JP2016146558A

JP2016146558A - アンテナ及びそれを用いた通信装置

Info

Publication number: JP2016146558A
Application number: JP2015022551A
Authority: JP
Inventors: 牧野　滋; Shigeru Makino; 滋牧野; 啓介野口; Keisuke Noguchi
Original assignee: Kanazawa Institute of Technology (KIT)
Current assignee: Kanazawa Institute of Technology (KIT)
Priority date: 2015-02-06
Filing date: 2015-02-06
Publication date: 2016-08-12
Anticipated expiration: 2035-02-06
Also published as: JP6452477B2

Abstract

【課題】小型で薄型のアンテナ及びこれを用いた小型通信装置の提供を目的とする。【解決手段】誘電体層と、当該誘電体層の一方の面に設けた金属層と他方の面に設けた放射素子層とを備え、前記放射素子層は中央部にスリット部を有し、前記スリット部の上部に非接触給電素子を有することを特徴とする。【選択図】図１

Description

本発明は、メタマテリアル技術を用いた小型アンテナに関し、特に自由空間及び導体上のいずれの場合にも適用できるアンテナ及びそれを用いた通信装置に係る。

反射板付きのダイポールアンテナにあっては、インピーダンス整合をとるためにダイポールアンテナと反射板の間に０．２５波長の間隔が必要であるために薄型化が困難であったが、本出願人は先に誘電体板の裏面に金属膜を形成し、表面に所定周期及び所定幅で周期的に設けたスリットを有する金属膜を形成した磁気壁基板を提案することで、薄型アンテナを可能にしている（特許文献１）。
しかし、同技術は薄型が可能である点で優れているものの、磁気壁基板の大きさを放射素子となる半波長ダイポールアンテナに対して充分に広くとる必要があり、さらなる小型化が期待されていた。

特許第５３９８４２６号公報

本発明は、小型で薄型のアンテナ及びこれを用いた小型通信装置の提供を目的とする。

本発明に係るアンテナは、誘電体層と、当該誘電体層の一方の面に設けた金属層と他方の面に設けた放射素子層とを備え、前記放射素子層は中央部にスリット部を有し、前記スリット部の上部に非接触給電素子を有することを特徴とする。
ここで、中央部にスリットを形成した放射素子層は、放射素子として動作するダイポールアンテナであり、この裏面に誘電体層を介して金属層を形成したことにより薄型化が可能であり、このダイポールアンテナに非接触給電素子を用いて非接触給電したことにより、インピーダンス整合を可能にしたものである。

したがって、本発明において金属層及び放射素子層は、金属板でも金属膜でも形態に制限がなく、誘電体層は誘電層として作用する限り樹脂板等のみならず、空気層であってもよい。

本発明において、放射素子層が誘電体層を介して金属層と一体化されていれば、平面的であっても曲面状の立体的であってもよく、また外形形状に制限がない。
例えば、金属層と放射素子層とは長さＬ×幅Ｗの外形線が概ね同一又は放射素子層の方が小さい矩形形状であってもよい。

本発明において、放射素子層は長さ方向に内側を切り欠き複数の放射素子片部を形成すると、複数の周波数帯で使用可能になる。

また、本発明においては、非接触により放射素子層に給電された電流は、スリット部とこのスリット部を介して両側の長さ方向のエッジ部に集中する傾向があることから、アンテナを構成する非接触給電素子と同一面内に通信用モジュールを配置することが可能になり、小型化された通信装置となる。

本発明に係るアンテナは、薄型化及び小型化が可能であり、後述するように自由空間及び導体上のいずれの場合も使用可能であり、家電品や自動車等の金属部周辺にも装着できる。
よって、装着場所を問わない小型のアンテナチップ，通信チップとなり得る。

本発明に係るアンテナの構造例を示し、（ａ）は断面図、（ｂ）は平面分解図を示す。図１のアンテナの（ａ）はインピーダンス特性、（ｂ）はＶＳＷＲ特性を示す。導体板の上に本発明に係るアンテナを装着した例を示す。図３のアンテナの（ａ）はインピーダンス特性、（ｂ）はＶＳＷＲ特性を示す。図１のアンテナの５ＧＨｚ帯の（ａ）インピーダンス特性、（ｂ）はＶＳＷＲ特性を示す。図１のアンテナにおける（２．４５ＧＨｚ）電流分布図を示す。放射素子の変形例１を示す。放射素子の変形例２を示す。放射素子の変形例３を示す。図９のＧの寸法を１７ｍｍ〜２１ｍｍまで変化させた場合のインピーダンス特性及びＶＳＷＲの値を示す。Ｇ＝１９ｍｍ、ｂ＝１８〜２１ｍｍのときの特性を示す。放射素子の変形例４を示す。通信用モジュールを装着した例を示す。通信用モジュールを装着した例を示す。金属板のみの例を示す。図１３のアンテナの（ａ）インピーダンス特性、（ｂ）はＶＳＷＲ特性を示す。放射素子を誘電体層を介して金属板に積層したアンテナを示す。図１５のアンテナの（ａ）インピーダンス特性、（ｂ）はＶＳＷＲ特性を示す。

図１は、この発明によって実現できるアンテナの例である。
図において、１１は金属層，１２は誘電体層，１３ａ，１３ｂは誘電体層１２を介して配置された放射素子として動作する放射素子層１３（板状ダイポールアンテナ），１４は誘電体，１５は誘電体１４を介して配置された非接触給電素子（ダイポールアンテナ），１６は給電点である。
ここで、金属層１１は、長さＷ_１，幅Ｌ_１とする。
誘電体層１２は、金属層１１と同じ大きさであり、厚さがｔ_１，比誘電率がε_１である。
放射素子層１３は、金属層１１と同じ大きさの金属の中央部に幅Ｓ_０のスリット部Ｓを有する。
誘電体１４は、金属層１１と同じ大きさであり、厚さがｔ_２，比誘電率がε_２である。
非接触給電素子１５は、前記スリット部Ｓに直交して配置される長さｂ，隙間ａのダイポールアンテナである。
図２にこの発明によって実現できるアンテナのインピーダンス特性及びＶＳＷＲ特性の計算値を示す。
なお、計算したモデルにおいては各設計パラメータを次のように選んでいる。
Ｌ：４１．１ｍｍ（Ｌ＝Ｌ_１＝Ｌ_２）
Ｗ：３０．０ｍｍ（Ｗ＝Ｗ_１＝Ｗ_２）
ｔ_１：３．２ｍｍ
ε_１：４．７
Ｓ_０：０．５ｍｍ
ｔ_２：０．８ｍｍ
ε_２：４．７
ｂ：１９ｍｍ
給電点１６は、給電素子として動作する非接触給電素子１５の中央であり、ギャップ給電により解析している。
インピーダンス特性については、リアクタンス成分Ｘは２．４５ＧＨｚ付近で零、レジスタンス成分Ｒも同じく２．４５ＧＨｚ付近で５０Ωとなっており、その結果、ＶＳＷＲ特性は２．４５ＧＨｚ付近でほぼ１となっており、整合がとれることがわかる。
全体の大きさは、４１．１ｍｍ×３０．０ｍｍ×４．０ｍｍ，２．４５ＧＨｚの自由空間波長で規格化すると、０．３４波長×０．２５波長×０．０３３波長であり、インピーダンス整合が可能な小型薄型アンテナを実現していることがわかる。
なお、本発明においては、Ｌ_１≧Ｌ_２，Ｗ_１≧Ｗ_２であれば同じ形状である必要がない。
また、スリット部のスリット幅Ｓ_０は０．００５〜０．０１波長が好ましい。

図３に、図１に示したアンテナを導体板２０の上に配置した構造を示す。
これは、本願発明のアンテナを導体の上に配置した場合を想定している。
導体板２０の大きさを３６０ｍｍ（約３波長）×３６０ｍｍ（約３波長）としたときのインピーダンス特性及びＶＳＷＲ特性の計算値を図４に示す。
インピーダンス特性及びＶＳＷＲ特性は、図２に示した自由空間に配置した場合に比べて若干周波数がシフトしているが、２．５ＧＨｚ付近で整合がとれていることがわかる。
すなわち、本願発明のアンテナは自由空間に配置した場合においても、また、導体上に配置した場合においてもほぼ同等な性能を実現しており、金属の有無に関わらず使用できることが分かる。
なお、前記周波数シフトを小さくするためには、幅Ｗを大きくすればよい。
図５に、図１に示したアンテナの５ＧＨｚ帯におけるインピーダンス特性及びＶＳＷＲ特性の計算値を示す。
図より、４．８ＧＨｚ付近及び５．９ＧＨｚ付近においても共振していることがわかる。
すなわち、図１に示した本願発明のアンテナは、２．４５ＧＨｚ帯のみならず、さらに高い周波数である４．８ＧＨｚ帯及び５．９ＧＨｚ帯の第２，第３の周波数帯においても使用可能である。
ただし、前述のように金属層１１の長さＬ_１，スリット幅Ｓ_０及び非接触給電素子１５であるダイポールアンテナの長さｂを調整することにより、第１の周波数において整合をとるため、第２，第３の共振周波数を制御するには、残りの設計パラメータである金属層１１の幅Ｗ_１，誘電体層１２の厚さｔ_１及び比誘電率ε_１，誘電体１４の厚さｔ_２及び比誘電率ε_２のいずれかを調整する必要がある。
以上のように本願発明のアンテナは、自由空間に配置した場合のみならず、導体上に配置した場合においても整合可能であるため、どこにでも装着可能な小型薄型アンテナを実現できる。
また、複数の周波数帯でも使用できるため、複数の周波数の異なる通信システムで用いるアンテナを統合でき、アンテナのさらなる小型化に寄与できる。

図６に、図１に示したアンテナの放射素子層１３上の電流分布（２．４５ＧＨｚ）を示す。
図より、電流は主に放射素子層１３の中心部及び上下のエッジに集中しており、左右には殆ど電流が流れないことがわかる。
このうち、放射素子層１３の中心部に非接触給電素子１５に沿って流れる電流は、インピーダンス整合に寄与する成分、放射素子層１３のスリットに沿って流れる電流は放射素子層１３の上下のエッジを給電する電流成分であり、放射に寄与する電流は放射素子層１３の上下のエッジを流れる電流であると考えられる。
したがって、放射素子層１１３を図７に示すように、電流が流れない部分を除去して上下のエッジ部分を残した形状１１３ａ，１１３ｂにしても実施例１と同様の効果がある。
また、図８は、図７に示した放射素子層１３を先端で折り曲げた形状２１３にしたものである。
電流は上下のエッジ部分を流れるため、放射に寄与する長さが図１の放射素子層１３の長さＬ_２よりも長くでき、共振周波数を低くできる。
別の言い方にすると、共振周波数が同じ場合には、放射素子層１３の長さＬ_２を小さくできることになり、アンテナの小型化が可能となる。
図９，１２に多周波数に対応できるアンテナを示す。
図において、放射素子層１３の形状を上下に配置した放射素子片部Ｌ_３の他に、これよりも短い板状の放射素子片部Ｌ_４を追加したものである。
これにより、長さＬ_３で決まる共振周波数の他に短い長さのＬ_４で決まる周波数、また左側の長い（又は短い）放射素子片部から右側の短い（又は長い）放射素子片部にも電流が流れるために、上記２つの共振周波数の間の周波数においても共振するため、短い放射素子片部の設計パラメータを調整するだけで多周波数に対応できる金属板付きアンテナを実現できる。
以上のように、本願発明のアンテナは、放射素子層１３の形状を変えることにより小型化が可能であり、また複数の周波数帯でも使用できるために複数の周波数の異なる通信システムで用いるアンテナを統合でき、アンテナのさらなる小型化に寄与できる。

図９に示したアンテナ仕様にて、インピーダンス特性及びＶＳＷＲ特性を計算で求めたので以下説明する。
設計パラメーターは図１に示した実施例１において、
Ｌ＝４６．５ｍｍ
Ｗ＝１０．０ｍｍ
ｄ_１＝ｄ_２＝ｄ_３＝ｄ_４＝ｄ_５＝２ｍｍ
ｔ_１＝１．６ｍｍ
ε_１、ｓ_０、ｔ_２、ε_２は同じである。
まず、ｂ＝１９ｍｍのままＧの寸法を１７ｍｍ〜２１ｍｍに変化させた場合のインピーダンス特性（ａ）（ｂ）及びＶＳＷＲの計算値を図１０に示す。
このような放射素子形状にすると２．５ＧＨｚ付近の第１共振周波数の特性を変えることなく、第２共振周波数を４．３ＧＨｚ〜５．２ＧＨｚの範囲にて調整可能であることが分かる。
また、Ｇの寸法が１７ｍｍのときの共振周波数が５．２ＧＨｚであるが、ＶＳＷＲの値が約２となったので図９のｂの寸法を（Ｇ＝１７ｍｍのまま）１８ｍｍ〜２１ｍｍの範囲で変化させた各特性を図１１に示す。
この結果、ｂ＝２０ｍｍのときにＶＳＷＲが１．５まで低下しており、ｂの寸法にてＶＳＷＲの改善が可能であった。

図１３に、図１に示した金属板付きアンテナと通信用モジュール３０とを一体化した場合の構成を示す。
通信用モジュール３０は、図６に示したように放射素子層１３上の電流分布の小さい部分に配置しており、電流分布、すなわち放射特性への影響を小さくすることが可能である。
なお、非接触給電素子１５の給電点１６と通信モジュール３０とは、平行２線のような平衡線路で接続する。
図１４に、図１３と異なる構成を示す。
通信用モジュール３０は、放射素子層１３のスリットの上に配置している。
図６に示したように、スリット近傍には大きな電流が流れているが、前述のようにこの電流成分は放射素子層１３上下のエッジに給電する役割であるため放射には寄与せず、また電界はスリット間に集中しているためにギャップ誘導体１４が十分に厚ければ、通信用モジュール３０による放射特性への影響を小さくすることが可能である。
また、図１７の構成と比較すると、非接触給電素子１５の給電点１６と通信用モジュール３０とを近接して配置できるため、通信用モジュール３０の実装が容易になる利点がある。

次に参考として、動作の相違について検討したので説明する。
図１５に、放射素子として動作する長さＬ，幅Ｗの長方形の放射素子層１３のみで構成された板状ダイポールを示す。
この構造において、放射素子層１３の中央の給電点１６でギャップ給電した場合のインピーダンス特性及びＶＳＷＲ特性の計算値を図１６に示す。
図より、インピーダンス特性は３．５ＧＨｚを中心にレジスタンス成分Ｒは約５０Ω，リアクタンス成分Ｘは零となっており、広い周波数帯域にわたって整合がとれていることがわかる。
なお、設計パラメータである幅Ｗを調整することにより、共振周波数においてＶＳＷＲ特性を１に近づけることができるが、動作を説明するためにあえて図１と同じ設計パラメータの計算例をしめしている。
しかしながら、図１５の放射素子層は金属のみで構成されているため、これを金属上に直接配置することができないのは前述のとおりである。
そこで放射素子層と金属板とを一体化した構造を考える。
図１７に、図１５の構造に誘電体層１２を介して金属層１１を装荷した構造を示す。
また、図１８に図５の場合と同様、放射素子層１３の中央の給電点１６でギャップ給電した場合のインピーダンス特性及びＶＳＷＲ特性の計算値を示す。
図より、誘電体層１２を介したために共振周波数が約３．０ＧＨｚと低くなっているとともに、図４の場合ほどではないが、比較的広い周波数帯域にわたって共振の傾向を示していることがわかる。
ただし、図１８のインピーダンス特性を図４と比較してわかるように、インピーダンス特性は大きな周波数特性を持ち、特にレジスタンス成分Ｒが大きくなる２．７ＧＨｚ付近の周波数帯においてリアクタンス成分Ｘも大きな値となっており、共振周波数においてＶＳＷＲ特性が１となるよう整合をとることは困難であることがわかる。
これに対し、図１に示す本願発明においては、図２に示すように２．４５ＧＨｚ付近で整合がとれている。
図２に示したインピーダンス特性を図１６のインピーダンス特性と比較すると、レジスタンス成分Ｒの周波数特性のピークが低い周波数にシフトしているとともに、リアクタンス成分Ｘの値が全体に下がり、レジスタンス成分Ｒが５０Ωとなる２．４５ＧＨｚ付近においてリアクタンス成分Ｘが零となり、整合がとれたことがわかる。
以上のことから、金属層１１の幅Ｗ，誘電体層１２の厚さｔ_１及び比誘電率がε_１，誘導体１４の厚さｔ_２及び比誘電率ε_２が与えられると、金属層１１の長さＬと放射素子として動作する放射素子層１３のスリット幅Ｓ_０を調節することにより、レジスタンス成分Ｒが大きくなる周波数及びそのときのレジスタンス成分Ｒが所望の値に決定でき、非接触給電素子１５であるダイポールアンテナの長さｂを調節することにより、レジスタンス成分Ｒの大きさが５０Ωとなる周波数においてリアクタンス成分を零とすることができ、その結果、整合をとることができることがわかる。

１１金属層
１２誘電体層
１３放射素子層
１４誘電体
１５非接触給電素子
１６給電点
Ｓスリット部

Claims

誘電体層と、当該誘電体層の一方の面に設けた金属層と他方の面に設けた放射素子層とを備え、
前記放射素子層は中央部にスリット部を有し、前記スリット部の上部に非接触給電素子を有することを特徴とするアンテナ。
前記金属層と放射素子層とは長さＬ×幅Ｗの外形線が概ね同一又は放射素子層の方が小さい矩形形状であることを特徴とする請求項１記載のアンテナ。
前記放射素子層は長さ方向に内側を切り欠き複数の放射素子片部を形成したことを特徴とする請求項２記載のアンテナ。
請求項１〜３のいずれかのアンテナを構成する非接触給電素子と同一面内に通信用モジュールを配置したことを特徴とする通信装置。