JP2016171639A

JP2016171639A - 高周波電源装置

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Publication number: JP2016171639A
Application number: JP2015048914A
Authority: JP
Inventors: 祐樹渡瀬; Yuki Watase; 正宣平松; Masanori Hiramatsu
Original assignee: Meidensha Corp; Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Meidensha Corp; Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2015-03-12
Filing date: 2015-03-12
Publication date: 2016-09-23

Abstract

【課題】高周波電源装置の負荷は、インピーダンス、力率が広い範囲で変化するため、インバータ出力電圧が低電圧となったときサイリスタ整流器は大電流を流す必要が有り、電流容量の大きいものが必要となる。【解決手段】インバータ制御回路に、サイリスタ整流器を流れる直流電流が予め設定された直流電流上限値以上を流さないようにする手段と、直流電流が上限値以上流れたときインバータの通流幅が１８０゜より狭い通電幅で制御する手段を設ける。これによりインバータ制御回路は、負荷に投入したい電力が一定で、負荷がより低い値になったときには直流電圧をより小さくし、直流電流をより大きくする必要があることから、この直流電流に上限値を設けて上限値以上にならないよう制限するものである。【選択図】図１

Description

本発明は、高周波電源装置に係わり、特に交流−直流変換部にサイリスタ整流器を備えた高周波電源装置に関するものである。

図５は誘導加熱装置等に使用される高周波電源装置の構成図を示したもので、１は交流電源、２はサイリスタ整流器で交流を直流に変換する。３はサイリスタ制御回路で、サイリスタ整流器２の点弧信号を生成してサイリスタの点弧角を制御することで直流電圧Ｅdcを制御する。４はサイリスタ整流器２の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサ、５は単相のインバータで、インバータ制御回路６からのゲート信号によって所定の出力周波数となるよう制御される。７はフィルタ回路で、例えばリアクトルＬとコンデンサＣにより構成される。８は変圧器、９は負荷である。

サイリスタ制御回路３は、使用目的によって出力電圧一定制御、出力電流一定制御、又は出力電力一定制御の何れかで制御対象が選択される。また、インバータ制御回路６は、インバータの動作として、１８０゜通電の固定周波数または共振周波数に応じた制御を行い、ＰＷＭ制御での電圧・電流・電力制御は行わず、サイリスタ整流器２で電圧・電流・電力制御を行っている。１０は直流電圧検出部、１１は直流電流検出部、１２は出力電圧検出部、１３は出力電流検出部である。

電力を供給する高周波負荷には、タンク回路のようにＬ−Ｃ−Ｒの直列共振回路や並列共振回路が多く、共振周波数とインバータ出力周波数が一致する場合は負荷端での力率は１となっている。しかし、図５で示す高周波電源装置においては、フィルタ回路７や変圧器８がインバータ５と負荷９間に介挿されているため、インバータ５の出口から見た力率は１にならない場合がある。

インバータ５の直流側と交流側には、フィルタ回路７を含むインピーダンスと損失を除き、且つ交流側基本成分のみを考慮（高調波成分は無視）すると（１）式が成立する。

Ｐ＝Ｅdc・Ｉdc＝Ｖac（α，Ｅdc）・Ｉac・ｃｏｓφ ……（１）
ここで、Ｅdc：直流電圧、Ｉdc：直流電流、Ｖac：インバータ出力電圧、Ｉac：インバータ出力電流、α：ＰＷＭの制御率、φ：負荷力率、
制御率αが定数であれば、直流電圧Ｅdcとインバータ出力電圧Ｖacは比例の関係を持つ。インバータ出力電圧Ｖacは直流電圧ＥdcとＰＷＭの制御率αの函数で、直流電圧Ｅdcが一定ならばＰＷＭの制御率αの調整により出力電圧を調整することが出来る。ここでは、α＝１（１８０゜通電）のとき最大電圧を生成し、α＝０でＶac＝０とする。

なお、高周波電源装置としては特許文献１等が公知となっており、特許文献１にはインバータの出力電流と出力電圧の位相を合わせて力率１の運転とし、位相差が広範囲でも同期が取れるようにしたことが記載されている。

特開平８−２２３９２４

高周波電源装置の負荷となる誘導加熱装置などは、インピーダンス、力率が広い範囲で変化する負荷である。（１）式で示すようにα＝１の最大電圧を出力する状態で、例えば、一定電力制御ではサイリスタ整流器２の出力は、（直流電圧Ｅdc×直流電流Ｉdc）である。負荷特性，すなわちインピーダンス特性として（直流電圧Ｅdcが低電圧）×（直流電流Ｉdcが大電流）の特性の場合では、インバータ出力電圧Ｖacが低電圧のため直流電圧Ｅdcを下げる必要がある。これにより、サイリスタ整流器２の電流として大電流のものが要求され、電流容量の大きい装置の準備が必要となり、不経済になるという問題が発生する。

本発明が目的とするところは、サイリスタ整流器の電流責務を軽減する高周波電源装置を提供することにある。

本発明は、サイリスタ整流器により交流−直流変換し、変換された直流電圧をインバータにより所定の周波数で力率一定の高周波出力で負荷を制御する高周波電源装置であって、インバータを制御するインバータ制御回路において、
前記インバータ制御回路は、
前記サイリスタ整流器を流れる直流電流が予め設定された直流電流上限値以上を流さないようにする手段と、
直流電流が上限値以上流れたとき前記インバータの通流幅が１８０゜より狭い通電幅で制御する手段を備えたことを特徴としたものである。

また、本発明のインバータ制御回路は、
前記直流電流上限値と検出された直流電流との偏差を入力して直流電流上限値を保持するための比例積分の演算をするＰＩ演算部と、
前記ＰＩ演算部により生成された演算値を入力して前記インバータのゲート信号幅を抑制する直流電流リミッタ回路と、
前記直流電流リミッタ回路からの出力値と、設定された前記インバータのゲート信号最大幅信号との差分を求め、差分に対応したゲート信号を生成するゲート信号生成部を備えたことを特徴としたものである。

また、本発明のインバータ制御回路は、負荷に対する制御が電力一定制御の
Ｐ＝Ｅdc・Ｉdcx＝Ｖacx（１，Ｅdc）・Ｉacの状態時において、投入電力を指令値としてインピーダンスが更に小さくなったとき、前記インバータの制御率α₂を、Ｐ＝Ｅdc・Ｉdcx＝Ｖac（α₂，Ｅdc）・（Ｉac＋△Ｉac）の関係で維持するよう制御することを特徴としたものである。
ただし、Ｐ：電力、Ｅdc：直流電圧、Ｉdcx：直流電流上限、Ｖac：インバータ出力電圧、Ｉac：インバータ出力電流、△Ｉac：インバータ出力電流増加分、
さらに、本発明のインバータ制御回路は、負荷に対する制御が電力一定制御の
Ｐ＝Ｅdc・Ｉdcx＝Ｖacx（１，Ｅdc）・Ｉacの状態時において、前記インバータの制御率α₁を、Ｐ＋△Ｐ＝Ｖac（α₁，Ｅdc+△Ｅdcx）の関係で維持するよう制御することを特徴としたものである。
ただし、Ｐ：電力、△Ｐ：電力増加分、Ｅdc：直流電圧、△Ｅdcx：直流電圧上限増加分、Ｉdcx：直流電流上限、Ｖac：インバータ出力電圧、Ｖacx：インバータ出力電圧上限、

以上のとおり、本発明によれば、サイリスタ整流器を有する高周波電源装置のインバータ制御回路において、直流電流に上限値を設け、検出された直流電流が大きくなって上限値に達したとき、インバータのゲート信号幅を最大幅より小さく制御して直流電流を抑制するものである。これによって、サイリスタ整流器の電流責務の軽減を可能としたものである。

本発明の実施形態を示すインバータ制御回路の構成図。電力一定制御時の直流電流検出回路の構成図。サイリスタ制御回路の構成図。電力一定制御時のタイムチャート。高周波電源装置の構成図。

本発明が用いられる高周波電源装置の主回路は図５で示すものが用いられるため、主回路については省略する。
図１は本発明によるインバータ制御回路６０の構成図を示したもので、減算部６１において予め設定された直流電流上限値Ｉdcxと直流電流検出部１１により検出された直流電流Ｉdcとの差分が求められ、差分をＰＩ演算部６２に入力して比例積分演算する。

なお、制御対象が出力電力一定制御の場合には、直流電流Ｉdcは図２で示すように検出する。すなわち、直流電圧検出部１０と直流電流検出部１１により検出されたＥdcとＩdcを、図示省略された電力演算部により電力検出値Ｐdetを求める。減算部６７においてＰdetと設定された電力指令値Ｐrefとの差分を求めてＰＩ演算部６８に入力し、ＰＩ演算部６８でＰＩ演算してその出力を直流電流Ｉdcとして減算部６１に入力し、直流電流上限値Ｉdcxとの差分が出力電圧指令として求められる。

ＰＩ演算部６２の出力は、保護用として設けられた直流電流リミッタ回路６３に入力される。直流電流リミッタ回路６３におけるリミット値は、最大でも５０％未満に設定されて、ゲート幅の広がりすぎによるインバータ５の上下アームの同時オンを防止するもので、このゲート幅を抑制する信号は加算部６４に出力される。加算部６４には、インバータ（ＩＮＶ）ゲート最大幅信号１８０゜の定数であるゲート最大幅信号が印加されており、この信号から直流電流リミッタ回路６３による出力信号を差引き、その差分がゲート幅リミッタ回路６５を介して最終的なゲート幅指令値としてゲート信号生成部６６に入力される。ゲート信号生成部６６は、インバータ５のスイッチング素子に対するオン・オフ信号を作成し、デッドタイムを生成して１パルスＰＷＭ信号として出力する。

図３はサイリスタ制御回路３０の構成図を示したもので、減算部３１では出力電流指令値Ｉout-refと出力電流検出部１３により検出された出力電流Ｉoutとの差分を求めて電流制御部３２に入力し、直流電圧指令値を演算する。直流電圧指令値は、減算部３３において直流電圧検出部１０により検出された直流電圧検出値を差引いて位相制御部３４に出力する。位相制御部３４では、出力電流Ｉoutが出力電流指令値Ｉout-refと一致するよう点弧信号を生成してサイリスタを制御し、これにより直流電圧Ｅdcを制御する。

上記のような構成において、負荷９が例えばＬ−Ｃ−Ｒの並列共振回路であり、インバータ５はＬ−Ｃの共振周波数で動作して正弦波の電圧波形を生成しているとする。Ｌ−Ｃ−Ｒの並列共振回路が共振周波数の電圧源で駆動されているとき、Ｌ−Ｃ部分のアドミッタンスはゼロ（インピーダンスは∞）で抵抗Ｒのみを考慮すればよい。インピーダンスとしてはＲ（力率１である）のみである。

本発明は、負荷に投入したい電力Ｐが一定で、負荷がより低い値になったときには直流電圧Ｅdcをより小さくし、直流電流Ｉdcをより大きくする必要があることから、この直流電流Ｉdcに上限値を設けて上限値以上にならないよう制限するものである。

インバータ制御回路６０で出力電圧指令を生成する手段として直流電流上限値Ｉdcxを設け、インバータ制御回路６０でサイリスタ整流器２の電流責務を制限している。制限状態時においては（２）式が成立する。
Ｐ＝Ｅdc・Ｉdcx＝Ｖacx（１，Ｅdc）・Ｉac …… （２）
ここで、Ｖacx：制限状態時のインバータ出力電圧、インピーダンスはＶac（１，Ｅdc）÷Ｉac
（２）式の状態で投入電力を指令値としてインピーダンスが更に小さくなると（以下、増分に対して△を付した記号で表示する）、負荷損失はＶ²／Ｒ＝Ｉ²Ｒであることから定性的には電圧は低減、電流は増加することとなり、
Ｐ＝（Ｅdc−△Ｅdc）・（Ｉdcx＋△Ｉdc）
＝Ｖac（１，Ｅdc−△Ｅdc）・（Ｉac＋△Ｉac） …… （３）
の関係になる。（３）式の状態では直流電流上限値Ｉdcxを超えるので、インバータ５の制御率α₂を調整し、（４）式の関係とする。
Ｐ＝Ｅdc・Ｉdcx＝Ｖac（α₂，Ｅdc）・（Ｉac＋△Ｉac） …… （４）
インバータ制御回路６０は（４）式の関係を維持するようＰＷＭ制御率α₂が制御される。

次に、（２）式の状態で、インピーダンスをＶac（１，Ｅdc）÷Ｉacのままで投入電力を増加させた場合、電力増加分を△Ｐ、これに伴う直流電圧上昇分を△Ｅdcx、負荷側電流の増加分を△Ｉacとすると、インバータ５を１８０゜通電のままでは（５）式の関係が生じる。
Ｐ＋△Ｐ＝（Ｅdc＋△Ｅdcx）・（Ｉdcx＋△Ｉdc）
＝Ｖac（１，Ｅdc＋△Ｅdc）・（Ｉac＋△Ｉac） …… （５）
（５）式では直流電流上限値Ｉdcxを超えてしまうのでインバータ５の制御率を調整して次式の関係にする。
Ｐ＋△Ｐ＝（Ｅdc＋△Ｅdcx）・Ｉdcx
＝Ｖac（α₁，Ｅdc+△Ｅdcx）・（Ｉac＋△Ｉac） α₁＜１として
＝Ｖac（１，Ｅdc＋△Ｅdc）＝Ｖac（α₁，Ｅdc+△Ｅdcx） ……（６）
（６）式の関係が維持されるようにＰＷＭ制御率α₁が制御される。

図１で示すインバータ制御回路６０では、ゲート幅を狭くする制御は、検出された直流電流Ｉdcと直流電流上限値Ｉdcxが等しくなったときからである。ＰＩ演算部６２はこの上限電流値を保持するための比例積分値を出力し、直流電流リミッタ回路６３によりゲート幅を１８０゜より小さくなるよう制御される。

図４はインピーダンスが変化した場合の波形図で、時刻ｔ１からインピーダンスが徐々に低下して時刻ｔ２で直流電圧が下限値Ｖ_Lに、直流電流上限値Ｉdcxに達したときインバータ５に対するゲート信号幅を最大値以下になるよう制御される。時刻ｔ３でインピーダンスが回復して直流電流ＩdcがＩdcx以下になるとゲート信号幅も最大値となる。
なお、上記では、負荷に対する制御として電力一定制御について説明してきたが、電圧制御の場合には、電流を電圧に置き換えることで制御できる。

以上本発明によれば、インバータ制御回路において、検出された直流電流が大きくなって上限値に達したとき、インバータのゲート信号幅を最大幅より小さく制御して直流電流を抑制するものである。これによって、サイリスタ整流器の電流責務の軽減が可能となるものである。

１… 交流電源
２… サイリスタ整流器
３、３０… サイリスタ制御回路
４… 平滑コンデンサ
５… インバータ
６、６０… インバータ制御回路
３２… 電流制御部
３４… 位相制御部
６２… ＰＩ演算部
６３… 直流電流リミッタ回路
６５… ゲート幅リミッタ回路
６６… ゲート信号生成部

Claims

サイリスタ整流器により交流−直流変換し、変換された直流電圧をインバータにより所定の周波数で力率一定の高周波出力で負荷を制御する高周波電源装置であって、インバータを制御するインバータ制御回路において、
前記インバータ制御回路は、
前記サイリスタ整流器を流れる直流電流が予め設定された直流電流上限値以上を流さないようにする手段と、
直流電流が上限値以上流れたとき前記インバータの通流幅が１８０゜より狭い通電幅で制御する手段と、
を備えたことを特徴とした高周波電源装置。
前記インバータ制御回路は、
前記直流電流上限値と検出された直流電流との偏差を入力して直流電流上限値を保持するための比例積分の演算をするＰＩ演算部と、
前記ＰＩ演算部により生成された演算値を入力して前記インバータのゲート信号幅を抑制する直流電流リミッタ回路と、
前記直流電流リミッタ回路からの出力値と、設定された前記インバータのゲート信号最大幅信号との差分を求め、差分に対応したゲート信号を生成するゲート信号生成部を備えたことを特徴とした請求項１記載の高周波電源装置。
前記インバータ制御回路は、負荷に対する制御が電力一定制御の
Ｐ＝Ｅdc・Ｉdcx＝Ｖacx（１，Ｅdc）・Ｉacの状態時において、投入電力を指令値としてインピーダンスが更に小さくなったとき、前記インバータの制御率α₂を、Ｐ＝Ｅdc・Ｉdcx＝Ｖac（α₂，Ｅdc）・（Ｉac＋△Ｉac）の関係で維持するよう制御することを特徴とした請求項１又は２記載の高周波電源装置。
ただし、Ｐ：電力、Ｅdc：直流電圧、Ｉdcx：直流電流上限、Ｖac：インバータ出力電圧、Ｉac：インバータ出力電流、△Ｉac：インバータ出力電流増加分、
前記インバータ制御回路は、負荷に対する制御が電力一定制御の
Ｐ＝Ｅdc・Ｉdcx＝Ｖacx（１，Ｅdc）・Ｉacの状態時において、
インピーダンスをＶac（１，Ｅdc）÷Ｉacのままで投入電力を増加させるとき、
前記インバータの制御率α₁を、Ｐ＋△Ｐ＝Ｖac（α₁，Ｅdc+△Ｅdcx）の関係で維持するよう制御することを特徴とした請求項１乃至３の何れか１項に記載の高周波電源装置。
ただし、Ｐ：電力、△Ｐ：電力増加分、Ｅdc：直流電圧、△Ｅdcx：直流電圧上限増加分、Ｉdcx：直流電流上限、Ｖac：インバータ出力電圧、Ｖacx：インバータ出力電圧上限、