JP2017127166A - フィードバック制御回路 - Google Patents

Abstract

【課題】絶縁型スイッチング電源のフィードバック制御回路の改良に関する。【解決手段】スイッチング電源装置１０のトランスＴｌ二次側の電流をＴｌ一次側に信号として送るフィードバック制御回路２４は、負荷２２への実際の電流を検出する検出手段Ｒ３と、基準電流を生成する基準電源手段２８と、基準電流とＲ３で検出した電流を比較する比較手段２６と、比較結果をＴｌ一次側へ送るフォトカプラ−３０を備え、比較手段は比較結果を１ビットのデジタル信号または比較結果を５０倍以上に増幅し、増幅された値に基準電流を加えた信号に変換して出力し、フォトカプラ−を介してＴｌ一次側のスイッチング回路１８へ送り、スイッチング回路はフォトカプラ−の出力信号に応じてオン幅を調整し負荷への電流を一定に保つ。【選択図】図１

Description

本発明は、フィードバック制御回路に関し、特に絶縁型のスイッチング電源装置におけるフィードバック制御回路の改良に関する。

近年、スイッチング素子などの半導体技術の発達に伴い、スイッチング電源装置はさまざまな分野で利用されている。特に一昔前までは安定した電源供給が困難であったＬＥＤ素子への電源供給も、このようなスイッチング電源装置を利用することで実現出来るようになった。そして、スイッチング電源装置の技術向上や、ＬＥＤ素子の発光効率向上等により、従来の光源からの置き換えが急速に進みつつある。ところで、ＬＥＤ素子を多数使用した照明器具では、従来のＨＩＤランプを使用した照明器具に比べてランプの形状による構造の制約が少なくなり、自由な形状の照明器具を実現出来るようになった。本来、１個当たりの光出力が小さいというのがＬＥＤ素子の特徴であるが、スイッチング電源装置を利用して安定的な電圧供給をするとともに、多数のＬＥＤ素子を直並列により組み合わせて光出力を増大させたことで、従来のＨＩＤランプからＬＥＤランプへの置き換えが行われるようになった。

そして、このようなＬＥＤランプを多数配置したＬＥＤモジュールは、良好な放熱性を得るために放熱器を兼ねるケースと接触させることで、熱的な問題を解決する構造をとることが多い。ところが、この構造では、良好な放熱性を確保するために商用交流電源との電気的な絶縁性が犠牲になる問題点が発生する。そこで、このような問題を解決するために昨今では高周波で動作する絶縁トランスを使用し、少ない部品数で、良好な直流電力が得られるフライバック型のスイッチング電源装置（ＬＥＤ電源装置）などを使用するのが一般的である。

一般的に照明用のＬＥＤ素子は、電流値と光量がほぼ比例関係になる特性を有しており、多くの場合は定電流制御が行われる。そして、絶縁型のスイッチング電源装置では、近年の高性能化に伴い、二次側の電流値を一次側にフィードバックする制御が主流であり、スイッチング電源装置の絶縁性を保ちつつ、フィードバック制御を行うためにフォトカプラ−が使用されている。しかしながら、フォトカプラ−を使用する場合、電流伝達率（ＣＴＲ）が周囲温度や経年変化により変動する問題があった。特許文献１には、フォトカプラ−とは逆の温度特性のサーミスタ（例えば、周囲温度が上がるとともにフォトカプラ−の電流伝達率が低下する特性であれば、サーミスタは周囲温度が上がるとともに抵抗値が上昇する特性）を利用して、周囲温度が変化した場合でも、フォトカプラ−からの電流値（アナログ信号）をほぼ一定に保つ技術が開示されている。また特許文献２には、フォトカプラ−からの出力信号をＡ／Ｄ変換回路を用いてデジタル信号に変換してフィードバック制御を行う回路において、トランス一次側にＡ／Ｄ出力安定化回路とディザー回路を備えることで、Ａ／Ｄ変換回路およびデジタルＰＷＭ回路で制御パルス信号を生成する場合に発生してしまう出力電圧変動を、消費電流や回路面積を大幅に増加させることなく低減させる技術が開示されている。

特開２００３−２８９６６８ 特開２０１５−１４２４２０

しかしながら、特許文献１のようにサーミスタをフィードバック制御回路に利用することで、ある程度まではフォトカプラ−の電流伝達率（ＣＴＲ）の変動を抑えることが出来るが、実際には完全に変動を抑えることは困難であった。加えて、初期動作においては、フォトカプラ−の電流伝達率（ＣＴＲ）の変動が補償されていても、フォトカプラ−の特性が経年変化により変化すると、サーミスタによる電流電圧率（ＣＴＲ）の補償がうまく動作しなくなるという問題も発生している。また特許文献２のようにフォトカプラ−からの出力信号をＡ／Ｄ変換回路を用いてデジタル信号に変換してフィードバック制御を行う回路を利用することで電流伝達率（ＣＴＲ）の変動は低減出来る可能性はあるが、デジタル信号であっても電流値としての出力信号である以上、電流伝達率（ＣＴＲ）の変動を完全に押えることは出来ず、まだまだ改良の余地がある。

本発明は上記従来技術の課題に鑑みて行われたものであって、その目的は絶縁型のスイッチング電源装置において、フィードバック制御に利用するフォトカプラ−の電流伝達率（ＣＴＲ）の変動の影響を受けない良好なフィードバック制御回路を提供し、ＬＥＤ素子等の負荷への安定的な電圧供給を実現することである。

上記課題を解決するために、本発明にかかるフィードバック制御回路は、
商用電源からの交流電圧を整流する整流回路と、前記整流された電圧をオンオフ動作することで電圧値を調整するスイッチング回路と、フライバック方式のトランスを備えた絶縁型のスイッチング電源装置において、前記トランス二次側の電流値を前記トランス一次側にフィードバック制御信号として伝送するためのフィードバック制御回路であって、
前記フィードバック制御回路は、前記スイッチング電源装置の負荷への実際の電流値を検出する検出手段と、前記負荷への適正な電流値と同等の基準電流を生成する基準電源手段と、該基準電源手段による基準電流値と前記検出手段で検出された電流値を比較する比較手段と、該比較手段によって比較された結果をトランス一次側へ伝送するためのフォトカプラ−と、を備え、
前記検出手段による電流は、前記比較手段に入力される第１アナログ信号であって、
前記基準電源手段による基準電流は、前記比較手段に入力される第２アナログ信号であって、
前記比較手段は、前記第１アナログ信号と第２アナログ信号とを比較することで得られた比較結果を１ビットのデジタル信号、または比較結果を５０倍以上の値に増幅し、該増幅された値に前記第２アナログ信号を加えた第３アナログ信号に変換して出力し、前記フォトカプラ−を介して前記トランス一次側の前記スイッチング回路へ伝送し、
前記スイッチング回路は、前記１ビットのデジタル信号または前記第３アナログ信号に応じてオンオフ動作のオン幅を調整して前記スイッチング電源装置の負荷への電流を一定に保つことを特徴とする。

前記１ビットのデジタル信号は、基準電流値に対して負荷への実際の電流値が低い場合はＬｏｗ信号であり、基準電流値に対して負荷への実際の電流値が高い場合にはＨｉｇｈ信号であって、
前記Ｌｏｗ信号がスイッチング回路に入力されると、該スイッチング回路はオンオフ動作のオン幅を大きくし、
前記Ｈｉｇｈ信号がスイッチング回路に入力されると、該スイッチング回路はオンオフ動作のオン幅を小さくすることで前記負荷への電流を一定に保つことを特徴とする。

また、前記比較手段は、オペアンプ回路を含み、
前記オペアンプ回路の増幅率は、１００倍〜１００００倍に設定されることを特徴とする。

また、前記基準電源手段は、前記基準電流が生成される際の温度誤差を補正するための温度補正手段を備えることを特徴とする。

一方、本発明に係るＬＥＤ電源装置は、
商用電源からの交流電圧を整流する整流回路と、該整流回路で整流された電圧をオンオフ動作することで電圧値を調整するスイッチング回路と、フライバック方式のトランスと、前記トランスによって調整された電圧を平滑しＬＥＤ素子へ直流電圧を供給する平滑回路と、前記トランス二次側の電流値を前記トランス一次側にフィードバック制御信号として伝送するためのフィードバック制御回路と、を備えた絶縁型のＬＥＤ電源装置であって、
前記フィードバック制御回路は、上述した何れかのフィードバック制御回路であることを特徴とする。

また、本発明に係るＬＥＤ電源装置は、
前記スイッチング回路は演算手段を備え、
前記演算手段は、前記フィードバック制御回路から伝送される出力信号に応じた比例制御を行うことにより、前記ＬＥＤ素子への供給電力を安定させることを特徴とする。

本発明によれば、フィードバック制御回路が有する比較手段に入力されるアナログ信号を、１ビットのデジタル出力信号に変換してフォトカプラ−に入力することで、フォトカプラ−の温度変化や経年変化による電流伝達率（ＣＴＲ）の変化の影響を受けない良好なフィードバック制御が可能となる。具体的には、スイッチング電源装置の二次側に備えた比較手段の出力側にフォトカプラ−の入力側を接続し、トランス一次側には、あらかじめ設定している基準電流値（または基準電圧値）に対して大きいか、あるいは小さいかのみの１ビットのデジタル信号を伝送することで、周囲温度等による電流伝達率の変化の影響を受けないフィードバック制御が実現出来る。

また、比較手段としてオペアンプ回路を利用し、該オペアンプ回路の増幅率を５０倍以上に設定し、入力されたアナログ信号同士の差の値（比較結果）を極端に大きくする（増幅する）とともに前記比較結果を増幅した電流値に基準電流値を加えたアナログ出力信号に変換してフォトカプラ−に入力することで、フォトカプラ−の電流伝達率（ＣＴＲ）が変化しても、フィードバック制御への影響が極端に少なくなり、良好なフィードバック制御が実現出来る。

本発明の第１実施形態に係るＬＥＤ電源装置の概略図を示す。 本発明の第１実施形態に係るＬＥＤ電源装置におけるスイッチング回路が備 えるＭＣＵの動作フローチャートを示す。 本発明の第２実施形態に係るＬＥＤ電源装置の概略図を示す。

以下、本発明のスイッチング電源装置について図面を用いて説明するが、本発明の趣旨を超えない限り何ら以下の例に限定されるものではない。
＜第１実施形態＞

図１に本発明の第１実施形態に係るＬＥＤ電源装置の概略図を示す。ここで、本明細書におけるＬＥＤ電源装置とは、ＬＥＤ素子へ安定した電力供給を行うためのスイッチング電源装置のことである。同図に示すＬＥＤ電源装置１０は、商用の交流電圧を供給する商用電源１２と、商用電源１２からの交流電圧を整流するための整流回路１４と、該整流回路１４によって整流された電圧を昇圧して直流電圧を生成するとともに力率を改善するアクティブフィルタ回路１６と、前記整流回路１４で整流された電圧を高速スイッチング動作（オンオフ動作）を行うことによって高周波の矩形波電圧を生成するための（デューティー比を調整することで、電圧値を調整するための）スイッチング回路１８と、高周波の矩形波電圧の波高値（電圧値）を適正値にするとともに、一次側（商用電源側）と二次側（ＬＥＤ負荷側）を電気的に絶縁するためのフライバックトランスＴｌと、適正値に調整された矩形波電圧を直流電圧に変換しＬＥＤ負荷（ＬＥＤ素子２２）へ直流電圧を供給するための平滑回路２０と、ＬＥＤ素子２２の電圧を検出し、前記スイッチング回路１８へフィードバック制御信号を伝送するフィードバック制御回路２４を備えている。

本実施形態において特徴的なことは、フィードバック制御回路２４が、ＬＥＤ素子２２への実際の電流値（またはＬＥＤ素子２２への実際の電流値と比例する電流値）を検出するための抵抗器Ｒ３と、あらかじめ設定されたＬＥＤ素子２２への適正な電流と同等の電流（具体的には、定格電流または定格電流に比例する電流等。以下、基準電流と呼ぶ）を生成するための基準電源２８と、基準電流値と実際のＬＥＤ素子２２への電流値を比較するためのコンパレータ２６を備えている。そして、前記コンパレータ２６によりアナログ入力信号同士（ＬＥＤ素子２２への実際の電流値と基準電流値、またはＬＥＤ素子２２への実際の電流と比例する電流値と基準電流値）の比較結果を、１ビットのデジタル信号として出力することである。

はじめに整流回路１４について説明する。
整流回路１４は、ダイオード・ブリッジＤＢと平滑用のコンデンサＣ１を備えている。商用電源１２により交流の商用電圧（ＡＣ１００ＶやＡＣ２００Ｖなど）を印加すると、商用電圧はダイオード・ブリッジＤＢに到達する。ダイオード・ブリッジＤＢは、ダイオード素子などで構成されているが、同じ機能を果たせれば他の半導体素子や他のどのような素子でも良い。ダイオード・ブリッジＤＢによって全波整流（交流電流の正・負両波とも整流し、流れの向きを同じにすること）された電圧（脈流電圧とも呼ぶ）は、平滑用のコンデンサＣ１によって大まかな直流電圧に平滑される。

そして、平滑された電圧はアクティブフィルタ回路１６へと到達する。アクティブフィルタ回路１６は、インダクタやスイッチング素子などで構成される力率改善回路と、平滑用のコンデンサＣ２を備えている。力率改善回路は、スイッチング素子をオンオフ動作させることによりインダクタに電流を流した後、平滑用のコンデンサＣ２を充電することで昇圧された電圧を生成する。このようにアクティブフィルタ回路１６によって昇圧されるとともに力率が改善された電圧は、高電位側が抵抗器Ｒ２に到達し、低電位側はスイッチング回路１８へと到達する。

スイッチング回路１８は、フィードバック制御回路２４からのデジタル出力信号を入力するとともに、該デジタル出力信号に応じてドライブ回路３４への動作電圧を出力するＭＣＵ３２と、オンオフ動作によってフライバックトランスＴｌの一次巻線Ｔｌａへの電圧を調整するスイッチング素子Ｑ１と、該スイッチング素子Ｑ１を駆動するためのドライブ回路３４と、を備えている。本実施形態におけるスイッチング素子Ｑ１は、ＦＥＴであるが、オンオフ動作出来れば他の半導体素子でも構わない。そして、ＬＥＤ電源装置１０の初期動作（電源投入時）においては、フィードバック制御回路２４からのデジタル出力信号がなくても、ＭＣＵ３２はドライブ回路３４へ駆動電圧を出力してスイッチング素子Ｑ１を動作させ、ＬＥＤ素子２２への電圧供給を行う。また、ＬＥＤ素子２２の動作後は、フィードバック制御回路２４によるデジタル出力信号により、スイッチング回路１８は動作する。

このように、ＭＣＵ３２からの指令に応じたドライブ回路３４からの動作電圧によるスイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作により、フライバックトランスＴｌの一次巻線Ｔｌａへと矩形波電圧が到達する。

ここで、フライバック方式のスイッチング電源装置の動作について簡単に説明する。スイッチング回路１８が備えるスイッチング素子Ｑ１のオン時には、アクティブフィルタ回路１６の正極側から、フライバックトランスＴｌの一次巻線Ｔｌａ、スイッチング素子Ｑ１、アクティブフィルタ回路１６の負極側までの導通ループが形成され、該アクティブフィルタ回路１６で力率の改善された電圧の印加によりフライバックトランスＴｌの一次巻線Ｔｌａに磁界のエネルギーが蓄積される。一方、スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、上記の導通ループが切れて、フライバックトランスＴｌの二次巻線Ｔｌｂからの磁界のエネルギーの放出に伴う電流が、ダイオードＤ１、平滑用のコンデンサーＣ４の順に流れ、フライバックトランスＴｌの二次巻線Ｔｌｂに戻る。このような動作によってフライバックトランスＴｌの二次巻線Ｔｌｂ側に所望の出力電流（および出力電流に対応した出力電圧）が発生する。

またフライバックトランスＴｌの一次巻線Ｔｌａと並列に、抵抗器Ｒ２とコンデンサＣ３の直列回路が接続されている。これら抵抗器Ｒ２とコンデンサＣ３は一次巻線Ｔｌａで発生する逆起電力を吸収するために接続されており、これらを接続することで、スイッチング素子Ｑ１のドレイン、ソース間の耐圧を低くすることができる。

そして、フライバックトランスＴｌの二次巻線Ｔｌｂへと進んだ高周波の矩形波電圧は、平滑回路２０へと到達する。平滑回路２０は、ダイオードＤ１と平滑用のコンデンサＣ４で構成されている。高周波の矩形波電圧は、ダイオードＤ１および平滑用のコンデンサーＣ４によってきれいな直流電圧（および直流電流）へと平滑され、該直流電圧は、ＬＥＤ素子２２へと供給される。

前述のとおり、ＬＥＤ電源装置１０の電源投入時においては、フィードバック制御回路２４からのデジタル出力信号がなくても、スイッチング回路１８は動作する。この時のスイッチング回路１８は、例えばＬＥＤ素子２２の定格電力に相当するあらかじめ設定された電力等となるような動作を行う。そして、ＬＥＤ素子２２の動作後は、フィードバック制御回路２４によるデジタル出力信号（フィードバック制御信号）に基づき、ＬＥＤ素子２２を安定動作させるためにスイッチング回路１８は動作する。

フィードバック制御回路の動作について
ここで、フィードバック制御回路２４の動作について図１を用いて詳しく説明する。
フィードバック制御回路２４は、ＬＥＤ素子２２の実際の電流値を検出する抵抗器Ｒ３と、ＬＥＤ素子２２への適正な電流値と同等の電流を生成する基準電源２８と、ＬＥＤ素子２２への実際の電流値と基準電源２８による基準電流値を比較するコンパレータ２６と、該コンパレータ２６からの出力信号をトランス一次側へ伝送するためのフォトカプラ−３０を備えている。また、抵抗器Ｒ３で検出される電流および基準電源２８による基準電流は、ＬＥＤ素子２２の実際の電流値には限られず、あらかじめ設定したＬＥＤ素子２２の実際の電流値と比例関係にある電流値、およびあらかじめ設定したＬＥＤ素子２２の実際の電流値と比例関係にある基準電流値でも構わない。

ＬＥＤ素子２２の安定動作時において、ＬＥＤ電源装置１０から供給される電流値は基本的には一定であることが望ましいが、実際にはＬＥＤ素子自体の温度上昇や周囲温度等の影響により電流値は変動している。この実際に変動している電流値はコンデンサＣ４の負極側に接続された抵抗器Ｒ３を利用して検出し、コンパレータ２６のアナログ入力信号として伝送される。そして、基準電源２８は、あらかじめ設定されたＬＥＤ素子２２の理想的な電流値など（例えば定格電流値など）を生成し、抵抗器Ｒ３で検出された電流値とともにアナログ入力信号としてコンパレータ２６へと伝送させる。また、基準電源２８は内部回路の温度上昇に伴う温度誤差などが生じる可能性もあり、基準電流に誤差があると、適正なフィードバック制御に影響を及ぼす可能性がある。そこで基準電源２８は、温度誤差を補正する回路を備えた専用ＩＣを内部部品に使用したり、あるいは温度誤差を補正する温度補正回路を設けても良い。

２種類の電流値がアナログ入力信号として入力されたコンパレータ２６では、アナログ入力信号としてのＬＥＤ素子２２の実際の電流値と、基準電源２８による基準電流値との比較を行う。ここでの比較は、基準電流値に対して実際の電流値が大きいか小さいかの判別のみを行う。例えば、基準電流値に対して実際の電流値のほうが小さい場合（または実際の電流値未満の場合）には「Ｌｏｗ」、基準電流値に対して実際の電流値のほうが大きい場合には「Ｈｉｇｈ」というように、１ビットのデジタル信号で表現出来る「ＨｉｇｈまたはＬｏｗ」のみを判断するのである。このようにしてコンパレータ２６で判断した結果は、コンパレータ２６の出力信号として「Ｈｉｇｈ」または「Ｌｏｗ」の１ビットのデジタル出力信号としてフォトカプラ−３０へと伝送される。

そしてコンパレータ２６で比較判断された１ビットのデジタル出力信号により、フォトカプラー３０を介してトランス一次側（商用電源１２側）とトランス二次側（ＬＥＤ素子２２側）を絶縁した状態を保ちながら、スイッチング回路１８へと送られていく。この時、フォトカプラ−３０は「Ｈｉｇｈ」あるいは「Ｌｏｗ」のみ（フォトカプラ−３０の入力側にある発光ダイオードの点灯または消灯等）をスイッチング回路１８へ信号を送ればよいので、仮にフォトカプラ−３０の電流伝達率が周囲温度や経年変化の影響で多少変動することが生じても、スイッチング回路１８へは常に正確な情報が届けられるのである。

スイッチング回路の動作について
次に、スイッチング回路１８について詳しく説明する。
スイッチング回路１８は、抵抗器Ｒ１と、ドライブ回路３４へ駆動信号としての駆動電圧を供給するＭＣＵ３２と、スイッチング素子Ｑ１を駆動させるドライブ回路３４と、該ドライブ回路３４からの動作電圧によりオンオフ動作することでトランス一次巻線Ｔｌａへ電圧を供給するスイッチング素子Ｑ１を備えている。フィードバック制御回路２４が備えるフォトカプラ−３０から伝送された１ビットのデジタル出力信号は、抵抗器Ｒ１を経由してＭＣＵ３２へと到達する。本実施形態におけるＭＣＵ３２はマイコンであるが、フィードバック制御回路２４からの出力信号を入力してドライブ回路３４へ駆動信号を伝送出来れば他の演算装置でも構わない。

ＭＣＵ３２は、図１のＭＵＣ入力側Ｐ１点におけるデジタル信号により、スイッチング素子Ｑ１のオン幅を調整するための駆動信号をドライブ回路３４に与える。具体的にはデジタル信号が「Ｌｏｗ」の場合（基準電流値に対して実際の電流値が小さい場合、または実際の電流値が基準電流値未満の場合）には、スイッチング素子Ｑ１のオン幅を大きくし（広くして）、実際の電流値を大きくする動作を行う。反対にデジタル信号が「Ｈｉｇｈ」の場合（基準電流値に対して実際の電流値が大きい場合）には、スイッチング素子Ｑ１のオン幅を小さくして（狭くして）、実際の電流値を小さくなるように調整する。

ここでＭＣＵ３２の動作について詳しく説明する。
図２に本発明の第１実施形態に係るＬＥＤ電源装置におけるスイッチング回路が備えるＭＣＵ３２の動作フローチャートを示す。図２に示すように、はじめに、ＭＣＵ３２はフィードバック制御回路２４からの１ビットのデジタル出力信号が図１のＰ１点において「Ｈｉｇｈ」なのか「Ｌｏｗ」なのかを判別する動作を行う。例えば、デジタル出力信号が「Ｌｏｗ」であった場合は基準電流値に対してＬＥＤ素子２２における実際の電流値が小さい時のデジタル出力信号であることから、スイッチング素子Ｑ１をオンオフ動作する際のオン幅ＰＷをΔＰ幅だけ大きくする指令を行う。また、デジタル出力信号が「Ｈｉｇｈ」であった場合は、基準電流値に対してＬＥＤ素子２２における実際の電流値が大きい時のデジタル出力信号であることから、スイッチング素子Ｑ１のオン幅ＰＷをΔＰ幅だけ小さくする指令を行う。この時のΔＰ幅（オン幅の増分またはオン幅の減分）は、オン幅ＰＷに対して非常に小さい微小オン幅とする。そしてあらかじめ定められた待ち時間経過後（待ち時間処理後）に、オン幅ＰＷがＰＷ＋ΔＰ（Ｌｏｗの時）またはＰＷ−ΔＰ（Ｈｉｇｈの時）に調整されたＬＥＤ素子２２の電流値を再びフィードバック制御回路２４が備える抵抗器Ｒ３で検出し、この検出された電流値により再度フィードバック制御が行われる。

このように、本実施形態のＬＥＤ電源装置１０では、基準電流値に対して実際の電流値が大きいか、あるいは小さいかによって、微小オン幅ΔＰだけオン幅ＰＷを変動させる動作を何度も繰り返すことによりＬＥＤ素子２２への供給電力を調整するので、コンパレータ２６は１ビットのデジタル信号のみを判定すれば良く、結果としてフォトカプラ３０の電流電動率（ＣＴＲ）の変動に依存せずに、ＬＥＤ素子２２への安定的な電流供給が実現出来る。
＜第２実施形態＞

次に、本発明の第２実施形態に係るＬＥＤ電源装置について図面を用いて説明する。図１に示したＬＥＤ電源装置１０（第１実施形態）と共通する構成については、符号に１００を足して示している。

図３に本発明の第２実施形態に係るＬＥＤ電源装置の概略図を示す。図３におけるＬＥＤ電源装置１１０の基本的な構成は前述した図１に示すＬＥＤ電源装置１０と同じであるが、本実施形態では、比較手段としてコンパレータ２６ではなくオペアンプ回路１３６を利用している。また、ＭＣＵ１３２は、フォトカプラ−１３０からの入力にＡ／Ｄコンバータを使用している。そして、オペアンプ回路１３６の差分電圧（または差分電流）に対する増幅率は、５０倍〜２００００倍が好ましく、特に１００倍〜１００００倍の増幅率であることが好適である。

第１実施形態と同様に、実際のＬＥＤ素子２２の電流値を抵抗器Ｒ３で検出し、該抵抗器Ｒ３で検出された実際の電流値と基準電流値（基準電源１２８による電流）とを比較する。比較された値はオペアンプ回路１３６によって増幅され、出力電流（または出力電圧）として出力される。この時のオペアンプ回路１３６の出力電流（または出力電圧）は、基準電源１２８からの基準電流値（または基準電圧値）に増幅された電流値（または電圧値）を加えた値となる。

例えば、フォトカプラ−１３０の電流伝達率が経年変化や温度変化により１０％変動した場合、ＭＣＵ１３２は図２に示したフローチャートのような動作（第１実施形態のＭＣＵ３２と同様な動作）を行い、電流伝達率の変動分を補正する。補正終了時にはフォトカプラ−１３０の入力側の発光ダイオードに流す電流値（または電圧値）が１０％変動していることになる。つまり、オペアンプ回路１３６の出力も同様に１０％変動していることになる。前述のとおり、オペアンプ回路１３６の出力電圧は、基準電源１２８からの基準電圧値（基準電流値）に増幅された差分電圧（差分電流）を加えた値であることから、以下のような式が成り立つ。

オペアンプ回路１３６の出力 ＝ 基準電圧値 ＋ （差分電圧×増幅率）

ここで、例えば基準電源１２８による基準値が１０Ｖであり、増幅率が１００倍であるとする。前述のように電流変動率が１０％変動した場合、オペアンプ回路１３６の出力も１０％変動することになるので、オペアンプ回路１３６の出力電圧は１１Ｖとなる。つまり、上記の式で考えると、差分電圧が０．０１Ｖであれば、オペアンプ回路１３６の出力電圧は１１Ｖとなる。したがって、オペアンプ回路１３６の増幅率を１００倍とした場合、オペアンプ回路１３６の入力側の差分電圧（差分電流）の変動は１０％／１００＝０．１％となり、電流伝達率が１０％変動しても、ＬＥＤ素子２２に流れる電流の変化は０．１％に抑えられるのである。同様に、オペアンプ回路１３６の増幅率が１０００倍、１万倍の場合には、電流伝達率が１０％変動したとしてもＬＥＤ素子２２への影響は０．０１％、０．００１％の変動に押えられ、結果としてフォトカプラ−１３０の電流伝達率の影響を受けない良好なフィードバック制御が実現出来る。

本実施形態では、フォトカプラ−１３０からの出力はアナログ信号であるため、基準電源１２８による基準電流値（または基準電圧値）とのズレの程度をＭＣＵ１３２に伝送することが出来る。そしてＭＣＵに入力される際にＡ／Ｄ変換器を利用してデジタル信号として処理する。そのため、あらかじめ定めた基準電源１２８による基準電流値に対するズレの程度により、例えば図２に示すＭＣＵの動作フローチャートでは、微小オン幅ΔＰの値（オン幅）をズレの程度により調整したり、あるいは繰り返しのループ処理の待ち時間（待ち時間処理）を調整することも可能となる。具体的には、基準電流値に近づくにしたがいオン幅ΔＰの値を小さくし、基準電流値から離れるとオン幅ΔＰの値を大きくする。また、基準電流値に近づくと待ち時間を長くし、基準電流値から離れると待ち時間を短くする制御も可能となる。

このように、本実施形態では増幅率が５０倍以上のオペアンプ回路１３６を利用して、基準電源１２８による基準電流値（基準電圧値）との差分を極端に大きな値にすることで、フォトカプラ−１３０の電流伝達率の影響を受けずに、比例制御が可能なフィードバック制御を実現できる。

以上のように本発明の絶縁型のスイッチング電源装置で用いられるフィードバック制御回路によれば、フィードバック制御回路が有するコンパレータの出力信号をアナログ信号ではなく１ビットのデジタル信号に変換してフォトカプラ−に入力することで、フォトカプラ−の温度変化や経年変化による電流伝達率（ＣＴＲ）の変化の影響を受けないフィードバック制御が可能となる。
また、比較手段としてオペアンプ回路を利用し、該オペアンプ回路の増幅率を５０倍以上に設定し、入力されたアナログ信号同士の差の値（比較結果）を極端に大きくする（増幅する）とともに前記比較結果を増幅した電流値に基準電流値を加えたアナログ出力信号に変換してフォトカプラ−に入力することで、フォトカプラ−の電流伝達率（ＣＴＲ）が変化しても、フィードバック制御への影響が極端に少なくなり、良好なフィードバック制御が実現出来る。

１０ １１０ ＬＥＤ電源装置
１２ １１２ 商用電源
１４ １１４ 整流回路
１６ １１６ アクティブフィルタ回路
１８ １１８ スイッチング回路
２０ １２０ 平滑回路
２２ １２２ ＬＥＤ素子
２４ １２４ フィードバック制御回路
２６ １２６ コンパレータ
２８ １２８ 基準電源
３０ １３０ フォトカプラ−
３２ １３２ ＭＣＵ
３４ １３４ ドライブ回路
１３６ オペアンプ回路
Ｑ１ １３８ スイッチング素子
Ｃ１〜Ｃ４ コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ６ 抵抗器
ＤＢ ダイオード・ブリッジ
Ｄ１ ダイオード
Ｔｌ フライバックトランス
Ｔｌａ 一次巻線
Ｔｌｂ 二次巻線

Claims (6)

1. 商用電源からの交流電圧を整流する整流回路と、前記整流された電圧をオンオフ動作することで電圧値を調整するスイッチング回路と、フライバック方式のトランスを備えた絶縁型のスイッチング電源装置において、前記トランス二次側の電流値を前記トランス一次側にフィードバック制御信号として伝送するためのフィードバック制御回路であって、
   前記フィードバック制御回路は、前記スイッチング電源装置の負荷への実際の電流値を検出する検出手段と、前記負荷への適正な電流値と同等の基準電流を生成する基準電源手段と、該基準電源手段による基準電流値と前記検出手段で検出された電流値を比較する比較手段と、該比較手段によって比較された結果をトランス一次側へ伝送するためのフォトカプラ−と、を備え、
   前記検出手段による電流は、前記比較手段に入力される第１アナログ信号であって、
   前記基準電源手段による基準電流は、前記比較手段に入力される第２アナログ信号であって、
   前記比較手段は、前記第１アナログ信号と第２アナログ信号とを比較することで得られた比較結果を１ビットのデジタル信号、または比較結果を５０倍以上の値に増幅し、該増幅された値に前記第２アナログ信号を加えた第３アナログ信号に変換して出力し、前記フォトカプラ−を介して前記トランス一次側の前記スイッチング回路へ伝送し、
   前記スイッチング回路は、前記１ビットのデジタル信号または前記第３アナログ信号に応じてオンオフ動作のオン幅を調整して前記スイッチング電源装置の負荷への電流を一定に保つことを特徴とするフィードバック制御回路。
2. 請求項１に記載のフィードバック制御回路であって、
   前記１ビットのデジタル信号は、基準電流値に対して負荷への実際の電流値が低い場合はＬｏｗ信号であり、基準電流値に対して負荷への実際の電流値が高い場合にはＨｉｇｈ信号であって、
   前記Ｌｏｗ信号がスイッチング回路に入力されると、該スイッチング回路はオンオフ動作のオン幅を大きくし、
   前記Ｈｉｇｈ信号がスイッチング回路に入力されると、該スイッチング回路はオンオフ動作のオン幅を小さくすることで前記負荷への電流を一定に保つことを特徴とするフィードバック制御回路。
3. 請求項１に記載のフィードバック制御回路であって、
   前記比較手段は、オペアンプ回路を含み、
   前記オペアンプ回路の増幅率は、１００倍〜１００００倍に設定されることを特徴とするフィードバック制御回路。
4. 請求項１〜請求項３の何れかに記載のフィードバック制御回路であって、
   前記基準電源手段は、前記基準電流が生成される際の温度誤差を補正するための温度補正手段を備えることを特徴とするフィードバック制御回路。
5. 商用電源からの交流電圧を整流する整流回路と、該整流回路で整流された電圧をオンオフ動作することで電圧値を調整するスイッチング回路と、フライバック方式のトランスと、前記トランスによって調整された電圧を平滑しＬＥＤ素子へ直流電圧を供給する平滑回路と、前記トランス二次側の電流値を前記トランス一次側にフィードバック制御信号として伝送するためのフィードバック制御回路と、を備えた絶縁型のＬＥＤ電源装置であって、
   前記フィードバック制御回路は、請求項１から請求項４の何れかに記載されたフィードバック制御回路であることを特徴とするＬＥＤ電源装置。
6. 請求項５に記載のＬＥＤ電源装置であって、
   前記スイッチング回路は演算手段を備え、
   前記演算手段は、前記フィードバック制御回路から伝送される出力信号に応じた比例制御を行うことにより、前記ＬＥＤ素子への供給電力を安定させることを特徴とするＬＥＤ電源装置。

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