JP2016073014A

JP2016073014A - 給電装置

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Publication number: JP2016073014A
Application number: JP2014197091A
Authority: JP
Inventors: 昌伸久保島; Masanobu Kuboshima; 豊彦辻本; Toyohiko Tsujimoto; 弘士小原; Hiroshi Obara; 稔博秋山; Toshihiro Akiyama; 保尾崎; Tamotsu Ozaki
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Current assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date: 2014-09-26
Filing date: 2014-09-26
Publication date: 2016-05-09
Anticipated expiration: 2034-09-26
Also published as: WO2016047137A1; US20170229915A1; JP6344182B2

Abstract

【課題】給電装置の小型化を図る。【解決手段】給電装置は、１次コイルＬ１及びコンデンサＣ１の直列回路１と、スイッチング回路２と、制御回路とを備え、１次コイルＬ１から受電装置の２次コイルに非接触で電力を供給する。スイッチング回路２は、直列回路１に印加する電圧の向きを交番させる。制御回路は、スイッチング回路２による交番動作の周波数を制御する。また、制御回路は、１次コイルＬ１とコンデンサＣ１との接続点Ｐ２の電圧Ｖ１を計測し、電圧Ｖ１の位相に基づいて１次コイルＬ１に流れる電流Ｉ１が進相か遅相かを判別する。【選択図】図１

Description

本発明は、一般に給電装置に関し、より詳細には受電装置に非接触で電力を供給する給電装置に関する。

従来、受電装置に非接触で電力を供給する給電装置が提供されている（例えば特許文献１参照）。特許文献１に記載された給電装置は、送電制御回路と、エキサイト回路と、給電コイル回路と、位相検出回路とを備える。

エキサイト回路は、エキサイトコイル及びトランスの二次コイルが直列に接続された回路である。給電コイル回路は、給電コイル及びキャパシタが直列に接続された回路であり、エキサイトコイルと給電コイルとが互いに向かい合うように配置される。また、給電コイル回路は、コア及びコアに巻かれたコイルからなる検出コイルを有し、この検出コイルにより給電コイル回路に流れる交流電流を検出する。

送電制御回路は、駆動周波数に応じた交流電圧を発生させるオシレータとして機能する電圧制御発振器（Voltage Controlled Oscillator）を有する。位相検出回路は、検出コイルにより検出される交流電流と電圧制御発振器が発生させる交流電圧との位相差を検出し、この位相差に応じた電圧信号を電圧制御発振器に出力する。そして、電圧制御発振器は、位相検出回路からの電圧信号に従って駆動周波数を設定し、この駆動周波数に応じた交流電圧を発生させる。

一般に、給電装置と受電装置との間に相対的な位置ずれが生じると、給電コイル回路の共振周波数が変動し、電圧制御発振器の駆動周波数とのずれが大きくなることから、給電能力が低下する。これに対して、上述の給電装置では、給電コイル回路の共振周波数が変動しても、変動後の共振周波数に近づくように電圧制御発振器の駆動周波数を変動させており、これにより給電能力の低下を抑えることができる。

特開２０１１−１３５７６０号公報

ところで、上述の特許文献１に示した給電装置では、給電コイル回路に流れる交流電流を直接検出するために、コア及びコアに巻かれたコイルからなる検出コイルを設けており、その分給電装置が大型化するという問題があった。

本発明は上記問題点に鑑みて為されており、給電装置の小型化を図ることを目的とする。

本発明の給電装置は、１次コイル及びコンデンサの直列回路と、前記直列回路に印加する電圧の向きを交番させるスイッチング回路と、前記スイッチング回路による交番動作の周波数を制御する制御回路とを備え、前記１次コイルから受電装置の２次コイルに非接触で電力を供給する給電装置であって、前記制御回路は、前記１次コイルと前記コンデンサとの接続点の電圧を計測し、該電圧の位相に基づいて前記１次コイルに流れる電流が進相か遅相かを判別することを特徴とする。

本発明の構成によれば、給電装置の小型化を図ることができるという効果がある。

図１Ａは本発明の実施形態に係る給電装置の一例を示す概略回路図、図１Ｂは別の例を示す概略回路図である。図２Ａ及び図２Ｂは給電装置の基本動作を説明する概略回路図である。図３Ａ及び図３Ｂは給電装置の基本動作を説明するタイムチャートである。図４Ａ及び図４Ｂは一般的な給電装置の概略回路図である。図５Ａ及び図５Ｂは一般的な給電装置のタイムチャートである。本発明の実施形態に係る給電装置のタイムチャートである。本発明の実施形態に係る給電装置の波形図である。本発明の実施形態に係る給電装置のフローチャートである。本発明の実施形態に係る給電装置の駆動周波数とコイル電圧との関係を示すグラフである。本発明の実施形態に係る給電装置の別のフローチャートである。本発明の実施形態に係る給電装置のさらに別のフローチャートである。

本発明の実施形態に係る給電装置について、図面を参照しながら具体的に説明する。但し、以下に説明する構成は、本発明の一例に過ぎず、本発明は下記の実施形態に限定されることなく、この実施形態以外であっても、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能である。

本実施形態の給電装置は、例えば充電ドライバのように充電池が内蔵された受電装置に非接触で電力を供給する充電台である。つまり、本実施形態では、受電装置である充電ドライバに２次コイル（図示せず）が設けられており、後述する１次コイルＬ１から２次コイルに非接触で電力を供給することができる。なお、給電装置は充電ドライバの充電台に限らず、受電装置に対して非接触で電力を供給できれば他の機器でもよい。

本実施形態の給電装置は、図１Ａに示すように、直列回路１と、スイッチング回路２と、制御回路と、分圧回路４とを備える。

直列回路１は、コンデンサＣ１と１次コイルＬ１とが直列に接続された回路である。コンデンサＣ１の一端部（１次コイルＬ１と反対側の端部）は、直流電源間に直列に接続された２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の中点Ｐ１に接続されている。また、１次コイルＬ１の他端部（コンデンサＣ１と反対側の端部）は、直流電源間に直列に接続された２つのコンデンサＣ２，Ｃ３の中点Ｐ３に接続されている。さらに、コンデンサＣ１と１次コイルＬ１との接続点Ｐ２は、分圧回路４を介して後述するコンパレータＣＰ１の非反転入力端子に接続されている。

スイッチング回路２は、所謂ハーフブリッジ型のスイッチング回路であり、直流電源間に直列に接続された２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、スイッチング素子Ｑ１を駆動する駆動素子ＤＲ１と、スイッチング素子Ｑ２を駆動する駆動素子ＤＲ２とを有する。そして、後述するＭＣＵ３のＰＷＭ回路３３より出力されるＰＷＭ信号に従って駆動素子ＤＲ１，ＤＲ２がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン／オフさせる。これにより、直列回路１に印加する電圧の向きを交番させることができる。

制御回路は、ＭＣＵ３と、コンパレータＣＰ１（比較器）と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを備え、スイッチング回路２による交番動作の周波数、すなわちスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数を制御する。

ＭＣＵ（Micro Control Unit）３は、タイマ３１と、ＣＰＵ（Central Processing Unit）３２と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）回路３３とを有する。

タイマ３１は、タイマカウンタＴＣ１とキャプチャレジスタＣＲ１とで構成され、タイマカウンタＴＣ１は、コンパレータＣＰ１より出力される電圧信号の立下り（電圧信号がＨｉｇｈからＬｏｗに変わるタイミング）を検出し、それまでの時間をカウントする。また、キャプチャレジスタＣＲ１は、タイマカウンタＴＣ１によるカウント値を保持し、且つＣＰＵ３２に対してカウント値を出力する。

ＣＰＵ３２は、タイマ３１（キャプチャレジスタＣＲ１）より受け取ったカウント値から１次コイルＬ１の電圧Ｖ１（コンデンサＣ１と１次コイルＬ１との接続点Ｐ２の電圧）の位相を求める。そして、ＣＰＵ３２は、１次コイルＬ１の電圧Ｖ１の位相より１次コイルＬ１に流れる電流Ｉ１の位相を推定し、電流Ｉ１が進相か遅相かを判別する。なお、ＣＰＵ３２の動作については後述する。

ＰＷＭ回路３３は、ＣＰＵ３２より出力される電圧信号からＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号をスイッチング回路２の駆動素子ＤＲ１，ＤＲ２に出力する。そして、駆動素子ＤＲ１，ＤＲ２は、ＰＷＭ回路３３より出力されるＰＷＭ信号の周波数でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン／オフさせる。

コンパレータＣＰ１は、１次コイルＬ１の電圧Ｖ１を分圧回路４で分圧した電圧Ｖ２が入力される非反転入力端子（第１端子）と、抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧した基準電圧Ｖ３が入力される反転入力端子（第２端子）とを有する。そして、コンパレータＣＰ１は、電圧Ｖ２と基準電圧Ｖ３との大小に応じた電圧信号をタイマ３１に出力する。

また、コンパレータＣＰ１の非反転入力端子には、アノードがグランドに接続されたダイオードＤ２と、カソードが基準電圧Ｖ３に接続されたダイオードＤ１とが接続されている。ダイオードＤ２は、電圧Ｖ２がグランドよりも低くならないように電圧Ｖ２の大きさを制御する機能を有し、ダイオードＤ１は、電圧Ｖ２が基準電圧Ｖ３よりも高くならないように電圧Ｖ２の大きさを制御する機能を有する。

そして、ダイオードＤ２を設けることで、コンパレータＣＰ１を単一電源化することができる。また、ダイオードＤ１を設けることで、コンパレータＣＰ１の非反転入力端子に入力される高電圧領域をカットできるとともに、基準電圧Ｖ３の電位を上げることができる。ここに、本実施形態では、ダイオードＤ２により第１電圧制御部が構成され、ダイオードＤ１により第２電圧制御部が構成されている。

分圧回路４は、直列に接続された抵抗Ｒ３，Ｒ４からなり、コンパレータＣＰ１の非反転入力端子に入力される電圧Ｖ２がコンパレータＣＰ１の入力電圧の範囲内に収まるように、１次コイルＬ１の電圧Ｖ１を分圧する。したがって、１次コイルＬ１の電圧Ｖ１がコンパレータＣＰ１の入力電圧の範囲内であれば、図１Ｂに示すように分圧回路４を設けなくてもよい。

図２Ａは進相モードにおけるスイッチング回路の動作を説明する概略回路図、図２Ｂは遅相モードにおけるスイッチング回路の動作を説明する概略回路図である。また、図３Ａは進相モードにおけるスイッチング回路のタイムチャート、図３Ｂは遅相モードにおけるスイッチング回路のタイムチャートである。

まず、直列回路１の共振点における周波数（共振周波数）より低い駆動周波数でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動させた場合、すなわち進相モードで動作させた場合について説明する。スイッチング素子Ｑ１がオンで且つスイッチング素子Ｑ２がオフの状態からスイッチング素子Ｑ１がオフになると、スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードＤ３がオンし、図２Ａ中の矢印ａ１の向きに回生電流が流れる。

この状態でスイッチング素子Ｑ２がオンになると、図２Ａ中の矢印ａ２の向きの貫通電流がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に流れ、最悪の場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が破損する虞がある。

続けて、上記共振周波数よりも高い駆動周波数でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動させた場合、すなわち遅相モードで動作させた場合について説明する。スイッチング素子Ｑ１がオンで且つスイッチング素子Ｑ２がオフの状態からスイッチング素子Ｑ１がオフになると、スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードＤ４がオンし、図２Ｂ中の矢印ａ３の向きに回生電流が流れる。

この状態でスイッチング素子Ｑ２がオンになると、ゼロ電圧スイッチング動作となり、本来の望ましい動きとなる。つまり、遅相モードの場合、貫通電流が生じないため、上述のようなスイッチング回路では遅相モードで動作させるのが望ましい。なお、図３Ａ及び図３Ｂ中の電圧Ｖ４は、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の中点Ｐ１の電圧である。

ここで、スイッチング回路が進相モードか遅相モードかを判別する方法としては、直列回路１（共振回路）の１次コイルＬ１に流れる電流Ｉ１を計測するのが一般的である。この場合、図４Ａに示すようにシャント抵抗Ｒ５、２．５Ｖ電源３４及びオペアンプＯＰ１で電流計測回路を構成したり、図４Ｂに示すように分圧抵抗Ｒ６，Ｒ７、２．５Ｖ電源３４及びオペアンプＯＰ１で電流計測回路を構成する。なお、これらの回路は従来周知の構成であり、ここでは詳細な説明を省略する。

そして、上記電流計測回路により計測した電流Ｉ１の位相を求めることで、スイッチング回路が進相モードか遅相モードかを判別することができる。具体的には、図５Ａに示すように電流Ｉ１のゼロクロス点Ｐ４の位相が１８０°以上である場合には遅相モードであると判断し、図５Ｂに示すように電流Ｉ１のゼロクロス点Ｐ４の位相が１８０°未満である場合には進相モードであると判断する。

しかしながら、上述のように、１次コイルＬ１に流れる電流Ｉ１を計測する方法では、抵抗Ｒ５〜Ｒ７、２．５Ｖ電源３４及びオペアンプＯＰ１などが必要であり、その分給電装置が大型化するという問題がある。

そこで、本実施形態では、給電装置の小型化を図るべく、１次コイルＬ１に流れる電流Ｉ１の位相を直接計測するのではなく、１次コイルＬ１の電圧Ｖ１の位相から電流Ｉ１の位相を推定する方法を採用している。以下、図６〜図８を参照しながら具体的に説明する。

図６に示すように、スイッチング回路２のハイサイドのスイッチング素子Ｑ１がオンになるタイミングが０°であり、タイマ３１のタイマカウンタＴＣ１は、このタイミングで時間のカウントを開始する。このとき、コンデンサＣ１と１次コイルＬ１との接続点Ｐ２の電圧Ｖ１、すなわち１次コイルＬ１の電圧Ｖ１は１／２×Ｖ０よりも大きく、コンパレータＣＰ１からはＨｉｇｈレベルの電圧信号が出力される。

１次コイルＬ１の電圧Ｖ１が１／２×Ｖ０となるタイミングでは、コンパレータＣＰ１の非反転入力端子に入力される電圧Ｖ２と、反転入力端子に入力される基準電圧Ｖ３とが等しくなり、Ｌｏｗレベルの電圧信号がコンパレータＣＰ１より出力される。タイマカウンタＴＣ１は、コンパレータＣＰ１から出力される電圧信号の立下りを検出し、カウント値を取得する。

その後、タイマカウンタＴＣ１は、取得したカウント値をキャプチャレジスタＣＲ１に出力し、キャプチャレジスタＣＲ１は、カウント値を保持するとともにＣＰＵ３２に出力する。そして、ＣＰＵ３２は、キャプチャレジスタＣＲ１より受け取ったカウント値から１次コイルＬ１の電圧Ｖ１の位相を求める。

ここで、１次コイルＬ１の電圧Ｖ１の位相から電流Ｉ１の位相を推定する際に、Ｖ１＝１／２×Ｖ０となる位相と電流Ｉ１のゼロクロス点の位相との間に９０°の位相差があるとみなすことができる。

図７は本実施形態の給電装置の波形図であり、破線ａ４は電圧Ｖ１を、実線ａ５はコンデンサＣ１の電圧（スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の中点Ｐ１の電圧）Ｖ４を、一点鎖線ａ６は電流Ｉ１をそれぞれ示している。この波形図より、電流Ｉ１のゼロクロス点Ｐ４と電圧Ｖ４の最大点Ｐ５は同位相である。また、コンデンサＣ１と１次コイルＬ１とが直列に接続されていることから、コンデンサＣ１に流れる電流は電流Ｉ１と等しい。さらに、コンデンサＣ１に流れる電流の位相と電圧Ｖ４の位相との間には９０°の位相差がある。

また、コンデンサＣ１の電圧Ｖ４は０Ｖ以上の中心電位を持つ交流波形であり、電圧Ｖ４の最大点Ｐ５との位相差が９０°である点Ｐ６の電位が中心電位となる。今、スイッチング回路２のデューティ比は５０％であることから、中心電位は１／２×Ｖ０となる。さらに、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１がオンのとき、Ｖ０＝Ｖ１＋Ｖ４が成立し、Ｖ１＝Ｖ４＝１／２×Ｖ０となる。したがって、図７より、Ｖ１＝１／２×Ｖ０となる点Ｐ６と、電流Ｉ１のゼロクロス点Ｐ４との間には９０°の位相差がある。

以上のことから、１次コイルＬ１の電圧Ｖ１の位相に９０°の位相差を加えた値が電流Ｉ１のゼロクロス点Ｐ４の位相となる。そして、この電流Ｉ１のゼロクロス点Ｐ４の位相が１８０°以上か否かにより遅相モードか進相モードかを判別することができる（図５Ａ及び図５Ｂ参照）。

図８はＣＰＵ３２の動作を示すフローチャートである。ＣＰＵ３２は、キャプチャレジスタＣＲ１より入力されるカウント値（電圧Ｖ１の位相情報）に基づいて電圧Ｖ１の位相を求める（ステップＳ１）。その後、ＣＰＵ３２は、電圧Ｖ１の位相が９０°以上で且つ１８０°以下であるか否かを判別する（ステップＳ２）。言い換えれば、ＣＰＵ３２は、電流Ｉ１のゼロクロス点Ｐ４の位相が１８０°以上であるか否かを判別する。

そして、ＣＰＵ３２は、電圧Ｖ１の位相が９０°以上で且つ１８０°以下である場合（ステップＳ２のＹｅｓ）、電流Ｉ１のゼロクロス点Ｐ４の位相が１８０°以上となることから、遅相モードであると判断する。このとき、ＣＰＵ３２は、１次コイルＬ１の電流Ｉ１と直列回路１の電圧Ｖ４との位相差が０に近づくように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数を下げる（ステップＳ３）。その結果、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数が共振周波数に近づくことになり、給電能力を高めることができる。

また、ＣＰＵ３２は、電圧Ｖ１の位相が９０°未満である場合（ステップＳ２のＮｏ）、電流Ｉ１のゼロクロス点Ｐ４の位相が１８０°未満となることから、進相モードであると判断する。このとき、ＣＰＵ３２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数を共振周波数よりも上げることで、進相モードから遅相モードへ移行させることができる（ステップＳ４）。

ここで、給電装置に対して受電装置が正規位置に配置されると、スイッチング回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数ｆ１と、１次コイルＬ１の電圧Ｖ１との関係は、図９中の実線ａ７のようになる。このとき、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数ｆ１が共振周波数に近いｆ１１となり、１次コイルＬ１の電圧Ｖ１はＶ１１となる。ここに、正規位置とは、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２の結合係数が最大となる位置である。

一方、給電装置と受電装置との間に位置ずれが生じると、スイッチング回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数ｆ１と、１次コイルＬ１の電圧Ｖ１との関係は、図９中の破線ａ８のようになる。従ってこの場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数ｆ１がｆ１１のままだと、１次コイルＬ１の電圧Ｖ１はＶ１３（Ｖ１３＜Ｖ１１）まで低下し、これにより給電能力が低下する。

そこで、本実施形態では、上述のように給電装置と受電装置との間に位置ずれが生じた場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数ｆ１が新たな共振周波数に近づくようにｆ１２（ｆ１２＜ｆ１１）まで低下させている。これにより、１次コイルＬ１の電圧Ｖ１をＶ１２（Ｖ１２＞Ｖ１３）まで高めることができ、その結果、給電能力の低下を抑えることができる。

図１０は本実施形態の給電装置の別の動作を示すフローチャートである。上述の実施例では、ＣＰＵ３２が、スイッチング回路２が進相モードであることを検出してから対処するため、一時的に進相モードで動作することになる。そのため、進相モードに移行する直前の遅相状態を検出し、進相モードに移行しないようにするのが好ましい。以下、図１０を参照しながら具体的に説明する。

ＣＰＵ３２は、キャプチャレジスタＣＲ１より入力されるカウント値（電圧Ｖ１の位相情報）に基づいて電圧Ｖ１の位相を求める（ステップＳ１１）。その後、ＣＰＵ３２は、電圧Ｖ１の位相が９０°＋α（α＞０）以上で且つ１８０°以下であるか否かを判別する（ステップＳ１２）。言い換えれば、ＣＰＵ３２は、電流Ｉ１のゼロクロス点Ｐ４の位相が１８０°よりも大きいか否かを判別する。

そして、ＣＰＵ３２は、電圧Ｖ１の位相が９０°＋α以上で且つ１８０°以下である場合（ステップＳ１２のＹｅｓ）、電流Ｉ１のゼロクロス点Ｐ４の位相が１８０°よりも大きいことから、遅相モードであると判断する。このとき、ＣＰＵ３２は、１次コイルＬ１の電流Ｉ１と直列回路１の電圧Ｖ４との位相差が０に近づくように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数を下げる（ステップＳ１３）。その結果、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数が共振周波数に近づくことになり、給電能力を高めることができる。

また、ＣＰＵ３２は、電圧Ｖ１の位相が９０°＋α未満である場合であっても（ステップＳ１２のＮｏ）、電流Ｉ１のゼロクロス点Ｐ４の位相が１８０°よりも大きくなり、遅相モードであると判断する場合がある。この場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数を上げることで（ステップＳ１４）、進相モードへ移行することなく、遅相モードを維持することができる。

図１１は本実施形態の給電装置のさらに別の動作を示すフローチャートである。この実施例では、上述の図１０で説明した実施例に対してエラー処理を加えており、それ以外は図１０と同様である。以下、図１１を参照しながら具体的に説明する。

ＣＰＵ３２は、キャプチャレジスタＣＲ１より入力されるカウント値（電圧Ｖ１の位相情報）に基づいて電圧Ｖ１の位相を求める（ステップＳ２１）。その後、ＣＰＵ３２は、電圧Ｖ１の位相が９０°＋α（α＞０）以上で且つ１８０°以下であるか否かを判別する（ステップＳ２２）。言い換えれば、ＣＰＵ３２は、電流Ｉ１のゼロクロス点Ｐ４の位相が１８０°よりも大きいか否かを判別する。

そして、ＣＰＵ３２は、電圧Ｖ１の位相が９０°＋α以上で且つ１８０°以下である場合（ステップＳ２２のＹｅｓ）、電流Ｉ１のゼロクロス点Ｐ４の位相が１８０°よりも大きいことから、遅相モードであると判断する。このとき、ＣＰＵ３２は、１次コイルＬ１の電流Ｉ１と直列回路１の電圧Ｖ４との位相差が０に近づくように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数を下げる（ステップＳ２３）。その結果、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数が共振周波数に近づくことになり、給電能力を高めることができる。

また、ＣＰＵ３２は、電圧Ｖ１の位相が９０°＋α未満である場合には（ステップＳ２２のＮｏ）、電圧Ｖ１の位相が９０°以上か否かを判別する（ステップＳ２４）。そして、ＣＰＵ３２は、電圧Ｖ１の位相が９０°以上である場合（ステップＳ２４のＹｅｓ）、電流Ｉ１のゼロクロス点Ｐ４の位相が１８０°以上であることから、共振点に近い遅相モードであると判断する。このとき、ＣＰＵ３２は、遅相モードから進相モードへ移行しないように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数を上げる（ステップＳ２５）。

また、ＣＰＵ３２は、電圧Ｖ１の位相が９０°未満である場合（ステップＳ２４のＮｏ）、すなわち進相モードである場合、エラー処理を実行する（ステップＳ２６）。ここで、エラー処理として、例えばスイッチング回路２の交番動作を停止させるのが好ましく、これによりスイッチング回路２が故障するという不具合を低減することができる。また、例えばスイッチング回路２の交番動作を一旦停止させた後、予め設定した駆動周波数（スイッチング回路２が遅相モードとなる周波数）でスイッチング回路２の交番動作を再開させてもよく、スイッチング回路２を遅相モードで動作させることができる。

なお、本実施形態では、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２からなるハーフブリッジ型のスイッチング回路２を例に説明したが、例えば４つのスイッチング素子からなるフルブリッジ型のスイッチング回路であってもよく、本実施形態に限定されない。また、コンパレータＣＰ１の反転入力端子に入力する電圧は、ＭＣＵ３のＤ／Ａ出力であってもよく、本実施形態に限定されない。

以上説明したように、本実施形態の給電装置は、１次コイルＬ１及びコンデンサＣ１の直列回路１と、スイッチング回路２と、制御回路（ＭＣＵ３、コンパレータＣＰ１及びダイオードＤ１，Ｄ２）とを備える。この給電装置は、１次コイルＬ１から受電装置の２次コイルに非接触で電力を供給する。スイッチング回路２は、直列回路１に印加する電圧の向きを交番させる。前記制御回路は、スイッチング回路２による交番動作の周波数を制御する。また、前記制御回路は、１次コイルＬ１とコンデンサＣ１との接続点Ｐ２の電圧Ｖ１を計測し、電圧Ｖ１の位相に基づいて１次コイルＬ１に流れる電流Ｉ１が進相か遅相かを判別する。

上記構成によれば、１次コイルＬ１とコンデンサＣ１との接続点Ｐ２の電圧Ｖ１を計測することで１次コイルＬ１に流れる電流Ｉ１が進相か遅相かを判別でき、電流を直接検出する検出コイルが不要であることから、給電装置の小型化を図ることができる。

また、本実施形態の給電装置のように、前記制御回路は、１次コイルＬ１に流れる電流Ｉ１が遅相から進相に切り替わる直前の遅相状態を検出すると、前記周波数を高くするのが好ましい。

上記構成によれば、１次コイルＬ１に流れる電流Ｉ１が遅相から進相に切り替わる直前の遅相状態を検出した際にスイッチング回路２による交番動作の周波数を高くすることで、電流Ｉ１の遅相状態を維持することができる。

また、本実施形態の給電装置のように、前記制御回路は、１次コイルＬ１に流れる電流Ｉ１が進相であると判断すると、前記交番動作を停止させるのが好ましい。

上記構成によれば、電流Ｉ１が進相状態で動作することによってスイッチング回路が故障するという不具合を低減することができる。

また、本実施形態の給電装置のように、前記制御回路は、１次コイルＬ１に流れる電流Ｉ１が進相であると判断すると、前記交番動作を一旦停止させた後、予め設定した周波数で前記交番動作を再開させるのが好ましい。

上記構成によれば、進相状態で動作させることによりスイッチング回路が故障するという不具合を低減することができ、その後前記交番動作を共振周波数より高い周波数で再開させることにより遅相状態で動作させることができる。

また、本実施形態の給電装置のように、前記制御回路は、１次コイルＬ１に流れる電流Ｉ１が遅相であると判断すると、前記周波数を調整するのが好ましい。この場合、前記制御回路は、１次コイルＬ１とコンデンサＣ１との接続点Ｐ２の電圧Ｖ１と、１次コイルＬ１に流れる電流Ｉ１との位相差の絶対値が０に近づくように、前記周波数を調整する。

上記構成によれば、電圧Ｖ１と電流Ｉ１との位相差の絶対値が０に近づくように前記周波数を調整することで、給電能力を高めることができる。

また、本実施形態の給電装置のように、前記制御回路は、１次コイルＬ１とコンデンサＣ１との接続点Ｐ２の電圧Ｖ１を分圧する分圧回路４（抵抗Ｒ３，Ｒ４）を備えているのが好ましい。

上記構成によれば、電圧Ｖ１がコンパレータＣＰ１の入力電圧の範囲外であったとしても、分圧回路４によりコンパレータＣＰ１の入力電圧の範囲内に収めることができる。

また、本実施形態の給電装置のように、前記制御回路は、コンパレータＣＰ１（比較器）を備えるのが好ましい。コンパレータＣＰ１は、１次コイルＬ１とコンデンサＣ１との接続点Ｐ２の電圧Ｖ１（第１電圧）又は電圧Ｖ１を分圧した電圧Ｖ２（第２電圧）が入力される第１端子と、所定の基準電圧Ｖ３が入力される第２端子とを有する。コンパレータＣＰ１は、電圧Ｖ１又は電圧Ｖ２と基準電圧Ｖ３との大小に応じた電圧信号を出力する。前記制御回路には、電圧Ｖ１又は電圧Ｖ２がグランドよりも低くならないように電圧Ｖ１又は電圧Ｖ２を制御するダイオードＤ２（第１電圧制御部）が設けられている。

上記構成によれば、コンパレータＣＰ１を単一電源化することができる。

また、本実施形態の給電装置のように、前記制御回路は、コンパレータＣＰ１（比較器）を備えるのが好ましい。コンパレータＣＰ１は、１次コイルＬ１とコンデンサＣ１との接続点Ｐ２の電圧Ｖ１（第１電圧）又は電圧Ｖ１を分圧した電圧Ｖ２（第２電圧）が入力される第１端子と、所定の基準電圧Ｖ３が入力される第２端子とを有する。コンパレータＣＰ１は、電圧Ｖ１又は電圧Ｖ２と基準電圧Ｖ３との大小に応じた電圧信号を出力する。前記制御回路には、電圧Ｖ１又は電圧Ｖ２が基準電圧Ｖ３よりも高くならないように電圧Ｖ１又は電圧Ｖ２を制御するダイオードＤ１（第２電圧制御部）が設けられている。

上記構成によれば、コンパレータＣＰ１の第１端子に入力される高電圧領域をカットすることができるとともに、基準電圧Ｖ３の電位を上げることができる。

１直列回路
２スイッチング回路
３ＭＣＵ（制御回路）
４分圧回路
Ｃ１コンデンサ
ＣＰ１コンパレータ（制御回路、比較器）
Ｄ１ダイオード（制御回路、第２電圧制御部）
Ｄ２ダイオード（制御回路、第１電圧制御部）
Ｌ１１次コイル
Ｐ２接続点
Ｉ１電流
Ｖ１電圧
Ｖ２電圧
Ｖ３基準電圧

Claims

１次コイル及びコンデンサの直列回路と、
前記直列回路に印加する電圧の向きを交番させるスイッチング回路と、
前記スイッチング回路による交番動作の周波数を制御する制御回路とを備え、
前記１次コイルから受電装置の２次コイルに非接触で電力を供給する給電装置であって、
前記制御回路は、前記１次コイルと前記コンデンサとの接続点の電圧を計測し、該電圧の位相に基づいて前記１次コイルに流れる電流が進相か遅相かを判別することを特徴とする給電装置。
前記制御回路は、前記１次コイルに流れる電流が遅相から進相に切り替わる直前の遅相状態を検出すると、前記周波数を高くすることを特徴とする請求項１記載の給電装置。
前記制御回路は、前記１次コイルに流れる電流が進相であると判断すると、前記交番動作を停止させることを特徴とする請求項１又は２記載の給電装置。
前記制御回路は、前記１次コイルに流れる電流が進相であると判断すると、前記交番動作を一旦停止させた後、予め設定した周波数で前記交番動作を再開させることを特徴とする請求項１又は２記載の給電装置。
前記制御回路は、前記１次コイルに流れる電流が遅相であると判断すると、前記１次コイルと前記コンデンサとの接続点の電圧と、前記１次コイルに流れる電流との位相差の絶対値が０に近づくように、前記周波数を調整することを特徴とする請求項１〜４の何れか１項に記載の給電装置。
前記制御回路は、前記１次コイルと前記コンデンサとの接続点の電圧を分圧する分圧回路を備えていることを特徴とする請求項１〜５の何れか１項に記載の給電装置。
前記制御回路は、前記１次コイルと前記コンデンサとの接続点の第１電圧又は該第１電圧を分圧した第２電圧が入力される第１端子と、所定の基準電圧が入力される第２端子とを有し、前記第１電圧又は前記第２電圧と前記基準電圧との大小に応じた電圧信号を出力する比較器を備え、
前記第１電圧又は前記第２電圧がグランドよりも低くならないように前記第１電圧又は前記第２電圧を制御する第１電圧制御部が設けられたことを特徴とする請求項１〜６の何れか１項に記載の給電装置。
前記制御回路は、前記１次コイルと前記コンデンサとの接続点の第１電圧又は該第１電圧を分圧した第２電圧が入力される第１端子と、所定の基準電圧が入力される第２端子とを有し、前記第１電圧又は前記第２電圧と前記基準電圧との大小に応じた電圧信号を出力する比較器を備え、
前記第１電圧又は前記第２電圧が前記基準電圧よりも高くならないように前記第１電圧又は前記第２電圧を制御する第２電圧制御部が設けられたことを特徴とする請求項１〜７の何れか１項に記載の給電装置。