JP2016111522A

JP2016111522A - デジタル温度補償型発振器

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Publication number: JP2016111522A
Application number: JP2014247264A
Authority: JP
Inventors: 裕一林郷; Yuichi Ringo; 稔竹田; Minoru Takeda; 薫兼八; Kaoru Kanehachi; 孝史龍王; Takashi Ryuo
Original assignee: Seiko NPC Corp
Current assignee: Seiko NPC Corp
Priority date: 2014-12-05
Filing date: 2014-12-05
Publication date: 2016-06-20
Anticipated expiration: 2034-12-05
Also published as: JP6460458B2

Abstract

【課題】精度の高い温度測定ができる温度センサを有し、測定された温度情報を基にした補償電圧により高い周波数安定度を実現する温度補償発振器を提供する。
【解決手段】デジタル温度補償型発振器は、電圧制御型発振器１と、温度特性の異なる第１及び第２のリングオシレータ２ａ，２ｂと、電圧制御型発振器の発振周波数に基づいて設定されるカウント時間での各リングオシレータの発振周波数から得られる周波数カウントデータに対して、温度及び電圧の２元の２次以上の多項式近似式を設定し、第１及び第２のリングオシレータの周波数カウントデータを前記多項式近似式に適用した第１及び第２の方程式による連立２元方程式から温度及び電源電圧を演算により求める温度電圧変換部３３と、電圧制御型発振器の温度補償をするための温度補償デジタルデータを生成する温度補償回路４と、当該データをアナログ制御電圧に変換するＤ／Ａ変換器７とを備える。
【選択図】図１１

Description

本発明は、リングオシレータで構成された温度電圧センサを組み込んだデジタル温度補償型発振器に関するものである。

近年、高機能携帯端末、例えば、スマートフォンなどのモバイル環境が、フェムトセル、ピコセル、マイクロセルというスモールセルになるのに応じて、それらの基地局側クロックの周波数安定度に対する要求が厳しくなっている。フェムトセルは、５０ｐｐｂ安定度のクロックが必要とされ、この周波数安定度を満足するには０．０５℃を検知できる温度センサを搭載した温度補償発振器が必要になる。
特許文献１は、温度で変化する電流源で駆動されるリングオシレータと温度に対して安定な電流源で駆動されるリングオシレータを用い、温度に対して安定なリングオシレータをカウントクロックとして、他の温度変化するリングオシレータのクロックのパルス幅をカウントする方法で、温度をカウント値で一次近似している。また、温度センサを組み込んだデジタル温度補償型発振器は、例えば、特許文献２に記載されている。

なお、出願人は、先に温度補償型発振器として「ディジタル温度補償発振器」（特願２０１４−０２６２１９）を出願した。これは、１つのリングオシレータを温度センサ（感温発振器）として用い、その周波数カウント用基準クロックとして電圧制御型発振器のクロックを用いる。そして、温度補償発振器の温度補償回路をデジタル回路で構成し、温度補償デジタルデータをＤ／Ａ変換し、電圧制御型発振器に電圧を印加する回路部をΔΣモジュレータとパッシブＬＰＦ（ローパスフィルタ）で構成する。さらに、温度補償回路の入力のデジタル温度データをリングオシレータからなる温度センサ（感温発振器）とそれに続く温度変換回路から得ている。このような構成により、この温度補償発振器は、高分解能で経年劣化や温度ドリフトによる出力周波数の変動が長期間に亘って生じないデジタル温度補償発振器が得られる。

特開２００７−１８７６５９号公報

特開昭６４−７３８２３号公報

特許文献１で用いられるリングオシレータは、電源電圧が変動すると電流源も変動するため、その出力周波数が電圧依存性を有し、したがって、電源電圧が変動した場合には正確な温度を測定できない。
また、出願人が提案した先のディジタル温度補償発振器は、Ｄ／Ａ変換器の経年劣化及び温度ドリフトによる周波数変動を改善することができる。また、温度センサにリングオシレータを使うことによって水晶振動子以外は、半導体ＩＣチップ内の回路で実現できるようになった。しかし、このディジタル温度補償発振器に用いられる温度センサのリングオシレータも発振周波数に電圧依存性があり、精度の高い温度計測は困難が伴うものであった。
本発明は、このような事情によりなされたもので、デジタル温度補償型発振器は、精度の高い温度測定ができる温度センサを有しており、測定された温度情報を基にした補償電圧（発振器に対する制御電圧信号）により高い周波数安定度を実現することができる温度補償発振器を提供する。また、この温度センサを用いることで、温度測定と同時に逐次変動する電源電圧の測定も行うことができるため、測定した電源電圧の情報を加味して上記補償電圧を生成することによって更に安定な発振周波数を維持する温度補償発振器を提供する。

本発明は、携帯電話基地局のフェムトセル（５０ｐｐｂ程度のクロック精度）等向けの高精度温度補償型発振器（ＴＣＸＯ）用の高精度温度電圧センサを外部温度センサ部品を外付けせず、全て半導体ＩＣ（チップ）上の回路で実現可能とし、高精度で、小型化されたデジタル温度補償型発振器を得る。なお、水晶発振器（水晶振動子）は、もともと半導体ＩＣに外付けされているものである。
本発明のデジタル温度補償型発振器は、以下の温度センサを用いて得られた温度のデジタル情報を基に温度補償データを作成し、発振周波数の温度補償を行うことを特徴としている。温度センサは、半導体ＩＣ上に形成した温度に敏感で温度特性の異なる２つのリングオシレータの発振周波数（ｆ１、ｆ２）を同一の温度(Ｔ)、電圧(Ｖ)環境にて、温度安定性の良い基準周波数ｆ０（水晶発振クロック等）で計測し、予め各リングオシレータの発振周波数（ｆ１、ｆ２）を温度Ｔ、電圧Ｖを変えて測定したデータから計算で求めた２つのＴ、Ｖの２元の高次多項式近似式：ｆ１（Ｔ,Ｖ）及びｆ２（Ｔ,Ｖ）の係数を使って、Ｔ、Ｖを未知数とする２つのリングオシレータの２元連立方程式からＴ、Ｖを半導体ＩＣ上の演算回路で解くことを特徴としている。

本発明のデジタル温度補償型発振器の一態様は、環境温度の変化に対して周波数が変化する第１の発振周波数を生成すると共に制御電圧によって前記第１の発振周波数の制御が可能な発振信号を生成する電圧制御型発振器と、前記環境温度の変化に対して前記第１の発振周波数よりも変化率が大きい第２の発振周波数を生成する第１のリングオシレータと、前記環境温度の変化に対して前記第１の発振周波数よりも変化率が大きく且つ前記第２の発振周波数とは温度特性が異なる第３の発振周波数を生成する第２のリングオシレータと、前記第１の発振周波数に基づいて設定されるカウント時間での前記第２及び第３の発振周波数の計測により、得られる周波数カウントデータに対して、温度及び電圧の２元の２次以上の多項式近似式を設定した上で、予め前記温度及び電源電圧を変えて測定した前記周波数カウントデータを基に算出した前記第１のリングオシレータ及び前記第２のリングオシレータの前記多項式近似式における第１の係数セット及び第２の係数セットを記憶する係数記憶部と、同一の温度及び電源電圧の環境にて動作する前記第１のリングオシレータ及び前記第２のリングオシレータの第２及び第３の発振周波数を、前記カウント時間で計測することにより、そのときの発振周波数に対応する第１の周波数カウントデータ及び第２の周波数カウントデータを生成する周波数カウンタと、前記第１の周波数カウントデータと前記第１の係数セットを前記多項式近似式に適用した第１の方程式と、前記第２の周波数カウントデータと前記第２の係数セットを前記多項式近似式に適用した第２の方程式による連立２元方程式から、前記第１及び第２の周波数カウントデータを生成した時の温度及び電源電圧を演算により求める温度電圧変換部と、前記第１及び第２の周波数カウントデータを生成したときの前記同一の温度に基づいて前記第１の発振周波数の環境温度に対する変化を補償するための温度補償デジタルデータを生成する温度補償回路と、ΔΣモジュレータと受動素子からなる受動型多段ローパスフィルタによって構成されて前記温度補償デジタルデータをアナログ電圧で表わされる前記制御電圧に変換するＤ／Ａ変換器とを備えることを特徴としている。

前記温度補償回路は、温度補償に関わるデジタルデータ及び電圧補償に関わるデジタルデータをそれぞれ出力し、前記温度補償に関わるデジタルデータは、前記Ｄ／Ａ変換器に入力し、前記電圧補償に関わるデジタルデータは、前記電圧制御型発振器の電源電圧を供給する安定化電源を制御する電源電圧制御回路に入力するようにしても良い。

本発明のデジタル温度補償型発振器は、精度の高い温度測定ができる温度センサを有しており、その温度データを基にした補償電圧（発振器に対する制御電圧信号）により高い周波数安定度を実現することができる。また、温度測定と同時に逐次変動する電源電圧の測定も行うことができるため、その電圧データを加味して上記補償電圧を生成することによって更に安定な発振周波数を維持することができる。また、前記電圧データを基に安定化電源の出力電圧を補償することもでき、これによっても安定な発振周波数を維持することができる。

実施例１に係る温度センサを示すブロック図。図１に示す温度センサを組み込んだデジタル温度補償型発振器のブロック図。図１の温度センサに用いるリングオシレータの温度、電圧の周波数特性を説明する特性図。図３に示すリングオシレータの出力と基準クロックとの関係を説明する波形図。図３に示すリングオシレータを説明するブロック図。図１に示すリングオシレータの回路構成を説明する回路図。実施例において用いられるリングオシレータを説明する回路図。図１に示すリングオシレータの発振周波数を表す多項式近似式（式１）を示す図。図１に示すリングオシレータの発振周波数の温度、電圧の変化分ΔＴ、ΔＶを示す行列式（式１２）、（式１３）を示す図。周波数カウント値（Ｆ１、Ｆ２）から温度（Ｔ）、電圧（Ｖ）を計算するフロー図。図１に示す温度センサを組み込んだデジタル温度補償型発振器の回路ブロック図。実施例２に係るデジタル温度補償型発振器の回路ブロック図。

以下、実施例を参照して発明の実施の形態を説明する。

まず、図１乃至図６、図８乃至図１１を参照して実施例１を説明する。この実施例におけるデジタル温度補償型発振器は、図１に示される温度センサが用いられ、その概略構成は図２のブロック図に示す通りである。また、図２のブロック図に対応した更に詳細な構成が図１１のブロック図に示されている。図２に示した通り、この温度補償型発振器は、水晶発振器（水晶振動子）を外付けし、発振回路を内蔵した半導体ＩＣ（チップ）から構成される。
この実施例において用いられる温度センサは、温度に敏感で温度特性の異なる２つのリングオシレータ２ａ、２ｂの発振周波数（ｆ１、ｆ２）を、同一の温度（Ｔ）、電圧（Ｖ）環境で、温度安定性の良い基準周波数ｆ０（基準クロック信号）で計測し、予め各リングオシレータ２ａ、２ｂの発振周波数（ｆ１、ｆ２）を温度Ｔ、電圧Ｖを変えて測定したデータから計算で求めた２つのＴ、Ｖの２元の高次多項式近似式（ｆ１（Ｔ、Ｖ）、ｆ２（Ｔ、Ｖ））の係数を使って、Ｔ、Ｖを未知数とする２つのリングオシレータ２ａ、２ｂの２元連立方程式からＴ、Ｖを半導体ＩＣ（チップ）に形成された演算回路で解くことを特徴としている。

そして、温度センサの構成は、「課題を解決するための手段」に記載されているように（図１参照）、温度に敏感で温度特性の異なる２つの発振周波数の温度特性、電圧特性が異なる第１のリングオシレータ２ａ及び第２のリングオシレータ２ｂと、前記第１のリングオシレータ２ａ及び前記第２のリングオシレータ２ｂのそれぞれの発振周波数ｆ１、ｆ２を計測するためのカウント時間（Ｔosc）を設定する基準クロック信号ｆ０を供給する基準周波数供給部（基準クロック源）１と、前記カウント時間Ｔoscで前記それぞれの発振周波数ｆ１、ｆ２の計測により得られる周波数のカウントデータに対して温度Ｔ及び電源電圧Ｖの２元の２次以上の多項式近似式を設定した上で、予め前記温度Ｔ及び前記電源電圧Ｖを変えて測定した前記周波数のカウントデータを基に算出した前記第１のリングオシレータ２ａ及び前記第２のリングオシレータ２ｂの前記多項式近似式における第１の係数セット及び第２の係数セットを記憶する係数記憶部（ＲＯＭ）３４と、同一の温度及び電源電圧の環境にて動作する前記第１のリングオシレータ２ａ及び前記第２のリングオシレータ２ｂの発振周波数ｆ１、ｆ２を、前記カウント時間Ｔoscで計測することにより、そのときの発振周波数に対応する第１の周波数カウントデータＦ１及び第２の周波数カウントデータＦ２を生成する周波数カウンタ（Counter）３２と、前記第１の周波数カウントデータＦ１と前記第１の係数セットを前記多項式近似式に適用した第１の方程式と、前記第２の周波数カウントデータＦ２と前記第２の係数セットを前記多項式近似式に適用した第２の方程式による連立２元方程式から、前記第１及び第２の周波数カウントデータを生成した時の温度及び電源電圧を演算により求める温度電圧変換部３３とを有する。

基準周波数供給部（基準クロック源）１は、前記第１のリングオシレータ２ａ及び前記第２のリングオシレータ２ｂのそれぞれの発振周波数ｆ１、ｆ２を計測するためのカウント時間（Ｔosc）を設定する基準クロック信号ｆ０を供給する回路であるが、この実施例（図１１）では、温度センサが温度補償型発振器に含まれるので、基準周波数供給部１は、温度補償型発振器を構成する電圧制御型発振器１とする。この電圧制御型発振器１は、環境温度の変化に対して周波数が変化する第１の発振周波数を生成すると共に制御電圧によって前記第１の発振周波数の制御が可能な発振信号を生成する。

ここで、電圧制御型発振器１が生成する発振周波数は、第１の発振周波数とし、第１のリングオシレータ２ａの発振周波数ｆ１を第２の発振周波数とし、第２のリングオシレータ２ｂの発振周波数ｆ２を第３の発振周波数とする。

また、デジタル温度補償型発振器は、「課題を解決するための手段」に記載されているように（図１１参照）、温度センサに加えて、環境温度の変化に対して周波数が変化する第１の発振周波数を生成すると共に制御電圧によって前記第１の発振周波数の制御が可能な発振信号を生成する電圧制御型発振器１と、第１及び第２の周波数カウントデータを生成したときの前記同一の温度に基づいて第１の発振周波数の環境温度に対する変化を補償するための温度補償デジタルデータを生成する温度補償回路４と、ΔΣモジュレータ５及び受動素子からなる受動型多段ローパスフィルタ６によって構成されて温度補償デジタルデータをアナログ電圧で表わされる前記制御電圧に変換するＤ／Ａ変換器７とを備えている。

図３において、図３（ａ）は、この実施例における第１及び第２のリングオシレータ２ａ、２ｂの発振周波数ｆ１、ｆ２の温度特性及び電圧特性を示すものであり、図３（ｂ）は、温度及び電圧特性の他の例である。図３（ｃ）は、発振周波数ｆ１、ｆ２の温度特性の他の例であり、発振周波数ｆ１が正特性、他方のｆ２が負特性を有している。
図４には、第１及び第２のリングオシレータの出力ｆ１、ｆ２と基準クロックｆ０が記載されており、基準クロックｆ０で設定されるカウント時間Ｔoscでそれぞれの周波数をカウントして周波数カウントデータＦ１、Ｆ２を得るものである。周波数を計測するには波形の立ち上がりエッジをカウントする。

図５及び図６は、温度電圧センサを構成するリングオシレータ２を表している。リングオシレータは、外部から電源２ｃが供給される２つのリングオシレータ２ａ、２ｂから構成されている。これらは、それぞれＲＯ１、ＲＯ２と表記する。２つのリングオシレータは、それぞれリング状に接続された複数（Ｎ個）のインバータ（図６）から構成されている。第１のリングオシレータ（ＲＯ１）２ａは、入力が電流源に接続されて電流駆動し、発振周波数ｆ１を出力する（図６（ａ））。発振周波数ｆ１は、温度Ｔ、電圧Ｖの関数であり、ｆ１（Ｔ，Ｖ）で表記される。第２のリングオシレータ（ＲＯ２）２ｂは、入力が電源２ｃに接続されて電圧駆動し、発振周波数ｆ２を出力する（図６（ｂ））。発振周波数ｆ２は、温度Ｔ、電圧Ｖの関数であり、ｆ２（Ｔ，Ｖ）で表記される。リングオシレータの発振周波数（ｆ）は、インバータの数（Ｎ）と遅延時間（ｔｄ）で決まり、遅延時間（ｔｄ）は、温度（Ｔ）に依存する。即ち、発振周波数ｆは、１／（２Ｎ・ｔｄ（Ｔ））で表される。
図５は、共通の電源２ｃを用いて電流駆動のリングオシレータと電圧駆動のリングオシレータを説明している。リングオシレータの電源ラインをリングオシレータの回路とは別に形成した電流源（カレントソース）に接続して電流駆動（ＲＯ１）とする。実際の回路の一例は、図７（ｃ）、（ｄ）に記載されている。

以下、この実施例の２つのリングオシレータによる温度センサを用いた温度検出方法を説明する。
半導体ＩＣに形成されるリングオシレータの発振周波数は、温度依存性を有する以外に電圧依存性を有している。フェムトセルの要求するクロック精度（５０ｐｐｂ程度）温度補償発振器の温度補償回路で実現する場合に必要な温度センサに要求される温度精度は、温度補償発振器に使われる温度センサの特性から計算して約０．０５℃が必要とされる。このリングオシレータの電源電圧をレギュレータによって安定化することも考えられるが、−５０〜１２５℃などの広範囲でその電源電圧を温度精度０．０５℃に相当する電圧変動以内（１ｍＶより遥かに下である）に安定化することは容易ではない。この実施例によって説明される発明は、このような課題を解決するものである。

１つのリングオシレータの発振周波数ｆは、温度（Ｔ）、電圧（Ｖ）単独、Ｔ・Ｖ項の多項式近似式ｆ（Ｔ，Ｖ）（式１）で表すことができる。式１は、図８に記載する。この近似式において、ｍ、ｎ、ｐ、ｑ、Ｍ、Ｎ、Ｐ、Ｑはすべて自然数であり、ａ_m、ｂ_n、ｃ_pq、ｃ₀は係数である。ここで第１のリングオシレータは、ＲＯ１、第２のリングオシレータは、ＲＯ２と表記する。この実施例では、近似式をＴに関する４次、Ｖに関する２次、Ｔ・Ｖに関する１次の項の線形結合からなるものとする。

２つのリングオシレータの発振周波数ｆ１、ｆ２を図１に示すカウンタ３２で測定した値をＦ１（Ｔ，Ｖ）、Ｆ２（Ｔ，Ｖ）とする。
ＲＯ１の周波数カウント値Ｆ１は、式２で表される。
Ｆ１（Ｔ，Ｖ）＝ａ₄₁Ｔ⁴＋ａ₃₁Ｔ³＋ａ₂₁Ｔ²＋ａ₁₁Ｔ＋ｂ₂₁Ｖ²＋ｂ₁₁Ｖ＋ｃ₁₁ＴＶ＋ｃ₀₁ （式２）
ａ41、ａ31、ａ21、ａ11、ｂ21、ｂ11、ｃ11、ｃ01は、各項の係数である。
また、ＲＯ２の周波数カウント値Ｆ２は、式３で表される。
Ｆ２（Ｔ，Ｖ）＝ａ₄₂Ｔ⁴＋ａ₃₂Ｔ³＋ａ₂₂Ｔ²＋ａ₁₂Ｔ＋ｂ₂₂Ｖ²＋ｂ₁₂Ｖ＋ｃ₁₂ＴＶ＋ｃ₀₂ （式３）
ａ42、ａ32、ａ22、ａ12、ｂ22、ｂ12、ｃ12、ｃ02は、各項の係数である。

次に、ＲＯ１、ＲＯ２を恒温槽などの同一の温度環境で温度を可変しつつ、電源電圧も変えながら、ＲＯ１、ＲＯ２の周波数カウント値Ｆ１、Ｆ２データをそれぞれ採取する。測定ポイント数は、最小二乗法によって、未知数である係数を計算できる最小数以上のポイント数を設定する。そして、ＲＯ１の測定から得られたデータを［Ｆ１（Ｔｉ，Ｖｊ），Ｔｉ，Ｖｊ］（ｉ＝１〜ｍ、ｊ＝１〜ｎ）とし、ＲＯ２の測定から得られたデータを［Ｆ２（Ｔｉ，Ｖｊ），Ｔｉ，Ｖｊ］（ｉ＝１〜ｍ、ｊ＝１〜ｎ）とする。但し、ｉ、ｊ、ｍ、ｎは全て自然数である。ここで使用するｍ、ｎは図８に記載した式１のｍ、ｎとは無関係である。

これら測定によって得られたＲＯ１に関するデータから、最小二乗法によって、ＲＯ１に関する未知数［ａ41、ａ31、ａ21、ａ11、ｂ21、ｂ11、ｃ11、ｃ01］を計算し、同様にして、測定によって得られたＲＯ２に関するデータから、最小二乗法によって、ＲＯ２に関する未知数［ａ42、ａ32、ａ22、ａ12、ｂ22、ｂ12、ｃ12、ｃ02］を計算する。なお、この最小二乗法による計算は、半導体ＩＣの出荷テスト時やユーザによる製品組み込み時に行うものであり、半導体ＩＣからデータを採取し、外部のパソコンなどの演算装置で計算することができる。
このような処理によって求められた係数は、温度電圧センサが形成された半導体ＩＣの係数メモリに書き込まれている。係数メモリは、図１のメモリ（ＲＯＭ）３４に相当する。係数メモリにはＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、フラッシュメモリなどの不揮発性メモリが適当である。

次に、ＲＯ１及びＲＯ２は、それぞれの係数が、半導体ＩＣ内のメモリに書き込まれている状態で、同一の温度環境に置かれ、同一の電源電圧が印加されている。そして、ＲＯ１、ＲＯ２の周波数カウント値がＦ１（Ｔ，Ｖ）、Ｆ２（Ｔ，Ｖ）であり、この２値から未知数Ｔ、Ｖを計算する。即ち、ＲＯ１とＲＯ２のＦ１、Ｆ２に関する係数が既知であるので、次式（式４及び式５）の２元（Ｔ、Ｖ）の連立４次方程式を解くことによって、未知数Ｔ、Ｖが計算される。
Ｆ１＝ａ₄₁Ｔ⁴＋ａ₃₁Ｔ³＋ａ₂₁Ｔ²＋ａ₁₁Ｔ＋ｂ₂₁Ｖ²＋ｂ₁₁Ｖ＋ｃ₁₁ＴＶ＋ｃ₀₁ （式４）
Ｆ２＝ａ₄₂Ｔ⁴＋ａ₃₂Ｔ³＋ａ₂₂Ｔ²＋ａ₁₂Ｔ＋ｂ₂₂Ｖ²＋ｂ₁₂Ｖ＋ｃ₁₂ＴＶ＋ｃ₀₂ （式５）
しかしながら、２元（Ｔ，Ｖ）の４次連立方程式の解は、２次方程式のように定式化されていないために、ニュートン−ラフソン法を用いて、漸化式による繰り返し演算によって解を求める。

まず、式４の右辺から左辺を引いた値をＹ１（Ｔ，Ｖ）とし、同様に、式５の右辺から左辺を引いた値をＹ２（Ｔ，Ｖ）とする。Ｙ１、Ｙ２は、式６及び式７として表される。
Ｙ１（Ｔ，Ｖ）＝ａ₄₁Ｔ⁴＋ａ₃₁Ｔ³＋ａ₂₁Ｔ²＋ａ₁₁Ｔ＋ｂ₂₁Ｖ²＋ｂ₁₁Ｖ＋ｃ₁₁ＴＶ＋ｃ₀₁−Ｆ１（式６）
Ｙ２（Ｔ，Ｖ）＝ａ₄₂Ｔ⁴＋ａ₃₂Ｔ³＋ａ₂₂Ｔ²＋ａ₁₂Ｔ＋ｂ₂₂Ｖ²＋ｂ₁₂Ｖ＋ｃ₁₂ＴＶ＋ｃ₀₂−Ｆ２（式７）

また、式６及び式７において、その微分値は、式８乃至式１１に表される。
∂Ｙ１／∂Ｔ＝４ａ₄₁Ｔ³＋３ａ₃₁Ｔ²＋２ａ₂₁Ｔ＋ａ₁₁＋ｃ₁₁Ｖ（式８）
∂Ｙ２／∂Ｔ＝４ａ₄₂Ｔ³＋３ａ₃₂Ｔ²＋２ａ₂₂Ｔ＋ａ₁₂＋ｃ₁₂Ｖ（式９）
∂Ｙ１／∂Ｖ＝２ｂ₂₁Ｖ＋ｂ₁₁＋ｃ₁₁Ｔ（式１０）
∂Ｙ２／∂Ｖ＝２ｂ₂₂Ｖ＋ｂ₁₂＋ｃ₁₂Ｔ（式１１）
これらの式から、Ｔ、Ｖの変化分ΔＴ、ΔＶは、図９に記載された式１２及び式１３で表される。

次に、式１２から、ΔＴ、ΔＶは、次式で表される。
ΔＴ＝−（Ｙ１＊∂Ｙ２／∂Ｖ−Ｙ２＊∂Ｙ１／∂Ｖ）／det
（式１４）
ΔＶ＝（Ｙ１＊∂Ｙ２／∂Ｔ−Ｙ２＊∂Ｙ１／∂Ｔ）／det
（式１５）
ここで示したΔＴ、ΔＶの計算式を用いてニュートン−ラフソン法による漸化式は、次式で表される。
Ｔn+1＝Ｔn＋ΔＴ（式１６）
Ｖn+1＝Ｖn＋ΔＶ（式１７）
計算の最初は、式１６、式１７のＴn、Ｖnのｎ＝０に相当するＴ0、Ｖ0を初期値として与える必要がある。このＴ0、Ｖ0には想定されるＴ、Ｖの変動範囲のほぼ中心値を与えることもできる。

ニュートン−ラフソン法では漸化式による計算を繰り返すので、所望の誤差以内の結果が得られた場合には、計算を中止し、その段階のＴn、Ｖnを計算結果として出力する。
具体的には、下記の式１８、式１９に表すように、ΔＴ、ΔＶが予め設定した誤差範囲Ｅt、Ｅv未満になったときに収束したと判断する。
ＡＢＳ（ΔＴ）＜Ｅt （式１８）
ＡＢＳ（ΔＶ）＜Ｅv （式１９）
なお、ＡＢＳ（Ｘ）は、Ｘの絶対値を表す。
また、下記の式２０に示すように、計算回数（Ｎctv）がリミット回数（Ｍtv）を超える場合には時間オーバーとして計算を中止し、その時点での最終結果を出力する。もしくは、問題のないディフォルト値を出力する事もあり得る。
Ｎctv＞Ｍtv （式２０）

また、式１４、式１５に記載された（１／det）の計算には割り算が必要であるが、この計算自体もニュートン−ラフソン法を用いることができる。
以上のニュートン−ラフソン法による計算は、半導体ＩＣ上に搭載されたデジタル演算回路と演算シーケンス（プログラム）によって実現可能である。このプログラムは半導体ＩＣに形成されたメモリに記憶される。

次に、図１０を参照して、周波数カウント値（Ｆ１、Ｆ２）から温度（Ｔ）、電圧（Ｖ）を計算する方法を説明する。
事前に、ＲＯ１用係数（ａ41、ａ31、ａ21、ａ11、ｂ21、ｂ11、ｃ11、ｃ01、４ａ41、３ａ31、２ａ21、２ｂ21）、ＲＯ２用係数（ａ42、ａ32、ａ22、ａ12、ｂ22、ｂ12、ｃ12、ｃ02、４ａ42、３a32、２a22、２ｂ22）、det逆数計算用係数（２）、温度（Ｔ）用誤差リミット値（Ｅt）、電圧（Ｖ）用誤差リミット値（Ｅv）、det逆数用誤差リミット値（Ｅdet）、Ｔ及びＶ用計算回数リミット値（Ｍtv）、det逆数用計算回数リミット値（Ｍdet）が図１に示すメモリ（ＲＯＭ）（係数記憶部）３４に書き込まれている。
計算方法は、２つのフローに分かれており、左側のフロー（図１０（ａ））がメインフロー、右側のフロー（図１０（ｂ））がサブフローであり、Ｉdet（＝１／det）を計算するものである。

まず、メインフローを説明する。
［計算開始］計算が開始されると、ＲＯ１及びＲＯ２の周波数カウントデータＦ１、Ｆ２を取得する。このカウントデータは、通常は、カウンタ（図１の３２）から取得したデータをレジスタなどに記憶しているので、レジスタから取得するとしても良い。
［初期値設定］つぎに、ニュートン−ラフソン法で計算する場合の温度データＴ、電圧データＶの初期値として、Ｔ０、Ｖ０を与える。初期値は、予めメモリ（図１の３４）に記憶しておき、このメモリから読み出すこともできる。
［カウンタリセット］次に、ニュートン−ラフソン法の演算繰り返し回数のカウンタをリセットする（即ち、計算回数（Ｎctv）を０とする）。そして、既に与えた初期値Ｔ０、Ｖ０を式６、式７のＴ、Ｖに代入して、Ｙ１（Ｔ、Ｖ）、Ｙ２（Ｔ、Ｖ）を計算する。

次に、同様にして、Ｙ１（Ｔ、Ｖ）、Ｙ２（Ｔ、Ｖ）のＴ、Ｖに関する１階微分のｄＹ１Ｔ、ｄＹ２Ｔ、ｄＹ１Ｖ、ｄＹ２Ｖ（略記号）を式８乃至式１１により計算する。これら略記号は、以下に示すように、式２１乃至式２４で表される。
ｄＹ１Ｔ＝∂Ｙ１／∂Ｔ（式２１）
ｄＹ２Ｔ＝∂Ｙ２／∂Ｔ（式２２）
ｄＹ１Ｖ＝∂Ｙ１／∂Ｖ（式２３）
ｄＹ２Ｖ＝∂Ｙ２／∂Ｖ（式２４）
次に、detを計算する。detを表す式１３に式８乃至式１１を代入して計算する。

つぎに、式１２から導き出されたΔＴ、ΔＶは、式１４及び式１５に表されるが、これらにdetを積算した値は、式２５、式２６に示される。そして、ΔＴ＊det、ΔＶ＊detに相当する２式の右辺を計算する。
ΔＴ＊det＝−（Ｙ１＊∂Ｙ２／∂Ｖ−Ｙ２＊∂Ｙ１／∂Ｖ）
（式２５）
ΔＶ＊det＝（Ｙ１＊∂Ｙ２／∂Ｔ−Ｙ２＊∂Ｙ１／∂Ｔ）
（式２６）
上記で計算したＹ１、Ｙ２、ｄＹ１Ｔ、ｄＹ２Ｔ、ｄＹ１Ｖ、ｄＹ２Ｖ、det、ΔＴ＊det、ΔＶ＊detの計算結果は、計算後一時記憶レジスタに保管される。
次に、Ｉdet（＝１／det）の計算を説明するが、詳細は、サブフロー（図１０（ｂ））でするので、ここではＩdetが計算されたものとして、説明を進める。

次に、既に式２５、式２６で計算したΔＴ＊det、ΔＶ＊detにＩdetを掛けることにより、ΔＴ、ΔＶを計算する。
ΔＴ＝Ｉdet＊（ΔＴ＊det）（式２７）
ΔＶ＝Ｉdet＊（ΔＶ＊det）（式２８）
次に、式１６、式１７により、Ｔ＝Ｔ１、Ｖ＝Ｖ１を計算する。具体的にはｎ＝０とした次の式２９、式３０にあらわされる。
Ｔ１＝Ｔ０＋ΔＴ（式２９）
Ｖ１＝Ｖ０＋ΔＶ（式３０）
［収束判断］次に、計算された結果がニュートン−ラフソン法でいう収束に相当するかどうかを判断するために、ＡＢＳ（ΔＴ）＜ＥｔとＡＢＳ（ΔＶ）＜Ｖｔの大小比較を計算する。その結果がＹｅｓであれば上記で計算したＴ１、Ｖ１を計算結果として出力し、計算終了となる。

一方、もしその結果がＮｏ（未収束）であれば、再度計算を繰り返すために、計算回数カウント数Ｎctvを１つカウントアップする。Ｎctvが初期リセットされている場合は、カウントアップしてＮctv＝１となる。
次に、計算回数カウントＮctvが計算回数リミット値Ｍtvを超えていないかを計算する。超えている場合（Ｙｅｓ）には、Ｔ、Ｖ計算結果出力を行い、計算終了となり、超えない場合（Ｎｏ）には、Ｙ１、Ｙ２の計算から計算の繰り返しを行う。

次に、サブフローを説明する。ここではＩdetの逆数計算フローを説明する。
[計算開始] まず、ニュートン−ラフソン法を用いて、detの逆数を計算する方法を説明する。
例えば、数値ａの逆数をｘとした場合、式３１のように、ｆ（ｘ）＝０を解けばｘ＝１／ａが求められる。ｆ（ｘ）の微分値は、式３２に示される。
ｆ（ｘ）＝（１／ｘ）−ａ（式３１）
ｆ′（ｘ）＝−１／ｘ^２（式３２）
これらの式を用いて、式３３に示す漸化式が得られる。漸化式は、式３３のように表される。
ｘn+1＝ｘn−ｆ（ｘn）／ｆ′（ｘn）＝ｘn（２−ａｘn）
（式３３）
まず、メインフローの途中でレジスタに保管されたdetデータを取得する。

［初期値設定］初期値Ｉdet0を図１に示すメモリ（ＲＯＭ）から読み出し、Ｉdet初期値として設定する。
［カウンタリセット］次に、計算回数カウンタＮcdetをリセットする（Ｎcdet＝０）。そして、式３３に従って、Ｉdetを計算する。その際、ＲＯＭのdet逆数計算用係数（２）を使用する。
［収束判断］次に、計算された結果がニュートン−ラフソン法でいう収束に相当するかどうかを判断するために、ＡＢＳ（ΔＩdet）＜Ｅdetであるか否かを計算する。ΔＩdetは、式３３では、「ｘn+1−ｘn」のことである。ＡＢＳ（ΔＩdet）＜ＥdetがＹｅｓ（収束）であれば、上記で計算したＩdetを計算結果として出力して計算終了となる。一方、もし、その結果がＮｏ（未収束）であれば、再度計算を繰り返すために、計算回数カウント数Ｎcdetを１つカウントアップする。Ｎcdetが初期リセットされていれば、カウントアップしてＮcdet＝１となる。
次に、計算回数カウントＮcdetが計算回数リミット値Ｍtvを越えていないかを計算する。超えている場合（Ｙｅｓ）には、Ｉdet計算結果出力を行い、計算終了となる。超えていない場合（Ｎｏ）には、Ｉdetの計算から計算繰り返しを行う。

次に、以上において説明した温度センサを同じ半導体ＩＣに組み込んだデジタル温度補償型発振器（段落００１７参照）を用いて発振器の温度補償及び電圧補償の方法を説明する。（図１１参照）
この実施例は、電圧制御型発振器（ＶＣＯ）１の温度補償と共に、ＰＷＭ出力回路５７の電源電圧の電圧補償をΔΣモジュレータ５及び受動型多段ローパスフィルタ６によって構成されたＤ／Ａ変換器７で行う方法である。Ｄ／Ａ変換器７のデジタル出力の最終段にあるＰＷＭ出力は、その電源電圧に直接左右される。そのため、電源電圧を固定する必要があるが完全に安定化することは困難である。そこで、この実施例では、温度電圧センサ出力の電圧データを使って、温度補償量以外に電圧補償量も計算し、両方の補償量を加算して、Ｄ／Ａ変換器７に入力するものである。

次に、図１１において、１は電圧制御型発振器(ＶＣＯ)、２ａ、２ｂは温度特性の異なるリングオシレータ１及びリングオシレータ２、３は温度電圧デジタルデータ生成部、４は温度補償回路、５はΔΣモジュレータ、６は受動型ＬＰＦ（ローパスフィルタ）、７はＤ／Ａ変換回路、８はバッファ、９は分周回路、１０は出力バッファである。
電圧制御型発振器１は、半導体ＩＣに外付けされた水晶振動子（水晶発振器）１１及び電圧制御発振回路１２を有しており、環境温度の変化に対して周波数が変化する発振周波数（第１の発振周波数）を生成すると共に、受動型４段ＬＰＦ６から出力される制御電圧によって第１の発振周波数の制御が可能な発振信号を生成するものである。この生成された第１の発振周波数を有する発振信号は、バッファ８に出力されて、分周回路９を経て温度電圧デジタルデータ生成部３の制御回路３１に入力する一方、バッファ８から出力バッファ１０を介して外部に出力される。

温度補償回路４は、温度電圧補償演算回路４１とメモリ４２とからなる。
ΔΣモジュレータ５は、乗算器５１と、加算器５２ａ、５２ｂ、５２ｃと、遅延回路５３ａ、５３ｂ、５３ｃと、乗算器５４ａ、５４ｂと、量子化器５５と、ＰＷＭ変調器５６、ＰＷＭ出力回路５７とからなる。加算器５２ｂにはディザ信号が入力される。ディザ信号は、リングオシレータの出力を受けたカウンタの出力の下位ビットのデータからなるものである。例えば、リングオシレータの出力を受けたカウンタの出力が１８ビットのデータとすると、下位の４ビット程度のデータをディザ信号とすると好適である。
また、量子化器５５は３値以上の多値量子化器であり、例えば、「００」、「０１」、「１０」、「１１」の４つのレベルで量子化した４値のＰＤＭ信号をＰＷＭ変調器５６に出力するとともに、加算器５２ｃに出力する。ＰＷＭ変調器５６は、３レベル以上の多レベルのパルス幅で２値のＰＷＭ信号を出力するもので、例えば、量子化器５５が４値（４レベル）であれば、同様に「０」、「１」、「２」、「３」の４つのレベルのパルス幅のうち、入力したＰＤＭ信号のレベルに対応するレベルのパルス幅を有する２値のＰＷＭ信号に変換し、ＰＷＭ出力回路５７にてバッファリングした後、受動型４段ＬＰＦ６に出力する。一方、加算器５２ｃには、量子化器５５の出力とともに、加算器５２ｂに入力する信号も入力し、前記加算器５２ｃからは量子化器５５による量子化誤差が出力される。

遅延回路５３ａ、５３ｂ、５３ｃは、量子化誤差を１サイクル、２サイクル、３サイクル遅延させる。遅延回路５３ａの出力は、乗算器５４ａによって所定の係数が乗じられたうえ、加算器５２ａに入力される。遅延回路５３ｂの出力は、乗算器５４ｂによって所定の係数が乗じられて加算器５２ａに入力される。一方、遅延回路５３ｃの出力は、直接加算器５２ａに入力される。そして、加算器５２ａには、これらの各入力に加えて、乗算器５１の出力が入力され、各入力が加算されて各加算器５２ｂ、５２ｃに出力されるのである。
受動型４段ＬＰＦ６は、抵抗素子と容量素子からなるＬＰＦを４段で構成したものである。各抵抗素子の抵抗値は、例えば、抵抗値の総和が１ＧΩであり、１段目の抵抗素子が７００ＭΩで、他の３個の抵抗素子はそれぞれ１００ＭΩに設定している。また、各容量素子の容量値は、例えば、容量値の総和が１００ｐＦであり、最終段目である４段目の容量素子が７０ｐＦで、他の３個の容量素子はそれぞれ１０ｐＦに設定している。このように、１段目の抵抗値と、最終段目の容量値を他の抵抗値あるいは容量値よりも大きく設定すると、低周波域での減衰量を大きく取れる。ＰＷＭ信号はこの受動型４段ＬＰＦ６を通ることでアナログ信号に変換される。このアナログ信号は、制御電圧信号として電圧制御型発振器１の電圧制御発振回路１２に入力される。

外部電源を安定化させる安定化電源１００からの電圧ＶＡは、水晶発振器(ＸＯ)、ＰＷＭ出力回路５７、更に、感温センサであるリングオシレータ１（２ａ）及びリングオシレータ２（２ｂ）などに印加される。電圧印加の記載のない回路ブロック等に関しては、必ずしも電圧値がＶＡである必要のないデジタル系回路ブロックである。
次に、温度電圧デジタルデータ生成部３に関して説明する。
リングオシレータ１（２ａ）及びリングオシレータ２（２ｂ）の周波数情報をもつ出力は、それぞれ対応するカウンタ３２ａ、３２ｂにて周波数カウントデータＦ１、Ｆ２となる。これらのカウンタ３２ａ、３２ｂのカウント時間は、分周回路９の出力クロックを基準クロックとして制御回路３１において発生される。

制御回路３１では、分周回路９の出力とリングオシレータ１、２の出力の異なる３つの非同期信号の同期並びに制御信号などが生成される。制御回路３１を通じて出力されるリングオシレータ１、２のそれぞれに対応する周波数カウントデータＦ１、Ｆ２は温度電圧変換回路３３で温度電圧データ（Ｔ、Ｖ）に演算によって変換される。メモリ３４はその演算に必要とされる係数等を記憶する回路である。
前述した温度補償回路４を構成する温度電圧補償演算回路４１は、温度電圧変換回路３３からの温度データＴ、電圧データＶを入力し、予めメモリ４２に記憶されている電圧制御型発振器1の温度特性の補償特性、又はＰＷＭ出力回路５７の電源電圧特性あるいは電圧制御型発振器１の電源電圧特性のいずれか、あるいは両方の補償特性に相当する係数を用いて、温度電圧補償用デジタルデータＴＶＣを演算し、Ｄ／Ａ変換器７に出力する。

以上、この実施例において、デジタル温度補償型発振器は、精度の高い温度測定ができる温度センサを有しており、その温度データを基にした補償電圧（発振器に対する制御電圧信号）であるため高い周波数安定度が実現される。また、温度測定と同時に逐次変動する電源電圧の測定も行っており、その電圧データを加味した上記補償電圧になっているため更に安定な発振周波数を維持することができる。

なお、この実施例１では、温度センサの測定によって得られた温度データＴ及び電圧データＶの両方に基づいて補償電圧（発振器に対する制御電圧信号）を生成した例を説明したが、この形態に限られるものではない。すなわち、本発明における温度センサは、従来よりも精度の高い温度測定ができるので、温度データＴのみを用いて補償電圧を生成しても良い。その場合、温度補償回路４は、予めメモリ４２に記憶されている電圧制御発振器１の温度特性の補償に対応する係数を用いて温度補償用デジタルデータを演算し、Ｄ／Ａ変換器に出力する。

次に、図１２を参照して、実施例２を説明する。
この実施例は、ＰＷＭ出力回路や電圧制御型発振器１の電源電圧ＶＡを供給する安定化電源１００の電圧補正を電源電圧制御回路１１０に入力することに特徴がある。
この実施例では、温度補償デジタルデータを生成する温度補償回路４を構成する温度電圧補償演算回路４１の出力を温度補償に関わるデータＴＣと、電圧補償に関わるデータＶＣに分けて出力する。データＴＣは、実施例１（図１１参照）と同じようにＤ／Ａ変換器７に入力され、電圧制御型発振器１の温度補償を行う。一方、データＶＣは、温度電圧補償演算回路４１から出力されて電源電圧制御回路１１０に入力され、その出力が安定化電源１００の電圧補償を行う。電源電圧制御回路１１０は、デジタルデータであるデータＶＣをそのアナログ電圧値に変換し、安定化電源１００へ出力するものである。

このように電圧補償された安定化電源出力ＶＡは、ΔΣモジュレータ５のＰＷＭ出力回路５７、電圧制御型発振器１及び温度電圧センスを行うリングオシレータ１（２ａ）、リングオシレータ２（２ｂ）に印加される。
以上、この実施例において、デジタル温度補償型発振器は、精度の高い温度測定ができると共に温度測定と同時に電源電圧変動の測定も行うことができる温度電圧センサを組み込むことによって、安定な発振周波数を維持することができる。

次に、図７を参照して実施例３を説明する。
この実施例では、この温度電圧センサに用いられるリングオシレータについて説明する。
リングオシレータは、通常、半導体プロセスの出来栄えを評価するモニタに使用されている回路であり、特に広く普及しているＣＭＯＳプロセスでは一般的に用いられている。また、ＣＭＯＳ回路では、回路ブロック内の温度測定や電圧降下の測定に使用されている。しかし、従来のリングオシレータによる温度測定は、せいぜい１次（線形）近似であり、本願発明が目的とするような高精度を狙ったものはない。
また、消費電流による電源ラインの電圧降下の測定にリングオシレータが使用された論文は公知であるが、リングオシレータを使って、温度と電圧の両方をセンシングしたものは知られていない。

図７（ａ）は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴとＰチャンネルＭＯＳＦＥＴとからなるＣＭＯＳ回路（Ｃ１、Ｃ２、・・・Ｃｎ）で構成されたリングオシレータである。リングオシレータは奇数段の反転増幅器をループ状に接続したものであり、３段が最低段数である。ＶＤＤ（プラス電源）は、ＰＭＯＳＦＥＴに接続され、ＶＳＳ（接地電位）は、ＮＭＯＳＦＥＴに接続されている。

図７（ｂ）は、バイポーラトランジスタのＮＰＮトランジスタ（Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３）と抵抗（Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３）から構成される反転増幅器をループ状に３段接続したリングオシレータである。各反転増幅器は、抵抗がＶＤＤ（プラス電源）に接続され、ＶＳＳ（接地電位）がエミッタに接続されている。
素子の経年変化を比較した場合に、一般的にＭＯＳトランジスタの重要な特性であるスレッショールド（閾値）電圧はドリフトする傾向がある。そのため、リングオシレータの発振周波数が経年変化して、その結果温度センサの特性が経年変化することを気にする場合には、ＣＭＯＳリングオシレータよりもバイポーラによるリングオシレータの方が良い。

実施例１で説明したように、２つのリングオシレータ（ＲＯ１、ＲＯ２）の温度特性を大きく変えるために、一方を電圧駆動にし、他方を電流駆動にする。具体的には、図７（ａ）、（ｂ）に示したリングオシレータを直接ＶＤＤ(プラス電源）に接続することにより電圧駆動とし、他方は、図７（ｃ）、（ｄ）に示したリングオシレータのように、リングオシレータの電源ラインをリングオシレータの回路とは別に形成した電流源（カレントソース）に接続して電流駆動とする（図５参照）。電流源は、図７（ｃ）、（ｄ）に記載された回路の左端に記載されたバイアス回路とカレントミラー回路とで構成される。このバイアス回路及びカレントミラー回路は、電源（ＶＤＤ、ＶＳＳ）間に設けられたＰＭＯＳトランジスタＰ１、抵抗Ｒ４及びバイポーラトランジスタＢ４、電源（ＶＤＤ、ＶＳＳ）間に設けられたＰＭＯＳトランジスタＰ２及びバイポーラトランジスタＢ５、そして、ＰＭＯＳトランジスタＰ２とゲートが共通に接続されたＰＭＯＳトランジスタＰ３から構成されている。

１・・・基準周波数供給部（基準クロック源）、電圧制御型発振器
２・・・リングオシレータ
２ａ・・・第１のリングオシレータ（ＲＯ１）
２ｂ・・・第２のリングオシレータ（ＲＯ２）
２ｃ・・・電源
３・・・温度電圧デジタルデータ生成回路
４・・・温度補償回路
５・・・ΔΣモジュレータ
６・・・パッシブ型ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
７・・・Ｄ／Ａ変換回路
８・・・バッファ
９・・・分周回路
１０・・・出力バッファ
１１・・・水晶発振器（水晶振動子）
１２・・・電圧制御発振回路
３１・・・制御回路
３２ａ、３２ｂ・・・周波数カウンタ
３３・・・温度電圧変換部（温度電圧変換回路）
３４・・・係数記憶部（メモリ）
４１・・・温度電圧補償演算回路
４２・・・メモリ
１００・・・安定化電源
１１０・・・電源電圧制御回路

Claims

環境温度の変化に対して周波数が変化する第１の発振周波数を生成すると共に制御電圧によって前記第１の発振周波数の制御が可能な発振信号を生成する電圧制御型発振器と、前記環境温度の変化に対して前記第１の発振周波数よりも変化率が大きい第２の発振周波数を生成する第１のリングオシレータと、前記環境温度の変化に対して前記第１の発振周波数よりも変化率が大きく且つ前記第２の発振周波数とは温度特性が異なる第３の発振周波数を生成する第２のリングオシレータと、前記第１の発振周波数に基づいて設定されるカウント時間での前記第２及び第３の発振周波数の計測により、得られる周波数カウントデータに対して、温度及び電圧の２元の２次以上の多項式近似式を設定した上で、予め前記温度及び電源電圧を変えて測定した前記周波数カウントデータを基に算出した前記第１のリングオシレータ及び前記第２のリングオシレータの前記多項式近似式における第１の係数セット及び第２の係数セットを記憶する係数記憶部と、同一の温度及び電源電圧の環境にて動作する前記第１のリングオシレータ及び前記第２のリングオシレータの第２及び第３の発振周波数を、前記カウント時間で計測することにより、そのときの発振周波数に対応する第１の周波数カウントデータ及び第２の周波数カウントデータを生成する周波数カウンタと、前記第１の周波数カウントデータと前記第１の係数セットを前記多項式近似式に適用した第１の方程式と、前記第２の周波数カウントデータと前記第２の係数セットを前記多項式近似式に適用した第２の方程式による連立２元方程式から、前記第１及び第２の周波数カウントデータを生成した時の温度及び電源電圧を演算により求める温度電圧変換部と、前記第１及び第２の周波数カウントデータを生成したときの前記同一の温度に基づいて前記第１の発振周波数の環境温度に対する変化を補償するための温度補償デジタルデータを生成する温度補償回路と、ΔΣモジュレータと受動素子からなる受動型多段ローパスフィルタによって構成されて前記温度補償デジタルデータをアナログ電圧で表わされる前記制御電圧に変換するＤ／Ａ変換器とを備えることを特徴とするデジタル温度補償型発振器。
前記温度補償回路は、前記温度補償デジタルデータ及び電圧補償に関わるデジタルデータをそれぞれ出力し、前記温度補償デジタルデータは、前記Ｄ／Ａ変換器に入力し、前記電圧補償に関わるデジタルデータは、前記電圧制御型発振器の電源電圧を供給する安定化電源を制御する電源電圧制御回路に入力することを特徴とする請求項１に記載のデジタル温度補償型発振器。
前記温度補償回路は、前記温度電圧変換部によって得られた温度及び電源電圧の両方に基づいた補償データを前記温度補償デジタルデータとして出力し、前記Ｄ／Ａ変換器に入力することを特徴とする請求項１に記載のデジタル温度補償型発振器。