JP2013084380A

JP2013084380A - Ｌｅｄ電源回路

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Publication number: JP2013084380A
Application number: JP2011222008A
Authority: JP
Inventors: Minoru Matsumoto; 稔松本
Original assignee: Eye Lighting Systems Corp
Current assignee: Eye Lighting Systems Corp
Priority date: 2011-10-06
Filing date: 2011-10-06
Publication date: 2013-05-09
Anticipated expiration: 2031-10-06
Also published as: JP5800661B2

Abstract

【課題】ＬＥＤの駆動電流を断続させることなくゼロ・パーセントからの調光制御を可能とするＬＥＤ電源回路を提供すること。
【解決手段】少なくともインダクタＴ２ａとスイッチング素子Ｑ１との直列接続を含み、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ駆動に連動するインダクタＴ２ａの磁場エネルギーの蓄積・放出によって、直流電源を所望の大きさの直流電流に変換し出力する変換部８と、指定された調光度に基づいてスイッチング素子Ｑ１の駆動を制御する制御回路１４とを備える。制御回路１４は、調光度が基準値以上の場合に、スイッチング素子Ｑ１のオン幅を調光度に応じて定めてターン・オフし、インダクタＴ２ａを流れる電流がほぼ零になるタイミングでターン・オンする。調光度が基準値以下の場合に、スイッチング素子Ｑ１のオン幅を調光度に応じて定めてターン・オフし、駆動周期を固定してターン・オンする。
【選択図】図１

Description

本発明は、フルカラーＬＥＤなどの発光ダイオード（ＬＥＤ）を点灯するための直流電流を供給するＬＥＤ電源回路に関し、特にその調光制御の改良に関する。

近年ＬＥＤの性能が高くなってきており、ＬＥＤを用いた照明器具は寿命が長いなどの理由によって、従来の光源から置き換えられる状態にある。今後ＬＥＤの性能がますます向上してゆけば、さらに汎用の照明器具分野で採用されると考えられる。さらに、フルカラーＬＥＤは、自由な色温度設定、自由な色表現が可能であり、今後、ますます演出用の照明器具分野で採用されると考えられる。

ＬＥＤ電源回路が、ＬＥＤの素子列への直流電流を断続的に供給することで、ＬＥＤは点灯と不点灯を繰り返す。この断続動作が所定以上の速度で繰り返されれば、人の目にはＬＥＤが連続点灯を行っているように見える。このようなＬＥＤ素子列への駆動電流の断続によって時間平均的な調光制御を行なう電源回路が特許文献１に開示されている。

特開２０１１−７０９５７号公報

しかし、特許文献１記載の電源回路技術においては、駆動電流の断続的供給によって発生するノイズが周辺電磁環境に与える影響、および、点滅する光が人の目の視神経細胞などに与える影響に関しては、詳細な検討がなされていなかった。

本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、周辺環境に与えるノイズレベルが小さく、人の目に優しく疲労感を生じさせにくいＬＥＤ電源回路を提供することを目的とし、具体的には、ＬＥＤの駆動電流を断続させることなくゼロ・パーセントからの調光制御を可能とするＬＥＤ電源回路を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するため、発明者は、フライバック・コンバータ回路や降圧チョッパー回路などの高周波スイッチング回路を利用して、外部電源などからの入力電流を所定の大きさの直流電流に変換してＬＥＤ素子列に供給する技術に着目し、これに基づくＬＥＤ照明器具の調光機能の完成に向けて鋭意努めてきた。

一般的な高周波スイッチング回路は、少なくともインダクタとスイッチング素子の直列回路を含んでいる。スイッチング素子がターン・オンすると、全波整流後の直流電流がインダクタを流れ、インダクタに磁場エネルギーが蓄積される。スイッチング素子がターン・オフすると、インダクタから磁場エネルギーが放出される。放出された磁場エネルギーは出力コンデンサにて蓄積または平滑されて、ＬＥＤ素子列の駆動電流として使用される。

スイッチング素子のオンオフ駆動によって、インダクタを流れる電流（ＩＬ）は増加と減少を繰り返す。スイッチング素子のオン幅（オン状態の期間）を変化させれば、インダクタから放出される磁場エネルギーを増減できて、駆動電流を所定の大きさに制御することができる。

従来の高周波スイッチング回路では、インダクタの電流（ＩＬ）の休止期間を無くし、インダクタの電流が減少して零になるのとほぼ同時にターン・オンして再び電流が流れるように制御して、スイッチング素子を流れる電流に伴うスイッチングロスを小さくする、いわゆるソフトスイッチング制御が行なわれてきた。

しかし、調光機能を付与するために駆動電流を増減させる場合、小さい調光度に対応して駆動電流を絞り過ぎると、ソフトスイッチング制御を維持するためにスイッチングの駆動周波数が上昇し過ぎて（駆動周期が短くなり過ぎて）、返って回路効率が低下してしまうという問題が生じた。

そこで、発明者は、調光度が小さい場合には、駆動周期を固定して、オン幅の増減だけで駆動電流の大きさを制御すれば、回路効率を低下させることなく調光制御を実行することができることを見出し、本発明の完成に至った。

すなわち、本発明に係るＬＥＤ電源回路は、ＬＥＤ負荷へ連続する直流電流を供給し、かつ、該直流電流の大きさを制御することで前記ＬＥＤ負荷の調光を行なうＬＥＤ電源回路であって、
少なくともインダクタとスイッチング素子との直列接続を含み、該スイッチング素子のオンオフ駆動に連動する前記インダクタの磁場エネルギーの蓄積・放出によって、直流電源を所望の大きさの直流電流に変換し出力する変換手段と、
指定された調光度に基づいて前記スイッチング素子の駆動を制御する制御手段と、
を備える。
前記制御手段は、
前記調光度が基準値以上の範囲で変化する場合、前記スイッチング素子のオン幅を前記調光度に応じて定めてターン・オフし、ターン・オフ後に前記インダクタを流れる電流がほぼ零になるタイミングで前記スイッチング素子をターン・オンし、
また、前記調光度が前記基準値以下の範囲で変化する場合、前記スイッチング素子の前記オン幅を前記調光度に応じて定めてターン・オフし、ターン・オフ後に前記オン幅とオフ幅の合計である駆動周期を一定にして前記スイッチング素子をターン・オンする。

ここで、オン幅を定めるにあたって、制御手段が調光度に応じたオン幅（一定値）を使用しても構わない。また、制御手段が調光度に応じた基準駆動電流値を用いて、この基準駆動電流値とＬＥＤ素子列に流れる駆動電流の検出値とを比較して、差分が零に近づくようにオン幅を調整してもよい。
本発明によれば、インダクタとスイッチング素子の直列接続を含む高周波スイッチング回路を用いて、そのスイッチング素子のオン幅および駆動周期を調整するように構成したので、ＬＥＤ素子列への駆動電流の大きさを制御することができる。その結果、ＬＥＤの駆動電流を断続させることなく、所望の調光度に応じたＬＥＤの調光制御を実行することができる。従って、周辺環境に与えるノイズレベルが小さく、人の目に優しく疲労感を生じさせにくいＬＥＤ電源回路を提供することができる。
さらに、本発明によれば、調光度が小さくなった場合に駆動周期を固定して、オン幅の増減だけで駆動電流の大きさを制御するように構成した。駆動周期を固定するため、スイッチングの駆動周波数が上昇し過ぎることがなく回路効率の低下を避けることができる。つまり、調光度が低い状態において回路効率を低下させることなく調光制御を実行することができる。幸いなことに調光度が低い状態では、スイッチングロスは小さくて済み、かつ、駆動周期の調整（ソフトスイッチング制御）をしなくても、力率にはほとんど影響が出ない。このため、ゼロ・パーセントからの調光制御であっても効率良く調光できる。

また、本発明において前記制御手段は、前記調光度が基準値以上の範囲から基準値以下の範囲へ移行する場合、移行直前の前記駆動周期の２倍以上、１０倍以下の範囲で前記駆動周期を固定する。

本発明によれば、駆動周期を固定する場合に、固定する直前の駆動周期の長さをそのまま使って駆動周期を固定しても構わない。しかし、固定する時点での駆動周期が比較的短い場合に、さらに調光度を小さくするにはオン幅をもっと短縮しなければならない。駆動周期が固定されているので、オン幅が短縮されるとオフ幅が長くなり、オフ期間で、インダクタからのエネルギー放出が終わってもすぐにはターン・オンしない。そのため、エネルギー放出が完了すると、スイッチング素子の出力容量に蓄えられた電荷がスイッチング素子とインダクタと間で自由振動を始める。スイッチング素子とインダクタとの接続点の電位差を検出することで、この自由振動を捕らえることができる（図４（Ｂ）のドレイン波形、および、図６（Ｂ）のソース波形を参照）。調光度が低い状態では、この電荷の自由振動の生じている間に、ターン・オンすると、回路動作が不安定になったり、変動が発生したり、リニアリティが得られなかったりという問題が生じる場合がある。そのため、本発明では、固定する直前の駆動周期の２倍〜１０倍の値で駆動周期を固定するように構成した。この場合、ＬＥＤに流れる直流電流の大きさが不連続になることを避けるため、駆動周期を固定するのと同時にオン幅もほぼ同程度の倍率（２倍〜１０倍）に拡大させることになる。このように、さらに調光度を小さくした場合でも、オフ幅の実長が比較的長い状態で維持されるので、上記の電荷の自由振動がある程度減衰してからターン・オンする（図４（Ｂ）および図６（Ｂ）のゲート信号を参照）。このため、調光度が低い状態における回路動作の不安定化、変動の発生、リニアリティの喪失といった問題を回避できる。

さらに、本発明において前記制御手段は、前記調光度が基準値以上の範囲から基準値以下の範囲へ移行する場合に、前記基準値として減少用基準値を使用し、
前記調光度が基準値以下の範囲から基準値以上の範囲へ移行する場合に、前記基準値として増加用基準値を使用し、
前記増加用基準値は、前記減少用基準値よりも大きい値に設定されている。

本発明では、調光度が基準値以上である範囲を、ソフトスイッチング制御の範囲として、調光度が基準値以下である範囲を、周波数固定制御の範囲としている。本発明によれば、ソフトスイッチング制御から周波数固定制御へ移行する場合の減少用基準値と、周波数固定制御からソフトスイッチング制御へ移行する場合の増加用基準値とに差を設けて、増加用基準値を減少用基準値よりも大きい値にした。このため、調光度を増加させた場合の制御方式の移行と、調光度を減少させた場合の制御方式の移行との間に、ヒステリシス特性が付与される。すなわち、調光度が基準値に一致する値に指定されたとしても、制御方式の移行が頻繁に生じることがなく、移行回数が減少して、安定した制御を実行することができる。

本発明の第１実施形態に係るＬＥＤ照明器具の全体構成図である。前記ＬＥＤ照明器具における調光度とスイッチング制御方式との関係を説明するグラフである。前記調光度のレベル毎のＦＥＴ駆動波形を示す波形図である。本実施形態における前記ＦＥＴ駆動波形をスイッチング素子に与えた場合のドレイン波形、駆動電圧、駆動電流を示す図であり、（Ａ）はソフトスイッチング制御時、（Ｂ）は周波数固定制御時を示す。本発明の第２実施形態に係るＬＥＤ照明器具の全体構成図である。本実施形態におけるＦＥＴ駆動波形をスイッチング素子に与えた場合のドレイン波形、駆動電圧、駆動電流を示す図であり、（Ａ）はソフトスイッチング制御時、（Ｂ）は周波数固定制御時を示す。

第１実施形態
以下、図面に基づき本発明の好適な実施形態について説明する。
図１は第１実施形態に係るＬＥＤ照明器具の全体構成図である。ＬＥＤ照明器具は、ＬＥＤ素子列２と、このＬＥＤ素子列に直流電源を供給するＬＥＤ電源回路４とを有して構成されている。なお、ＬＥＤ電源回路には交流電源ＡＣが供給される。

＜ＬＥＤ電源回路の全体構成＞
ＬＥＤ電源回路４は、入力部６、変換部８、電圧検出部（Ｒ２、Ｒ３）、電流検出部（Ｒ５，ＯＡ）、および、スイッチング周期終了検出部１６を備える。入力部は、ノイズ除去回路（Ｃ１，Ｔ１，Ｃ２）と全波整流回路ＤＢとバイパスコンデンサＣ３とを有する。

ノイズ除去回路は、１組のノイズ防止用コンデンサＣ１，Ｃ２と、チョークコイルを有する。チョークコイルは１組のコイルＴ１からなる。２つのコイルＴ１は、交流電源ＡＣの入力端子１０、１１に接続される各ラインに１つずつ挿入されている。また、第１のノイズ防止用コンデンサＣ１はコイルＴ１の交流電源側の端子間に接続され、第２のノイズ防止用コンデンサＣ２はコイルＴ１のＬＥＤ素子列側の端子間に接続されている。これにより、交流電力に含まれるノーマルモードのノイズがノイズ防止用コンデンサＣ１，Ｃ２で除去され、コモンモードのノイズの変換部への進入がチョークコイルＴ１により阻止される。

全波整流回路ＤＢは、ダイオードブリッジなどで構成され、第２のノイズ除去用コンデンサＣ２の両端子間電圧を入力電圧として印加される。バイパスコンデンサＣ３は、全波整流回路ＤＢの出力端同士を結ぶもので、全波整流回路ＤＢからの整流電流を部分平滑するため、および、後述のスイッチング素子Ｑ１のオンオフ駆動により断続された電流の影響がＡＣ側に及ぶことを防止するバイパスとして設けられている。

変換部８は、全波整流回路ＤＢの出力端子間に接続されたフライバック・コンバータである。この変換部８の機能は、全波整流回路ＤＢからの整流電流を電力変換して、変換部８の出力端子１２，１３間に接続された出力コンデンサＣ５（電解コンデンサ）を充電することである。また、変換部８の出力端子１２，１３に接続されたＬＥＤ素子列２へ、出力コンデンサＣ５に蓄えられたエネルギーを用いて、所定の大きさの連続する直流電流を供給することである。さらに、変換部８は、力率改善回路としても機能し、全波整流回路ＤＢに入力される交流電流を歪みのない正弦波に整形できる。

変換部８の具体的な構成は以下の通りである。変換部８は、フライバック・トランスＴ２と、スイッチング素子Ｑ１と、２次側ダイオードＤ２と、出力コンデンサＣ５と、スイッチング素子Ｑ１を制御する制御回路１４とを有する。トランスＴ２は、全波整流後の整流電圧を一次電圧として用いて二次電圧を出力コンデンサＣ５に印加する。

スイッチング素子Ｑ１とトランスＴ２の一次巻線Ｔ２ａとの直列回路は、全波整流回路ＤＢの出力端子間に接続されている。この直列回路は、本発明のインダクタとスイッチング素子との直列接続に相当する。スイッチング素子Ｑ１のドレイン側端子は、一次巻線Ｔ２ａに接続され、Ｑ１のソース側端子は、全波整流回路ＤＢの負極端子側であるグラウンドラインに接続されている。スイッチング素子Ｑ１にはＮチャネルのエンハンスメント形のＭＯＳＦＥＴを使用する。制御回路１４に設けられている駆動回路からスイッチング素子Ｑ１のゲートに駆動電流が供給されてゲート電圧が生じると、ドレイン−ソース間に電流が流れる。この状態をスイッチング素子Ｑ１のオン状態という。一方、ゲートに駆動電流が供給されず、ドレイン電流が流れない状態をオフ状態という。そして、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ駆動により二次巻線Ｔ２ｂに二次電圧が誘起される。

二次巻線Ｔ２ｂの端子間には、二次側ダイオードＤ２と出力コンデンサＣ５の直列回路が接続されている。二次側ダイオードＤ２は、発生した二次電流を整流する。整流後の二次電流は、出力コンデンサＣ５の正極に供給され、これを充電する。なお、ＬＥＤ素子列２と抵抗Ｒ５の直列回路が、出力コンデンサＣ５の両端子間を結ぶように接続されている。

変換部８にもノイズ除去回路（Ｄ１，Ｃ４，Ｒ４）が設けられている。ノイズ除去回路は、一次側ダイオードＤ１およびノイズ除去コンデンサＣ４の直列回路と、抵抗Ｒ４とを有している。Ｄ１とＣ４の直列回路は、トランスの一次巻線Ｔ２ａの両端子を結ぶように接続されている。つまり、一次側ダイオードＤ１のアノード側端子は、一次巻線Ｔ２ａとスイッチング素子Ｑ１の接続点につながれ、カソード側端子はノイズ除去コンデンサＣ４に接続される。ノイズ除去コンデンサＣ４および抵抗Ｒ４は並列回路を形成している。

電圧検出部は、抵抗Ｒ２，Ｒ３の直列回路であり、全波整流回路ＤＢの出力端子間に設けられている。全波整流回路ＤＢの出力端子間に発生する全波整流波形を制御回路１４で認識可能な電圧値まで抵抗Ｒ２，Ｒ３で分圧し、その分圧波形を制御回路１４に送る。制御回路１４は、抵抗Ｒ２，Ｒ３の抵抗値に基づいて、入力された分圧信号波形から実質的な全波整流波形を取得することができる。

電流検出部は、出力コンデンサＣ５の負極側端子とＬＥＤ素子列２の負側端子とを結ぶ抵抗Ｒ５と、絶縁型オペアンプＯＡからなる。そして、抵抗Ｒ５のＬＥＤ素子側の端子電圧が、絶縁型オペアンプＯＡを介して検出されて、検出値が制御回路１４へ送られる。制御回路１４では、抵抗Ｒ５の抵抗値に基づいて、抵抗Ｒ５の電圧の検出値より駆動電流が取得される。

スイッチング周期終了検出部１６は、スイッチング素子Ｑ１のドレイン側の電位を取得するため、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間の電位差を検出し、その検出値を制御回路１４に与える。制御回路１４では、送られてきた電位差の検出値に基づいて、スイッチング駆動周期の終了タイミングを取得する。

次に、制御回路１４の具体的な構成例を説明する。制御回路１４は、マイクロコンピュータ（ＣＰＵ）と、電圧などの検出用のＡＤコンバータと、スイッチング素子Ｑ１に駆動電流を供給するＭＯＳＦＥＴ駆動回路と、ＲＯＭおよびＲＡＭとを有する。

ＣＰＵは、電流検出部（Ｒ５，ＯＡ）からの検出値に基づいてＬＥＤ素子列２の駆動電流値を算出する。この駆動電流値が、調光度に応じた駆動電流値になるように、オン幅（オン状態の期間）が決定される。また、ＣＰＵは、スイッチング周期終了検出部１６からの電位差の検出値に基づいて、スイッチング駆動周期の終了タイミングを取得する。例えば、スイッチング素子Ｑ１のオフ状態において、電位差がほぼ最小値になるタイミングを検出して、ターン・オンのタイミングとして用いてもよい。

ＣＰＵは、決定したスイッチングの駆動周期とオン幅の情報を有する指令信号をスイッチング素子用のＭＯＳＦＥＴ駆動回路に送る。この駆動回路は、指令信号に基づく駆動電流をスイッチング素子Ｑ１へ供給し、スイッチング素子Ｑ１をオンオフ駆動させる。スイッチング素子Ｑ１のオンオフ駆動によって、出力コンデンサＣ５に整流電流に基づくエネルギーが蓄積される。そして出力コンデンサＣ５に蓄積されたエネルギーによってＬＥＤ素子列２に所定の大きさの駆動電流が供給される。

本実施形態では変換部８に内蔵されたＩＣチップが制御回路１４に相当する。制御回路１４としては、ＩＣチップではなく、変換部８から独立して設けられた回路などでも良い。

図１のように制御回路１４を機能ブロックで表現すると、制御回路１４は、調光度判断部２０、駆動周期決定部２２、オン幅決定部２４を有する。以下の説明では、これらの機能ブロックを用いることにする。調光度判断部２０は、予め設定された２種類の基準値（減少用基準値および増加用基準値）を使って、指定された調光度がいずれか一方の基準値よりも大きいか、あるいは小さいかを判断する。

図２は、縦軸を調光度とし横軸を時間軸として、時間経過に伴って調光度を山状に変化させた場合を表わしている。また、縦軸に調光度の基準値を２つ設けている。低い方の設定値Ｌｏは減少用基準値であり、高い方の設定値Ｈｉは増加用基準値である。

＜調光度が基準値より大きい場合のソフトスイッチング制御について＞
まず、調光度が設定値Ｈｉより大きい範囲（図２で調光度を最大設定値から徐々に減少させていく過程）で変化する場合について説明する。
オン幅決定部２４は、指定された調光度に対応する駆動電流値をデータテーブルから読み取り、駆動電流の検出値がデータテーブルの駆動電流値に近づくようにスイッチング素子Ｑ１のスイッチングのオン幅を調整する。
また、駆動周期決定部２２は、スイッチング周期終了検出部１６からの電位差の検出値に基づいて、スイッチング駆動周期の終了タイミングを取得し、この終了タイミングでターン・オンする。これによって、スイッチングの駆動周波数は検出値に応じて変化し、ソフトスイッチング制御が実行される。

図３に、スイッチング素子Ｑ１のゲートに送られるＦＥＴ駆動波形を示す。調光度「大」の場合の駆動波形を同図（Ａ）に示し、調光度「中」の場合の駆動波形を同図（Ｂ）に示す。いずれもソフトスイッチング制御の領域での駆動波形であり、調光度が減少するにつれて駆動周期が短くなる。また、駆動周期に対するオン幅の割合（オンデューティ）については、調光度が減少するにつれてオンデューティも小さくなる。

スイッチング素子Ｑ１のオン状態では、全波整流電流がトランスＴ２の磁性体に磁場のエネルギーとして蓄積され、オフ状態では二次側に誘起される二次電圧に基づいて電流が流れ、出力コンデンサＣ５が充電される。制御回路１４によるオン幅の調整により、ＬＥＤ素子列２の駆動電流を所定の大きさに制御することができる。

＜調光度が基準値より小さい場合のスイッチング周波数固定制御について＞
図２で、調光度が設定値Ｌｏより小さくなった場合について説明する。
オン幅決定部２４は、指定された調光度に対応する駆動電流値をデータテーブルから読み取り、駆動電流の検出値がデータテーブルの駆動電流値に近づくようにスイッチング素子Ｑ１のスイッチングのオン幅を制御する。

一方、駆動周期決定部２２は、駆動周期を固定する。本実施形態では、駆動周期を固定する場合に、固定する直前の駆動周期をそのまま使わないで、固定する直前の駆動周期の２倍〜１０倍の値で駆動周期を固定する。また、ＬＥＤに流れる直流電流の大きさが不連続になることを避けるため、駆動周期決定部２２が駆動周期を固定するのと同時に、オン幅決定部２４がオン幅をほぼ同程度の倍率（２倍〜１０倍）に拡大させる。さらに調光度が小さくなった場合でも、オフ幅の実長が比較的長い状態で維持されるので、回路動作の不安定化、変動の発生、リニアリティの喪失といった問題を回避できる。

図３（Ｂ）、（Ｃ）を用いて、スイッチング素子Ｑ１の制御方式が移行した場合のＦＥＴ駆動波形の変化を示す。同図（Ｂ）の調光度「中」が、設定値Ｌｏに達する直前の調光度であるとする。そして、調光度が減少して設定値Ｌｏに達し、制御方式がソフトスイッチ制御から周波数固定制御に移行した後の調光度「小」での駆動波形を同図（Ｃ）に示す。

制御方式の移行によって、移行直後の駆動周期は、移行直前の駆動周期のほぼ７倍に広がっている。その後、調光度が減少しても駆動周期は変化しないで一定となる。移行直後のオン幅についても、移行直前のオン幅のほぼ７倍に広がる（同図（Ｃ）の破線で示す）。その後、調光後が減少するに従って、オン幅も狭くなる（同図（Ｃ）の実線で示す）。

なお、移行直後の駆動周期を直前の１倍のままにする場合は、その後、オン幅の調整だけで調光制御すると、一次巻線Ｔ２ａに流れるピーク電流が断続することになり、これによって、スイッチング素子Ｑ１の発熱が大きくなってしまう。駆動周期を移行直前の１〜２倍にする場合は、一次巻線Ｔ２ａの自由振動の状態の振幅がまだ大きい状態でターン・オンするので、ＬＥＤに流れる電流に振動成分が含まれてしまう。一方、移行直前の１０倍を越える駆動周期にする場合は、スイッチングの駆動周波数が低くなり過ぎて可聴周波数の帯域に入ってしまい、異音が生じてしまう。また、一次巻線Ｔ２ａに流れるピーク電流が大きくなり過ぎて、磁気飽和を起こす可能性もある。そのため、本発明では、駆動周期を固定する場合には、移行直前の駆動周期の２倍〜１０倍の値で固定する。また、この駆動周期の固定範囲は、マイクロコンピュータ（ＭＣＵ）を用いて駆動制御する場合に容易に制御できる範囲内でもある。

＜ヒステリシス特性について＞
次に、本発明のスイッチング駆動制御におけるヒステリシス特性について説明する。
図２に示すように、調光度が減少する場合は、設定値Ｈｉを減少用基準値として用いる。また、調光度が増加する場合は、設定値Ｈｉよりも低く設定された設定値Ｌｏを増加用基準値として用いる。すなわち、ソフトスイッチング制御から周波数固定制御へ移行する場合の減少用基準値と、周波数固定制御からソフトスイッチング制御へ移行する場合の増加用基準値とに差を設けて、増加用基準値が減少用基準値よりも大きい値にした。

本実施形態では、調光度を増加させた場合の制御方式の移行と、調光度を減少させた場合の制御方式の移行との間に、ヒステリシス特性が付与される。すなわち、増加用基準値と減少用基準値とが同じ値である場合に、調光度が基準値と一致する値に指定されると、制御方式がソフトスイッチング制御と周波数固定制御との間を行ったり来たりして、その都度、制御方式の移行のための計算をＭＣＵが実行することになり、ちらつき発生の原因になる可能性がある。ヒステリシス特性が付与されていれば、調光度が基準値と一致するような場合であっても、制御方式の移行が頻繁に生じることがなく、移行回数が減少して、安定した制御を実行することができる。

以上のように、本実施形態では、インダクタとスイッチング素子の直列接続を含む高周波スイッチング回路を用いて、そのスイッチング素子のオン幅および駆動周期を調整するように構成したので、ＬＥＤ素子列への駆動電流の大きさを制御することができる。その結果、ＬＥＤの駆動電流を断続させることなく、所望の調光度に応じたＬＥＤの調光制御を実行することができる。従って、周辺環境に与えるノイズレベルが小さく、人の目に優しく疲労感を生じさせにくいＬＥＤ電源回路を提供することができる。
さらに、本実施形態によれば、調光度が小さくなった場合に駆動周期を固定して、オン幅の増減だけで駆動電流の大きさを制御するように構成したので、回路効率を低下させることなく調光制御を実行することができる。このため、ゼロ・パーセントからの調光制御を効率良く実行できる。

さらに、図１の本実施形態のＬＥＤ電源回路４によれば、低力率で直流電流を供給することも、高力率で直流電流を供給することもできる。低力率とは力率改善制御を実行しない場合の供給方式を示し、高力率とは力率改善制御を実行した場合の供給方式を示す。

低力率の供給方式では、バイパスコンデンサＣ３に容量の大きいものを採用することにより、コンデンサＣ３にてリップル電圧が平滑化されて小さくなる。この状態で、定電流制御（調光）を行なえば、リップル成分の比較的少ない直流電流をＬＥＤ素子列２に供給することができる。

また、高力率の供給方式では、バイパスコンデンサＣ３に容量の小さいものを採用する。そして、リップル電圧を以下のようにして抑制する。まず、スイッチングのオン幅を調整するため、交流電源ＡＣの一周期（例えば５０Ｈｚの場合は１０ｍｓｅｃになる）の整数倍の期間における、ＬＥＤ素子列２の駆動電流の平均値を検出する。この平均値が調光度に応じた駆動電流値になるように、オン幅が調整される。制御回路１４は、このオン幅を用いてスイッチング素子Ｑ１をターン・オフする。これによって定電流制御（調光制御）が実行される。しかし、このままでは、ＬＥＤ素子列２に流れる直流電流のリップル成分が大きくなるので、さらにソフトスイッチング制御を実行する。ソフトスイッチング制御では、制御回路１４はスイッチング周期終了検出部１６からの電位差の検出値に基づいて、スイッチング駆動周期の終了タイミングを取得し、このタイミングでスイッチング素子Ｑ１をターン・オンする。以上のソフトスイッチング制御により、交流電源ＡＣからの入力電流は正弦波に近い波形になり、力率９０％以上の高力率を実現することができる。

図４に本実施形態におけるＦＥＴ駆動波形（ゲート信号）をスイッチング素子に与えた場合のドレイン波形、駆動電圧、駆動電流を示す。同図（Ａ）はソフトスイッチング制御時、同図（Ｂ）は周波数固定制御時を示す。ドレイン波形は、スイッチング周期終了検出部１６が検出するスイッチング素子Ｑ１の両端子間の電位差の波形である。同図（Ｂ）では、周波数を固定してオン幅のみで調光を実行しているため、オフ期間の後半にてドレイン波形に乱れが生じている。これは、一次巻線Ｔ２ａのエネルギー放出が完了した後、スイッチング素子Ｑ１の出力容量に蓄えられた電荷がスイッチング素子Ｑ１と一次巻線Ｔ２ａと間で自由振動を始めるからである。本実施形態では、制御方式の移行によって、移行直後の駆動周期が、移行直前の駆動周期のほぼ７倍に広がっている。オフ幅も同様にほぼ７倍に広がっている。そのため、上記の自由振動がある程度減衰してから、ターン・オンすることになり、回路動作の不安定化、変動の発生、リニアリティの喪失といった問題が回避される。従って、スイッチングの駆動周期を固定しても、ＬＥＤの駆動電流が受ける影響は小さく、ほぼ一定の電流制御を実行できる。

第２実施形態
図５は第２実施形態に係るＬＥＤ照明器具の全体構成図である。ＬＥＤ照明器具は、ＬＥＤ素子列１０２と、このＬＥＤ素子列に直流電源を供給するＬＥＤ電源回路１０４とを有して構成されている。なお、ＬＥＤ電源回路には交流電源ＡＣが供給される。

ＬＥＤ電源回路１０４は、入力部１０６、変換部１０８、電流検出部Ｒ５、および、スイッチング周期終了検出部１１６を備える。入力部１０６は、交流電源ＡＣの交流出力を整流する全波整流回路ＤＢと、ＤＢの出力端間に接続されＤＢの出力を平滑する平滑コンデンサＣ０とで構成され、交流電源ＡＣの交流電圧を直流電圧に整流平滑する。

変換部１０８は、降圧チョッパー回路であり、全波整流回路ＤＢからの整流電流を電力変換して、変換部１０８の出力端子間に接続された出力コンデンサＣ６を充電することである。また、変換部１０８の出力端子に接続されたＬＥＤ素子列１０２へ、出力コンデンサＣ６に蓄えられたエネルギーを用いて、所定の大きさの連続する直流電流を供給することである。

具体的には変換部１０８は、スイッチング素子Ｑ１と、インダクタＬ１と、ダイオードＤ１と、出力コンデンサＣ６と、スイッチング素子Ｑ１のオンオフを制御する制御回路１１４とで構成され、出力コンデンサＣ６の両端にＬＥＤ素子列１０２が接続される。ここで、スイッチング素子Ｑ１と、ダイオードＤ１と、インダクタＬ１とで降圧チョッパー回路を構成している。全波整流回路ＤＢの一方の出力端にスイッチング素子Ｑ１の一端を接続し、ＤＢの他方の出力端とスイッチング素子Ｑ１の他端の間にインダクタＬ１および出力コンデンサＣ６を直列に接続する。スイッチング素子Ｑ１をオンにしてＤＢからの整流電流によってインダクタＬ１に磁気エネルギーを蓄積させ、スイッチング素子Ｑ１をオンからオフに切り替えた際、磁気エネルギーの放出によるインダクタＬ１からの電流をＬＥＤ素子列経由で再びインダクタＬ１に戻すように、インダクタＬ１およびコンデンサＣ６の直列回路の両端間を、インダクタＬ１に戻る方向のみ電流を流すダイオードＤ１で接続することによって構成されている。

制御回路１１４は、抵抗Ｒ５を介してＬＥＤ素子列１０２の駆動電流を検出し、駆動電流の検出値に応じてスイッチング素子Ｑ１のオン幅を調整する。これによってＬＥＤ素子列１０２に供給する直流電流が所定の大きさになるように制御している。

スイッチング周期終了検出部１１６は、スイッチング素子Ｑ１のソース側の電位を取得するため、ダイオードＤ１の端子間の電位差を検出して、その検出値を制御回路１１４に与える。制御回路１１４では、送られてきた検出部１１６の検出値に基づいて、スイッチング駆動周期の終了タイミングを取得する。例えば、スイッチング素子Ｑ１のオフ状態において、ダイオードＤ１の端子間の電位差が上昇するタイミングを検出して、ターン・オンのタイミングとして用いてもよい。

本実施形態のＬＥＤ照明器具においても、調光度が基準値より大きい場合にソフトスイッチング制御を実行し、調光度が基準値より小さい場合にスイッチング周波数固定制御を実行して、第１実施形態と同様の効果が得られる。

図６に本実施形態におけるＦＥＴ駆動波形をスイッチング素子Ｑ１に与えた場合のソース波形、駆動電圧、駆動電流を示す。同図（Ａ）はソフトスイッチング制御時、同図（Ｂ）は周波数固定制御時を示す。ソース波形は、スイッチング周期終了検出部１１６が検出するダイオードＤ１の両端子間の電位差の波形である。同図（Ｂ）では、周波数を固定してオン幅のみで調光を実行しているため、オフ期間の後半にてドレイン波形に乱れが生じているが、第１実施形態と同様に、乱れの原因である自由振動がある程度減衰してから、ターン・オンすることになり、回路動作の不安定化、変動の発生、リニアリティの喪失といった問題が回避される。従って、スイッチングの駆動周期を固定しても、ＬＥＤの駆動電流が受ける影響は小さく、ほぼ一定の電流制御を実行できる。

変形例
交流電源ＡＣの代わりに直流電源ＤＣを用いたＬＥＤ照明器具に対しても、本発明のＬＥＤ電源回路を適用できる。この場合、ダイオードブリッジＤＢを省略してバイパスコンデンサＣ１のみとすればよい。

また、第２実施形態においてソフトスイッチング制御に用いるスイッチング周期終了検出部１１６の配置について、例えば図５のスイッチング素子Ｑ１の両端子間の電位差を検出するように配置しても構わない。ただし、検出部１１６のグランドレベルと制御回路１１４のマイクロコンピュータのグランドレベルとが異なるため、検出信号を伝達する際にフォトカプラーなどの素子を使用する必要がある。本実施形態のようにスイッチング素子Ｑ１のソース側の電位を検出するように検出部１１６を配置すれば、フォトカプラーなどの素子が不要になる。

２，１０２ＬＥＤ素子列（ＬＥＤ負荷）
４，１０４ＬＥＤ電源回路
６，１０６入力部
８，１０８変換部（変換手段）
１４，１１４制御回路（制御手段）
１６，１１６スイッチング周期終了検出部
２０調光度判断部
２２駆動周期決定部
２４オン幅決定部
Ｌ１インダクタ
Ｑ１スイッチング素子
Ｒ２、Ｒ３電圧検出部の抵抗
Ｒ５電流検出部の抵抗
Ｔ２ａ一次側巻線（インダクタ）

Claims

ＬＥＤ負荷へ連続する直流電流を供給し、かつ、該直流電流の大きさを制御することで前記ＬＥＤ負荷の調光を行なうＬＥＤ電源回路であって、
少なくともインダクタとスイッチング素子との直列接続を含み、該スイッチング素子のオンオフ駆動に連動する前記インダクタの磁場エネルギーの蓄積・放出によって、直流電源を所望の大きさの直流電流に変換し出力する変換手段と、
指定された調光度に基づいて前記スイッチング素子の駆動を制御する制御手段と、
を備え、
前記制御手段は、
前記調光度が基準値以上の範囲で変化する場合、前記スイッチング素子のオン幅を前記調光度に応じて定めてターン・オフし、ターン・オフ後に前記インダクタを流れる電流がほぼ零になるタイミングで前記スイッチング素子をターン・オンし、
また、前記調光度が前記基準値以下の範囲で変化する場合、前記スイッチング素子の前記オン幅を前記調光度に応じて定めてターン・オフし、ターン・オフ後に前記オン幅とオフ幅の合計である駆動周期を一定にして前記スイッチング素子をターン・オンすることを特徴とするＬＥＤ電源回路。
請求項１記載のＬＥＤ電源回路において、
前記制御手段は、前記調光度が基準値以上の範囲から基準値以下の範囲へ移行する場合、移行直前の前記駆動周期の２倍以上、１０倍以下の範囲で前記駆動周期を固定することを特徴とするＬＥＤ駆動回路。
請求項１または２記載のＬＥＤ電源回路において、
前記制御手段は、前記調光度が基準値以上の範囲から基準値以下の範囲へ移行する場合に、前記基準値として減少用基準値を使用し、
前記調光度が基準値以下の範囲から基準値以上の範囲へ移行する場合に、前記基準値として増加用基準値を使用し、
前記増加用基準値は、前記減少用基準値よりも大きい値に設定されていることを特徴とするＬＥＤ駆動回路。