JP5080179B2

JP5080179B2 - 着磁電源

Info

Publication number: JP5080179B2
Application number: JP2007227568A
Authority: JP
Inventors: 正幸平澤
Original assignee: 株式会社ディー・エム・ティー
Priority date: 2007-09-03
Filing date: 2007-09-03
Publication date: 2012-11-21
Anticipated expiration: 2027-09-03
Also published as: JP2009060003A

Description

本発明は、着磁用の電気的エネルギーを充電する着磁電源に関するものである。

特許文献１は、サイリスタからなる位相制御回路を用いた着磁装置を開示している。
また、特許文献２は、共振型インバータを用いた着磁器用電源を開示している。

しかし、特許文献１の装置では、入力電圧や入力周波数が不安定であった場合に、効率よく充電することができない、という問題があった。
また、特許文献２の装置では、共振型のインバータであるために、充電スピードが遅く、充電後の電圧も安定しない、という問題があった。
特許第２５１１７８３号公報特開２００６−２３０１２４号公報

本発明の課題は、入力電圧や入力周波数が不安定であっても効率よく充電することができ、また、充電スピードを向上させることができ、充電後の電圧も安定させることができる着磁電源を提供することである。

本発明は、以下のような解決手段により、前記課題を解決する。なお、理解を容易にするために、本発明の実施形態に対応する符号を付して説明するが、これに限定されるものではない。
請求項１の発明は、着磁用の電気的エネルギーを充電する充電部（１５）と、交流電源（Ｐ）からの交流電流を整流する整流回路（１１）と、前記整流回路（１１）に接続され、前記充電部（１５）に電気的エネルギーを供給する共振コンデンサを持たない非共振型インバータと、前記非共振型インバータにスイッチング信号を送信する制御回路（２３）と、前記充電部（１５）の充電状態を検出する検出部（１８，１９）と、前記充電部（１５）の充電のさせ方に関する充電制御情報を記憶する記憶部（２２）と、前記検出部（１８，１９）が検出した充電状態及び前記記憶部（２２）が記憶している前記充電制御情報に基づいて、前記制御回路（２３）を制御する制御部（２４）と、を備え、前記充電制御情報は、充電電圧と充電時間とに関する情報であること、を特徴とする着磁電源（１０）である。

本発明によれば、交流電流を整流する整流回路と、整流回路に接続されたスイッチング回路と、スイッチング回路にスイッチング信号を送信する制御回路とを用いて着磁用の電気的エネルギーを充電するので、入力電圧や入力周波数が不安定であっても効率よく充電することができ、充電スピードを向上させることができ、充電後の電圧も安定させることができる。

また、充電制御情報は、充電電圧と充電時間とに関する情報であるので、充電電圧と充電時間との関係を予め記憶させておくことができ、迅速かつ柔軟な充電を行うことができる。

（実施形態）
以下、図面等を参照して、本発明の実施形態について、さらに詳しく説明する。
図１は、本発明による着磁電源の実施形態を示すブロック図である。
着磁電源１０は、商用交流電源の整流回路１１と、インバータ１２と、昇圧トランス１３と、昇圧電圧の整流回路１４と、充電コンデンサ１５と、着磁放電スイッチ１６と、接触端子１７と、分圧器１８と、電流検出コイル１９と、アンプ２０と、Ａ／Ｄコンバータ２１と、メモリ２２と、ＰＷＭ出力回路２３と、ＣＰＵ２４などとを備える。

商用交流電源の整流回路１１は、三相の商用交流電源Ｐに接続され、商用交流電源Ｐからの交流電流を直流電流に整流する回路である。また、商用交流電源の整流回路１１には、商用交流電源の整流回路１１から出力された直流電流を平滑する平滑用コンデンサＣが接続されている。

インバータ１２は、商用交流電源の整流回路１１に接続され、直流電流から交流電流を生成する電力変換装置であって、充電コンデンサ１５に充電電圧を供給する部分であり、ＰＷＭ出力回路２３によって制御される。
また、インバータ１２は、スイッチング素子としての第１のＩＧＢＴ１と第２のＩＧＢＴ２とが接続された直列回路、及び、第３のＩＧＢＴ３と第４のＩＧＢＴ４とが接続された直列回路を備え、ＩＧＢＴ１〜ＩＧＢＴ４は、還流用のダイオードＤ１〜Ｄ４をそれぞれ有する。ここで、ＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）とは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタであり、ゲート・エミッタ間の電圧で駆動され、入力信号によってオン・オフ制御ができ、大電力の高速スイッチングが可能な半導体素子である。

昇圧トランス１３は、インバータ１２及び昇圧電圧の整流回路１４に接続され、電磁誘導を利用して電圧を昇圧させる部分である。
昇圧トランス１３の一次側の一方の端子は、ＩＧＢＴ１とＩＧＢＴ２との間に接続され、他方の端子は、ＩＧＢＴ３とＩＧＢＴ４との間に接続されている。また、昇圧トランス１３の二次側の端子は、昇圧電圧の整流回路１４のダイオードの間に接続されている。

昇圧電圧の整流回路１４は、昇圧トランス１３の二次側に設けられ、昇圧トランス１３で発生した交流電流を直流電流に整流する回路である。

充電コンデンサ１５は、昇圧電圧の整流回路１４に接続され、昇圧電圧の整流回路１４で整流された直流電流により着磁用の電気的エネルギーを充電するコンデンサである。
着磁放電スイッチ１６は、充電コンデンサ１５に接続され、充電コンデンサ１５の放電を制御するスイッチである。
接触端子１７は、着磁放電スイッチ１６と外部の着磁用コイル３０とを接続する端子であり、着磁用コイル３０には、着磁対象となる不図示の磁石鋼が配置されている。

分圧器１８は、充電コンデンサ１５に接続され、充電コンデンサ１５の充電電圧を分圧する装置である。
電流検出コイル１９は、充電コンデンサ１５に流れる電流を検出できるように配置され、充電コンデンサ１５の電流値を検出するコイルである。
また、分圧器１８及び電流検出コイル１９は、充電コンデンサ１５の充電状態を検出する検出部を構成している。

アンプ２０は、電流検出コイル１９に接続され、電流検出コイル１９で検出した電流値を増幅させる増幅器である。
Ａ／Ｄコンバータ２１は、インバータ１２、分圧器１８、アンプ２０に接続され、インバータ１２の入力電圧値と、分圧器１８で分圧した電圧値と、アンプ２０を介して得られた電流検出コイル１９で検出した電流値とを、アナログ信号からデジタル信号へ変換する変換器である。

メモリ２２は、充電コンデンサ１５の充電のさせ方に関する充電制御情報を記憶する部分である。本実施形態では、充電制御情報は、充電電圧と充電時間とに関する情報である。
図２は、充電制御情報の詳細について説明する図であり、充電電圧と充電時間との関係を示している。
例えば、充電コンデンサ１５の電圧値を設定電圧Ｖ_０にしたい場合、破線Ｌ０のように、設定電圧Ｖ_０を目指して直線的に充電する方法がある。
しかし、この方法では、充電時間がＴ_０かかってしまい、また、設定電圧Ｖ_０に達した時点で充電動作を停止しても、充電動作はすぐに停止せずに充電コンデンサ１５が過充電されてしまう恐れがある。
一方、充電時間Ｔ_０をより短くするため、破線Ｌ１のように、高速充電する方法もあるが、この方法では、勢いよく充電するので、充電コンデンサ１５の過充電がより顕著になってしまう恐れがある。
さらに、あらかじめ過充電を見据えて、設定電圧Ｖ_０に達する手前で充電を停止させることも考えられるが、設定電圧Ｖ_０はその都度変わる値であるので、どの程度手前で充電を停止させればよいかの判断は容易ではない。

そこで、本実施形態の着磁電源１０では、高速充電、かつ、過充電の防止を実現するために、実線Ｌ２部分（０〜Ｔ_１）は高速で一気に充電し、実線Ｌ３部分（Ｔ_１〜Ｔ_２）は低速で徐々に充電するようにしている。
このような制御を行うために、メモリ２２は、この実線Ｌ２と実線Ｌ３との関係、すなわち、様々な設定電圧に対応した充電電圧と充電時間とに関する情報を充電制御情報として記憶している。

図１に示すように、ＰＷＭ出力回路２３は、ＣＰＵ２４からの指示により、インバータ１２にスイッチング信号（パルス幅変調信号）を送信するパルス幅変調回路である。

ＣＰＵ２４は、この着磁電源１０を統括制御する制御部であり、Ａ／Ｄコンバータ２１と、メモリ２２と、ＰＷＭ出力回路２３とに接続されている。
また、ＣＰＵ２４は、Ａ／Ｄコンバータ２１からの電圧値及び電流値と、メモリ２２が記憶している充電制御情報とに基づいて、インバータ１２を制御する。
具体的には、充電の初期段階では高速で充電し、充電の最終段階では過電流とならないように高速充電から低速充電に切り替えるように制御する。なお、本実施形態では、電圧値及び電流値を用いることによって充電状態の検出の精度を高めている。

次に、着磁電源１０の動作を説明する。
ＰＷＭ出力回路２３からのスタート信号又は所定の出力周期数に応答して、ＩＧＢＴ１〜ＩＧＢＴ４は、高速充電周波数のスイッチング信号によりインバータとして機能する。これにより、充電電圧が、昇圧電圧の整流回路１４で整流されて充電コンデンサ１５に逐次充電される。

充電コンデンサ１５の電圧値が、所定の割合に達した時点で、過渡的に過充電が行われないように、ＣＰＵ２４がＰＷＭ出力回路２３に指示を出し、高速充電周波数のスイッチング信号から低速充電周波数のスイッチング信号に切り替えられて充電が継続される。充電コンデンサ１５の電圧値が設定電圧に達した時点でスイッチング信号の出力が停止され、充電が完了する。

そして、着磁放電スイッチ１６をオンすると、瞬間的に着磁用コイル３０に電流が流れ、強力な磁界が発生する。この磁界により、着磁用コイル３０に配置された磁石鋼は着磁され、所定の磁気を帯びたマグネットとなる。

このように、本実施形態によれば、インバータ１２を用いて充電コンデンサ１５に充電するので、入力電圧や入力周波数が不安定であっても効率よく充電することができ、充電スピードを向上させることができ、充電後の電圧も安定させることができる。
また、充電制御情報は、充電電圧と充電時間とに関する情報であるので、充電電圧と充電時間との関係を予め記憶させておくことができ、迅速かつ柔軟な充電を行うことができる。

ここで、サイリスタからなる位相制御回路を用いた電源と、本実施形態のインバータ方式の電源との比較について説明する。
［入力電圧の変動による充電電圧誤差について］
サイリスタからなる位相制御回路を用いた電源は、入力電圧の情報を充電時の情報として用いていないため、急激な電圧変動がおきた場合に、電圧変動がおきる前までの情報を用いて充電するため、充電電圧が安定しない。
これに対して、インバータ方式の場合は、Ａ／Ｄコンバータ２１によってインバータ１２の入力電圧を検出し、検出した電圧値の情報を、充電時の情報として用いて充電を行うため、充電電圧が安定する。

図３は、サイリスタからなる位相制御回路を用いた電源を説明する図である。
［入力周波数が不安定になった場合の充電電圧誤差について］
図３（Ａ）に示すように、位相制御回路を用いた電源は、所定の充電開始時間を経過した後に、充電を開始するものである。
しかし、図３（Ｂ）に示すように、入力周波数が急激にずれると、位相値がずれて充電エネルギーが変動するため、所望の充電量が得られず、充電電圧が安定しない。
これに対して、インバータ方式では、直流電源から充電を行うため、入力周波数が急激にずれても充電エネルギーが変動せず、充電電圧が安定する。

図４は、サイリスタからなる位相制御回路を用いた電源を説明する図である。
［電源ラインノイズによる電圧変動について］
図４（Ａ）に示すように、位相制御回路を用いた電源は、入力電源ゼロクロス点から位相制御している。しかし、図４（Ｂ）に示すように、途中にノイズが入ると、ノイズ点から位相制御されてしまい、充電電圧が安定しない。
これに対して、インバータ方式では、直流電源に一旦変換してから充電を行っているため、ノイズが入っても影響されない。

図５は、位相制御方式とインバータ方式とを比較して説明する図である。
［インバータ方式による利点］
（充電時間について）
位相制御方式では、入力電圧変動、周波数変動、ノイズなどの影響を考慮して充電しているため、図５（Ａ）に示すように、充電開始時には充電電流を少なくして充電を行い、除々に電流値を上げて充電を行い、設定電圧点では、除々に電流値を落として充電を行うため充電時間がかかる。
これに対して、インバータ方式では、入力電源を一旦直流に変換し、安定している直流電源からインバータにて交流に変換し昇圧しているため、図５（Ｂ）に示すように、充電開始時は、一定電流で充電を行い、設定電圧点では、ぎりぎりまで充電電流を落とさず充電できるため、充電時間を短縮できる。

（充電電圧精度について）
位相制御（アナログ）よりもインバータ方式の方が充電エネルギーの分解能が高いので、細かく充電電流の制御ができるため、充電電圧誤差が少なくなる。
位相制御の場合は、±１０Ｖの設定ができる程度であるが、インバータ制御の場合は、±０．１〜±２Ｖの精度で設定可能である。

次に、共振型インバータを用いた電源と、本実施形態のインバータ方式の電源との比較について説明する。
共振型インバータを用いた電源は、以下のような欠点がある。
（１）共振用のコンデンサを設ける必要があるので、回路的にも複雑になる。
（２）比較的大きな共振用のコンデンサを用いる必要があるので、コストもかかる。
（３）共振によるノイズが発生するので、トランスなどにシールドを設置する必要がある。
（４）共振するので、測定機などの精密機器のそばでは使用できない。
（５）共振による電源ラインへの電流の流入を防ぐために、フィルターなどが必要になる。
これに対して、本実施形態のインバータ方式の電源は、共振させる方式ではないので、このような欠点がない。

（変形形態）
以上説明した実施形態に限定されることなく、種々の変形や変更が可能であって、それらも本発明の範囲内である。
（１）上述した実施形態では、分圧器１８及び電流検出コイル１９によって、充電コンデンサ１５の充電状態を検出する例で説明したが、いずれか一方で充電コンデンサ１５の充電状態を検出してもよい。
（２）充電制御情報は、充電電圧と充電時間とに関する情報の例で説明したが、電流と時間に関する情報であってもよい。

本発明による着磁電源の実施形態を示すブロック図である。充電制御情報の詳細について説明する図である。サイリスタからなる位相制御回路を用いた電源を説明する図である。サイリスタからなる位相制御回路を用いた電源を説明する図である。位相制御方式とインバータ方式とを比較して説明する図である。

符号の説明

１０着磁電源
１１商用交流電源の整流回路
１２インバータ
１３昇圧トランス
１４昇圧電圧の整流回路
１５充電コンデンサ
１６着磁放電スイッチ
１７接触端子
１８分圧器
１９電流検出コイル
２０アンプ
２１Ａ／Ｄコンバータ
２２メモリ
２３ＰＷＭ出力回路
２４ＣＰＵ
３０着磁用コイル

Claims

着磁用の電気的エネルギーを充電する充電部と、
交流電源からの交流電流を整流する整流回路と、
前記整流回路に接続され、前記充電部に電気的エネルギーを供給する共振コンデンサを持たない非共振型インバータと、
前記非共振型インバータにスイッチング信号を送信する制御回路と、
前記充電部の充電状態を検出する検出部と、
前記充電部の充電のさせ方に関する充電制御情報を記憶する記憶部と、
前記検出部が検出した充電状態及び前記記憶部が記憶している前記充電制御情報に基づいて、前記制御回路を制御する制御部と、
を備え、
前記充電制御情報は、充電電圧と充電時間とに関する情報であること、
を特徴とする着磁電源。