｏｕｔは、スイッチング波形ＳＷ１およびＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦにかかわらず、常に一定である。このことを以下に詳細に説明する。

まず、図１に示した電力変換装置の動作について、図１及び図２を用いて説明する。
まず、図２の時刻ｔ１において、スイッチング制御部１０が、スイッチング波形ＳＷ１で示すように、半導体スイッチング素子Ｑ１とＱ４をＯＮする。これにより、トランス２の１次側に電圧Ｖｉｎが印加される。

ここで、トランス２の１次巻線の電圧をＶ_１，巻数をＮ_１，電流をＩ_１とし、２次巻線の電圧をＶ_２，巻数をＮ_２，電流をＩ_２としたとき、以下の関係が成り立つ。

Ｎ_１／Ｎ_２ ＝ Ｖ_１／Ｖ_２ ＝ Ｉ_２／Ｉ_１ （１）

ここで、Ｎ_１／Ｎ_２は、トランス２の巻数比と呼ばれる。

いま、トランス２の１次側には電圧Ｖｉｎが印加されているため、Ｖ_１＝Ｖｉｎである。従って、上式（１）より、下記の式（２）が得られる。

Ｎ_１／Ｎ_２ ＝ Ｖｉｎ／Ｖ_２ （２）

式（２）に示される通り、トランス２の２次側には、トランス２の１次側に印加された電圧Ｖｉｎの巻き数比分の１の電圧Ｖ_２が発生する。すなわち、電圧Ｖ_２＝（１／（Ｎ_１／Ｎ_２））×Ｖｉｎ＝（Ｎ_２／Ｎ_１）×Ｖｉｎである。このとき、平滑リアクトルＬ１の両端には、電圧Ｖ_２と出力電圧Ｖｏｕｔとの差分の電圧（＝｜Ｖ_２−Ｖｏｕｔ｜）が印加されるので、図２の時刻ｔ１〜ｔ２に示されるように、平滑リアクトルＬ１の電流Ｉ_Ｌが増加する。またこの際、トランス２の１次側には、平滑リアクトルＬ１の電流Ｉ_Ｌの巻き数比分の１の電流が流れる。すなわち、Ｉｉｎ＝（１／（Ｎ_１／Ｎ_２））×Ｉ_Ｌ＝（Ｎ_２／Ｎ_１）×Ｉ_Ｌとなる。

次に、時刻ｔ２で、スイッチング制御部１０が、スイッチング波形ＳＷ１で示すように、半導体スイッチング素子Ｑ１とＱ４をＯＦＦする。これにより、トランス２の１次側には電圧が印加されなくなり、Ｖ_１＝Ｖｉｎ＝０となる。また、トランス２の１次側には電流は流れず、Ｉｉｎ＝０となる。
また、この際、平滑リアクトルＬ１には、出力電圧Ｖｏｕｔが印加され、図２の時刻ｔ２〜ｔ３に示されるように、平滑リアクトルＬ１の電流Ｉ_Ｌが減少する。また、トランス２の２次側は、センタータップより、平滑リアクトルＬ１に流れる電流Ｉ_Ｌと同値の電流が流入し、Ｉ_２＝Ｉ_Ｌとなる。また、トランス２の２次側にも電圧は発生せず、Ｖ_２＝０となる。

次に、時刻ｔ３で、スイッチング制御部１０が、スイッチング波形ＳＷ２で示されるように、半導体スイッチング素子Ｑ２とＱ３をＯＮする。これにより、トランス２の１次側に電圧Ｖｉｎが印加され、トランス２の２次側にはトランス２の１次側に印加された電圧の巻き数比分の１の電圧が発生する。すなわち、Ｖ_１＝Ｖｉｎ、Ｖ_２＝（１／（Ｎ_１／Ｎ_２））×Ｖｉｎ＝（Ｎ_２／Ｎ_１）×Ｖｉｎとなる。このとき、平滑リアクトルＬ１の両端には、電圧Ｖ_２と出力電圧Ｖｏｕｔとの差分の電圧が印加され、図２の時刻ｔ３〜ｔ４に示されるように、電流値Ｉ_Ｌが増加する。またこの際、トランス２の１次側には、平滑リアクトルＬ１の電流Ｉ_Ｌの巻き数比分の１の電流Ｉｉｎが流れる。すなわち、Ｉｉｎ＝（１／（Ｎ_１／Ｎ_２））×Ｉ_Ｌ＝（Ｎ_２／Ｎ_１）×Ｉ_Ｌとなる。

次に、時刻ｔ４で、スイッチング制御部１０が、スイッチング波形ＳＷ２で示されるように、半導体スイッチング素子Ｑ２とＱ３をＯＦＦする。これにより、トランス２の１次側には電圧が印加されなくなり、Ｖ_１＝Ｖｉｎ＝０となる。また、トランス２の１次側には電流は流れず、Ｉｉｎ＝０となる。
また、この際、平滑リアクトルＬ１には、出力電圧Ｖｏｕｔが印加され、図２の時刻ｔ４〜ｔ５に示されるように、電流Ｉ_Ｌが減少する。また、トランス２の２次側は、センタータップより、平滑リアクトルＬ１に流れる電流と同値の電流が流入し、Ｉ_２＝Ｉ_Ｌとなる。また、トランス２の２次側にも電圧は発生せず、Ｖ_２＝０となる。

つまり、半導体スイッチング素子Ｑ１とＱ４とがＯＮ、あるいは、半導体スイッチング素子Ｑ２とＱ３とがＯＮしているときは、トランス２の１次側電流Ｉｉｎには、平滑リアクトルＬ１に流れる電流Ｉ_Ｌの巻き数比分の１の電流が流れる。一方、半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のすべてがＯＦＦの場合は、トランス２の１次側電流Ｉｉｎには電流は流れない。
また、半導体スイッチング素子Ｑ１とＱ４とがＯＮ、あるいは、半導体スイッチング素子Ｑ２とＱ３とがＯＮしているときは、平滑リアクトルＬ１に流れる電流Ｉ_Ｌは上昇する。一方、半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のすべてがＯＦＦの場合は、平滑リアクトルＬ１に流れる電流Ｉ_Ｌは減少する。

本実施の形態に係る電力変換装置に設けられたスイッチング制御部１０は、出力制限機能を備えている。出力制限機能とは、上述したように、負荷変動により、定格電流以上の電流が必要な場合に、出力電圧を低下させて、過電流保護を行う機能のことである。すなわち、簡単に言えば、定格電流以上の電流の場合に、出力制限を行う機能である。以下、図５を用いて、本実施の形態における出力制限機能について説明する。図５において、横軸は出力電流Ｉｏｕｔ、縦軸は出力電圧Ｖｏｕｔである。

図５に示すように、出力電流Ｉｏｕｔが定格電流値未満の場合は、スイッチング制御部１０は、出力電圧検出部８の検出値に基づいて、半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のＯＮ／ＯＦＦのスイッチングを制御することにより、出力電圧Ｖｏｕｔが、目標値Ｖｔになるように制御する。目標値Ｖｔは、予め設定された固定値である。従って、出力電流Ｉｏｕｔが定格電流値未満の領域においては、出力電圧Ｖｏｕｔが定電圧になるような「出力電圧安定化制御」が行われる。

次に、出力制限を行う場合について説明する。図５に示すように、出力電流Ｉｏｕｔが定格電流値以上の場合に、スイッチング制御部１０は、出力制限を行う。以下に詳細に説明する。
スイッチング制御部１０は、図４に示すように、内部に、比較器１４と、閾値２００を発生させる閾値発生回路１５と、を備えている。閾値発生回路１５で発生された閾値２００は、比較器１４に入力される。また、スイッチング制御部１０の比較器１４には、オフセット付加回路９が出力する電圧値が入力される。この電圧値は、入力電流検出部６により検出されたトランス２の１次側の電流Ｉｉｎの検出値電圧２０１に、オフセット電圧２０２を加算した値である。オフセット電圧２０２については後述する。比較器１４は、オフセット付加回路９が出力する電圧値と閾値２００とを比較する。スイッチング制御部１０は、当該比較を一定周期で繰り返し行う。オフセット付加回路９が出力する電圧値が閾値２００未満の場合は、上述した「出力電圧安定化制御」を行う。一方、オフセット付加回路９が出力する電圧値が閾値２００と同値になった場合は、同値になったタイミングで、すべての半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオフにする。半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオフにすることで、図２を用いて上述したように、平滑リアクトルＬ１に流れる電流Ｉ_Ｌが減少する。このようにして、平滑リアクトルＬ１に流れる電流Ｉ_Ｌのピークを制限することにより、結果として、出力電圧Ｖｏｕｔが低下し、電力変換装置における出力制限機能を実現することができる。出力制限を行った結果の出力電圧Ｖｏｕｔの変化を図５に示す。図５に示すように、出力電流Ｉｏｕｔが定格電流を超えることをトリガとして、出力制限を開始し、当該出力制限により、出力電圧Ｖｏｕｔが低減されていることがわかる。但し、図５の例では、出力電流Ｉｏｕｔが定格電流を超えたタイミングですぐに出力制限を行わずに、ヒステリシス（応差）を持たせている例を示している。しかしながら、当該ヒステリシス（応差）は設けても設けなくてもよい。

ここで、上述したオフセット電圧２０２について説明する。
比較器１４で用いられる閾値２００には、低周波数での発振（サブハーモニック発振）を防ぐための、スロープ補償が実装されている。そのため、閾値２００は、デューティ比によって変化する。閾値２００の変化の様子を図３（１），（２）に示す。図３（１）はオフセット付加回路９によるオフセットを行わない場合で、図３（２）はオフセット付加回路９によるオフセットを行う場合を示している。図３（１），（２）に示すように、閾値２００は、デューティ比によって変化し、その波形は鋸歯のような形状となっている。

ここで、図３の説明をする。
図３（１），（２）は、平滑リアクトルＬ１の電流Ｉ_Ｌと、出力電流Ｉｏｕｔと、スロープ補償を考慮した出力制限のための電流検出値の閾値２００と、インバータ回路１に入力される電流Ｉｉｎの検出値電圧２０１と、検出値電圧２０１に対するオフセット電圧２０２と、閾値２００の基準電位２０３の波形の概形を示す。横軸はすべて時間である。

このとき、図３（１）に示すように、閾値２００がデューティ比によって変化することで、結果として、平滑リアクトルＬ１の電流Ｉ_Ｌを平滑コンデンサＣ２にて直流化した出力電流Ｉｏｕｔがデューティ比によって変化してしまう。その結果、図３（１）の（ａ）の入力電圧Ｖｉｎが低い場合と、（ｂ）の入力電圧Ｖｉｎが高い場合とでは、直流化した出力電流Ｉｏｕｔにばらつきが生じていることがわかる。

いま、出力電圧Ｖｏｕｔを一定と仮定すると、デューティ比は、入力電圧Ｖｉｎが高い場合は小さく、低い場合は大きい。また、図３（２）に示すように、スロープ補償は、デューティ比が大きいほど大きく補償される。

つまり、入力電圧Ｖｉｎが低いほどスロープ補償の補償量が大きく、入力電圧Ｖｉｎが高いほどスロープ補償の補償量が小さくなる。このように、入力電圧Ｖｉｎによってスロープ補償の補償量が変化する。そのため、本実施の形態では、入力電圧Ｖｉｎに応じて、スロープ補償分による差分を吸収するようにオフセット電圧２０２を求め、当該オフセット電圧２０２を１次側電流の検出値電圧２０１に加算するようにした。こうすることで、出力制限開始電流の入力電圧Ｖｉｎによる変化を抑制することができる。

このようなオフセットを簡便に実現する方法は、入力電圧Ｖｉｎの検出値をパラメータとする関数の１次式にてオフセット電圧２０２を算出し、オフセット電圧２０２の分だけ、検出値電圧２０１をオフセットすればよい。オフセット電圧２０２をＶoffsetとすると、上記一次式は、下記の（３）式で与えられる。なお、α，βは係数である。

Ｖoffset ＝ α×Ｖｉｎ ＋ β （３）

従って、オフセット付加回路９は、入力電圧Ｖｉｎに応じたオフセット電圧２０２を算出し、当該オフセット電圧２０２を入力電流Ｉｉｎの検出値電圧２０１に加算した値を、スイッチング制御部１０の比較器１４に入力する。これにより、入力電圧Ｖｉｎに応じて、スロープ補償分による差分を吸収することができるので、入力電圧Ｖｉｎによる出力制限開始電流の変動を抑制することができる。

図３（２）に、オフセット付加回路９によるオフセットを行った場合を示す。図３（２）では、オフセットを行っているため、スロープ補償分による差分を吸収することができるので、図３（２）の（ｃ）の入力電圧Ｖｉｎが低い場合と、（ｄ）の入力電圧Ｖｉｎが高い場合とで、直流化した出力電流Ｉｏｕｔにばらつきが生じていないことがわかる。また、図３（２）の（ｃ）の入力電圧Ｖｉｎが低い場合と、（ｄ）の入力電圧Ｖｉｎが高い場合とを比較すると、入力電圧Ｖｉｎが低いほどオフセット電圧２０２の値が小さく、入力電圧Ｖｉｎが高いほどオフセット電圧２０２の値が大きくなっていることがわかる。このように、入力電圧Ｖｉに比例するオフセット電圧２０２を付加することで、スロープ補償分による差分を吸収することができる。その結果、入力電圧Ｖｉｎによる出力制限開始電流の変動を抑制することができ、出力電流Ｉｏｕｔにばらつきが生じることを防止することができ、電力変換装置の高信頼性を保障することができる。

図４に、オフセット付加回路９の具体的な実施例を示す。図４においては、オフセット付加回路９が、加算器１６から構成されている。加算器１６は、閾値２００の基準電位２０３となるグランドと、入力電流検出部６と、の間に接続されている。図４の例では、加算器１６が、閾値２００の基準電位２０３にオフセット電圧２０２を加算した値２０４を、入力電流検出部６に入力する。こうすることで、入力電流Ｉｉｎの検出値電圧２０１の基準電位が、閾値２００の基準電位２０３に対して、オフセット電圧２０２の分だけ上昇するので、入力電流検出部６から出力される入力電流Ｉｉｎの検出値電圧２０１は、図３（２）に示されるように、オフセット電圧２０２の分だけ、オフセットされていることがわかる。

スイッチング制御部１０は、オフセット付加回路９から出力される電圧値と閾値２００とを比較し、電圧値が閾値２００と同じ値になったときに、現在、ＯＮの状態にある半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４またはＱ２，Ｑ３をオフにすることで、すべての半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオフにする。これにより、平滑リアクトルＬ１に流れる電流Ｉ_Ｌが低減し、出力電圧Ｖｏｕｔが低減する。このように、本実施の形態においては、入力電流Ｉｉｎの検出値電圧に対して、閾値２００で上限を設けることにより、出力制限を行う。これにより、電力変換装置自身やそれに接続された外部機器に過大な電流が流れないように防止することができる。また、閾値２００がデューティ比により変化すると、出力制限を開始する出力制限開始電流の値にばらつきが生じてしまうため、スイッチング制御部１０は、オフセット付加回路９によるオフセット電圧が付加された電圧値で閾値判定を行って、出力制限開始のタイミングの判断を行う。これにより、オフセット電圧によって、入力電圧Ｖｉｎの変化分を補償できるので、出力制限開始電流が入力電圧Ｖｉｎの変化により変動することを防止することができる。

なお、上記の説明においては、図２に示したスイッチング波形に従って、半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をすべてオフすることで、平滑リアクトルＬ１に流れる電流Ｉ_Ｌを減少させると説明した。しかしながら、半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のすべてを必ずしもオフにする必要はない。要は、トランス２の１次側を流れる電流Ｉｉｎの値が０になるような半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の組み合わせを選んで、当該組み合わせで１以上の半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオフすることができれば、必然的に、平滑リアクトルＬ１に流れる電流Ｉ_Ｌを減少させることができる。従って、図２の代わりに、例えば、図６のスイッチング波形を用いても、本実施の形態は実現することができる。

図６は、本実施の形態１に係る、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のスイッチング波形の別の例を示す。図６において、スイッチング波形ＳＷ３が、半導体スイッチング素子Ｑ１のスイッチング波形である。また、スイッチング波形ＳＷ４が、半導体スイッチング素子Ｑ２のスイッチング波形である。また、スイッチング波形ＳＷ５が、半導体スイッチング素子Ｑ３のスイッチング波形である。また、スイッチング波形ＳＷ６が、半導体スイッチング素子Ｑ４のスイッチング波形である。図６においては、スイッチング波形ＳＷ３〜Ｓ６に対する、インバータ回路１に入力される入力電流Ｉｉｎと、平滑リアクトルＬ１に流れる電流Ｉ_Ｌと、出力電流Ｉｏｕｔの各波形の関係性を概形にて示している。
図６の例では、時刻ｔ１〜ｔ２では、電流Ｉｉｎが徐々に増加し、電流Ｉ_Ｌも徐々に増加している。また、時刻ｔ２〜ｔ３では、電流Ｉｉｎが０になり、電流Ｉ_Ｌが徐々に減少している。同様に、時刻ｔ３〜ｔ４では、電流Ｉｉｎが徐々に増加し、電流Ｉ_Ｌも徐々に増加している。また、時刻ｔ４〜ｔ５では、電流Ｉｉｎが０になり、電流Ｉ_Ｌが徐々に減少している。
すなわち、図６の例では、入力電流Ｉｉｎは、スイッチング波形ＳＷ３とＳＷ６が共にＯＮの状態のとき、または、スイッチング波形ＳＷ４とＳＷ５が共にＯＮの状態のときに、徐々に増加している。また、入力電流Ｉｉｎは、スイッチング波形ＳＷ３とＳＷ６のいずれか一方がＯＦＦの状態のとき、且つ、スイッチング波形ＳＷ４とＳＷ５のいずれか一方がＯＦＦの状態のときに、入力電流Ｉｉｎは０になる。
また、電流Ｉ_Ｌは、スイッチング波形ＳＷ３とＳＷ６が共にＯＮの状態のとき、または、スイッチング波形ＳＷ４とＳＷ５が共にＯＮの状態のときに、徐々に増加している。また、電流Ｉ_Ｌは、スイッチング波形ＳＷ３とＳＷ６のいずれか一方がＯＦＦの状態のとき、且つ、スイッチング波形ＳＷ４とＳＷ５のいずれか一方がＯＦＦの状態のときに、徐々に減少する。
出力電流Ｉｏｕｔは、スイッチング波形ＳＷ３〜ＳＷ６のＯＮ／ＯＦＦにかかわらず、常に一定である。
このように、図６の例では、時刻ｔ２〜ｔ３、および、時刻ｔ４〜ｔ５において、半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のすべてがＯＦＦでないにもかかわらず、入力電流Ｉｉｎが０になり、平滑リアクトルＬ１の電流Ｉ_Ｌは減少している。このことは、上記の図２の場合と同様の効果が図６においても得られていることを示している。
従って、本実施の形態において、図２のスイッチング波形だけでなく、例えば、図６のスイッチング波形を用いてもよいことがわかる。さらには、別のスイッチング波形を用いてもよい。但し、いずれのスイッチング波形においても、オフセット付加回路９が出力する電圧値が閾値２００と同値になったタイミングで、トランス２の１次側を流れる電流Ｉｉｎの値が０になるような組み合わせで１以上の半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオフすることができることが必要であり、そのようにすることができれば、平滑リアクトルＬ１に流れる電流Ｉ_Ｌを低減させ、出力電圧Ｖｏｕｔを低減させることができる。

以上のように、本実施の形態においては、電力変換装置が、半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフの切り替えにより、入力される直流電圧から交流電圧を発生させるインバータ回路１と、インバータ回路１により一次巻線の両端に印加される電圧Ｖｉｎを異なる電圧Ｖ_２に変換して二次巻線に出力するトランス２と、トランス２の二次巻線から出力される交流電圧を整流する整流素子３，４から構成された整流回路と、整流回路からの出力を平滑する平滑リアクトルＬ１と、平滑リアクトルＬ１に流れる電流Ｉ_Ｌの電圧波形を平滑して出力電圧Ｖｏｕｔとして出力する平滑コンデンサ２とを備えている。さらに、電力変換装置は、インバータ回路１に入力される入力電流Ｉｉｎを検出する入力電流検出部６と、インバータ回路１に印加される入力電圧Ｖｉｎを検出する入力電圧検出部７と、入力電圧検出部７で検出された入力電圧Ｖｉｎに基づくオフセット電圧２０２を求め、入力電流検出部６で検出された入力電流Ｉｉｎの検出値電圧２０１にオフセット電圧２０２を加算した電圧値を出力するオフセット付加回路９と、オフセット付加回路９から出力される電圧値と閾値２００とを比較し、当該電圧値が閾値２００以上になったときに、入力電流Ｉｉｎが０になる組み合わせでインバータ回路１の１以上の半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオフにすることで、平滑リアクトルＬ１に流れる電流Ｉ_Ｌを低減させ、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させる出力制限部を有するスイッチング制御部１０とを備えている。このように、本実施の形態においては、入力電流Ｉｉｎの検出値電圧に対して、閾値２００で上限を設けることにより、出力制限を行う。これにより、電力変換装置自身やそれに接続された外部機器に過大な電流が流れないように防止することができる。また、閾値２００がデューティ比により変化すると、出力制限を開始する出力制限開始電流の値にばらつきが生じてしまうため、スイッチング制御部１０は、オフセット付加回路９によるオフセット電圧が付加された電圧値で閾値判定を行って、出力制限開始のタイミングの判断を行う。これにより、デューティ比の検出が困難な場合においても、デューティ比を求めることなく、オフセット電圧によって、入力電圧Ｖｉｎの変化分を補償できるので、出力制限開始電流が入力電圧Ｖｉｎの変化により変動することもなく、信頼性の高い電力変換装置を得ることができる。

また、本実施の形態に係る電力変換方法は、トランス２の一次巻線の両端にインバータ回路１により印加される電圧を異なる電圧に変換してトランス２の二次巻線に出力させる変圧ステップと、トランス２の二次巻線から出力される交流電圧Ｖ_２を整流素子３，４で整流する整流ステップと、整流ステップで整流された交流電圧を平滑リアクトルＬ１で平滑する第１の平滑ステップと、平滑リアクトルＬ１に流れる電流Ｉ_Ｌの電圧波形を平滑コンデンサＣ２で平滑して出力電圧として出力する第２の平滑ステップと、出力電圧Ｖｏｕｔを検出する出力電圧検出ステップと、インバータ回路１に入力される入力電流Ｉｉｎを検出する入力電流検出ステップと、インバータ回路１に印加される入力電圧Ｖｉｎを検出する入力電圧検出ステップと、入力電圧検出ステップで検出された入力電圧Ｖｉｎに基づいてオフセット電圧２０２を求め、入力電流検出ステップで検出された入力電流Ｉｉｎの検出値電圧２０１にオフセット電圧２０２を加算した電圧値を出力するオフセット付加ステップと、オフセット付加ステップにより出力された前記電圧値と閾値２００とを比較する比較ステップと、比較ステップの比較の結果、オフセット付加ステップにより出力された前記電圧値が前記閾値２００未満の場合は、出力電圧検出ステップで検出された出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、インバータ回路１を構成する半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフ制御を行って、出力電圧Ｖｏｕｔが定電圧の目標値Ｖｔになるように制御する出力電圧安定化制御ステップと、比較ステップの比較の結果、オフセット付加ステップにより出力された前記電圧値が閾値２００以上の場合は、入力電流Ｉｉｎが０になる組み合わせでインバータ回路１の１以上の半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオフにすることで、平滑リアクトルＬ１に流れる電流Ｉ_Ｌを低減させ、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させる出力制限制御ステップとを備えている。このように、オフセット付加回路９によるオフセット電圧２０２が付加された電圧値で閾値判定を行って、出力制限開始のタイミングの判断を行うようにしたので、デューティ比の検出が困難な場合においても、デューティ比を求めることなく、オフセット電圧によって入力電圧Ｖｉｎの変化分を補償できるので、出力制限開始電流が入力電圧Ｖｉｎの変化により変動することもなく、信頼性の高い電力変換方法を得ることができる。

１ インバータ回路、２ 変圧器、３ 整流素子、４ 整流素子、５ 負荷、６ 入力電流検出部、７ 入力電圧検出部、８ 出力電圧検出部、９ オフセット付加回路、１０ スイッチング制御部、１１ 直流電源、１２，１３ 接続点、１４ 比較器、１５ 閾値発生回路、Ｃ１ コンデンサ、Ｃ２ 平滑コンデンサ、Ｌ１ 平滑リアクトル、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ 半導体スイッチング素子。

本発明は、複数のスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子のオン／オフの切り替えにより、入力される直流電圧から交流電圧を発生させるインバータ回路と、一次巻線と二次巻線とを有し、前記インバータ回路により前記一次巻線の両端に印加される電圧を異なる電圧に変換して前記二次巻線に出力するトランスと、前記トランスの前記二次巻線から出力される交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路からの出力を平滑する平滑リアクトルと、前記平滑リアクトルに流れる電流の電圧波形を平滑して出力電圧として出力する平滑コンデンサとを備えた電力変換装置であって、前記インバータ回路に入力される入力電流を検出する入力電流検出部と、前記インバータ回路に印加される入力電圧を検出する入力電圧検出部と、前記入力電圧検出部で検出された前記入力電圧に基づくオフセット電圧を求め、前記入力電流検出部で検出された前記入力電流の検出値電圧に前記オフセット電圧を加算した電圧値を出力するオフセット付加部と、前記オフセット付加部から出力される前記電圧値と閾値とを比較し、前記電圧値が前記閾値以上になったときに、前記入力電流が０になる組み合わせで前記インバータ回路の１以上の前記スイッチング素子をオフにすることで、前記平滑リアクトルに流れる前記電流のピーク値を制限し、前記出力電圧を低下させる出力制限部とを備えた、電力変換装置である。

Claims (3)

1. 複数のスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子のオン／オフの切り替えにより、入力される直流電圧から交流電圧を発生させるインバータ回路と、
   一次巻線と二次巻線とを有し、前記インバータ回路により前記一次巻線の両端に印加される電圧を異なる電圧に変換して前記二次巻線に出力するトランスと、
   前記トランスの前記二次巻線から出力される交流電圧を整流する整流回路と、
   前記整流回路からの出力を平滑する平滑リアクトルと、
   前記平滑リアクトルに流れる電流の電圧波形を平滑して出力電圧として出力する平滑コンデンサと
   を備えた電力変換装置であって、
   前記インバータ回路に入力される入力電流を検出する入力電流検出部と、
   前記インバータ回路に印加される入力電圧を検出する入力電圧検出部と、
   前記入力電圧検出部で検出された前記入力電圧に基づくオフセット電圧を求め、前記入力電流検出部で検出された前記入力電流の検出値電圧に前記オフセット電圧を加算した電圧値を出力するオフセット付加部と、
   前記オフセット付加部から出力される前記電圧値と閾値とを比較し、前記電圧値が前記閾値以上になったときに、前記入力電流が０になる組み合わせで前記インバータ回路の１以上の前記スイッチング素子をオフにすることで、前記平滑リアクトルに流れる前記電流を低減させ、前記出力電圧を低下させる出力制限部と
   を備えた、電力変換装置。
2. 前記オフセット付加部の前記オフセット電圧は、前記入力電圧検出部で検出された前記入力電圧の１次式で表される、
   請求項１の電力変換装置。
3. トランスの一次巻線の両端にインバータ回路により印加される電圧を異なる電圧に変換してトランスの二次巻線に出力させる変圧ステップと、
   前記トランスの前記二次巻線から出力される交流電圧を整流する整流ステップと、
   前記整流ステップで整流された前記交流電圧を平滑リアクトルで平滑する第１の平滑ステップと、
   前記平滑リアクトルに流れる電流の電圧波形を平滑コンデンサで平滑して出力電圧として出力する第２の平滑ステップと、
   前記出力電圧を検出する出力電圧検出ステップと、
   前記インバータ回路に入力される入力電流を検出する入力電流検出ステップと、
   前記インバータ回路に印加される入力電圧を検出する入力電圧検出ステップと、
   前記入力電圧検出ステップで検出された前記入力電圧に基づいてオフセット電圧を求め、前記入力電流検出ステップで検出された前記入力電流の検出値電圧に前記オフセット電圧を加算した電圧値を出力するオフセット付加ステップと、
   前記オフセット付加ステップにより出力された前記電圧値と閾値とを比較する比較ステップと、
   前記比較ステップの比較の結果、前記オフセット付加ステップにより出力された前記電圧値が前記閾値未満の場合は、前記出力電圧検出ステップで検出された前記出力電圧に基づいて、前記インバータ回路を構成するスイッチング素子のオン／オフ制御を行って、前記出力電圧が定電圧になるように制御する出力電圧安定化制御ステップと、
   前記比較ステップの比較の結果、前記オフセット付加ステップにより出力された前記電圧値が前記閾値以上の場合は、前記入力電流が０になる組み合わせで前記インバータ回路の１以上の前記スイッチング素子をオフにすることで、前記平滑リアクトルに流れる前記電流を低減させ、前記出力電圧を低下させる出力制限制御ステップと
   を備えた、電力変換方法。

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