CN112953523A - 适用于模数转化器中环形压控振荡器的pvt数字校准方法 - Google Patents

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Abstract

一种适用于模数转化器中环形压控振荡器的PVT数字校准方法，将两个子压控振荡器作为量化器嵌入于Delta‑Sigma模数转化器环路之中并分别预设其最小控制电压和最大控制电压，经计算得到对应的最小输出频率和最大输出频率，获得主压控振荡器的增益和自由振荡频率并与标准值对比，当存在偏差时，实时生成对应的校准电压并对子压控振荡器调谐，直至输出主压控振荡器的增益和自由振荡频率与设计值相符，输出对应的校准控制电压，对主压控振荡器校准。本发明采用两点校准，简化电压‑频率转换曲线模型并与真实曲线模型之间误差为10％，具有较高的近似度的同时保证了校准的完整度。

Description

适用于模数转化器中环形压控振荡器的PVT数字校准方法
技术领域
本发明涉及的是一种环形压控振荡器领域的技术，具体是一种适用于模数转换器中环形压控振荡器的工艺角、电源电压、温度(PVT，Process Voltage Temperature)数字校准方法。
背景技术
环形压控振荡器作为量化器单元应用于Delta-Sigma模数转化器中，其电压频率转换特性随工艺角、电源电压、温度的变化引起环路稳定性及系统性能恶化的问题。现代互补金属氧化物半导体(CMOS)工艺的发展伴随着电源电压的降低，带来电压域上分辨率的下降，从而使得电压域上高性能的模数转换器设计难度增大。晶体管特征尺寸的减小却可以带来特征频率上的升高。提高信号在频率域上的解析度，进而在时域上实现信号从模拟域向数字域转换。在实际电路中，重要的环形压控振荡器模块的电压-频率转换曲线对PVT的变化十分敏感。典型的CMOS工艺下，该种振荡器的输出频率误差随环境的波动高达最初设计值的±50％，所以需要采取校准来降低调谐频率范围偏差来保证整个模数转换器的性能。通常采用以下两种方法：对PVT分别校准，但是三个变量进行校准对实现电压、温度控制的电路的性能要求较高且需要额外的电压裕度，同时引入芯片面积和功耗的问题，难以适应低电压下的芯片设计；延时变化相关系数数字校准，通过建立延时随环境变化的基准模型，通过多次测量提高模型的准确性，以模型为基准对环形振荡器进行校准，但由于基准模型的误差要求精度高，计算量大，所用的数字校准模块引入的延时无法避免，很难实现对调谐频率范围较大时的校准。
发明内容
本发明针对现有技术存在的上述不足，提出一种适用于模数转化器中环形压控振荡器的PVT数字校准方法，采用两点校准，简化电压-频率转换曲线模型并与真实曲线模型之间误差为10％，具有较高的近似度的同时保证了校准的完整度。
本发明是通过以下技术方案实现的：
本发明通过设置与主压控振荡器相同的两个子压控振荡器并分别预设其最小控制电压和最大控制电压，经计算得到对应的最小输出频率和最大输出频率，获得主压控振荡器的增益和自由振荡频率并与标准值对比，当存在偏差时，实时生成对应的校准电压并对子VCO调谐，直至输出VCO增益和自由振荡频率与设计值相符，输出对应的校准控制电压，对主VCO校准。
所述的压控振荡器通过N级延时单元首尾相连形成环路并向控制电压的正/负端加入不同幅度的差分信号。
所述的每级延时单元的输入级和输出级包括：对称的N型半导体(NMOS)和P型半导体(PMOS)构成的反相器，每个延时单元的输出端设有首尾相连的反相器组成的锁存器。
技术效果
与现有技术相比，本发明在校准方案上，采用两点校准，简化电压-频率转换曲线模型，将真实曲线模型保留了较高的近似度，保证了校准的准确性；提取转换曲线的环形振荡器的增益和自由振荡频率这两个基础元素，对其进行直接校准，保证了校准的完整度；利用处于芯片上相同位置的电路，具有相同的温度、工艺角、温度特性的原理，避免了在Delta-Sigma模数转换器环路内引入新的校准环路，更有利于保证模数转换器的性能，更适用于模数转换器。在电路结构上，采用电路较为简单，芯片面积占有小，避免引入负温度系数的电压偏置或精度较高的基准带隙源，降低了电路设计的难度。根据直接改变衬源电压的方式，来改变输入延时单元的电流，节省了额外附加的电阻、电容、晶体管阵列。
附图说明
图1为理想状态下的电压-频率转换曲线图；
图2为PVT变化下的电压-频率转换曲线图；
图3为PVT变化下校准算法的示意图；
图4为校准算法的流程图；
图5为三级压控振荡器结构的示意图；
图6为延时单元的电路结构图；
图7为校准环路的电路图；
图中：第一参考时钟1、第二参考时钟2。
具体实施方式
如图1所示，理想状态下，当输入信号为差分信号，振荡器的增益对应曲线斜率，对应输入差模为零的频率为自由振荡频率，得到电压-频率转换曲线的方程为：ftune＝Kvco*vin+f0，其中：Kvco为振荡器的增益，vin为电压，f0为自由振荡频率。
如图2所示，在PVT三个环境变量的影响下，Kvco和f0均产生了非线性的变化，需要相应的校准方案对环境的变化进行补偿。基本的校准思路如图3所示，设定最小控制电压v1，对应输出频率fmin，设定最大控制电压v2，对应输出频率fmax，以这两个点确定现有环境下电压-频率转换曲线，为现有的PVT特性进行进一步校准。
如图4所示，本实施例在芯片上电后，分别预设两个子VCO的最小控制电压和最大控制电压，经频率计算模块输出对应的最小输出频率和最大输出频率，获得主VCO的增益和自由振荡频率并与标准值对比，当存在偏差时，则生成对应的校准电压并对子VCO调谐，直至输出VCO增益和自由振荡频率与设计值相符，输出对应的校准控制电压，对主VCO校准。
如图7所示，为本实施例中涉及一种实现上述校准方法的数转换器中环形压控振荡器的PVT数字校准电路，包括：两个相同的子VCO及其对应的计数器以及衬底端控制电压产生模块，其中：两个相同的子VCO分别接收最小控制电压和最大控制电压并输出对应电压下的振荡频率的方波信号，对应第一参考时钟1和第二参考时钟2设定为标准电压-频率转化曲线下对应的fmin和fmax，计算器依据参考电压计算对应输入方波信号上升沿或下降沿的个数，得到输入信号频率与基准频率之间的偏差，两路计数器的数字输出经过衬底控制电压产生模块，当频率高于基准频率则增大VBS，再降低电流，降低输出频率直到和基准频率一致，校准结束。
所述的衬底端控制电压产生模块通过基本频率电压转换电路实现。
所述的主压控振荡器的增益
Figure BDA0002312618230000031
其中：v1为最小控制电压，v2为最大控制电压，fmin为最小控制电压对应的输出频率，fmax为最大控制电压对应的输出频率。
所述的自由振荡频率
Figure BDA0002312618230000032
如图6所示，所述的每级延时单元的输入级和输出级包括：对称的NMOS和PMOS构成的反相器，有四个控制信号输出端，控制电压(正/负端)为延时单元的公共端以提供频率调谐电压，单个延时单元的输出端设有首尾相连的反相器组成的锁存器以提升输出级的上拉/下拉能力并使输出方波信号的上升/下降沿更倾斜，减小了时钟抖动对电路的影响。
所述的每级延时单元对应的振荡器的输出频率为：
Figure BDA0002312618230000033
其中：τd为每级延时单元的延时，N为N级延时单元。
所述的每级延时单元的每次信号上升/下降沿对应负载电容的电荷量为：Q＝CL*Vddx，其中：Vddx为电源电压，CL为每级延时单元的负载电容。
如图5所示，为基于图6中延时单元构成的环形压控振荡器，该压控振荡器通过三级延时单元首尾相连形成环路并向控制电压的正/负端加入不同幅度的差分信号；其输出频率为：
Figure BDA0002312618230000034
其中：Id为注入每个延时单元的平均电流，其计算公式为：
Figure BDA0002312618230000035
其中：W和L为晶体管的尺寸，Kn为对应工艺参数，Vgs为栅源电压，Vth为器件的阈值电压，其中：阈值电压
Figure BDA0002312618230000036
其中：VBS为衬源电压，Vth0为VBS＝0对应的阈值电压，φf为势垒电势差。
当衬源电压VBS增大时，器件耗尽区宽度降低，进而阈值电压降低，校准电压作为衬底控制电压，分别调节控制电压(负端)PMOS管和调节控制电压(正端)NMOS管的阈值电压Vth，默认为Vgs电源电压时，VBS的变化改变输入单个延时单元的电流，进一步改变输出频率。
与现有技术相比，本发明针对数模转换器的增益进行校准，利用压控振荡器输入信号幅度与输出信号频率之间的线性关系，将不同输入信号幅度下系统的数字输出求得信号通路的增益，对该增益进行校准，并不是对压控振荡器的PVT特性进行直接的校准。
本方法技术效果包括：1)压控振荡器作为量化器嵌入于Delta-Sigma模数转化器环路之中，利用主从式的调节方式，避免在环路中引入新的锁相环的环路，保证了环路的稳定性；2)是针对压控振荡器PVT变化的实时校准，与主要的模数转化器环路独立，不需要额外引入单独的校准时序，更适合应用于连续时间的Delta-Sigma模数转化器之中；3)针对压控振荡器的电压-频率特性曲线的直接调节，是对中心频率和压控振荡器的增益进行同时校准，可以将PVT变化的50％降至为8％。
上述具体实施可由本领域技术人员在不背离本发明原理和宗旨的前提下以不同的方式对其进行局部调整，本发明的保护范围以权利要求书为准且不由上述具体实施所限，在其范围内的各个实现方案均受本发明之约束。

Claims (5)

1.一种适用于模数转化器中环形压控振荡器的PVT数字校准方法，其特征在于，将两个子压控振荡器作为量化器嵌入于Delta-Sigma模数转化器环路之中并分别预设其最小控制电压和最大控制电压，经计算得到对应的最小输出频率和最大输出频率，获得主压控振荡器的增益和自由振荡频率并与标准值对比，当存在偏差时，实时生成对应的校准电压并对子压控振荡器调谐，直至输出主压控振荡器的增益和自由振荡频率与设计值相符，输出对应的校准控制电压，对主压控振荡器校准；
所述的主压控振荡器的增益
Figure FDA0002312618220000011
其中：v1为最小控制电压，v2为最大控制电压，fmin为最小控制电压对应的输出频率，fmax为最大控制电压对应的输出频率，自由振荡频率
Figure FDA0002312618220000012
2.根据权利要求1所述的PVT数字校准方法，其特征是，所述的压控振荡器通过N级延时单元首尾相连形成环路并向控制电压的正/负端加入不同幅度的差分信号，该压控振荡器的输出频率为：
Figure FDA0002312618220000013
其中：Id为注入每个延时单元的平均电流，
Figure FDA0002312618220000014
W和L为晶体管的尺寸，Kn为对应工艺参数，Vgs为栅源电压，Vth为器件的阈值电压，阈值电压
Figure FDA0002312618220000015
VBS为衬源电压，Vth0为VBS＝0对应的阈值电压，φf为势垒电势差。
3.根据权利要求1所述的PVT数字校准方法，其特征是，所述的每级延时单元的输入级和输出级包括：对称的N型半导体和P型半导体构成的反相器，每个延时单元的输出端设有首尾相连的反相器组成的锁存器；每级延时单元对应的振荡器的输出频率为：
Figure FDA0002312618220000016
其中：τd为每级延时单元的延时，N为N级延时单元，每级延时单元的每次信号上升/下降沿对应负载电容的电荷量为：Q＝CL*Vddx，其中：Vddx为电源电压，CL为每级延时单元的负载电容。
4.一种实现上述任一权利要求所述PVT数字校准方法的数转换器中环形压控振荡器的PVT数字校准电路，其特征在于，包括：两个相同的子VCO及其对应的计数器以及衬底端控制电压产生模块，其中：两个相同的子VCO分别接收最小控制电压和最大控制电压并输出对应电压下的振荡频率的方波信号，对应第一参考时钟和第二参考时钟设定为标准电压-频率转化曲线下对应的fmin和fmax，计算器依据参考电压计算对应输入方波信号上升沿或下降沿的个数，得到输入信号频率与基准频率之间的偏差，两路计数器的数字输出经过衬底控制电压产生模块，当频率高于基准频率则增大VBS，再降低电流，降低输出频率直到和基准频率一致，校准结束。
5.根据权利要求4所述的PVT数字校准电路，其特征是，所述的衬底端控制电压产生模块通过基本频率电压转换电路实现。
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