JP2016109474A - 非接触電圧センサ及び電力測定装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電線への印加電圧を非接触にて高精度に測定する電圧センサ、及びこの電圧センサを用いた電力測定装置を提供する。
【解決手段】電線１の芯線１ａへの印加電圧を、絶縁被覆１ｂの外側に配置された検出プロ―プ２を用いて測定可能な非接触電圧センサにおいて、検出プローブ２は、絶縁被覆１ｂに内蔵されて芯線１ａに対向する電極２ａを備え、この検出プローブ２は、電線１に巻き付け可能な可撓性を有する。電圧検出回路３は、結合容量Ｃ_０を介して流れる電流を、スイッチング素子４ａ，４ｂのＯＮ／ＯＦＦにより印加電圧よりも高周波数の電流に変調する変調回路４と、スイッチング素子４ａ，４ｂの駆動回路５と、変調された電流を検出するトランス６と、増幅回路８と、元の周波数成分を検出する復調回路９と、その出力から電圧を生成する電圧生成回路１３及び芯線１ａへの印加電圧を測定する測定手段と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流電圧が印加される電線の芯線と検出プローブの電極との間に生じる結合容量を介して、検出プローブの電極が芯線とは非接触の状態で芯線への印加電圧を測定する非接触電圧センサ、及び、この電圧センサを用いた電力測定装置に関する。なお、本発明の非接触電圧センサは、検出プローブが電線の絶縁被覆に接触する場合、接触しない場合の双方を含むものである。

この種の非接触電圧センサでは、電線に対する検出プローブの位置関係や電線の絶縁被覆の材質、温湿度等の周囲環境の影響による誘電率の違いに起因して結合容量が変化し、これが測定誤差となるため、電線（芯線）への印加電圧を高精度に検出することができない場合があった。
上記の問題を解決するための非接触電圧センサとして、特許文献１〜３に記載された従来技術が知られている。

まず、特許文献１，２に記載された電圧測定装置は、検出電極、ダイオードやコンデンサ等の容量変化機能体及びその駆動回路からなる可変容量回路、電流検出器、増幅回路、同期検波回路、積分回路、電圧生成回路等により構成されている。
これらの電圧測定装置では、容量変化機能体の容量を変えてインピーダンスを変化させることにより、測定対象体と検出電極との結合容量を介して流れる電流が容量変化機能体の周波数に応じて変化する。上記の電流を、電流検出器を介して電圧に変換し、同期検波回路、増幅回路、積分回路を介して測定対象の電圧に応じた信号を生成すると共に、この信号を電圧生成回路により増幅する。

そして、検出電極、電流検出器、容量変化機能体、電圧生成回路を直列に接続して電流検出器に流れる電流が減少するように電圧生成回路の出力を帰還させ、この電圧生成回路による発生電圧が測定対象体の電圧と等しくなるようにフィードバック制御し、フィードバックされた電圧を測定信号として測定対象体への印加電圧を検出している。
この従来技術によれば、測定対象体の電圧と電圧生成回路の発生電圧とが等しくなるように制御されるため、測定対象体と検出電極との結合容量が変化した場合の影響を抑制することができる。

次に、特許文献３に記載された従来技術について説明する。
この非接触電圧検出装置は、芯線に絶縁被覆を施した電線に、所定の静電容量の補助コンデンサを形成した検出プローブを取り付けて補助コンデンサに検出用コンデンサ及び電圧測定部を接続し、この電圧測定部により前記芯線への印加電圧を測定するものである。上記検出プローブは、電線の絶縁被覆に巻き付けられる絶縁部材内に、電線側の大面積の第一電極と、第一電極に一部対向する電圧検出用の第二電極とを配置することにより前記補助コンデンサを構成し、第二電極に接続された測定線を引き出して構成されている。

ここで、補助コンデンサの静電容量は、電線の芯線と第一電極との間の静電容量に比べて十分小さく設定されている。このような検出プローブを用いることで、電圧測定部の入力電圧は、第一電極と第二電極との静電容量と、検出用コンデンサの静電容量との比によってほぼ決まるため、芯線との間の結合容量の変化による影響を抑制することができる。

特開２００７-１６３４１５号公報（段落[００３８]〜[００４６]、図１等） 特開２００９−１６２６０８号公報（段落[００３９]〜[００５１]、図１等） 特開２０１２−１６３３９４号公報（段落[００２３]〜[００３１]、図３等）

特許文献１，２に記載された従来技術において、フィードバック制御には誤差（測定電圧とフィードバック電圧との偏差）が発生するという特性があり、この誤差は、電流検出器による検出信号の大きさ（感度）とその後段の増幅回路の利得（ゲイン）とによって変化する。ここで、電流検出器による検出信号が大きいほど、また、その後段の増幅回路の利得（ゲイン）が大きいほど、上記誤差は小さくなる。従って、この種の測定装置では、測定精度などを考慮して許容できる誤差を決定し、その誤差に対応するように増幅回路の利得を決定している。

ところが、増幅回路の利得を大きくし過ぎると、フィードバック回路の安定性や耐ノイズ性が低下して、十分な測定精度や信頼性を得ることができないという問題がある。また、増幅回路の利得をできる限り小さくして所望の精度を得るための他の方法として、電流検出器による検出信号を大きくする方法があるが、芯線と検出電極との間の結合容量が小さいため（数[ｐＦ]程度）、電流検出器に流れる電流は上記の結合容量によってほぼ決定される。この結合容量は電極面積と誘電率とに比例し、芯線と電極との間の距離に反比例するので、電流検出器に流れる電流を大きくするには、芯線と電極との間の距離をできるだけ短くし、しかも電極面積や誘電率を大きくする必要がある。

この点、例えば特許文献３に記載された従来技術では、可撓性を有する絶縁部材を用いて検出プローブを構成しているので、電線の径が変わっても検出プローブを絶縁被覆に密着させることができ、芯線と電極との間の距離を短くすることが可能である。しかし、この従来技術では、検出プローブに複数の電極を内蔵しなくてはならないため、製造コストが高くなるという懸念がある。
また、特許文献１，２に記載された従来技術では、貫通孔のある所定形状のケースに検出電極が収納されており、例えば、太い電線に合わせて貫通孔の径を設定すると、細径の電線に対しては芯線と電極との間の距離が長くなると共に、電極と電線との間に介在する空気によって空間の誘電率が低下し、結合容量が小さくなって十分な測定精度が得られないという問題がある。

更に、特許文献１，２では、検出信号を変調するためにインピーダンスを変化させる容量変化機能体が検出電極と電流検出器とに直列に接続されるため、この機能体の駆動信号（駆動電流）が電流検出器にノイズ成分として検出され、測定精度に影響を与える場合がある。その対策として、特許文献１，２では、前記構造体をブリッジ構成として駆動信号成分が電流検出器により検出されないようにしているが、ブリッジの平衡状態を厳密に管理しなくてはならず、製造上または調整上のコストが増大するおそれがある。

また、特許文献３に記載された従来技術では、検出信号が補助コンデンサの容量と検出用コンデンサの容量と比によって決定されるため、両者の容量の比率を常に高精度に保つ必要がある。しかしながら、絶縁部材中に作成された補助コンデンサ及び検出用コンデンサの容量は、周囲の温湿度の影響などにより絶縁部材の誘電率が変化してしまい、常に高精度に保つことが困難である。更に、取り付け時に可撓性の検出プローブに加わる応力により電極の位置関係がずれ、特に小容量が求められる補助コンデンサの容量が変化し易いため、高精度に電圧を測定することが難しい等の問題があった。

そこで、本発明の主な解決課題は、電線に印加されている交流電圧を非接触にて高精度に測定可能とした電圧センサ、及び、この非接触電圧センサを用いた電力測定装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る非接触電圧センサは、電線の芯線に印加された交流電圧を、前記芯線を包囲する絶縁被覆の外測に配置された検出プロ―プを用いて前記芯線に非接触の状態で測定可能な非接触電圧センサにおいて、
前記検出プローブは、
前記絶縁被覆を介して前記芯線に対向する電極を備え、
前記電極に接続される検出回路は、
前記芯線と前記電極との間に形成される結合容量を介して流れる電流を、半導体スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦにより、前記交流電圧の周波数よりも高周波数の電流に変調する変調回路と、
前記半導体スイッチング素子を駆動する駆動回路と、
前記変調回路により変調された電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段の出力を増幅する増幅回路と、
前記増幅回路の出力から元の周波数成分を検出する復調回路と、
前記復調回路の出力に基づいて電圧を生成する電圧生成回路と、
前記電圧生成回路の出力電圧を前記交流電圧として測定する測定回路と、を備えたことを特徴とする。

請求項２に係る非接触電圧センサは、請求項１に記載した非接触電圧センサにおいて、前記変調回路を、前記電流検出手段に並列に接続したことを特徴とする。

請求項３に係る非接触電圧センサは、請求項１または２に記載した非接触電圧センサにおいて、前記半導体スイッチング素子が、接合型ＦＥＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、またはバイポーラトランジスタであることを特徴とする。

請求項４に係る非接触電圧センサは、請求項１〜３の何れか１項に記載した非接触電圧センサにおいて、前記変調回路は、２個の前記半導体スイッチング素子を逆直列に接続することにより電流を双方向に通流可能であることを特徴とする。

請求項５に係る非接触電圧センサは、請求項１〜４の何れか１項に記載した非接触電圧センサにおいて、前記検出プローブは、絶縁部材に金属薄膜を内蔵して全体的に可撓性を有するように形成され、前記検出プローブを前記絶縁被覆の外周面に密着させて巻き付けることにより装着可能であることを特徴とする。

請求項６に係る電力測定装置は、請求項１〜５の何れか１項に記載の非接触電圧センサを用いた電圧測定装置と、前記電線に流れる電流を測定する電流測定装置と、を備え、前記電圧測定装置による電圧計測信号と前記電流測定装置による電流計測信号とに基づいて電力を測定することを特徴とする。

本発明によれば、線径が異なる各種の電線に対して、交流電圧を高精度に測定可能な電圧センサ、及び、この電圧センサを用いた電力測定装置を提供することができる。また、特許文献３に記載された従来技術に比べて検出プローブの電極構造が簡単であるため、コストの低減も可能である。

本発明の第１実施形態に係る非接触電圧センサの回路構成図である。 第１実施形態における検出プローブの構成を電線と共に示した断面図である。 第１実施形態における結合容量と検出誤差との関係を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る非接触電圧センサの回路構成図である。 本発明の第３実施形態に係る電力測定装置の構成図である。 第３実施形態に係る非接触電圧センサの概略構成図である。 第３実施形態に係る非接触電圧センサの回路構成図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る非接触電圧センサの回路構成図である。この電圧センサは、絶縁被覆された電線１に密着するように巻き付けられた検出プローブ２と、この検出プローブ２に接続された電圧検出回路３とによって構成され、電線１に印加された交流電圧Ｖ_１を測定するものである。

図２は、検出プローブ２の構成を電線１と共に示した断面図である。
図２に示すように、電線１は、芯線１ａを絶縁被覆１ｂにより被覆して構成されている。また、検出プローブ２は、絶縁部材２ｂに金属薄膜からなる電極２ａを内蔵し、全体として可撓性、柔軟性を有していて、電線１の絶縁被覆１ｂの表面に巻き付けて装着される。
なお、図１，図２におけるＣ_０は、芯線１ａと電極２ａとの間に形成される結合容量を示す。

図１に示す電圧検出回路３は、変調回路４、駆動回路５、検出トランス６、フィルタ回路７，１０，１２、増幅回路８、復調回路９、発振回路１１、高電圧生成回路１３及び分圧抵抗１４によって構成されている。
変調回路４は、ゲートが共通接続された接合型ＦＥＴ等の半導体スイッチング素子４ａ，４ｂを逆方向に直列接続して構成されており、これらのスイッチング素子４ａ，４ｂのゲートはフィルタ回路１０を介して駆動回路５に接続されている。一方のスイッチング素子４ａのドレインは検出プローブ２の電極２ａに接続され、他方のスイッチング素子４ｂのドレインは、電流検出手段としてのトランス６を介して高電圧生成回路１３の出力側に接続されている。
なお、スイッチング素子４ａ，４ｂには、図示する接合型ＦＥＴだけでなくＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴを使用しても良い。

変調回路４のスイッチング素子４ａ，４ｂは、駆動回路５からフィルタ回路１０を介して入力される駆動信号によってＯＮ／ＯＦＦする。スイッチング素子４ａ，４ｂのＯＮ／ＯＦＦにより、電線１の芯線１ａを流れる電流は交流電圧Ｖ_１の周波数よりも高周波数の電流に変調され、トランス６は変調された電流を検出する。フィルタ回路７は、トランス６の出力信号から変調された高周波成分を抽出し、増幅回路８はフィルタ回路７の出力信号を増幅する。

復調回路９は、増幅回路８の出力信号から元の周波数成分を抽出し、後段のフィルタ回路１２は、復調後の信号から高周波成分を除去する。ここで、発振回路１１は、復調回路９及び前記駆動回路５に同期信号を送出している。
高電圧生成回路１３は、フィルタ回路１２の出力信号に基づいて高電圧を生成し、この高電圧をトランス６へ帰還させてフィードバック制御を行う。なお、分圧抵抗１４は、高電圧生成回路１３の出力電圧を分圧し、測定対象である交流電圧Ｖ_１の検出信号として出力する。ここで、高電圧生成回路１３では電線１に印加された交流電圧Ｖ_１と同等レベル（例えば、数十［Ｖ］〜数百［Ｖ］）の信号を発生し、分圧抵抗１４側に出力すると共にトランス６の１次側に帰還している。
ここでは、電流検出手段としてトランス６を用いているが、１次側（電極２ａからの電流が流れる側）と２次側（検出信号を出力する側）とが絶縁されていれば良いため、電流検出手段としては、トランス６の代わりに、例えば絶縁型のフォトカプラを用いてもよい。

また、この電圧センサでは、測定対象の電圧が交流であるため、スイッチング素子４ａ，４ｂを流れる電流の方向は正負の両方向（図では上下方向）となる。半導体を用いたスイッチング素子としての接合型ＦＥＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴは、逆方向の電流は素子内部のダイオード（ボディダイオード）を通して導通状態となるため、図１に示すようにスイッチング素子を逆方向に直列接続して使用することで、両方向の電流のＯＮ／ＯＦＦが可能となる。図１では、上から下に電流が流れる場合は上部のスイッチング素子４ａによりＯＦＦ状態となり、下から上に電流が流れる場合は下部のスイッチング素子４ｂによりＯＦＦ状態となる。

更に、トランス６の出力信号の処理順序は、図１のようにトランス６→フィルタ回路７→増幅回路８→復調回路９の順に限ったものではなく、トランス６→増幅回路８→フィルタ回路７→復調回路９の順に処理しても良い。
また、この実施形態では、駆動回路５へのフィードバック電圧（例えば１００［Ｈｚ］以下）の入力を防ぎ、駆動回路５から送られるスイッチング素子４ａ，４ｂの駆動信号（例えば、数百［ｋＨｚ］〜数［ＭＨｚ］）のみを通すために、コンデンサ及び抵抗からなるフィルタ回路１０を用いている。ただし、このフィルタ回路１０の部分は、絶縁型フォトカプラや絶縁トランスを用いて、駆動信号をスイッチング素子４ａ，４ｂに送る一方で、フィードバック電圧が駆動回路５に入力されないように構成しても良い。

次に、本実施形態の検出動作を説明する。
検出プローブ２を電線１に密着させて巻き付けることで、電線１の芯線１ａと検出プローブ２の電極２ａとの間には結合容量Ｃ_０が形成される。従って、この結合容量Ｃ_０を介して、電流が検出回路３に流れることになる。

発振回路１１により、商用周波数（５０〜６０［Ｈｚ］）より十分高い周波数ｆ_１（数百［ｋＨｚ］〜数［ＭＨｚ］））でスイッチング素子４ａ，４ｂを駆動するための駆動信号を生成する。この駆動信号に従ったスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作により、結合容量Ｃ_０を介して流れる電流は周波数ｆ_１に変調される。このようにして検出信号を高周波化し、トランス６の後段のフィルタ回路７により高周波成分のみを抽出することで、商用周波数由来のノイズ成分を除去することができる。また、この実施形態ではトランス６により電流を検出しているため、信号成分の高周波化によってトランス６の小型化を図ることができる。

トランス６による検出信号は、フィルタ回路７により、変調周波数成分ｆ_１近傍の周波数帯（ｆ_１±測定周波数（５０〜６０［Ｈｚ］））の信号のみを通過させる。その後、増幅回路８により所定の電圧値まで増幅し、復調回路９により検出信号の同期検波処理を行い、測定対象周波数成分（５０〜６０［Ｈｚ］）に復調する。この際、スイッチング素子４ａ，４ｂのＯＮ／ＯＦＦ動作の周波数であるｆ_１により同期検波を行う。

その後、フィルタ回路１２により測定対象周波数成分（５０〜６０［Ｈｚ］）のみを通過させて不要な直流オフセット成分や高周波成分を除去し、高電圧生成回路１３にて検出信号を増幅する。フィルタ回路１２の出力は高くて数［Ｖ］程度の信号に設定されており、高電圧生成回路１３により測定対象電圧相当（数十［Ｖ］〜数百［Ｖ］）の大きさに増幅する。この信号をトランス６へのフィードバック電圧Ｖ_ｆとして負帰還する。

ここで、この電圧センサの検出誤差（測定電圧（交流電圧）Ｖ_１に対するフィードバック電圧（検出電圧）Ｖ_ｆの誤差率）に関して説明する。
この実施形態では、トランス６に流れる電流に基づいて信号を検出している。トランス６に流れる電流は、測定電圧Ｖ_１とフィードバック電圧Ｖ_ｆとの電位差に比例し、この比例定数をαとする。また、この回路ではトランス６の１次側（図１のトランス６の左側）に流れる電流をトランス６の２次側で電圧に変換しているため、復調回路９の出力はトランス６に流れる電流に比例する。この変換率（感度）をβとし、更に高電圧生成回路１３における増幅率をＡとする。

このとき、復調回路９の出力電圧Ｖ_２及びフィードバック電圧Ｖ_ｆは、数式１によって表される。

従って、フィードバック電圧Ｖ_ｆは、数式２によって表される。

よって、測定電圧Ｖ_１に対するフィードバック電圧Ｖ_ｆの誤差率は、数式３となる。

電線１の芯線１ａと検出プローブ２の電極２ａとの間の結合容量Ｃ_０は、電線１の径が異なることによる電極との間の距離の違いや、絶縁被覆１ｂの材質が異なることによる誘電率の違い、温湿度等の環境変化による誘電率の違いにより変化する。この結合容量Ｃ_０の変化により、トランス６に流れる電流が変化するため、前述の比例定数αが変化し、測定値に影響を与えることになる。

ここで、誤差率を示す数式３から、電流検出手段（トランス６）により得られる検出信号が大きいほど（αが大きいほど）、また、その後の増幅回路８の利得（ゲイン）が大きいほど（βやＡが大きいほど）、誤差率は小さくなる。従って、この種の測定装置では、測定精度などを考慮して許容できる誤差を決定し、その誤差に対応するように増幅回路の利得を決定する。ところが、増幅回路の利得を大きくし過ぎると、フィードバック回路の安定性や耐ノイズ性が低下して、十分な測定精度や信頼性を得ることができない。

そこで、本実施形態では電流検出手段（検出トランス）によって得られる検出信号を大きくするため、結合容量Ｃ_０を大きくして誤差率、すなわち検出誤差を小さくする構成としている。
この結合容量Ｃ_０は電極２ａの面積と誘電率とに比例し、芯線１ａと電極２ａとの間の距離に反比例するため、電極面積や誘電率を大きくすると共に、芯線１ａと電極２ａとの間の距離をできるだけ短くすることが有効である。このため、本実施形態においては、絶縁部材２ｂの全周にわたり金属薄膜からなる電極２ａを内蔵して検出プローブ２を構成し、全体的に可撓性、柔軟性を持たせることで、電線１に密着して巻き付けられるようにしている。なお、絶縁部材２ｂには、例えば、厚さが１２．５〜５０［μｍ］のポリイミドフィルムを使用することが望ましい。

検出プローブ２を上記のような構造とすることにより、芯線１ａの全周を包囲するように電極２ａが配置されるため、例えば芯線１ａの片側に対向させて平板電極を配置する方法に比べ、芯線１ａに対向する電極面積をより大きくしつつ芯線１ａとの間の距離を短くすることができ、検出誤差の小さい非接触電圧センサを実現することができる。

ここで、図３は、同一の増幅率における結合容量Ｃ_０と検出誤差との関係の解析結果の一例を示すものである。
断面積が８［ｍｍ^２］〜２００［ｍｍ^２］の電線１から一定の距離を隔てた平板電極（縦１［ｃｍ］×横２［ｃｍ］）に対して、実施形態に示したような円筒密着型の電極２ａ（幅２［ｃｍ］）を用いると、結合容量Ｃ_０を大きくすることができ、図３によれば、同一の増幅率では結合容量Ｃ_０が大きいほど検出誤差は小さくなることが分かる。

次に、図４は本発明の第２実施形態を示す回路構成図である。
この実施形態の電圧検出回路３Ａでは、スイッチング素子２４ａ，２４ｂからなる変調回路２４がトランス６の１次側に並列に接続されている。その他の構成について、第１実施形態と同様の構成部品には同一の参照符号を付して説明を省略する。

第２実施形態では、変調回路２４に並列に、抵抗２５とトランス６の１次巻線との直列回路を接続し、抵抗２５と一方のスイッチング素子２４ａとの接続点を電極２ａに接続すると共に、トランス６の１次巻線の他端と他方のスイッチング素子２４ｂとの接続点を高電圧生成回路１３からのフィードバックループに接続している。
抵抗２５は、例えば数［ｋΩ］〜数百［ｋΩ］であってスイッチング素子２４ａ，２４ｂのＯＮ抵抗（数［Ω］以下）に比べて十分大きくし、また、スイッチング素子２４ａ，２４ｂのＯＦＦ抵抗（数［ＭΩ］以上）に比べて十分小さく設定する。このため、スイッチング素子２４ａ，２４ｂがＯＮの場合は、電流が結合容量Ｃ_０を介してスイッチング素子側を流れ、スイッチング素子２４ａ，２４ｂがＯＦＦの場合は、電流が結合容量Ｃ_０を介してトランス６の１次側を流れることになり、検出電流の変調が可能となる。

更に、変調回路２４がトランス６の１次側に並列に接続されていることで、スイッチング素子２４ａ，２４ｂの寄生容量、例えば、本実施形態のような接合型ＦＥＴのゲート−ソース間の寄生容量を介して流れる駆動電流の信号成分がトランス６に流れ込むのを防ぐことができる。これにより、上記信号成分がノイズ成分となって検出信号の感度が低下したり、精度が悪化したりするのを防止している。
従って、第２実施形態によれば、より高精度に電圧を検出可能な非接触電圧センサを実現することができる。

次に、本発明の第３実施形態について説明する。この第３実施形態は、電線に印加された電圧を測定する前記第１実施形態または第２実施形態の非接触電圧センサを用いた電圧測定装置と、電線に流れる電流を測定する電流測定装置と、を備えた電力測定装置に関するものである。

図５は、第３実施形態に係る電力測定装置３０の構成図である。
電力測定装置３０は、電線１Ａ，１Ｂの線間電圧を測定するために、２個の検出プローブ３１ａ，３１ｂと電圧検出回路３２とからなる電圧測定装置と、一方の電線１Ｂを流れる電流を検出する検出プローブ３３と電流検出回路３４とからなるカレントトランス等の電流測定装置と、電圧検出回路３２及び電流検出回路３４の出力に基づいて電力及び電力量を演算する電力演算回路３５と、から構成される。なお、電力演算回路３５による演算結果は、図示されていない表示部等に表示されるものである。

この実施形態における検出プローブ３１ａ，３１ｂは、第１実施形態または第２実施形態における検出プローブ２に相当し、電圧検出回路３２は、第１実施形態または第２実施形態における電圧検出回路３または３Ａに相当する。
なお、図６は、検出プローブ３１ａ，３１ｂ及び電圧検出回路３２によって構成される非接触電圧センサの概略的な構成図である。

図７は、図５，図６における電圧検出回路３２の構成を示したものである。電圧検出回路３２は、電線１Ａ及び検出プローブ３１ａに対応する第１回路部３２ａと、電線１Ｂ及び検出プローブ３１ｂに対応する第２回路部３２ｂと、により構成されている。
ここでは、第１回路部３２ａ及び第２回路部３２ｂとして、図４に示した第２実施形態に係る回路を用いているが、第１実施形態に係る回路を用いても良い。

図７においては、第１回路部３２ａの分圧抵抗１４ａからの出力と、第２回路部３２ｂの分圧抵抗１４ｂからの出力とを差動アンプ３６に入力することにより、電線１Ａ，１Ｂの電圧（電位）から線間電圧を測定している。ここで、第１回路部３２ａ及び第２回路部３２ｂはフィードバック信号を検出信号としているので、その電圧値は、それぞれ測定対象電圧である数百［Ｖ］に達する。
このため、例えばオペアンプ等によって差動アンプ３６を構成した場合、その検出信号は入力電圧範囲を超えてしまって測定できないことから、分圧抵抗１４ａ，１４ｂにより差動アンプ３６の入力電圧範囲となるように調整して後段の処理を行っている。

本実施形態に係る電力測定装置は、図５に示したように、電圧検出回路３２から出力された線間電圧計測信号と、電流検出回路３４から出力された電流計測信号とを電力演算回路３５に入力し、電力及び電力量を演算する。この電力測定装置によれば、測定対象である電線１Ａ，１Ｂの導電部（芯線）に対し非接触にて計測した電圧、電流を用いて電力や電力量を測定することができる。

従来の電力測定装置において、電圧計測については、検出プローブを含む電圧センサを測定対象の導電部に接触させて測定する必要があり、特に、電力監視モニタのような電力測定装置では、電圧センサを導電部に対して確実に固定した状態で常時設置しておくことが求められる。例えば、従来では、電圧センサを分電盤のブレーカの端子に固定する必要がある等、電圧センサの設置場所に一定の制約がある。

しかしながら、第３実施形態に係る電力測定装置では、電線の絶縁被覆の周囲に検出プローブを巻き付ければ良いため、電圧センサの設置場所に関して制約が少なく、取り付けが容易である。
また、検出プローブに可撓性、柔軟性を持たせることにより、どのような線径の電線に対しても密着させた状態で装着することができ、高精度に測定した交流電圧を用いて電力等を測定する電力測定装置の提供が可能になる。

１，１Ａ，１Ｂ：電線
１ａ：芯線
１ｂ：絶縁被覆
２，３１ａ，３１ｂ：検出プローブ
２ａ：電極
２ｂ：絶縁部材
３，３Ａ，３２：電圧検出回路
４：変調回路
４ａ，４ｂ，２４ａ，２４ｂ：半導体スイッチング素子
５：駆動回路
６：トランス
７，１０，１２：フィルタ回路
８：増幅回路
９：復調回路
１１：発振回路
１３：高電圧生成回路
１４，１４ａ，１４ｂ：分圧抵抗
２５：抵抗
３０：電力測定装置
３２ａ：第１回路部
３２ｂ：第２回路部
３３：検出プローブ
３４：電流検出回路
３５：電力演算回路
３６：差動アンプ
Ｖ_１：交流電圧
Ｃ_０：結合容量

Claims (6)

1. 電線の芯線に印加された交流電圧を、前記芯線を包囲する絶縁被覆の外測に配置された検出プロ―プを用いて前記芯線に非接触の状態で測定可能な非接触電圧センサにおいて、
   前記検出プローブは、
   前記絶縁被覆を介して前記芯線に対向する電極を備え、
   前記電極に接続される検出回路は、
   前記芯線と前記電極との間に形成される結合容量を介して流れる電流を、半導体スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦにより、前記交流電圧の周波数よりも高周波数の電流に変調する変調回路と、
   前記半導体スイッチング素子を駆動する駆動回路と、
   前記変調回路により変調された電流を検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段の出力を増幅する増幅回路と、
   前記増幅回路の出力から元の周波数成分を検出する復調回路と、
   前記復調回路の出力に基づいて電圧を生成する電圧生成回路と、
   前記電圧生成回路の出力電圧を前記交流電圧として測定する測定回路と、
   を備えたことを特徴とする非接触電圧センサ。
2. 請求項１に記載した非接触電圧センサにおいて、
   前記変調回路を、前記電流検出手段に並列に接続したことを特徴とする非接触電圧センサ。
3. 請求項１または２に記載した非接触電圧センサにおいて、
   前記半導体スイッチング素子が、接合型ＦＥＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、またはバイポーラトランジスタであることを特徴とする非接触電圧センサ。
4. 請求項１〜３の何れか１項に記載した非接触電圧センサにおいて、
   前記変調回路は、２個の前記半導体スイッチング素子を逆直列に接続することにより電流を双方向に通流可能であることを特徴とする非接触電圧センサ。
5. 請求項１〜４の何れか１項に記載した非接触電圧センサにおいて、
   前記検出プローブは、絶縁部材に金属薄膜を内蔵して全体的に可撓性を有するように形成され、前記検出プローブを前記絶縁被覆の外周面に密着させて巻き付けることにより装着可能であることを特徴とした非接触電圧センサ。
6. 請求項１〜５の何れか１項に記載の非接触電圧センサを用いた電圧測定装置と、
   前記電線に流れる電流を測定する電流測定装置と、
   を備え、
   前記電圧測定装置による電圧計測信号と前記電流測定装置による電流計測信号とに基づいて電力を測定することを特徴とする電力測定装置。

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