JP2016139472A - Ｌｅｄ電源装置及びｌｅｄ照明装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＬＥＤ電源装置において、出力フィードバック制御下においても通常の動作モードと軽負荷時の動作モードとの切替に起因する動作不安定を防止する。【解決手段】ＬＥＤ電源装置（１）は、フィードバック制御される出力電流のＰＷＭ制御におけるオフ期間終了時を、スイッチング素子の印加電圧の第１の立下りエッジが発生する第１の時点に対応させる第１のモードと、印加電圧の第１の立下りエッジより後の第２の時点に対応させる第２のモードとを信号（Ｓ２）に基づいて切り替え、第１の時点と第２の時点の差を上記信号のレベルに基づいて決定するオフ幅増大回路（４０）と、調光率が切替調光率以上の場合には第１のモードを適用し、切替調光率未満の場合には第２のモードを適用するよう上記信号を生成するモード決定部（６１２）及び上記信号レベルの変化速度を低減させる移行減速部（６１３）を含む出力制御回路（６０）とを備える。【選択図】 図１

Description

本発明は、ＬＥＤ電源装置及びそれを用いたＬＥＤ照明装置に関する。

特許文献１は、ＬＥＤを点灯する絶縁型電源装置を開示する。この絶縁型電源装置は、トランスの一次側に流す電流を制御するスイッチング素子の制御信号を出力する制御回路と、出力電流を検出する検出手段による検出信号を制御回路へ伝達する信号伝達手段とを有する。そして、制御回路は、スイッチング素子のＰＷＭ制御パルスを生成するパルス生成回路と、外部から供給されるデューティ比に制御情報を有する出力制御パルス信号に基づいてスイッチング素子へ供給されるＰＷＭ制御パルスを遮断するマスク回路と、出力制御パルス信号を監視してデューティ比が所定値以下になった場合にデューティ比の下限を制限した制御パルスをマスク回路へ供給するオーバーシュート抑制回路とを備える。同文献によると、上記構成により、一次側と二次側の両方の制御回路に出力制御信号を入力して出力をフィードバック制御する絶縁型電源装置において、出力制御信号を変化させた際にフィードバック制御の比較的大きな時定数に起因して発生する出力オーバーシュートが低減される。

特開２０１２−３４４９０号公報

ところで、一般に、特許文献１に開示されるようなＰＷＭ制御下での出力フィードバック構成においては、調光等によって負荷が軽くなるとＰＷＭオン幅が小さくなる。特に、設定出力電流の変動幅が大きい場合において深い調光が行われると、ＰＷＭオン幅はより狭小化される。そして、ＰＷＭオン幅がＰＷＭ制御用ＩＣの動作下限以下となると、スイッチング動作が断続的になり、ＬＥＤ発光にちらつきが生じる。このオン期間狭小化の問題に対処するため、詳細を後述するように、軽負荷時には、出力電流フィードバック制御下においても所定のＰＷＭオン幅が確保されるように、ＰＷＭオフ幅を強制的に長くする（すなわち、スイッチング周波数を強制的に低下させる）構成が提案されている。しかし、通常の動作モードと、スイッチング周波数を強制的に低下させる動作モードとを切り替えると、このモード切替の際のフィードバック応答の遅れに起因してスイッチング動作が一時的に不安定となる場合がある。この不安定なスイッチング動作のために、装置の入力側では電源高調波が増大するとともに出力側ではＬＥＤ発光のちらつきが発生し得るという問題があった。

そこで、本発明は、出力フィードバック制御を適用しつつも、通常の動作モードと軽負荷時の動作モードとの切替に起因する電源高調波の増大及びＬＥＤ発光のちらつきを防止するＬＥＤ電源装置及びそれを用いたＬＥＤ照明装置を提供することを課題とする。

本発明のＬＥＤ電源装置は、コンバータ回路、ＰＷＭ制御回路、オフ幅増大回路、電流検出回路及び出力制御回路を備える。コンバータ回路は、一次巻線及び二次巻線を有するトランス、一次巻線をスイッチングするスイッチング素子並びに二次巻線の出力を整流平滑して出力電流をＬＥＤに供給する整流平滑回路を含む。ＰＷＭ制御回路は、スイッチング素子をＰＷＭ制御するように構成され、ＰＷＭ制御におけるオン期間の長さを第１の信号に基づいて決定する。オフ幅増大回路は、ＰＷＭ制御の各スイッチングサイクルにおいて、オフ期間終了時をスイッチング素子に印加される印加電圧の第１の立下りエッジが発生する第１の時点に対応させる第１のモードと、オフ期間終了時を印加電圧の第１の立下りエッジより後の第２の時点に対応させる第２のモードとを第２の信号に基づいて切り替えるように構成され、第１の時点と第２の時点の差分が第２の信号レベルに基づいて決定される。電流検出回路は、出力電流を検出して電流検出値を生成する。出力制御回路は、外部調光信号に基づいて調光率を決定する調光率決定部、調光率が切替調光率以上の場合には第１のモードを適用し、調光率が切替調光率未満の場合には第２のモードを適用するよう第２の信号を生成するモード決定部、第２の信号レベルの変化速度を低減させる移行減速部、調光率に基づいて電流目標値を生成する目標値生成部、及び電流検出値が電流目標値に一致するように第１の信号を出力する定電流制御部を含む。

上記構成のＬＥＤ電源装置によると、出力電流のフィードバック制御下において、ＰＷＭ制御のオフ幅の異なる第１及び第２のモード間の切替時におけるスイッチング周波数の変化速度が移行減速部によって低減される。これにより、ＬＥＤ電源装置において、出力フィードバック制御下においてもスイッチング周波数の変化に伴うフィードバック応答の遅れを回避し、動作モードの切替に起因する電源高調波の増大及びＬＥＤ発光のちらつきを防止ことが可能となる。

ここで、出力制御回路は、少なくとも、出力電流の定格値又は電流目標値と切替調光率との関係を記憶した記憶部を含む。これにより、ＬＥＤ電源装置が種々の機種のＬＥＤ照明装置に適用される場合にも、それぞれの場合において第１のモードと第２のモードとの適切な切替動作が実現される。

また、調光率が上昇される場合の切替調光率が、調光率が低減される場合の切替調光率よりも高くなるように設定されることが好ましい。これにより、第１のモードと第２のモードの切替にヒステリシスをもたせて、いわゆるチャタリングを防止することができる。

また、外部調光信号が段調光を示すものである場合、切替調光率が、段調光において使用されない調光率に設定されるようにすることが好ましい。これにより、軽負荷時に第２のモードを適用する構成において調光率の切替と動作モードの切替とが重なる過渡的な制御を回避して安定した調光切替動作を実現することができる。

ここで、一形態として、トランスが、二次巻線の電流を検出する三次巻線を有し、ＰＷＭ制御回路が、三次巻線に発生する電圧に対応する検出電圧し、検出電圧が検出閾値未満となったことに基づいて第１の時刻及び第２の時刻を決定するように構成され、オフ幅増大回路が同期スイッチ回路、充放電回路及び検出スイッチ回路を含み、同期スイッチ回路がスイッチング素子に同期してオン／オフされ、同期スイッチ回路のオン期間に第２の信号が充放電回路に充電され、同期スイッチ回路のオフ期間に充放電回路が放電され、充放電回路の電圧が所定閾値以上の場合に検出スイッチ回路がオン状態となることにより検出電圧が無効化されるように構成される。このように、出力制御回路からの第２の信号を比較的簡素な構成でモード切替動作に反映させることができ、ＬＥＤ電源装置全体を比較的簡素な構成で実現することが可能となる。

また、他の形態として、トランスが、二次巻線の電流を検出する三次巻線を有し、ＰＷＭ制御回路が、三次巻線に発生する電圧に対応する検出電圧し、検出電圧が検出閾値未満となったことに基づいて第１の時刻及び第２の時刻を決定するように構成され、オフ幅増大回路が同期スイッチ回路、充放電回路、検出保持回路及び検出一時スイッチ回路を含み、同期スイッチ回路がスイッチング素子に同期してオン／オフされ、同期スイッチ回路のオン期間に第２の信号が充放電回路に充電され、同期スイッチ回路のオフ期間に充放電回路が放電され、第２のモードにおいて検出保持回路が検出電圧を平滑化するように構成され、充放電回路の電圧が所定閾値未満となることに応じて検出一時スイッチ回路が一時的にオン状態となることによって検出保持回路が短絡されるように構成される。これにより、第２の信号のレベル変化の連続性に応じて、モード切替時のＰＷＭオフ幅の変化も連続的にすることができる。これにより、モード切替時のスイッチング周波数の変化をより連続的にしてモード切替の際の動作を確実に安定化させることが可能となる。

本発明は、上記いずれかのＬＥＤ電源装置と、ＬＥＤとを備えたＬＥＤ照明装置も含む。これにより、電源高調波の増大及び光出力のちらつきを防止したＬＥＤ照明装置を提供することが可能となる。

本発明の第１の実施形態によるＬＥＤ電源装置及びＬＥＤ照明装置の回路構成図である。 第１の実施形態における通常モードを説明する図である。 第１の実施形態におけるオフ幅増大モードを説明する図である。 第１の実施形態におけるモード切替動作の一例を説明する図である。 第１の実施形態におけるモード切替動作の他の例を説明する図である。 第１の実施形態のＬＥＤ電源装置における定電流制御部を説明する図である。 本発明の第２の実施形態によるＬＥＤ電源装置及びＬＥＤ照明装置の回路構成図である。 第２の実施形態におけるオフ幅増大モードを説明する図である。 参照例によるＬＥＤ電源装置の回路構成図である。

＜第１の実施形態＞
図１に、本発明の第１の実施形態に係るＬＥＤ電源装置１及びそれを用いたＬＥＤ照明装置３の回路構成図を示す。ＬＥＤ照明装置３はＬＥＤ電源装置１及びＬＥＤ２を含む。交流電源ＡＣからの入力電圧がＬＥＤ電源装置１に入力され、ＬＥＤ電源装置１からの直流出力がＬＥＤ２に供給される。なお、図１においては、ＬＥＤ２として３個のＬＥＤ素子が直列接続された構成を示すが、ＬＥＤ２を構成するＬＥＤ素子の個数は任意であり、ＬＥＤ素子の直列回路が複数列に並列接続されていてもよい。

ＬＥＤ電源装置１は、コンバータ回路１０、ＰＷＭ制御回路２０、補助電源回路３０、オフ幅増大回路４０、電流検出回路５０及び出力制御回路６０を備える。なお、本明細書における説明において、各回路素子が上記のどの名称の回路に属するかは便宜的なものである。

コンバータ回路１０はダイオードブリッジ１１、入力コンデンサ１２、トランス１３、スイッチング素子１４、ダイオード１５及び出力コンデンサ１６を備える。コンバータ回路１０は、交流電源ＡＣ（例えば商用電源）からの交流電圧を直流変換し、直流の出力電流をＬＥＤ２に供給する。コンバータ回路１０は、本実施形態においては絶縁型フライバックコンバータからなり、力率改善機能を持つ、いわゆるワンコンバータ方式のフライバック降圧回路を構成する。なお、必要に応じて、コンバータ回路１０の前段には電流ヒューズＦ１及びＦ２並びにノイズフィルタ（不図示）が接続される。トランス１３は一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２及び三次巻線Ｎ３を有し、二次巻線Ｎ２の巻方向は三次巻線Ｎ３の巻方向と同じであり、これらの巻方向は一次巻線Ｎ１とは逆となる。すなわち、三次巻線Ｎ３の出力によって二次巻線Ｎ２に発生する電流を検出することができる。本実施形態では、スイッチング素子１４はＭＯＳＦＥＴからなる。したがって、以降において、スイッチング素子１４のことをＦＥＴ１４ともいう。

コンバータ回路１０において、入力交流電圧がダイオードブリッジ１１によって全波整流され、入力コンデンサ１２には脈流電圧が現われる。ＦＥＴ１４のオン期間にトランス１３の一次巻線Ｎ１によってエネルギーが蓄積され、ＦＥＴ１４のオフ期間にそのエネルギーがトランス１３の二次巻線Ｎ２側からダイオード１５を介して出力コンデンサ１６に充電される。コンバータ回路１０の出力は、ＦＥＴ１４のＰＷＭ制御におけるオンデューティ（デューティ比）、一次巻線Ｎ１に対する二次巻線Ｎ２の巻数比等によって決まる。ＦＥＴ１４は、後述するスイッチング制御用の制御ＩＣ２１によって駆動される。なお、以降の説明において、コンバータ回路１０の出力電流を「出力電流」という。

本実施形態のコンバータ回路１０は力率改善型であるので、出力コンデンサ１６が低周波リップル（入力電源周波数に基づくリップル）の平滑機能を担う。したがって、入力コンデンサ１２の容量≪出力コンデンサ１６の容量であり、例えば、入力コンデンサ１２はフィルムコンデンサからなり、出力コンデンサ１６は電解コンデンサからなる。なお、トランス１３の一次巻線Ｎ１側の基準電位（すなわち、入力コンデンサ１２の低電位電極側ノード）を一次側グランドといい、二次巻線側の基準電位（すなわち、出力コンデンサ１６の低電位電極側ノード）を二次側グランドというものとする。

ＰＷＭ制御回路２０は、制御ＩＣ２１、フォトカプラ２２及び抵抗２３を含む。制御ＩＣ２１（例えば、ミツミ電機株式会社製のＭＭ３４６０）は、フォトカプラ２２のフォトトランジスタの出力状態に基づくオン幅でスイッチング素子１４をＰＷＭ制御する。フォトカプラ２２の出力状態（信号Ｓ１ｔ）は出力制御回路６０からの入力（信号Ｓ１ｄ）によって決定される。なお、信号Ｓ１ｄと信号Ｓ１ｔとは実質的に同じ内容の情報を示す信号であるので、これらを総称して信号Ｓ１ともいう。制御ＩＣ２１には、必要に応じて周辺回路部品が接続されていてもよい。また、フォトカプラ２２のフォトトランジスタのコレクタ端子には、所定の電圧源を構成する抵抗回路（不図示）が適宜接続されるものとする。

制御ＩＣ２１は、少なくとも、制御電源端子（ＶＣＣ端子）、ゲート出力端子（ＯＵＴ端子）、ゼロクロス検出端子（ＺＣＤ端子）、フィードバック端子（ＦＢ端子）及びグランド端子（ＧＮＤ端子）を有する。制御ＩＣ２１はＶＣＣ端子から動作電源の供給を受け、ＧＮＤ端子を基準電位として動作する。ＧＮＤ端子は一次側グランドに接続され、したがって制御ＩＣ２１は一次側グランドを基準電位として動作する。

ＯＵＴ端子は、ＦＥＴ１４のゲート端子に接続される。ＯＵＴ端子の内部回路はＦＥＴ１４のゲート信号を出力し、このゲート信号は後述のオフ幅増大回路４０にも入力される。

ＺＣＤ端子は、抵抗２３を介してトランス１３の三次巻線Ｎ３に接続される。ＺＣＤ端子の内部回路は、トランス１３の三次巻線Ｎ３の電圧に対応する電圧（以下、「検出電圧」という）における立下りエッジを検出する。具体的には、ＺＣＤ端子の内部回路は、検出電圧が閾値（例えば、１．５Ｖ）以下に減少した時点をゼロクロスとして検出し、このゼロクロスの検出に応じてＯＵＴ端子の出力をローからハイに遷移させる。

ＦＢ端子は、フォトカプラ２２のフォトトランジスタに接続される。ＦＢ端子の内部回路は、端子電圧（すなわち、信号Ｓ１ｔ）に応じて、ＯＵＴ端子からのゲート信号におけるハイ期間、すなわちＦＥＴ１４のＰＷＭ制御におけるオン幅を決定する。

前述したコンバータ回路１０の動作を併せて参照すると、制御ＩＣ２１の通常の使用における動作は概略として以下のようになる。まず、ＯＵＴ端子の出力がローからハイに遷移すると、ＦＢ端子の内部回路によって決定されたオン幅にわたってＦＥＴ１４がオン状態となる。ＦＥＴ１４がオン状態である間は、ＺＣＤ端子の電圧はゼロとなる。その後、オン期間の終了時にＯＵＴ端子の出力がローとなり、ＦＥＴ１４はオフ状態となる。そして、二次巻線Ｎ２及び三次巻線Ｎ３に電流が流れ、検出電圧が上昇する（ＺＣＤ端子の電圧は適宜クランプされる）。その後、二次巻線Ｎ２及び三次巻線Ｎ３の電流の減少に伴って検出電圧は減少する。検出電圧が閾値（例えば、１．５Ｖ）以下となると、ＯＵＴ端子の出力がローからハイに遷移し、上記の動作が繰り返される。

補助電源回路３０は、トランス１３の三次巻線Ｎ３、ダイオード３１、コンデンサ３２、トランジスタ３３、抵抗３４、ツェナーダイオード３５及びコンデンサ３６を含む。三次巻Ｎ３に発生する電圧はダイオード３１及びコンデンサ３２によって整流及び平滑され、この平滑された電圧が、トランジスタ３３、抵抗３４及びツェナーダイオード３５によって構成されたシリーズレギュレータで降圧される。この降圧された電圧がコンデンサ３６によって平滑されて補助電源回路３０の出力電圧となる。このように、補助電源回路３０は、ＦＥＴ１４のパルスごとに生成される電圧を平滑してＰＷＭ制御回路２０及びオフ幅増大回路４０に制御電圧Ｖｃｃ（以下、必要に応じて「制御電源Ｖｃｃ」ともいう）を供給する。

オフ幅増大回路４０は、信号伝達回路４１、同期スイッチ回路４２、充放電回路４３及び検出スイッチ回路４４を備える。概略として、同期スイッチ回路４２がＦＥＴ１４に同期してオン／オフされ、同期スイッチ回路４２のオン期間に、信号伝達回路４１からの信号Ｓ２ｔが充放電回路４３に充電され、同期スイッチ回路４２のオフ期間に充放電回路４３がその時定数に従って放電される。充放電回路４３の電圧が動作閾値以上の場合には、検出スイッチ回路４４がオン状態となることによりＺＣＤ端子が一次側グランドに短絡され、検出電圧が無効化される。一方、検出スイッチ回路４４がオフ状態の場合には、上述したように、検出電圧が抵抗２３を介して入力される。詳細を後述するように、オフ幅増大回路４０は、検出電圧の無効化によってＰＷＭ制御におけるオフ幅を強制的に増大させる。

信号伝達回路４１は、フォトカプラ４１０並びに抵抗４１１及び４１２を含む。制御電源Ｖｃｃと一次側グランドとの間に、抵抗４１１、フォトカプラ４１０のフォトトランジスタ及び抵抗４１２の直列回路が形成され、フォトトランジスタのエミッタ端子の電圧が同期スイッチ回路４２に入力される。フォトカプラ４１０のフォトダイオードに信号Ｓ２ｄが入力されると、信号Ｓ２ｄの電流値又は電圧値に応じてフォトトランジスタに電流が流れる。したがって、信号Ｓ２ｄがローの場合には、フォトトランジスタはオフ状態となり、抵抗４１２に発生する電圧、すなわち信号Ｓ２ｔの電圧は実質的にゼロとなる。一方、信号Ｓ２ｄがハイの場合には、フォトトランジスタはオン状態となり、制御電源Ｖｃｃから抵抗４１１、フォトトランジスタを介してハイ出力の信号Ｓ２ｔが入力される。なお、信号Ｓ２ｄと信号Ｓ２ｔとは実質的に同じ内容の情報を示す信号であるので、これらを総称して信号Ｓ２ともいう。また、以下において、各信号の電圧又は電流を信号のレベルというものとする。

同期スイッチ回路４２は、トランジスタ４２０（以下、「ＦＥＴ４２０」という）並びに抵抗４２１、４２２及び４２３を含む。抵抗４２１及び４２２の直列回路が制御ＩＣ２１のＯＵＴ端子と一次側グランドの間に接続され、抵抗４２１と抵抗４２２の接続点がＦＥＴ４２０のゲート端子に接続される。ＦＥＴ４２０のドレイン端子は抵抗４２３を介して信号伝達回路４１０（フォトカプラ４１０のフォトトランジスタのエミッタ端子と抵抗４１２の接続点）に接続され、ドレイン端子には信号Ｓ２ｔが入力される。ＦＥＴ４２０のソース端子は充放電回路４３及び検出スイッチ回路４４に接続される。すなわち、ＦＥＴ４２０は、ＦＥＴ１４と同期してスイッチングされ、そのオン期間に信号Ｓ２ｔが充放電回路４３に入力される。

充放電回路４３はコンデンサ４３０及び抵抗４３１の並列回路からなり、この並列回路がＦＥＴ４２０のソース端子と一次側グランドの間に接続される。すなわち、信号Ｓ２ｔがローの場合には、ＦＥＴ４２０がオンされてもコンデンサ４３０は充電されず、信号Ｓ２ｔがハイの場合には、ＦＥＴ４２０がオンされるとコンデンサ４３０に信号Ｓ２ｔが充電される。コンデンサ４３０のピーク電圧は信号Ｓ２ｔのレベルに依存する。そして、ＦＥＴ４２０がオフされると、コンデンサ４３０の電荷は、コンデンサ４３０の容量と抵抗４３０の抵抗値によって決まる時定数で放電される。

検出スイッチ回路４４は、トランジスタ４４０及び抵抗４４１を含む。トランジスタ４４０のベース端子は抵抗４４１を介してコンデンサ４３０の高電位側端子及びＦＥＴ４２０のソース端子に接続される。トランジスタ４４０のコレクタ端子はＩＣ２１のＺＣＤ端子に接続され、エミッタ端子は一次側グランドに接続される。したがって、コンデンサ４３０の高電位側端子の電圧（以下、「電圧Ｖａ」という）がトランジスタ４４０の動作閾値以上の場合には、トランジスタ４４０がオンされ、ＺＣＤ端子は一次側グランドに実質的に短絡される。一方、電圧Ｖａがトランジスタ４４０の動作閾値未満の場合には、トランジスタ４４０がオフされ、三次巻線Ｎ３からの電圧がＺＣＤ端子に入力される。

すなわち、信号Ｓ２ｔがローの場合には、ＦＥＴ４２０の動作状態にかかわらずコンデンサ４３０は充電されず、トランジスタ４４０はオフ状態を維持する。すなわち、ＬＥＤ電源装置１全体として、オフ幅増大回路４０がない場合と同様の動作モードが実行される。以下において、この信号Ｓ２ｔがローの場合の動作モードを「通常モード」（第１のモード）という。一方、信号Ｓ２ｔがハイの場合には、ＦＥＴ４２０の動作及び信号Ｓ２ｔのレベルに応じてコンデンサ４３０が充放電され、コンデンサ４３０の電圧に応じてトランジスタ４４０がオン／オフされる。以下において、信号Ｓ２ｔがハイの場合の動作モードを「オフ幅増大モード」（第２のモード）という。

ここで、図２及び図３を用いて、各モードにおけるオフ幅増大回路４０、ＰＷＭ制御回路２０及びコンバータ回路１０の動作を説明する。なお、図２及び図３は説明のための模式図であり、実際の信号レベル及び時間の比率は図面通りとは限らない。図２は通常モードの動作を示し、図３はオフ幅増大モードの動作を示す。図２及び図３において、上段から、ＦＥＴ１４のドレイン−ソース電圧Ｖｄｓ、制御ＩＣ２１のＺＣＤ端子の電圧Ｖｚｃｄ（すなわち、検出電圧）、コンデンサ４３０の電圧Ｖａ、及び制御ＩＣ２１のＯＵＴ端子の電圧Ｖｏｕｔを示し、各縦軸は電圧、各横軸は時間を示す。

図２に示す通常モードでは、信号Ｓ２ｔはロー（ゼロ）であるため、電圧Ｖａは全期間を通じてゼロである。
時刻ｔ０の時点で、電圧Ｖｏｕｔがハイになると、ＦＥＴ１４がオンされ、電圧Ｖｄｓ及び電圧Ｖｚｃｄはゼロとなる。
時刻ｔ１において、電圧Ｖｏｕｔがローになると、ＦＥＴ１４がオフされ、電圧Ｖｄｓが入力コンデンサ１１の電圧に実質的に等しくなるとともに、電圧Ｖｚｃｄが上昇する。
時刻ｔ２において、トランス１３において一次巻線Ｎ１から二次巻線Ｎ２への放電が終息すると電圧Ｖｄｓ及び電圧Ｖｚｃｄが低下し、電圧Ｖｚｃｄが閾値（１．５Ｖ）を下回ると電圧Ｖｏｕｔがハイとなり、次のＰＷＭオンサイクルが開始される。

図３に示すオフ幅増大モードでは、信号Ｓ２ｔはハイとなっている。
時刻ｔ１０の時点で、電圧Ｖｏｕｔがハイになると、ＦＥＴ１４がオンされ、電圧Ｖｄｓ及び電圧Ｖｚｃｄはゼロとなる。一方、コンデンサ４３０が信号Ｓ２ｔによって充電されて電圧Ｖａが上昇する。電圧Ｖａのピークは、信号Ｓ２ｔのレベルに依存する。

時刻ｔ１１において、電圧Ｖｏｕｔがローになると、ＦＥＴ１４がオフされ、電圧Ｖｄｓが入力コンデンサ１１の電圧に実質的に等しくなる。時刻ｔ１１において、ＦＥＴ４２０もオフされるため、電圧Ｖａは低下していくが、電圧Ｖａによってトランジスタ４４０は依然としてオンされているため、三次巻線Ｎ３からの電圧はＺＣＤ端子に入力されず、電圧Ｖｚｃｄはゼロに維持される。

時刻ｔ１２において、トランス１３において一次巻線Ｎ１から二次巻線Ｎ２への放電が終息すると、トランス１３のインダクタンス及びＦＥＴ１４の寄生容量に起因して、電圧Ｖｄｓは振動を開始する。この時点でも、電圧Ｖａによってトランジスタ４４０がオンされているため、電圧Ｖｚｃｄはゼロに維持される。したがって、ＺＣＤ端子において検出電圧のゼロクロスは検出されず、ＯＵＴ端子からのゲート信号は依然としてローに維持される。

時刻ｔ１３において、電圧Ｖａがトランジスタ４４０の動作閾値を下回ると、トランジスタ４４０がオフされ、電圧Ｖｄｓに応じた（時間遅れを含み得る）電圧Ｖｚｃｄが制御端子ＺＣＤに入力される。

時刻ｔ１４において、電圧Ｖｄｓの立下りエッジに対応して電圧Ｖｚｃｄが閾値（１．５Ｖ）を下回ると、電圧Ｖｏｕｔがハイとなり、次のＰＷＭオンサイクルが開始される。

図２及び図３から分かるように、通常モードにおいては、ＰＷＭ制御の各スイッチングサイクルにおいてオフ期間の終了時は電圧Ｖｄｓの最初の立下りエッジに対応し、オフ幅増大モードにおいては、オフ期間の終了時が電圧Ｖｄｓのｎ番目の下りエッジに対応する。そして、オフ幅増大モードでは、通常モードのＰＷＭオフ期間よりも長い期間にわたってＦＥＴ１４が強制的にオフされる期間の長さ（すなわち、時刻ｔ２又はｔ１２と時刻ｔ１４との差分）は信号Ｓ２ｔのレベルに依存する。

このように、オフ幅増大モードにおいては、ＦＥＴ１４のＰＷＭオフ幅を強制的に長くすることができる（すなわち、スイッチング周波数を強制的に低下させることができる）。したがって、コンバータ回路１０の平均出力電流が同じであれば、通常モードよりもオフ幅増大モードにおいてＰＷＭオン幅が長くなる。このように、オフ幅増大モードによって、例えば軽負荷時（深い調光時等）にＰＷＭオン幅が制御ＩＣ２１の規定する最小オン幅よりも短くなることを防止することができる。言い換えると、コンバータ回路１０のスイッチング動作は、通常モードにおいては実質的に臨界モードとなり、オフ幅増大モードにおいては実質的に不連続モードとなる。

図１に戻り、電流検出回路５０（以下、「電流検出抵抗５０」ともいう）は、二次側グランドとＬＥＤ２のカソード端の間に挿入された低抵抗素子からなり、出力電流に比例した電圧が電流検出抵抗５０に発生する。電流検出抵抗５０に発生する電圧が、電流検出値として出力制御回路６０に入力される。

ここで、本実施形態の動作を説明する前に、図８に示す参照例に係るＬＥＤ電源装置４の動作を説明する。ＬＥＤ電源装置４はコンバータ回路１０、ＰＷＭ制御回路２０、補助電源回路３０、オフ幅増大回路４０、電流検出抵抗５０及び制御回路７０を備える。コンバータ回路１０、ＰＷＭ制御回路２０、補助電源回路３０、オフ幅増大回路４０及び電流検出抵抗５０は、図１に示すＬＥＤ電源装置１のものと同様である。

制御回路７０は、調光入力部６５、目標値生成部７１及び定電流制御部７２を備える。調光入力部６５は、装置外部の調光器Ｄから入力される外部調光信号を受け付け、調光指令電圧を生成する。具体的には、ＰＷＭ信号又はアナログＤＣ信号の外部調光信号がフォトカプラ（不図示）のフォトダイオードに入力され、そのフォトカプラのフォトトランジスタから二次側グランドを基準電位とする信号が出力され、これが平滑化されて調光指令電圧となる。これにより、調光率に対して単調減少又は単調増加する調光指令電圧が得られる。なお、本明細書においては、調光率が高いほど（明るいほど）調光指令電圧が低く、調光率が低いほど（暗いほど）調光指令電圧が高くなるものとして説明を行う。

目標値生成部７１は、調光入力部６５によって生成された調光指令電圧に基づいて出力電流の目標値（電流目標値）を生成する。定電流制御部７２は、電流検出抵抗５０によって検出された電流検出値と、目標値生成部７１によって生成された電流目標値を一致させるように、その誤差に応じた信号Ｓ１ｄをフォトカプラ２２に出力する。これにより、定電流制御部７２、フォトカプラ２２、制御ＩＣ２１、コンバータ回路１０及び電流検出抵抗５０によって、出力電流のフィードバック制御が行われる。

調光入力部６５によって生成された調光指令電圧は、信号Ｓ２ｄとしてオフ幅増大回路４０のフォトカプラ４１０のフォトダイオードに入力され、フォトトランジスタの出力として一次側グランドを基準とする信号Ｓ２ｔに変換される。調光指令電圧が所定値以下（調光率が所定率以上）においては、信号Ｓ２ｄ及びＳ２ｔがローであり、通常モードが実行される。調光指令電圧が所定値を超えると（調光率が所定率未満）においては、信号Ｓ２ｄ及びＳ２ｔがハイとなり、オフ幅増大モードが実行される。

ここで、上記の参照例においては、調光率の切替に伴う、通常モードとオフ幅増大モードとの間の急峻な切替に起因してＬＥＤ電源装置４の動作が不安定になるという問題がある。すなわち、モード切替のための信号Ｓ２ｄが専ら調光指令電圧に依存するため、調光率が瞬時に切り替えられると、信号Ｓ２ｔのレベルも瞬時に変化する。この信号Ｓ２ｔのレベルの急峻な変化に伴い、ＦＥＴ１４のＰＷＭ制御におけるＰＷＭオフ幅及びスイッチング周波数も急峻に変化する。そして、スイッチング周波数の急峻な変化に対して、そのスイッチング周波数におけるＰＷＭオン幅を決定するための出力電流フィードバック制御の応答が遅れるため、調光率切替後（フィードバックが正常に動作するとした場合の）最終的なＰＷＭオン幅に収束するまでＦＥＴ１４のスイッチング動作が不安定となる。この不安定なスイッチング動作のために、ＬＥＤ電源装置４の入力側では電源高調波が増大するとともに出力側ではＬＥＤ発光のちらつきが発生し得るという問題があった。本実施形態は、出力制御回路６０を採用することにより、上記問題を解決する。

図１に戻り、本実施形態の出力制御回路６０は、処理部６１（例えば、マイコン）、定電流制御部６２及び調光入力部６５を有する。なお、出力制御回路６０回路には、コンバータ回路１０の出力コンデンサ１６の電圧から得られる電力をもとに制御電圧Ｖｓが適宜供給されるものとする。あるいは、補助電源回路３０と同様の回路によってトランス１３の補助巻線（三次巻線Ｎ３であってもよいし別途の四次巻線であってもよい）から得られる電力をもとに制御電圧Ｖｓが生成されるようにしてもよい。あるいは、出力コンデンサ１６の電圧をから得られる電力及びトランス１３の補助巻線から得られる電力の双方をもとに制御電圧Ｖｓが生成されるようにしてもよい。調光入力部６５は、図８に関して上述したものと同様のものである。すなわち、装置外部の調光器Ｄから入力される外部調光信号を受け付け、調光率に対して単調減少する調光指令電圧を生成する。

処理部６１は、調光率決定部６１１、モード決定部６１２、移行減速部６１３、目標値生成部６１４及び記憶部６１５を有し、各部はバスＢによって相互にデータ転送可能に接続される。調光率決定部６１１、モード決定部６１２、移行減速部６１３及び目標値生成部６１４は、マイコンのＣＰＵの一部であればよい。また、調光率決定部６１１及び目標値生成部６１３はマイコンの外部に接続される外付け回路であってもよい。

調光率決定部６１１は、調光入力部６５からの調光指令電圧に基づいて、調光率を決定する。調光率決定部６１１は、調光指令電圧に対して略線形に調光率を決定するように構成されていてもよいし、記憶部６１５における参照テーブルを参照することによって調光指令電圧に対する調光率を決定するように構成されていてもよい。

モード決定部６１２は、調光率決定部６１１によって決定された調光率が切替調光率以上の場合には通常モードを適用し、調光率が切替調光率未満の場合（軽負荷時）にはオフ幅増大モードを適用するよう信号Ｓ２ｄを生成する。具体的には、信号Ｓ２ｄの論理は、通常モードではローとなり、オフ幅増大モードでは可変レベルのハイとなる。

上記所定調光率は、予め決定されているものとし、ＬＥＤ電源装置１が適用される機種に応じて決定されることができる。例えば、記憶部６１５に、ＬＥＤ電源装置１が適用されるＬＥＤ照明装置３における定格ＬＥＤ電流値（全光時のＬＥＤ電流値）、調光種別（連続調光又は段調光）、調光率の下限値等に対応した切替調光率が記憶されるようにすればよい。また、（後述する移行速度の減速がなかったとしても）動作モードの切替によってスイッチングの不安定動作が誘発されない、又はされ難い調光率のポイントが存在する場合には、そのポイントを切替調光率とすれば、不安定動作が一層確実に防止される。

また、調光率が低減される場合と、調光率が上昇される場合との間で、切替調光率は異なるものであってもよい。この場合、調光率が上昇される場合の切替調光率が、調光率が低減される場合の切替調光率よりも高く設定されることが好ましい。これにより調光率の増減に対する動作モードの切替にヒステリシスをもたせて、いわゆるチャタリングを防止することができる。

なお、調光種別が段調光である場合には、切替調光率は使用されない調光率に対応していることが望ましい。例えば、調光率の設定が１００％（全光）、７５％、５０％及び２５％である場合には、切替調光率は、例えば５０％と２５％の間に設定されることが好ましい。これにより、軽負荷時にオフ幅増大モードを適用する構成において、調光率の切替と動作モードの切替とが重なる過渡的な制御を回避して安定した調光切替動作を実現することができる。

移行減速部６１３は、モード決定部６１２で生成された信号Ｓ２ｄのレベル変化の速度を低下させる。移行減速部６１３は、信号Ｓ２ｄがローからハイ又はハイからローとなる場合に、信号Ｓ２ｄの電圧変化速度（移行速度）、すなわち結果としてコンデンサ４３０の電圧Ｖａの変化速度を上述の出力電流フィードバック制御の応答速度（時定数）と同等又はそれよりも遅くなるように設定する。この移行速度は、信号Ｓ２ｄの移行開始から移行終了までが、例えば１ｍｓ〜１００ｍｓ程度となるようなものであればよい。ここで、移行速度と切替調光率との関係について、オフ幅増大回路４０を設けた当初の目的は軽負荷時のＰＷＭ制御における最小オン幅を確保することであることから、信号Ｓ２ｄの移行期間においてもＰＷＭオン幅が最小オン幅以上となるように、切替調光率及び移行速度が決定されることが好ましい。

目標値生成部６１４は、調光入力部６５によって生成された調光指令電圧又は調光率決定部によって決定された調光率に基づいて出力電流の目標値（電流目標値）を生成する。目標値生成部６１４は、調光指令電圧又は調光率に対して略線形に電流目標値を演算するように構成されていてもよいし、記憶部６１５における参照テーブルを参照することによって調光指令電圧又は調光率に対する電流目標値を決定するように構成されていてもよい。目標値生成部６１４によって生成された電流目標値は定電流制御部６２に入力される。

図４Ａ及び図４Ｂを用いて、移行減速部６１３及び目標値生成部６１４の動作タイミングを説明する。移行減速部６１３による信号Ｓ２ｄの移行タイミングと、目標値生成部６１４から定電流制御部６２への電流目標値の切替タイミングとの関係には、比較的柔軟性がある。図４Ａ及び図４Ｂは、調光率が切替調光率を跨いで低減される場合の、信号Ｓ２ｄの変化、電流目標値の切替タイミング、及びＦＥＴ１４のＰＷＭ幅との関係を示す。ＰＷＭ幅については、オン幅を破線で、オフ幅を実線で示す。横軸は時間を示し、図４Ａ及び図４Ｂのいずれにおいても、時刻ｔａにおいて、外部調光信号による調光切替がなされ、それまでローであった信号Ｓ２ｄが移行を開始し、時刻ｔｂにおいて移行が終了して信号Ｓ２ｄが最終的なハイレベルに到達するものとする。また、電流目標値はｉ１からｉ２に切り替えられるものとする。

図４Ａは、信号Ｓ２ｄの移行開始と電流目標値の低減とが同時（時刻ｔａ）に行われる場合の例を示す。時刻ｔａと時刻ｔｂ間において、ＰＷＭ制御のオン幅及びオフ幅が、電流目標値ｉ１に対応する当初のオン幅及びオフ幅から、電流目標値ｉ２に対応する最終的なオン幅及びオフ幅まで徐々に変化していく。
図４Ｂは、信号Ｓ２ｄの移行終了と電流目標値の低減とが同時（時刻ｔｂ）に行われる場合の例を示す。時刻ｔａと時刻ｔｂ間において、ＰＷＭ制御のオン幅及びオフ幅が、電流目標値ｉ１に対応する当初のオン幅及びオフ幅の比率（すなわちデューティ比）を維持しながら徐々に上昇していき、時刻ｔｂにおいてオン幅のみが、電流目標値ｉ２に対応する最終的なオン幅まで降下する。これは、同一動作モード内であれば電流目標値を瞬時に切り替えても出力電流のフィードバックは安定に維持されるという知見に基づく。
なお、図４Ａ及び図４Ｂにおいては、当初の（時刻ｔａまでの）オン幅よりも最終的な（時刻ｔｂ以降の）オン幅が若干大きいものを例示しているが、最終的なオン幅は電流目標値ｉ１とｉ２の関係に依存して当初のオン幅よりも小さくなる場合も等しくなる場合もある。調光率が切替調光率を跨いで増加する場合も上記と同様の動作が得られる。

記憶部６１５は、ＲＯＭ、ＲＡＭ等のメモリである。記憶部６１５には、上述したように、少なくとも、出力電流の定格値（全光時のＬＥＤ電流値）又は電流目標値と切替調光率との関係が記憶される。また、この関係に交流電源ＡＣの電圧の情報が追加されてもよい。また更に、記憶部６１５には、移行減速部６１３において適用される信号Ｓ２ｄのレベル変化の速度と、出力電流の定格値（ＬＥＤ電流の定格値）、出力電力の定格値（ＬＥＤ電力の定格値）、調光種別、調光下限値、各調光率、交流電源ＡＣの電圧等との所望の又は最適な関係が記憶されるようにしてもよい。

図５に、定電流制御部６２の一例を示す。定電流制御部６２は、オペアンプ６２１、入力素子６２２、帰還素子６２３、ダイオード６２４、抵抗６２５及び抵抗６２６を含む。概略として、オペアンプ６２１は出力電流を一定化させる機能を担う定電流制御用のオペアンプである。オペアンプ６２１の負入力端子（−）には電流検出抵抗５０によって検出された電流検出値が入力され、正入力端子（＋）には電流目標値に対応する電圧値が目標値生成部６１４から入力される。入力素子６２２は、電流検出抵抗５０とオペアンプ６２１の負入力端子間に接続され、抵抗等によって構成され、必要に応じて積分回路、フィルタ回路等が構成される。帰還素子６２３は、オペアンプ６２１の負入力端子と出力端子の間に接続され、抵抗、コンデンサ、又はこれらの直列回路若しくは並列回路からなる。オペアンプ６２１は、負入力端子に入力される電流検出値と、正入力端子に入力される電圧値との誤差を増幅して出力する。オペアンプ６２１は、制御ＩＣ２１との協働により、電流検出値が電流目標値に一致するようにＰＷＭオン幅を制御することになる。

オペアンプ６２１の出力端子はダイオード６２４のカソードに接続され、ダイオード６２４のアノードはフォトカプラ２２のフォトダイオードのカソード側に接続される。フォトカプラ２２のフォトダイオードのアノードは制御電圧Ｖｓに抵抗６２５を介して接続され、フォトダイオードに抵抗６２６が並列接続される。なお、抵抗６２５はフォトダイオードのカソード側に挿入されていてもよい。フォトカプラ２２のフォトトランジスタには、フォトダイオードに流れる電流（発光）（信号Ｓ１ｄ）に応じた出力電流が流れる。前述したように、制御ＩＣ２１はフォトカプラ２２のフォトトランジスタの出力状態（信号Ｓ１ｔ）に応じたパルス幅のゲート電圧を出力する。なお、本実施形態において、ダイオード６２４は省略してもよいが、他の制御回路（例えば、出力電圧の過電圧保護回路等）の出力をフォトカプラ２２への入力に反映させる場合に選択回路の一部として必要となる。このように、定電流制御部６２、フォトカプラ２２、制御ＩＣ２１、コンバータ回路１０及び電流検出抵抗５０によって、出力電流のフィードバック制御が行われる。

以上のように、本実施形態のＬＥＤ電源装置１では、コンバータ回路１０、ＰＷＭ制御回路２０及び出力制御回路６０によって出力電流のフィードバック制御が行われる。ここで、オフ幅増大回路４０において、ＰＷＭ制御のオフ期間終了時を、ＦＥＴ１４の印加電圧Ｖｄｓの第１の立下りエッジが発生する第１の時点（ｔ３又はｔ１２）に対応させる通常モードと、オフ期間終了時を印加電圧Ｖｄｓの第１の立下りエッジより後の第２の時点（ｔ１４）に対応させるオフ幅増大モードとが信号Ｓ２に基づいて切り替えられ、第１の時点と第２の時点の差分が信号Ｓ２のレベルに基づいて決定される。そして、モード決定部６１２において、調光率が切替調光率以上の場合には通常モードが適用され、調光率が切替調光率未満の場合にはオフ幅増大モードが適用されるように信号Ｓ２が生成され、移行減速部６１３において、信号Ｓ２のレベルの変化速度が低減される。このように、モード移行時のＰＷＭオフ幅の変化速度、すなわちスイッチング周波数の変化速度が低減されるので、出力電流フィードバック制御の応答の遅れを回避することができる。これにより、ＬＥＤ電源装置１において、出力フィードバック制御を適用しつつも、モード切替に起因する電源高調波の増大及びＬＥＤ発光のちらつきを防止することが可能となる。また、これにより、電源高調波の増大及び光出力のちらつきを防止したＬＥＤ照明装置３を提供することが可能となる。

また、出力制御回路６０の記憶部６１５が、少なくとも、出力電流の定格値又は電流目標値と切替調光率との関係を記憶する構成とした。これにより、ＬＥＤ電源装置１が種々の仕様のＬＥＤ照明装置３に適用される場合にも、それぞれのＬＥＤ照明装置３において適切なモード切替動作が実現される。したがって、複数の仕様の機種に対するＬＥＤ電源装置１及びＬＥＤ照明装置３の展開が容易となる。

また更に、上述したオフ幅増大回路４０とマイコン等の処理部６１を含む出力制御回路６０との組み合わせにより、信号Ｓ２を比較的簡素な構成でモード切替動作に反映させることができる。したがって、ＬＥＤ電源装置１全体を比較的簡素な構成で実現することが可能となる。

＜第２の実施形態＞
上記第１の実施形態では、モード切替の際にスイッチング周波数がＦＥＴ１４の電圧Ｖｄｓの振動周期（立下りエッジの間隔）に対応して略段階的に変化する構成を示したが、本実施形態では、スイッチング周波数が電圧Ｖｄｓの振動周期に依存せずに連続的に変化する構成を示す。図６に、本実施形態のＬＥＤ電源装置１及びＬＥＤ照明装置３を示す。本実施形態のＬＥＤ電源装置１においては、オフ幅増大回路４０の構成が第１の実施形態のものと相違し、他の構成要素は第１の実施形態のものと実質的に同じである。

図６に示すように、本実施形態のオフ幅増大回路４０は、信号伝達回路４１、同期スイッチ回路４２、充放電回路４３、検出保持回路４５及び検出一時スイッチ回路４６を備える。概略として、同期スイッチ回路４２がＦＥＴ１４に同期してオン／オフされ、同期スイッチ回路４２のオン期間に信号伝達回路４１からの信号Ｓ２ｔが充放電回路４３に充電され、同期スイッチ回路４２のオフ期間に充放電回路４３が放電される。オフ幅増大モードにおいて検出保持回路４５が検出電圧を平滑化し、充放電回路４３の電圧が所定閾値未満となることに応じて検出一時スイッチ回路４６が一時的にオン状態となることによって検出保持回路４５が短絡される。なお、信号伝達回路４１、同期スイッチ回路４２及び充放電回路４３の構成は第１の実施形態のものと実質的に同様であるのでその説明を省略する（ただし、各抵抗の抵抗値等の回路定数は異なり得る）。なお、出力制御回路６０の構成及び動作は第１の実施形態のものと同様であればよい。

具体的には、検出保持回路４５は、トランジスタ４５０（以下、「ＦＥＴ４５０」という）、コンデンサ４５１及びダイオード４５２を含む。ＦＥＴ４５０のドレイン端子はコンデンサ４５１を介してＺＣＤ端子に接続され、ソース端子は一次側グランドに接続され、ゲート端子はフォトカプラ４１０のフォトトランジスタのエミッタ端子に接続される。ダイオード４５２のカソード端子及びアノード端子がＦＥＴ４５０のドレイン端子及びソース端子にそれぞれ接続される。

フォトカプラ４１０からの信号Ｓ２ｄがハイの場合に、ＦＥＴ４５０がオン状態となり、ＺＣＤ電圧がコンデンサ４５１に充電される。すなわち、ＦＥＴ１４のオフ期間において、ＺＣＤ端子には、ＦＥＴ１４のＶｄｓの包絡線に対応する電圧が現われる。信号Ｓ２ｄがローの場合には、ＦＥＴ４５０はオフ状態となる。

検出一時スイッチ回路４６は、トランジスタ４６０、抵抗４６１、抵抗４６２、コンデンサ４６３、抵抗４６４及びトランジスタ４６５（以下、「ＦＥＴ４６５」という）を含む。トランジスタ４６０のベース端子は抵抗４６１を介してコンデンサ４３０の高電位側端子及びＦＥＴ４２０のソース端子に接続され、エミッタ端子は一次側グランドに接続される。抵抗４６２、コンデンサ４６３及び抵抗４６４の直列回路が、制御電源Ｖｃｃと一次側グランドの間に接続され、抵抗４６２とコンデンサ４６３との接続点にトランジスタ４６０のコレクタ端子が接続される。ＦＥＴ４６５のドレイン端子はＺＣＤ端子に接続され、ソース端子は一次側グランドに接続され、ゲート端子はコンデンサ４６３と抵抗４６４との接続点に接続される。

検出一時スイッチ回路４６において、コンデンサ４３０の電圧Ｖａがトランジスタ４６０の動作閾値以上の場合、トランジスタ４６０がオン状態となり、ＦＥＴ４６５はオフ状態となる。そして、電圧Ｖａがトランジスタ４６０の動作閾値を下回るとトランジスタ４６０がオフし、コンデンサ４６３及び抵抗４６４の微分回路に制御電圧Ｖｃｃが供給され、抵抗４６４、すなわちＦＥＴ４６５のゲート−ソース間に一時的にゲート電圧が発生する。このゲート電圧によって一時的にＦＥＴ４６５がオンし、ＺＣＤ端子と一次側グランドとが短絡される。この時、コンデンサ４５１の電荷がダイオード４５２及びＦＥＴ４６５を介して放電される。

図７を用いて、信号Ｓ２ｔがハイとなるオフ幅増大モードにおけるオフ幅増大回路４０の動作を説明する。なお、図７は説明のための模式図であり、実際の信号レベル及び時間の比率は図面通りとは限らない。図７において、上段から、ＦＥＴ１４のドレイン−ソース電圧Ｖｄｓ、制御ＩＣ２１のＺＣＤ端子の電圧Ｖｚｃｄ（すなわち、検出電圧）、ＦＥＴ４５０の動作状態、コンデンサ４３０の電圧Ｖａ、トランジスタ４６０の動作状態、ＦＥＴ４６５の動作状態、及び制御ＩＣ２１のＯＵＴ端子の電圧Ｖｏｕｔを示し、各縦軸は電圧、各横軸は時間を示す。

なお、通常モードおいては、ＦＥＴ４５０、トランジスタ４６０及びＦＥＴ４６５ともオフ状態に維持されるので、ＦＥＴ１４のドレイン−ソース電圧Ｖｄｓ、制御ＩＣ２１のＺＣＤ端子の電圧Ｖｚｃｄ（すなわち、検出電圧）、及び制御ＩＣ２１のＯＵＴ端子の電圧Ｖｏｕｔは、第１の実施形態について図２に示したものと同じであるのでその説明を省略する。すなわち、第１の実施形態と同様に、通常モードにおいては、ＬＥＤ電源装置１全体として、オフ幅増大回路４０がない場合と同様の動作が実行される。

時刻ｔ２０の時点で、電圧Ｖｏｕｔがハイになると、ＦＥＴ１４がオンされ、電圧Ｖｄｓ及び電圧Ｖｚｃｄはゼロとなる。ＦＥＴ４５０は全期間を通じて信号Ｓ２ｔによってオンされる。時刻ｔ２０から、信号Ｓ２ｔによってコンデンサ４３０が充電されて電圧Ｖａが上昇する。電圧Ｖａのピークは、信号Ｓ２ｔのレベルに依存する。そして、電圧Ｖａがトランジスタ４６０の動作閾値を超えるとトランジスタ４６０がオンされる。また、時刻ｔ２０の時点でＦＥＴ４６５はオフ状態である。

時刻ｔ２１において、電圧Ｖｏｕｔがローになると、ＦＥＴ１４がオフされ、電圧Ｖｄｓが入力コンデンサ１１の電圧に実質的に等しくなるとともに電圧Ｖｚｃｄが上昇する。時刻ｔ２１において、ＦＥＴ４２０もオフされるため、電圧Ｖａが低下していくが、電圧Ｖａはトランジスタ４６０の動作閾値以上である。したがって、トランジスタ４６０は依然としてオン状態であり、ＦＥＴ４６５はオフ状態である。

時刻ｔ２２において、トランス１３において一次巻線Ｎ１から二次巻線Ｎ２への放電が終息すると、トランス１３のインダクタンス及びＦＥＴ１４の寄生容量に起因して、電圧Ｖｄｓは振動を開始する。ここで、信号Ｓ２ｔによってＦＥＴ４５０がオンされているため、三次巻線Ｎ３から得られる電圧はコンデンサ４５１によって平滑化され、ＺＣＤ端子には三次巻線Ｎ３から得られる電圧の包絡線が現われる。すなわち、電圧Ｖｚｃｄは閾値以上であり、電圧Ｖｏｕｔはローに維持される。

時刻ｔ２３において、電圧Ｖａがトランジスタ４６０の動作閾値を下回ると、トランジスタ４６０がオフされ、コンデンサ４６３及び抵抗４６４の微分回路によって生成されるゲート電圧により、その直後の時刻ｔ２４にＦＥＴ４６５が一時的にオンする。すなわち、時刻ｔ２４において電圧Ｖｚｃｄが一時的に短絡されて閾値（１．５）を下回ることにより、電圧Ｖｏｕｔがハイとなり、次のＰＷＭオンサイクルが開始される。

このように、本実施形態のオフ幅増大モードでは、通常モードのＰＷＭオフ期間よりも長い期間にわたってＦＥＴ１４が強制的にオフされる期間の長さ、すなわち、時刻ｔ２（図２）又はｔ２２と時刻ｔ２４との差分は、信号Ｓ２ｔのレベルのみに依存し、三次巻線Ｎ３に発生する電圧の振動周期に依存しない。したがって、信号Ｓ２ｔのレベルの変化の連続性に応じて、モード切替時のスイッチング周波数の変化も連続的にすることができる。したがって、本実施形態によると、上記第１の実施形態で得られる効果に加えて、スイッチング周波数の変化をより連続的にしてモード切替の際の動作を更に安定化させることが可能となる。

＜変形例＞
以上に本発明の好適な実施形態を示したが、本発明は、例えば以下に示すように種々の態様に変形可能である。

（１）オフ幅増大回路４０のトランジスタに関する変形
上記各実施形態では、オフ幅増大回路４０の各トランジスタがＭＯＳＦＥＴ又はバイポーラトランジスタのいずれかであるものとしたが、各トランジスタについて、ＭＯＳＦＥＴとバイポーラトランジスタとは適宜変更可能である（ただし、その変更に伴い回路定数は相違し得る）。このような変更において、ＭＯＳＦＥＴのゲート端子及びバイポーラトランジスタのベース端子がトランジスタの制御端子として、ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子及びバイポーラトランジスタのコレクタ端子がトランジスタの入力端子として、ＭＯＳＦＥＴのソース端子及びバイポーラトランジスタのエミッタ端子がトランジスタの出力端子として置き換えられる。

（２）信号Ｓ２ｄの論理に関する変形
上記各実施形態においては、フォトカプラ４１０のフォトダイオード側の信号Ｓ２ｄとフォトトランジスタ側の信号Ｓ２ｔとが同じ論理となる組合せを示したが、これらの論理は適宜反転可能である。すなわち、信号Ｓ２ｄの論理を反転するとともに、信号Ｓ２ｔの出力端をフォトトランジスタのコレクタ端子側に接続する構成としてもよい（ただし、この変更に伴いフォトトランジスタに接続される抵抗の抵抗値は適宜選定される必要がある）。

（３）移行速度の減速に関する変形
上記各実施形態においては、処理部６１のマイコンにおいて信号Ｓ２ｄの移行速度の低減を行う構成を示した。一方、これに代えて、オフ幅増大回路４０において、抵抗４１２に適切な容量のコンデンサを並列接続することによって抵抗４１１と当該コンデンサの積分回路を構成し、この積分回路の時定数によって信号Ｓ２ｔの移行速度を低減させることも可能である。また、抵抗４２３（ＦＥＴ４２０のドレイン端子側ノード）と一次側グランドとの間に適切な容量のコンデンサを接続することによって抵抗４２３と当該コンデンサの積分回路を構成し、この積分回路の時定数によって信号Ｓ２ｔの移行速度を低減させることも可能である。ただし、これらの場合、移行速度全体としては低減されるものの、切替の瞬間（すなわち、上記コンデンサの充放電開始時）の移行速度変化は比較的急峻なものとなることに留意する必要がある。

１ ＬＥＤ電源装置
２ ＬＥＤ
３ ＬＥＤ照明装置
１０ コンバータ回路
１３ トランス
１４ スイッチング素子
１５ ダイオード
１６ 出力コンデンサ
２０ ＰＷＭ制御回路
４０ オフ幅増大回路
４１ 信号伝達回路
４２ 同期スイッチ回路
４３ 充放電回路
４４ 検出スイッチ回路
４５ 検出保持回路
４６ 検出一時スイッチ回路
５０ 電流検出回路（電流検出抵抗）
６０ 出力制御回路
６１ 処理部（マイコン）
６１１ 調光率決定部
６１２ モード決定部
６１３ 移行減速部
６１４ 目標値生成部
６１５ 記憶部
６２ 定電流制御部
Ｎ１ 一次巻線
Ｎ２ 二次巻線
Ｎ３ 三次巻線

Claims (7)

1. ＬＥＤ電源装置であって、
   一次巻線及び二次巻線を有するトランス、前記一次巻線をスイッチングするスイッチング素子、並びに前記二次巻線の出力を整流平滑して出力電流をＬＥＤに供給する整流平滑回路を含むコンバータ回路と、
   前記スイッチング素子をＰＷＭ制御するように構成され、該ＰＷＭ制御におけるオン期間の長さを第１の信号に基づいて決定するＰＷＭ制御回路と、
   前記ＰＷＭ制御の各スイッチングサイクルにおいて、オフ期間終了時を前記スイッチング素子に印加される印加電圧の第１の立下りエッジが発生する第１の時点に対応させる第１のモードと、前記オフ期間終了時を前記印加電圧の前記第１の立下りエッジより後の第２の時点に対応させる第２のモードとを第２の信号に基づいて切り替えるように構成され、前記第１の時点と前記第２の時点の差分が前記第２の信号のレベルに基づいて決定される、オフ幅増大回路と、
   前記出力電流を検出して電流検出値を生成する電流検出回路と、
   外部調光信号に基づいて調光率を決定する調光率決定部、前記調光率が切替調光率以上の場合には前記第１のモードを適用し、前記調光率が前記切替調光率未満の場合には前記第２のモードを適用するよう前記第２の信号を生成するモード決定部、前記第２の信号のレベルの変化速度を低減させる移行減速部、前記調光率に基づいて電流目標値を生成する目標値生成部、及び前記電流検出値が前記電流目標値に一致するように前記第１の信号を出力する定電流制御部を含む出力制御回路と
   を備えたＬＥＤ電源装置。
2. 請求項１に記載のＬＥＤ電源装置において、前記出力制御回路が、少なくとも、前記出力電流の定格値又は前記電流目標値と前記切替調光率との関係を記憶した記憶部を含む、ＬＥＤ電源装置。
3. 請求項１又は２に記載のＬＥＤ電源装置において、前記調光率が上昇される場合の切替調光率が、前記調光率が低減される場合の切替調光率よりも高くなるように設定された、ＬＥＤ電源装置。
4. 請求項１から３のいずれか一項に記載のＬＥＤ電源装置において、前記外部調光信号が段調光を示すものであり、前記切替調光率が、前記段調光において使用されない調光率に設定された、ＬＥＤ電源装置。
5. 請求項１から４のいずれか一項に記載のＬＥＤ電源装置において、
   前記トランスが、前記二次巻線の電流を検出する三次巻線を有し、前記ＰＷＭ制御回路が、前記三次巻線に発生する電圧に対応する検出電圧し、前記検出電圧が検出閾値未満となったことに基づいて前記第１の時刻及び前記第２の時刻を決定するように構成され、
   前記オフ幅増大回路が同期スイッチ回路、充放電回路及び検出スイッチ回路を含み、前記同期スイッチ回路が前記スイッチング素子に同期してオン／オフされ、前記同期スイッチ回路のオン期間に前記第２の信号が前記充放電回路に充電され、前記同期スイッチ回路のオフ期間に前記充放電回路が放電され、前記充放電回路の電圧が動作閾値以上の場合に前記検出スイッチ回路がオン状態となることにより前記検出電圧が無効化されるように構成された、ＬＥＤ電源装置。
6. 請求項１から４のいずれか一項に記載のＬＥＤ電源装置において、
   前記トランスが、前記二次巻線の電流を検出する三次巻線を有し、前記ＰＷＭ制御回路が、前記三次巻線に発生する電圧に対応する検出電圧し、前記検出電圧が検出閾値未満となったことに基づいて前記第１の時刻及び前記第２の時刻を決定するように構成され、
   前記オフ幅増大回路が同期スイッチ回路、充放電回路、検出保持回路及び検出一時スイッチ回路を含み、前記同期スイッチ回路が前記スイッチング素子に同期してオン／オフされ、前記同期スイッチ回路のオン期間に前記第２の信号が前記充放電回路に充電され、前記同期スイッチ回路のオフ期間に前記充放電回路が放電され、前記第２のモードにおいて前記検出保持回路が前記検出電圧を平滑化するように構成され、前記充放電回路の電圧が動作閾値未満となることに応じて前記検出一時スイッチ回路が一時的にオン状態となることによって前記検出保持回路が短絡されるように構成された、ＬＥＤ電源装置。
7. 請求項１から６のいずれか一項に記載のＬＥＤ電源装置と、前記ＬＥＤとを備えたＬＥＤ照明装置。
   
   

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