JP2016194510A - 電流検知装置 - Google Patents

Abstract

【課題】検出電流を広範囲に渡って高精度で検知することができる電流検知装置を提供する。【解決手段】検出電流が流入し得る導線を囲む磁気コア３に、電気的に絶縁し磁気的に結合するように巻回した励磁コイル４と、矩形波電圧を印加して前記磁気コアを飽和状態又はその近傍の状態にする励磁電流を前記励磁コイルに供給する励磁部５と、励磁コイルに流れる励磁電流を、電圧に変換して出力する電流−電圧変換部６と、この電流−電圧変換部から出力される出力電圧の大きさが変化するタイミングに基づいて矩形波電圧に変換する二値化部８と、この二値化部から出力される矩形波電圧に基づいて前記検出電流の流入を検知する第１電流検知部９と、電流−電圧変換部から出力される電圧の全波整流値を出力する全波整流値形成部１１と、この全波整流値形成部の全波整流値に基づいて前記検出電流の流入を検知する第２電流検知部１２とを備えている。【選択図】図９

Description

本発明は、漏電検知等に用いる高透磁率材料の非線形な特性を利用する電流検知装置に関する。

この種の電流検知装置としては、種々の構成を有するものが提案され、実施されているが、構造的に簡単で微小電流の検知が可能なものとしてフラックスゲート型の電流センサが知られている(例えば、特許文献１及び２参照)。
この特許文献１に記載された従来例では、図２４（ａ）に示す構成を有する。すなわち、軟質磁性体製の同形、等大に構成された円環状をなすコア１０１及び１０２と、各コア１０１及び１０２に等しい回数巻回された励磁コイル１０３と、各コア１０１及び１０２にわたるよう一括して巻回された検出コイル１０４とを備えている。

励磁コイル１０３には図示しない交流電源が、また検出コイル１０４には図示しない検出回路が接続されている。そして、両コア１０１及び１０２の中心に電流を測定する対象物たる被測定導線１０５が挿通されている。
励磁コイル１０３はこれに通電したとき両コア１０１及び１０２に生じる磁場が逆相であって互いに打ち消し合うようコア１０１及び１０２に巻回されている。

そして、励磁コイル１０３に励磁電流ｉｅｘを通電したとき、各コア１０１及び１０２に生じる磁束密度Ｂの経時変化は、図２４（ｂ）に示すようになる。軟質磁性体製のコア１０１及び１０２の磁気特性は磁場の大きさＨが所定の範囲内では磁場の大きさＨと磁束密度Ｂとは直線的な関係にある。しかしながら、磁場の大きさＨが所定値を超えると、磁束密度Ｂが変化しない磁気飽和の状態となる関係にあることから、励磁コイル１０３に励磁電流ｉｅｘを通電すると、各コア１０１及び１０２に発生する磁束密度Ｂは実線図示のように上下対称の台形波状に変化し、しかも相互に１８０°位相がずれた状態となる。

今、被測定導線１０５に矢印で示す如く下向きに直流電流値Ｉが通電しているものとすると、この直流分に相当する磁束密度が重畳される結果、磁束密度Ｂは図２４（ｂ）に破線で示す如く、台形波のうち、上方の台形波はその幅が拡大され、一方下方の台形波はその幅が縮小された状態となる。
ここで、両コア１０１及び１０２に生じた磁束密度Ｂの変化を正弦波（起電力に対応）で表現すると図２４（ｃ）に示すようになる。この図２４（ｃ）では、前述した図２４（ｂ）で実線図示の台形波に対応して実線図示のように１８０°位相がずれた周波数ｆの正弦波（起電力）が表れるが、これらは１８０°ずれているため互いに打ち消し合う。一方、図２４（ｂ）で破線図示の台形波に対応して図２４（ｃ）には破線図示のような２倍の周波数２ｆの２次高調波が表れる。この２次高調波は位相が１８０°ずれていないため、相互に重畳すると図２４（ｃ）の最下段に示すような正弦波信号となり、これが検出コイル１０４で検出される。

この検出コイル１０４で捉えられた検出信号は被測定導線１０５を流れる直流の電流値Ｉに対応しており、これを処理することで電流値Ｉを検出することができる。
また、特許文献２では、環状の磁性体コアと、磁性体コア上に巻回された励起コイルと、磁性体コア上に巻回された補助励磁コイルと、励起コイルに交流励起電圧を印加する第１の励起回路と、励起電圧の立ち上がり及び立ち下がりに同期し、補助励起コイルに励起コイルが発生する磁界の方向と同じ方向の磁界を発生させるパルス状の電圧を印加する第２の励起回路と、励起コイルに流れる電流を電圧に変換する電流／電圧変換回路と、磁性体コアの交流磁場が正及び負の方向に飽和するタイミングをそれぞれ検出する検出手段を有する電流センサが提案されている。この電流センサの検出手段は、電流／電圧変換回路の出力側に接続されたコンパレータと、このコンパレータの出力が供給された低域通過フィルタとこの低域通過フィルタの出力を増幅するアンプとを備えている。

特開２０００−１６２２４４号公報 特開２０１１−１７６１８号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載された従来例にあっては、２つのコア１０１及び１０２を使用するため、実際にはコア１０１及び１０２の磁気特性を完全に一致させることは困難であるため、磁気特性の違いにより励磁電流ｉｅｘによる電圧が完全に打ち消されることなく発生してしまう。これが２次高調波成分に対応した検出電圧のＳ／Ｎ比を悪化させ、微小電流の検知が難しいという未解決の課題がある。

また、検出コイル１０４から出力される電流値Ｉに対応した２次高調波は、電流値Ｉが大きくなりすぎると、台形波の形が歪んでしまうために、電流Ｉと２次高調波成分の関係が比例関係でなくなる。これにより、電流値Ｉの検知範囲が制限されてしまうために、広い範囲の電流を検出できないという未解決の課題もある。
上記特許文献２に記載された従来例にあっては、１つの磁気コアで電流検知を実現しているものの発振回路で磁気コアを励磁し、励磁電流を電圧に変換した直後にコンパレータで二値化する構成のため、インバータなどのノイズの多い負荷を接続した場合に測定電流にノイズが重畳し、励磁電流にも重畳したノイズはコンパレータを誤動作させることで、正確な電流測定ができないという未解決の課題がある。

さらに、特許文献１及び２に記載された従来例にあっては、何れも検出電流による出力電流変化に基づいて電流検知を行っているので、磁気コアが飽和状態を継続する電流を検出することはできないという未解決の課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、検出電流を広範囲に渡って高精度で検知することができる電流検知装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明の一の形態に係る電流検知装置は、検出電流が流入し得る導線を囲む磁気コアに、電気的に絶縁し磁気的に結合するように巻回した励磁コイルと、矩形波電圧を印加して磁気コアを飽和状態又はその近傍の状態にする励磁電流を励磁コイルに供給する励磁部と、励磁コイルに流れる励磁電流を、電圧に変換して出力する電流−電圧変換部と、この電流−電圧変換部から出力される出力電圧の大きさが変化するタイミングに基づいて矩形波電圧に変換する二値化部と、この二値化部から出力される矩形波電圧に基づいて検出電流の流入を検知する第１電流検知部と、電流−電圧変換部から出力される電圧の全波整流値を出力する全波整流値形成部と、この全波整流値形成部の全波整流値に基づいて前記検出電流の流入を検知する第２電流検知部とを備えている。

本発明の一態様によれば、電流検知装置を１つの磁気コアを用いて構成することができ、磁気コアの材料特性の違いによりＳ／Ｎ比が低下することがなく、微小電流から過大電流まで広範囲の検出電流を高精度で検知することができる。

本発明の一態様である電流検知装置の第１の実施形態を示すブロック図である。 第１の実施形態に適用し得る励磁部の一例を示す回路図である。 磁気コアの磁界の強さと磁束密度の関係を示す特性線図及び磁気コアのインダクタンス特性を示す特性線図である。 励磁回路の出力電圧波形と励磁コイルの電流波形とを示す模式図である。 第１の実施形態に適用し得る電流−電圧変換部の具体的構成を示す回路図である。 第１の実施形態に適用し得るフィルタ部の具体的構成を示す回路図である。 第１の実施形態に適用し得る二値化部の具体的構成を示す回路図である。 第１の実施形態に適用し得る第１電流検知部の具体的構成を示す回路図である。 本発明の一態様である電流検知装置の第２の実施形態を示すブロック図である。 第２の実施形態に適用し得る第１電流検知部の具体的構成を示すブロック図である。 第２の実施形態に適用し得る全波整流値形成部の具体的構成を示すブロック図である。 第２の実施形態に適用し得る第２電流検知部の具体的構成を示す回路図である。 第２の実施形態に適用し得る論理和回路の具体的構成を示す回路図である。 本発明の一態様である電流検知装置の第３の実施形態を示すブロック図である。 第３の実施形態に適用し得る励磁部の具体的構成を示す回路図である。 第３の実施形態に適用し得る温度補正部の具体的構成を示す回路図である。 電流検出時の発振回路の出力電圧と電流検知回路の電流検出電圧との関係を示す図である。 周囲温度変化を生じたときの発振回路の出力電圧と電流検知回路の電流検出電圧との関係を示す図である。 周囲温度変化対策を行ったときの発振回路の出力電圧と電流検知回路の電流検出電圧との関係を示す図である。 本発明の一態様である電流検知装置の第４の実施形態に適用し得る励磁部の具体的構成を示す回路図である。 本発明の一態様である電流検知装置の第５の実施形態を示すブロック図である。 第５の実施形態に適用し得る温度補正部の具体的構成を示す回路図である。 第５の実施形態に適用し得る温度補正部の具体的構成を示す他の回路図である。 従来例を示す説明図であって、（ａ）センサ部の構成図、（ｂ）は励磁コイルに励磁電流を通電したときの各磁気コアの磁束密度を示す図、（ｃ）は各磁気コアの磁束密度を正弦波で表現した図である。

次に、図面を参照して、本発明の一実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。
また、以下に示す実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。

まず、本発明の第１の実施形態を説明する。
本発明の一態様である電流検知装置１は、図１に示すように、微小な検出電流（例えば数十ｍＡ〜数百ｍＡ）が流入し得る導線２の回りにリング状の磁気コア３が配設されている。つまり、磁気コア３内に導線２が挿通されている。
磁気コア３には、電気的に絶縁し磁気的に結合するように励磁コイル４が所定巻数で巻回されている。この励磁コイル４の一端には、励磁部としての励磁回路５が接続されており、この励磁回路５から励磁コイル４に矩形波電圧Ｖａを印加して磁気コア３を飽和状態又はその近傍の状態にする励磁電流を供給する。

この励磁回路５は、図２に示すように、無安定マルチバイブレータの構成を有し、所定周波数の矩形波電圧Ｖａを励磁コイル４に印加して励磁電流を供給する。すなわち、励磁回路５は、コンパレータとして動作するオペアンプ５ａを備えている。このオペアンプ５ａの出力側及び反転入力側間に帰還抵抗５ｂが接続されている。また、オペアンプ５ａの出力側とグランドとの間に分圧抵抗５ｃ及び５ｄが直列に接続され、これら分圧抵抗５ｃ及び５ｄの接続点がオペアンプ５ａの非反転入力側に接続されている。さらに、オペアンプ５ａの反転入力側とグランドとの間にコンデンサ５ｅが接続されている。

この励磁回路５では、帰還抵抗５ｂの抵抗値をＲ_１、分圧抵抗５ｃの抵抗値をＲ_２、分圧抵抗５ｄの抵抗値をＲ_３とし、コンデンサ５ｅの容量値をＣ_１としたとき、下記（１）式で表される周波数ｆ_Ｖの矩形波電圧Ｖａを出力する。
ｆ_Ｖ＝１／（２・Ｃ_１・Ｒ_１・ｌｎ（１＋２・Ｒ_３／Ｒ_２）） …………（１）
ここで、オペアンプ５ａで励磁コイル４に励磁電流を十分に供給できない場合には、必要に応じて図示しない電流ブースターをオペアンプ５ａの出力側に接続することで励磁電流を増加させることが可能である。

磁気コア３は、図３（ａ）に示すように角型比の大きな磁束密度Ｂと磁界の強さＨとの関係を表すＢ−Ｈ特性を有し、高透磁率材料の非線形な特性を有する。このＢ−Ｈ特性を有する磁気コア３のインダクタンスは、図３（ｂ）に示すように飽和電流付近で急激に消失する。磁気コア３を貫通する導線２に任意の電流Ｃを通電すると、図３（ａ）のＢ−Ｈ特性は、電流Ｃに応じて磁界の強さがＨ方向にシフトしてインダクタンスが消失するタイミングが変化する。

図３に示すＢ−Ｈ特性を有する磁気コア３を用いて、励磁コイル４に図４（ａ）に示すパルス状の矩形波電圧Ｖａを印加し、磁気コア３が十分に飽和する電流で励磁した場合の励磁コイル４に流れる電流は、図４（ｂ）に示すように、模式的に表すことができる。
すなわち、励磁コイル４にパルス状の矩形波電圧Ｖａを印加すると、最初に磁気コア３のインダクタンスで決まる電流が流れ、磁気コア３のインダクタンスが飽和すると（図４（ｂ）中のＦ点）、励磁コイル４の抵抗で決まる励磁電流Ｉｅｘが流れる。

磁気コア３を貫通する導線２に任意の検出電流Ｉが流入すると、図３（ｂ）に示すように、電流Ｃに応じてインダクタンスが消失するタイミングが変化する。したがって、図４（ｂ）に示す励磁電流もインダクタンスが消失するタイミングが点Ｆから点Ｈに変化する。すなわち、励磁コイル４を流れる電流のデューティ比が変化することになる。
したがって、励磁コイル４の励磁電流Ｉｅｘの、インダクタンスが消失することによるデューティ比変化を検出することにより、導線２に流入する検出電流Ｃの検知が可能となる。

このため、励磁コイル４の他端に、励磁電流を電圧に変換する電流−電圧変換部としての電流−電圧変換回路６、変換した電圧から不要なノイズ成分を除去するフィルタ部としてのフィルタ回路７、フィルタ出力に基づいて励磁電流に比例した電圧のインダクタンスが消失するタイミングでパルス状の矩形波電圧を発生する二値化部としての二値化回路８及びその矩形波電圧のデューティ比を検出する第１電流検知部としての第１電流検知回路９が接続されている。

電流−電圧変換回路６は、図５に示すように、励磁コイル４とグランドとの間に接続されたシャント抵抗６ａで構成され、このシャント抵抗６ａの励磁コイル４側から励磁電圧Ｖｂが出力される。
この励磁電圧Ｖｂは、シャント抵抗６ａの抵抗値をＲ_ＳＨとすると、下記（２）式のように抵抗値Ｒ_ＳＨと励磁電流Ｉｅｘとの積で表される。
Ｖｂ＝Ｉｅｘ・Ｒ_ＳＨ …………（２）

フィルタ回路７は、除去したいノイズ成分の周波数に応じて設計されるが、一例として低域通過フィルタで構成することができる。
このフィルタ回路７は、図６に示すように、正帰還形とされた二次の低域通過フィルタ７ａで構成されている。この低域通過フィルタ７ａは、電流−電圧変換回路６から出力される励磁電圧Ｖｂが抵抗７ｂ及び７ｃを介して非反転入力側に入力されるとともに、出力側と反転入力側とが直接接続されたオペアンプ７ｄと、抵抗７ｃとオペアンプ７ｄの非反転入力側の接続点とグランド間に接続されたコンデンサ７ｅと、抵抗７ｂ及び７ｃの接続点とオペアンプ７ｄの反転入力側との間に接続されたコンデンサ７ｆとを備えている。

このフィルタ回路７のカットオフ周波数ｆｃは、抵抗７ｂ及び７ｃの抵抗値を等しい抵抗値Ｒｆとし、コンデンサ７ｅ及び７ｆの容量を互いに等しいＣｆとすると、下記（３）式で表される。
ｆｃ＝１／（２・π・Ｒｆ・Ｃｆ） …………（３）
ここで、抵抗値Ｒｆ及び容量Ｃｆを除去したいノイズ成分の下限周波数に応じて設定することにより、高周波のノイズ成分を確実に除去することができる。しかも、二次の低域通過フィルタを適用しているので、急峻な遮断特性を得ることができる。

二値化回路８は、図７に示すように、ヒステリシス付コンパレータ８ａで構成されている。このヒステリシス付コンパレータ８ａは、フィルタ回路７から出力されたフィルタ出力Ｖｆが反転入力側に入力されるオペアンプ８ｂと、オペアンプ８ｂの出力側とグランド間に接続した抵抗８ｃ及び８ｄとを有し、抵抗８ｃ及び８ｄの接続点がオペアンプ８ｂの非反転入力側に接続されている。

このヒステリシス付コンパレータ８ａのヒステリシス幅Ｖｈｙは、ヒステリシス付コンパレータ８ａから出力される矩形波電圧をＶｃとし、抵抗８ｃ及び８ｄの抵抗値をそれぞれＲ_８ｃ及びＲ_８ｄとしたときに、下記（４）式で表される。
Ｖｈｙ＝Ｖｃ・（Ｒ_８ｃ＋Ｒ_８ｄ）／Ｒ_８ｃ …………（４）
このように、二値化回路８をヒステリシス付コンパレータ８ａで構成することにより、フィルタ回路７から出力されるフィルタ出力にノイズが残留している場合でも、ヒステリシス幅Ｖｈｙの範囲内でのノイズの影響を除去した矩形波電圧Ｖｃを出力することができる。

第１電流検知回路９は、図８に示すように、二値化回路８から出力される矩形波電圧Ｖｃが入力されて積分して平滑化する低域通過フィルタ９ａと、この低域通過フィルタ９ａの出力を絶対値化して測定電流値に対応した測定電圧Ｖｄを出力する絶対値回路９ｂとを備えている。
このように、上記第１の実施形態によると、励磁部としての励磁回路５から所定周波数の矩形波電圧Ｖａを磁気コア３に巻装した励磁コイル４に印加して磁気コア３を飽和状態又はその近傍の状態にするための励磁電流Ｉｅｘを供給する。この励磁電流Ｉｅｘが磁気コア３を挿通する導線２に流入する検出電流によって、インダクタンスが消失するタイミングが、図４に示すように変化することにより、励磁電流Ｉｅｘのデューティ比が変化する。

この励磁電流Ｉｅｘを電流−電圧変換回路６で電圧に変換し、変換した電圧をフィルタ回路７に供給することにより、このフィルタ回路７で入力される電圧に重畳している高周波のノイズ成分を除去し、次いで二値化回路８で二値化することにより、矩形波電圧Ｖｃを形成する。この矩形波電圧Ｖｃを第１電流検知回路９に供給することにより、矩形波電圧Ｖｃのデューティ比に応じた測定電流の電流値を表す直流電圧を出力する。

このように、第１の実施形態では、励磁コイル４に流れる励磁電流Ｉｅｘを電流−電圧変換回路６で電圧に変換し、変換した電圧をフィルタ回路７に供給して、電圧に重畳するノイズ成分を除去してから二値化回路８で矩形波電圧Ｖｃに変換し、変換した矩形波電圧Ｖｃを第１電流検知回路９で矩形波電圧Ｖｃの測定電流に応じたデューティ比を表す電圧を形成する。このため、磁気コア３の近傍にインバータ回路等の高周波ノイズ源となる負荷が存在することにより、励磁コイル４に流れる励磁電流Ｉｅｘに高周波ノイズが重畳される場合であっても、フィルタ回路７でノイズ除去を確実に行ってから二値化回路８で矩形波電圧Ｖｃに変換するので、矩形波電圧Ｖｃにノイズ成分が影響することを確実に防止することができる。
しかも、上述したように、二値化回路８をヒステリシス付コンパレータ８ａで構成することにより、フィルタ回路７から出力されるフィルタ出力にノイズ成分が残留する場合でも、ヒステリシス機能によってノイズ成分の影響を確実に除去した矩形波電圧Ｖｃを形成することができる。

このように、第１の実施形態によると、励磁コイル４に矩形波電圧Ｖａを印加することにより、励磁コイル４に、測定電流に応じてインダクタンスが消失することによるデューティ比変化を生じさせる励磁電流Ｉｅｘを供給し、この励磁電流Ｉｅｘのデューティ比の変化を、電流−電圧変換回路６、フィルタ回路７、二値化回路８及び第１電流検知回路９を設けるだけの簡易な構成で、磁気コア３を貫通する導線２に流入する微小検出電流を広範囲に確実に検知することができ、低コスト化を図ることができる。このとき、磁気コア３は１つ設けるだけでよいので、特許文献１に記載された従来例のように磁気コアを２つ設ける必要がなく、磁気コアの材料特性の違いによりＳ／Ｎ比が低下することがなく、微小検出電流を高精度で検知することができる。また、電流検知装置を１つの磁気コアと１つの励磁コイルとで構成できるので、小型、低コスト化が可能となる。さらに磁気センサ等を使用しないので、堅牢で、周囲環境条件により影響を受けることが少ない電流検知装置を提供することができる。

また、励磁コイル４の励磁電流Ｉｅｘの、インダクタンスが消失することによるデューティ比変化を検出することにより、導線２に流入する検出電流Ｃの検知を行うために必要な、二値化回路８による励磁電圧から矩形波電圧を発生する際に、フィルタ回路７により不要なノイズ成分を除去した信号を二値化している。
このため、特許文献２に記載された従来例のように電流−電圧変換回路の出力電圧を直接コンパレータに供給した場合にはコンパレータが高周波ノイズによって誤動作することになるが、本実施形態では、電流−電圧変換回路６の出力電圧をフィルタ回路７に供給して高周波ノイズを除去することができる。そのため誤動作を確実に防止して、高精度な電流検知を行うことができる。

しかも、励磁コイル４に印加する矩形波電圧の周波数を選択可能に構成することにより、検出電流に応じた周波数を選択することが可能となり、広い電流範囲の電流検知が可能となる。この場合には、図２に示す励磁回路５を構成するコンデンサ５ｅと並列に異なる容量のコンデンサをスイッチで選択可能に接続することでコンデンサの容量を選択することにより発振周波数が選択可能となる。コンデンサの容量を変更する場合に代えて分圧抵抗５ｃ及び５ｄの少なくとも何れか一方と並列に抵抗値の異なる抵抗を同様にスイッチで選択可能に接続するようにしてもよく、さらにはコンデンサの容量及び抵抗の抵抗値の双方を変更するようにしてもよい。
なお、上記第１の実施形態においては、励磁回路５として無安定マルチバイブレータを構成する発振回路を適用する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、励磁コイル４に矩形波電圧を印加可能な発振回路であれば、任意の発振回路を適用することができる。

次に、本発明の一態様である電流検知装置１の第２の実施形態について図９〜図１３を伴って説明する。
この第２の実施形態では、導線２に過大電流が流入した場合に、この過大電流を検知する回路構成を付加したものである。
すなわち、第２の実施形態では、前述した第１の実施形態における第１電流検知回路９が、図１０に示すように、絶対値回路９ｂから出力される測定電圧Ｖｄを比較回路９ｃに供給して電流検知閾値Ｖｒｅｆ１と比較し、測定電圧Ｖｄが電流検知閾値Ｖｒｅｆ１以上であるときにハイレベルとなる電流検知信号Ｓａを出力するように構成されている。

また、図９に示すように、電流検知装置１は、電流−電圧変換回路６から出力される励磁電圧Ｖｂが入力される過大電流検知部１０を備えている。この過大電流検知部１０は、励磁電圧Ｖｂを全波整流した全波整流値を形成する全波整流値形成回路１１と、この全波整流値形成回路１１から出力される全波整流値が入力されて過大電流を検知する第２電流検知部としての第２電流検知回路１２とを備えている。

全波整流値形成回路１１は、図１１に示すように、電流−電圧変換回路６から出力される励磁電圧Ｖｂが入力されてこの励磁電圧Ｖｂを絶対値化する絶対値回路１１ａと、この絶対値回路１１ａから出力される絶対値電圧を積分して平均化し全波整流電圧Ｖｅとして出力する積分回路１１ｂとを備えている。
第２電流検知回路１２は、図１２に示すように、全波整流値形成回路１１の積分回路１１ｂから出力される全波整流電圧Ｖｅが入力される比較器１２ａで構成されている。この比較器１２ａは、例えばオペアンプで構成され、全波整流値形成回路１１から出力される全波整流電圧Ｖｅが非反転入力側に入力され、反転入力側に分圧抵抗１２ｂ及び１２ｃによって分圧された過大電流閾値Ｖｒｅｆ２が入力され、全波整流電圧Ｖｅが過大電流閾値Ｖｒｅｆ２以上となったときに、ハイレベルの過大電流検知信号Ｓｂを出力する。

そして、第１電流検知回路９から出力される電流検知信号Ｓａ及び第２電流検知回路１２から出力される過大電流検知信号Ｓｂが論理和回路１３に供給される。この論理和回路１３は、図１３に示すように、第１電流検知回路９から出力される電流検知信号Ｓａが入力されるダイオード１３ａと、第２電流検知回路１２から出力される過大電流検知信号Ｓｂが入力されるダイオード１３ｂとを有する。両ダイオード１３ａ及び１３ｂのカソードは互いに接続され、その接続点とグランドとの間に抵抗１３ｃが接続され、この抵抗１３ｃの端子電圧が電流検知信号Ｓｃとして出力される。

この第２の実施形態によると、第１電流検知回路９では、前述した第１の実施形態と同様に、絶対値回路９ｂから導線２に流入する検出電流に応じた測定電圧Ｖｄが出力され、この測定電圧Ｖｄが電流検知閾値Ｖｒｅｆ１以上となると比較回路９ｃからハイレベルの電流検知信号Ｓａが出力され、これが論理和回路１３を通じて電流検知信号Ｓｃとして出力される。この電流検知信号Ｓｃによって導線２に設定値（例えば２０ｍＡ）以上の検出電流が流入していることを検知することができる。

この第１電流検知回路９で励磁電流Ｉｅｘの急激な変化によるデューティ比に基づく電流検知を行っている状態では、電流−電圧変換回路６から出力される励磁電圧Ｖｂが全波整流値形成回路１１にも供給される。この状態では、励磁電流Ｉｅｘが図４に示すように、測定電流値に応じてデューティ比が変化し、正負でパルス状に変化しながら繰り返す波形となるので、全波整流値形成回路１１の絶対値回路１１ａで絶対値化したときの１周期分のパルス幅の合計値はデューティ比の変化にかかわらず一定値となるので、積分回路１１ｂで積分して平均化したときに、正方向のパルス波高値の略半分の値となる。この積分回路１１ｂから出力される全波整流電圧Ｖｅが第２電流検知回路１２に供給されて比較器１２ａで過大電流閾値Ｖｒｅｆ２と比較されたときに、Ｖｅ＜Ｖｒｅｆ２となり、比較器１２ａの出力はローレベルを維持する。

ところが、第１電流検知回路９では、磁気コア３のインダクタンスの飽和状態と消失状態との変化による励磁電流のデューティ比変化によって検出電流を検知するようにしているが、導線２に地絡時のように過大電流（例えば３Ａ以上）が流入する状態となると磁気コア３が矩形波電圧の印加にかかわらず飽和状態となり、励磁電流変化が生じない状態となって第１電流検知回路９での電流検知が行えない状態となる。

この導線に過大電流が流入する状態では、励磁電流Ｉｅｘが過大電流に比例する正値又は負値となり、電流−電圧変換回路６から出力される励磁電圧Ｖｂも正値又は負値となる。
このため、全波整流値形成回路１１の絶対値回路１１ａで絶対値化し、これを積分回路１１ｂで積分したときに、積分回路１１ｂの積分出力電圧は時間の経過とともに増加することになる。この積分出力電圧が第２電流検知回路１２を構成する比較器１２ａに供給されるので、積分出力電圧が過大電流閾値Ｖｒｅｆ２以上となったときに比較器１２ａからハイレベルの過大電流検知信号Ｓｂが出力される。この過大電流検知信号Ｓｂが論理和回路１３に供給されるので、この論理和回路１３からハイレベルとなる電流検知信号Ｓｃが出力される。

このように、上記第２の実施形態によると、導線２に流入する検出電流が微小電流範囲であるときには、第１電流検知回路９の絶対値回路９ｂで励磁コイル４に流れる励磁電流Ｉｅｘのデューティ比に応じた電流検知処理を行って電流検知閾値以上の検出電流を検知したときにハイレベルとなる電流検知信号Ｓａが論理和回路１３を介して出力される。
一方、導線２に流入する検出電流が過大電流であるときには、第２電流検知回路１２によって過大電流閾値Ｖｒｅｆ２以上の過大電流を検知したときにハイレベルとなる過大電流検知信号Ｓｂが論理和回路１３を介して出力される。

したがって、第２の実施形態によれば、前述した第１の実施形態の構成に、全波整流値形成回路１１、第２電流検知回路１２及び論理和回路１３を加えるだけで微小電流領域から過大電流領域までの広範囲の電流検知を行うことができる。
しかも、第１電流検知回路９及び第２電流検知回路１２の出力側に比較器を配置して、設定電流値以上の検出電流が流入したときにハイレベルの電流検知信号を出力するようにしたので、簡易な構成で電流検知を正確に行うことができる。

なお、上記第２の実施形態においては、第１電流検知回路９及び第２電流検知回路１２に比較器を設け、これら比較器の出力を論理和回路１３に供給する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、第１電流検知回路９の絶対値回路９ｂの測定電圧Ｖｄ及び過大電流検知部１０の全波整流値形成回路１１の全波整流電圧ＶｅをＡ／Ｄ変換してマイクロコンピュータ等の演算処理装置に入力して検出電流値を表示するようにしてもよい。

次に、本発明の第３の実施形態について図１４〜図１９を伴って説明する。
この第３実施形態では、第１電流検知回路９に対する周囲環境の影響による測定値変動を抑制するようにしたものである。
すなわち、第３の実施形態では、図１４に示すように、励磁回路５の出力側に電圧制限部としての電圧制限回路１５を接続するとともに、第１電流検知回路９に温度変化による測定値変化を補正する温度補正部としての第１補正回路９ｄを設けるようにしている。

電圧制限回路１５は、図１５に示すように、前述した第１の実施形態における励磁回路５のオペアンプ５ａの出力側とグランドとの間に接続されている。この電圧制限回路１５は、通電方向が互いに逆方向となるようにアノード同士が互いに接続されたそれぞれツェナーダイオードで構成される第１定電圧ダイオード１６及び第２定電圧ダイオード１７で構成されている。ここで、第１定電圧ダイオード１６及び第２定電圧ダイオード１７は、第１定電圧ダイオード１６のアノードが第２定電圧ダイオード１７のアノードに接続されている。また、第１定電圧ダイオード１６のカソードがオペアンプ５ａの出力側に接続され、第２定電圧ダイオード１７のカソードがグランドに接続されている。

この電圧制限回路１５では、オペアンプ５ａから出力される正負の矩形波電圧Ｖａの正側電圧及び負側電圧の振幅を正側リミット電圧及び負側リミット電圧間の振幅範囲に制限する正負リミッタ回路を構成している。ここで、正側リミット電圧及び負側リミット電圧は、励磁回路５の周囲温度の変化によって矩形波電圧に振幅変化が生じたときに、この振幅変化が出力端子ｔｏから出力される矩形波電圧Ｖａに影響を与えない値に設定されている。

また、第１補正回路９ｄは、図１６に示すように、第１電流検知回路９の低域通過フィルタ９ａと絶対値回路９ｂとの間に接続されている。この第１補正回路９ｄは、低域通過フィルタ９ａのフィルタ出力が抵抗９ｅを介して反転入力側に供給されるオペアンプ９ｆと、このオペアンプ９ｆの出力側と反転入力側との間に接続された帰還抵抗９ｇと、オペアンプ９ｆの非反転入力側とグランドとの間に接続されたバイアス電流の影響を避ける抵抗９ｈと、抵抗９ｅと並列に接続された温度補償部としてのサーミスタ９ｉとで反転増幅器を構成している。

ここで、サーミスタ９ｉは、前述した励磁回路５に設けた電圧制限回路１５を構成する第１定電圧ダイオード１６及び第２定電圧ダイオード１７が正の温度特性を有するので、これら第１定電圧ダイオード１６及び第２定電圧ダイオード１７の正の温度特性を補償するために負の特性すなわち温度の上昇に応じて抵抗値が減少する特性に設定されている。したがって、第１補正回路９ｄでは、抵抗９ｅと並列にサーミスタ９ｉが接続されているので、温度の上昇によってサーミスタ９ｉの抵抗が低下することにより、抵抗９ｅ及びサーミスタ９ｉの合成抵抗Ｒｓが減少し、増幅率が増加することにより、増幅出力である測定電圧Ｖｄの低下を補償する。

この第３の実施形態によると、前述した第２の実施形態と同様に、第１電流検知回路９で微小電流領域の検出電流を検知し、第２電流検知回路１２で過大電流領域の検出電流を検知することができる。
ところで、励磁回路５は、温度依存特性を有し、周囲温度が変化することで、矩形波電圧Ｖａが、図１８（ａ）で点線図示のように、正側の電圧減少幅に比較して負側の電圧減少幅が大きくなる場合が生じる。このように、矩形波電圧Ｖａの正側及び負側で電圧減少幅が異なる場合には、第１電流検知回路９の低域通過フィルタ９ａで平均化したときに、導線２に測定電流を生じた場合と同等の０より大きなフィルタ出力Ｖｆが出力される。このフィルタ出力Ｖｆを第１補正回路９ｄで反転増幅することにより、図１８（ｂ）に示すように、図１７（ａ）に示す導線２に微小な検出電流Ｃが生じた場合の図１７（ｂ）に示す測定電圧Ｖｄと同等の測定電圧Ｖｄが出力されることになり、周囲温度変化による誤検知が発生してしまう。

しかしながら、本実施形態では、励磁回路５のオペアンプ５ａの出力端子部とグランドとの間に電圧制限回路１５が接続されている。この電圧制限回路１５によって、励磁回路５の矩形波電圧Ｖａの正側及び負側の電圧が温度変化による変動幅分を除くように制限される。したがって、図１８（ａ）に示すように、周囲温度の変化によってオペアンプ５ａから出力される矩形波電圧Ｖａが振幅変動したとしても、その振幅変動分が矩形波電圧Ｖａに影響を与えない範囲で電圧制限が行われることになる。

このように、この電圧制限回路１５の正負の制限電圧を小さく制限することにより、周囲温度の変化による電圧変動（振幅変動）分を除去することができるが、電圧制限回路１５の制限電圧を小さくし過ぎると、導線２に流れる微小電流による励磁電圧Ｖｂのデューティ比の変化による第１電流検知回路９の低域通過フィルタ９ａのフィルタ出力の変化分が小さくなることから電流検出精度が低下することになる。

このため、電圧制限回路１５の制限電圧は使用する周囲温度の範囲内の最大電圧変動幅の影響を受けないぎりぎりの電圧に設定することが好ましい。
しかしながら、電圧制限回路１５を構成するツェナーダイオードで構成される第１定電圧ダイオード１６及び第２定電圧ダイオード１７自体も温度の上昇に伴って順方向電圧が上昇する温度依存特性を有することから、周囲温度が高くなるにつれて制限電圧も高くなり、周囲温度の上昇による電圧変動が矩形波電圧Ｖａに影響することになる。この矩形波電圧Ｖａの変動が第１電流検知回路９で測定電圧Ｖｄの変動として現れ、誤検出の要因となる。

これに対して、本実施形態では、第１電流検知回路９の第１補正回路９ｄに温度の上昇に対して抵抗値が減少する負の抵抗特性を有するサーミスタ９ｉが抵抗９ｅと並列に介挿されている。周囲温度の上昇に応じてサーミスタ９ｉの抵抗値が減少することで、抵抗９ｅの抵抗値Ｒ５及びサーミスタ９ｉの抵抗値Ｒｔの合成抵抗Ｒｓが減少する。抵抗９ｈの抵抗値をＲ６としたときのオペアンプ９ｆの増幅率−Ｒ６／Ｒｓが増加することになる。
したがって、第１補正回路９ｄで、電圧制限回路１５を構成する第１定電圧ダイオード１６及び第２定電圧ダイオード１７の温度依存性による第１補正回路９ｄから出力される測定電圧Ｖｄの減少を補償することができ、図１９（ｂ）に示すように正確な測定電圧Ｖｄを得ることができる。

なお、上記第３の実施形態においては、第１補正回路９ｄとして反転増幅器を適用して励磁回路５から出力される矩形波電圧Ｖａのデューティ比の増加に対して測定電圧Ｖｄが減少する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、反転増幅器の出力側に同様の反転増幅器を接続することにより、励磁回路５の矩形波電圧Ｖａのデューティ比の増加に応じて増加する測定電圧Ｖｄを得ることができる。さらには、第１補正回路９ｄを非反転増幅器で構成することによっても、励磁回路５の矩形波電圧Ｖａのデューティ比の増加に応じて増加する測定電圧Ｖｄを得ることができる。
また、上記第３の実施形態においては、電圧制限回路１５として第１定電圧ダイオード１６及び第２定電圧ダイオード１７のアノード同士を接続した場合について説明したが、これに限定されるものではなくカソード同士を接続するようにしてもよい。

次に、本発明の第４の実施形態について図２０を伴って説明する。
この第４実施形態では、励磁回路５で発生する矩形波電圧の、周囲環境の影響による変動を抑制するようにしたものである。
すなわち、第４の実施形態では、図２０に示すように、第１の実施形態における励磁回路５において、さらに電流増幅部としての電流増幅回路５ｆを設けるようにしている。電流増幅回路５ｆは、オペアンプ５ａの出力側に設けられ、オペアンプ５ａの出力を増幅し矩形波電圧Ｖａとして出力する。つまり、オペアンプ５ａ、帰還抵抗５ｂ、分圧抵抗５ｃ及び５ｄ、コンデンサ５ｅからなる矩形波電圧を発生する発振回路５ｏｓｃの出力を、電流増幅回路５ｆで増幅するようにしている。

電流増幅回路５ｆは、直列に接続されて電源及びグランド間に接続されるｎチャネルＭＯＳＦＥＴ５１及びｐチャネルＭＯＳＦＥＴ５２から構成され、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ５１のソースとｐチャネルＭＯＳＦＥＴ５２のソースとが接続される。ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ５１のゲート及びｐチャネルＭＯＳＦＥＴ５２のゲートには、オペアンプ５ａの出力側が接続される。また、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ５１とｐチャネルＭＯＳＦＥＴ５２との接続点が励磁コイル４の一端に接続される。
なお、電流増幅部５ｆから出力される矩形波電圧Ｖａは、前記（１）式で表される、発振回路５ｏｓｃの出力の発振周波数ｆと同一であり、電流増幅部５ｆは、発振周波数は同一で、励磁コイル４に対して、より大きな励磁電流を供給し得る矩形波電圧Ｖａを出力することができる。

この第４の実施形態によると、オペアンプ５ａから出力される矩形波電圧は、電流増幅回路５ｆに入力され、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ５１及びｐチャネルＭＯＳＦＥＴ５２のゲートに供給され、正負の矩形波電圧に応じてｎチャネルＭＯＳＦＥＴ５１及びｐチャネルＭＯＳＦＥＴ５２が交互にオンオフし、オンオフ動作に応じて正負に切り替わるパルス電圧が矩形波電圧Ｖａとして励磁コイル４の一端に供給される。

このように、励磁回路５では、発振回路５ｏｓｃの出力は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ５１及びｐチャネルＭＯＳＦＥＴ５２のゲート信号として用いられ、電流増幅回路５ｆの出力が矩形波電圧Ｖａとして励磁コイル４に供給される。そのため、温度環境の変化等の影響により、発振回路５ｏｓｃの出力に電圧変動等が生じたとしても、発振回路５ｏｓｃの出力は電流増幅回路５ｆにより電圧変動等による影響分が除去された後、矩形波電圧Ｖａとして励磁コイル４に供給される。したがって、電流増幅回路５ｆを設けることにより、温度による電圧変動等の不安定要因を低減することができ、すなわち周囲環境の影響を受けることを回避し、より高精度な電流測定を行うことができる。

また、電流増幅回路５ｆを設けることで、所望の励磁電流が得られるように調整することができるため、励磁電流の制約を少なくすることができる。そのため、磁気コア３の巻数選定の自由度を高めることができる。
なお、上記第４の実施形態においては、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ５１とｐチャネルＭＯＳＦＥＴ５２とを用いて電流増幅回路５ｆを構成した場合について説明したが、これに限るものではない。例えばバイポーラトランジスタを用いて電流増幅回路５ｆを構成することも可能である。
また、上記第４の実施形態では、第１の実施形態において、さらに電流増幅回路５ｆを設けた場合について説明したが、第２の実施形態、また、第３の実施形態において、電流増幅回路５ｆを設けることも可能である。

次に、本発明の第５の実施形態について、図２１〜図２３を伴って説明する。
この第５実施形態では、第４実施形態において、二値化回路８から出力される矩形波電圧Ｖｃの、周囲環境の影響による変動を抑制するようにしたものである。
第５の実施形態では、図２１に示すように、第１電流検知回路９は、低域通過フィルタ９ａと、絶対値回路９ｂとの間に、周囲環境の影響による低域通過フィルタ９ａの出力である矩形波電圧Ｖｃの変化を補正する第２補正回路９ｊを設けるようにしている。
第２補正回路９ｊは、図２２に示すように、分圧抵抗６１及び６２と、分圧抵抗６１と分圧抵抗６２との間に設けられたダイオード６３と、差動回路６４と、を備える。
ダイオード６３は、例えばツェナーダイオードで構成され、ダイオード６３のアノードが高電位側の分圧抵抗６１に接続され、カソードが分圧抵抗６２に接続される。

差動回路６４は、低域通過フィルタ９ａの出力側とグランドとの間に設けられる分圧抵抗６５及び６６と、分圧抵抗６５及び６６の接続点が非反転入力側に入力されるオペアンプ６７と、オペアンプ６７の出力側とダイオード６３及び抵抗６２の接続点との間に直列に接続した抵抗６８及び６９を備える。抵抗６８と６９の接続点がオペアンプ６７の反転入力側に接続される。
つまり、第２補正回路９ｊは、差動回路６４によって、低域通過フィルタ９ａの出力である矩形波電圧Ｖｃと周囲環境の変化に伴うダイオード６３の出力特性の変動分との差分をとることにより、矩形波電圧Ｖｃから周囲環境の変化に伴う変動成分を除去し、これを絶対値回路９ｂに出力する。

この第５実施形態では、前述した第４実施形態と同様に、周囲温度が変化した場合でも、矩形波電圧Ｖａの変動を抑制することができる。さらに、第５実施形態では、第１電流検知回路９の低域通過フィルタ９ａの出力側に第２補正回路９ｊを設け、周囲環境の変化による矩形波電圧Ｖｃの変化を抑制するため、周囲環境の影響を受けることなく微小電流検知を行うことができ、すなわち高精度な電流測定を行うことができる。
また、抵抗６５、６６、６８、６９と、オペアンプ６７からなる差動回路６４と、抵抗６１、６２及びダイオード６３とを備えた簡易な構成で、第２補正回路９ｊを実現することができる。

なお、上記第５の実施形態においては、図２２に示すように、ダイオード６３を用いて矩形波電圧Ｖｃを補正する場合について説明したが、これに限るものではなく、例えば、図２３に示すように、サーミスタ７０を用いて矩形波電圧Ｖｃを補正するようにしてもよい。つまり、図２２において、直列に接続された分圧抵抗６１、ダイオード６３及び分圧抵抗６２に変えて、サーミスタ７０を高電位側として、直列に接続されたサーミスタ７０と抵抗７１とを電源及びグランド間に接続し、サーミスタ７０と抵抗７１との接続点と、差動回路６４の抵抗６８の一端とを接続する。

図２３に示す構成とした場合であっても、ダイオード６３を用いた第２補正回路９ｊと同等の作用効果を得ることができる。
なお、上記第１〜第５の実施形態においては、電流−電圧変換回路６の出力側に接続したフィルタ回路７を二次の低域通過フィルタで構成する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、一次の低域通過フィルタで構成したり、必要な信号成分のみを通過させる帯域通過フィルタで構成したりしてもよい。

また、上記第１〜第５の実施形態においては、磁気コア３内に１本の導線２を挿通して導線２に流れる電流を検知する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、磁気コア３内に互いに微小な差電流を生じる２本の導線を挿通して微小な差電流を検出することもできる。
以上、特定の実施形態を参照して本発明を説明したが、これら説明によって発明を限定するものではない。本発明の説明を参照することにより、当業者には、開示された実施形態の種々の変形例とともに本発明の別の実施形態も明らかである。従って、特許請求の範囲は、本発明の範囲及び要旨に含まれるこれらの変形例又は実施形態も網羅すると解すべきである。

１…電流検知装置、２…導線、３…磁気コア、４…励磁コイル、５…励磁回路、６…電流−電圧変換回路、７…フィルタ回路、８…二値化回路、９…第１電流検知回路、１０…過大電流検知部、１１…全波整流値形成回路、１２…第２電流検知回路、１５…電圧制限回路

Claims (19)

1. 検出電流が流入し得る導線を囲む磁気コアに、電気的に絶縁し磁気的に結合するように巻回した励磁コイルと、
   矩形波電圧を印加して前記磁気コアを飽和状態又はその近傍の状態にする励磁電流を前記励磁コイルに供給する励磁部と、
   前記励磁コイルに流れる励磁電流を、電圧に変換して出力する電流−電圧変換部と、
   該電流−電圧変換部から出力される出力電圧の大きさが変化するタイミングに基づいて矩形波電圧に変換する二値化部と、
   該二値化部から出力される矩形波電圧に基づいて前記検出電流の流入を検知する第１電流検知部と、
   前記電流−電圧変換部から出力される電圧の全波整流値を出力する全波整流値形成部と、
   該全波整流値形成部の全波整流値に基づいて前記検出電流の流入を検知する第２電流検知部と
   を備えたことを特徴とする電流検知装置。
2. 前記第１電流検知部及び前記第２電流検知部からそれぞれ前記検出電流の流入を検知した際に出力される第１電流検知信号及び第２電流検知信号が入力され、当該第１電流検知信号及び第２電流検知信号の論理和信号を出力する論理和回路をさらに備えていることを特徴とする請求項１に記載の電流検知装置。
3. 前記全波整流値形成部は、前記電流−電圧変換部から出力される電圧を絶対値化する絶対値回路と、該絶対値回路の絶対値出力を積分する積分回路とで構成されていることを特徴とする請求項１又は２に記載の電流検知装置。
4. 検出電流が流入し得る導線を囲む磁気コアに、電気的に絶縁し磁気的に結合するように巻回した励磁コイルと、
   矩形波電圧を印加して前記磁気コアを飽和状態又はその近傍の状態にする励磁電流を前記励磁コイルに供給する励磁部と、
   前記励磁コイルに流れる励磁電流を、電圧に変換して出力する電流−電圧変換部と、
   該電流−電圧変換部から出力される電圧に重畳するノイズ成分を除去するフィルタ部と、
   該フィルタ部から出力される出力電圧の大きさが変化するタイミングに基づいて矩形波電圧に変換する二値化部と、
   該二値化部から出力される矩形波電圧に基づいて前記検出電流の流入を検知する第１電流検知部と
   を備えたことを特徴とする電流検知装置。
5. 前記フィルタ部は、ノイズ周波数成分を遮断する低域通過フィルタで構成されていることを特徴とする請求項４に記載の電流検知装置。
6. 前記励磁部は、前記矩形波電圧を発生する発振回路で構成されていることを特徴とする請求項１から５の何れか１項に記載の電流検知装置。
7. 前記励磁部は、前記発振回路で発生する矩形波電圧の振幅を制限する電圧制限部を備えていることを特徴とする請求項６に記載の電流検知装置。
8. 前記電圧制限部は、前記発振回路の出力側とグランドとの間に接続された定電圧ダイオードで構成されていることを特徴とする請求項７に記載の電流検知装置。
9. 前記励磁部から出力される前記矩形波電圧を入力し前記励磁コイルに供給する前記励磁電流を増幅する電流増幅部を備えていることを特徴とする請求項１から請求項８の何れか１項に記載の電流検知装置。
10. 前記電流増幅部は、スイッチング素子を含むことを特徴とする請求項９に記載の電流検知装置。
11. 前記スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１０に記載の電流検知装置。
12. 前記電流−電圧変換部は、シャント抵抗で構成されていることを特徴とする請求項１から１１の何れか１項に記載の電流検知装置。
13. 前記二値化部は、閾値電圧が入力された比較器で構成されていることを特徴とする請求項１から１２の何れか１項に記載の電流検知装置。
14. 前記第１電流検知部は、前記矩形波電圧のデューティ比を検知して前記検出電流に応じた検知信号を出力することを特徴とする請求項１から１３の何れか１項に記載の電流検知装置。
15. 前記第１電流検知部は、前記二値化部から出力される矩形波電圧の温度補正を行う温度補正部を備えていることを特徴とする請求項１から１４の何れか１項に記載の電流検知装置。
16. 前記温度補正部は、周囲温度によって抵抗値が変化するサーミスタを備えていることを特徴とする請求項１５に記載の電流検知装置。
17. 前記温度補正部は、ダイオードと差動回路とを備えることを特徴とする請求項１５に記載の電流検知装置。
18. 前記温度補正部は、前記サーミスタを含む反転増幅器で構成されていることを特徴とする請求項１６に記載の電流検知装置。
19. 前記温度補正部は、前記サーミスタと差動回路とを備えることを特徴とする請求項１６に記載の電流検知装置。

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