JP2016063631A - 永久磁石同期電動機駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ロータを回転させず且つ直流電圧変動を抑制しつつ、重負荷時のインダクタンス値を正確に測定でき、及び／又は欠相を検出できる永久磁石同期電動機駆動装置を提供する。
【解決手段】電動機の駆動開始前に、電圧形インバータを構成する上アームのうち１つの相のスイッチング素子と、下アームのうち他の少なくとも１つの相の素子をオン状態とする第１通電期間と、同期間でオン状態とする素子のアームと対をなすアームの素子をオン状態とする第３通電期間とを実行する間に、少なくとも第１及び第３通電期間でオン状態とする素子を有する全ての相で上又は下アームの何れか一方側の素子をオン状態とする第２通電期間を実行する。また第３通電期間の実行後に、少なくとも第１及び第３通電期間でオン状態とする素子を有する全ての相で上又は下アームの何れか一方側の素子をオン状態とする第４通電期間を実行し、インダクタンス値及び／又は欠相を検出する。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、センサレス駆動の永久磁石同期電動機駆動装置に関する。

インバータを用いて電動機を可変速駆動する可変速電動機駆動装置は、各分野に適用されている。電動機の中でも永久磁石同期電動機は、回転子に永久磁石を有することにより誘導電動機に比べて高効率であるため広く採用されてきている。また、速度センサや位置センサを用いない位置速度センサレス制御は、信頼性向上や設置環境の制約の改善などの点で有用である。

永久磁石同期電動機を位置センサなしで駆動する装置では、制御性能向上や、安全性の面から、電動機のインダクタンスを測定するオートチューニング機能、電動機を駆動する前に配線が欠相していないかをチェックする欠相検出機能等を実施することがある。当該機能を実施する際に電動機に電流を流すと、磁石の磁束と電流とで発生するトルクによりロータが動いてしまう虞がある。そこで、ロータが回転し難い交番電流を用いて、印加している電圧値と定められた時間における電流値の変化量とからインダクタンスを測定する手法や、電流検出値が欠相判定用の電流値よりも小さい場合に欠相と判定する手法が提案されている。

具体的には、所定の期間にわたり、正方向の電圧ベクトル（Ｖ１，Ｖ３，Ｖ５）及び負方向の電圧ベクトル（Ｖ４，Ｖ６，Ｖ２）を、各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の方向に印加する手段が提案されている（特許文献１，２参照）。また、電源電流中の高調波成分の増大、力率の悪化や実効値電流及びピーク電流の上昇などを抑制する目的で、平滑コンデンサの容量を低減させたインバータ装置が提案されている（特許文献３参照）。

特許第５４３１４６５号公報 特許第５３１４１０３号公報 特許第５１７５４５２号公報

上記の各手段を組み合わせた永久磁石電動機駆動装置を想定し、例えば、重負荷時における電動機の巻線インダクタンス値を測定するため大きな電流振幅の交番電流を流すと、インバータ装置における直流電圧の変動が大きくなって過電圧保護機能が動作し、インダクタンス値を測定できなくなる虞がある。

そこで、平滑コンデンサの容量を低減しても、ロータを回転させず且つ直流電圧の変動を抑制しつつ、重負荷時のインダクタンス値を正確に測定でき、及び／又は欠相を検出できる永久磁石同期電動機駆動装置を提供する。

実施形態の永久磁石同期電動機駆動装置によれば、永久磁石同期電動機の回転駆動を開始する前に、電流検出手段により検出される電流の変化に基づいて永久磁石同期電動機のインダクタンスを算出するためのインダクタンス算出手段、及び／又は前記電流の大きさに基づいて欠相検出処理を実行する欠相検出手段は、
電圧形インバータを構成する上アームのうち１つの相のスイッチング素子と、下アームのうち他の少なくとも１つの相のスイッチング素子をオン状態とする第１通電期間と、
この第１通電期間でオン状態とするスイッチング素子を有するアームと対をなすアームが有するスイッチング素子をオン状態とする第３通電期間とを実行する間に、
少なくとも第１通電期間及び第３通電期間でオン状態とするスイッチング素子を有する全ての相において、上アーム又は下アームの何れか一方側のスイッチング素子をオン状態とする第２通電期間を実行する。

また、第３通電期間の実行後に、少なくとも第１通電期間及び第３通電期間でオン状態とするスイッチング素子を有する全ての相において、上アーム又は下アームの何れか一方側のスイッチング素子をオン状態とする第４通電期間を実行し、永久磁石同期電動機の巻線に交番電流を流す通電処理を、全相を対象として通電相を順に変更しながら繰り返し実行することで各相電流の変化量又は大きさを求め、それぞれインダクタンスの算出、欠相検出を行う。

第１実施形態であり、電動機駆動装置の構成図 電圧ベクトルを示す図 電圧ベクトルとＩＧＢＴのオンオフ状態との関係を示す図 従来技術におけるＵ相を検出相とした場合の通電シーケンスを示す波形図 図４に示す区間Ａ〜区間Ｃに対応する電流経路を示す図 図４に示す通電シーケンスに対応した電圧及び電流波形図 第１実施形態における、Ｕ相を検出相とした場合の通電シーケンスを示す波形図 図７に示す区間Ａ〜区間Ｃに対応する電流経路を示す図 図４に示す通電シーケンスにおいて、Ｕ相電流のピーク値を漸増させた場合の電圧及び電流波形図 図７に示す通電シーケンスにおいて、Ｕ相電流のピーク値を漸増させた場合の電圧及び電流波形図 電圧ベクトルの出力パターン１に対応した電圧及び電流波形図 電圧ベクトルの出力パターン２に対応した電圧及び電流波形図 電圧ベクトルの出力パターン３に対応した電圧及び電流波形図 電圧ベクトルの出力パターン４に対応した電圧及び電流波形図 電圧ベクトルの出力パターン５に対応した電圧及び電流波形図 第２実施形態であり、電動機リアクタンスの逆数の空間的分布を模式的に示す図 調整シーケンスのフローチャート Ｕ相の通電シーケンスに係る処理Ａのフローチャート Ｖ相の通電シーケンスに係る処理Ｂのフローチャート Ｗ相の通電シーケンスに係る処理Ｃのフローチャート 調整シーケンスの実行中における相電流の波形図（その１） 調整シーケンスの実行中における相電流の波形図（その２） 調整シーケンスの実行中における相電流の波形図（その３） 調整シーケンスの実行中における相電流の波形図（その４） 第３実施形態であり、インバータの２相のアームだけを用いて電圧ベクトルを切換えた場合の電流経路を示す図

（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１から図１５を参照して説明する。図１は、永久磁石同期電動機を駆動する電動機駆動装置の構成を示している。この電動機駆動装置１は、永久磁石同期電動機２（以下、電動機２と称す）の磁極位置を検出するセンサを備えることなく所謂センサレスで電動機２を駆動する。電動機２は、ステータ２ｓに三相巻線２ｕ、２ｖ、２ｗが巻回されており、ロータ２ｒに永久磁石を備えている。

電動機駆動装置１の主回路は、商用電源ＰＳから入力した交流電圧を整流して直流電源線３、４間に出力するコンバータ５、平滑コンデンサ６、電圧形インバータ７、電流センサ８、９等から構成されている。電圧形インバータ７は、ＩＧＢＴ１０upを有する上アーム１１upとＩＧＢＴ１０unを有する下アーム１１unの対からなるブリッジ回路１２ｕ、ＩＧＢＴ１０vpを有する上アーム１１vpとＩＧＢＴ１０vnを有する下アーム１１vnの対からなるブリッジ回路１２ｖ、及びＩＧＢＴ１０wpを有する上アーム１１wpとＩＧＢＴ１０wnを有する下アーム１１wnの対からなるブリッジ回路１２ｗからなる三相ブリッジの構成を備えている。これらのＩＧＢＴ１０up〜１０wn（スイッチング素子）は、ドライブ回路１３により駆動される。尚、図示はしないが、ＩＧＢＴ１０up〜１０wnには、それぞれ還流ダイオードが逆並列に接続されている。

各ブリッジ回路１２ｕ、１２ｖ、１２ｗの出力端子には、負荷である電動機２の各相巻線端子が接続されるようになっている。これら出力端子と巻線端子との間の未結線、不完全結線などにより欠相が生じる。電流センサ８、９は、ホール素子等から構成される電流検出手段であり、それぞれブリッジ回路１２ｕの出力端子から巻線２ｕに流れる相電流Ｉｕ、ブリッジ回路１２ｗの出力端子から巻線２ｗに流れる相電流Ｉｗを検出している。

制御手段１４は、ＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ１５、入出力ポート、Ａ／Ｄ変換器１６、タイマ、ＰＷＭ信号形成回路、通信手段などを有するマイクロコンピュータを主体に構成されている。ＲＯＭには、ＩＧＢＴ１０up〜１０wnをはじめとするハードウェアの検査プログラム、電動機定数等を推定するオートチューニングプログラム、ベクトル制御やＶ／Ｆ一定制御による電動機２の回転駆動プログラムに加え、欠相を検出する欠相検出プログラムが格納されている。ＥＥＰＲＯＭ１５には加速時間、減速時間、上限周波数、下限周波数、多段速運転周波数、入出力端子選択などの多種類のパラメータに加え、後述する欠相検出処理で用いる時間Δｔの値が記憶されている。

制御手段１４は、欠相検出手段及びインダクタンス算出手段として機能する。図１において制御手段１４内にある各ブロック（ＥＥＰＲＯＭ１５とＡ／Ｄ変換器１６を除く）は、マイクロコンピュータのＣＰＵがＲＯＭに記憶された欠相検出プログラム及びオートチューニングプログラムに従って実行する欠相検出処理及びインダクタンス算出処理に係る処理機能を表している。回転駆動プログラムなどのその他の処理プログラムに従って実行する処理機能は図示を省略している。また、電動機駆動装置１は、運転キー、停止キー、アップキー、ダウンキー、モードキー、エンターキーなどを有する操作部１７と、セグメント表示器やＬＥＤなどを有する表示部１８とを備えた操作パネル１９を備えている。

Ａ／Ｄ変換器１６は、電流センサ８、９から出力された信号電圧をデジタル値であるＵ相、Ｗ相の検出電流Ｉｕ、Ｉｗに変換する。電圧供給制御手段２０は、欠相検出及びオートチューニングに必要な交番電流を電動機２の巻線２ｕ、２ｖ、２ｗに流すため、欠相検出の対象となる検出相に応じて電圧形インバータ７が出力する電圧ベクトルを決定し、その電圧ベクトルに対応した通電期間を設ける。欠相検出処理は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相を順に検出相として３相全てについて行う。また、欠相検出に並行して、インダクタンス算出に必要な各相の電流情報も取得する。

電圧ベクトル選択手段２１は、電圧供給制御手段２０が決定した電圧ベクトルを選択して出力するために、各通電期間においてＩＧＢＴ１０up〜１０wnのうち電圧ベクトルに対応したＩＧＢＴをオン駆動する。

比較手段２２は、電流センサ８、９により検出された相電流Ｉｕ、Ｉｗに基づいて、検出相に流れる電流の大きさに応じた欠相判定用検出電流値を求める。Ｖ相を検出相とする場合には、−（Ｉｕ＋Ｉｗ）によりＶ相の電流Ｉｖを求める。そして、この欠相判定用検出電流値と予め設定された欠相判定用基準電流値とを比較する。欠相判定手段２３は、上記比較結果により、欠相判定用検出電流値が欠相判定用基準電流値よりも小さい場合に欠相と判定する。欠相と判定した場合には、欠相している旨を操作パネル１９の表示部１８に表示する。

検出電流設定手段２４は、電圧ベクトルを出力する通電期間の時間Δｔを求め、不揮発性メモリであるＥＥＰＲＯＭ１５に記憶する。電圧供給制御手段２０は、ＥＥＰＲＯＭ１５から時間Δｔを読み出して、その時間Δｔを持つ通電期間が経過するごとに電圧ベクトルを切り替える。

オートチューニング実施手段２５は、前述したオートチューニングプログラムに対応するもので、インダクタンス（電動機定数）を算出する処理を行う。すなわち、相電流Ｉｕ、Ｉｖ（比較手段２２と同様に、他の２相の電流から求める）、Ｉｗに基づいて、各相電流の変化量を検出し、それらの変化量に基づいてインダクタンスを算出する。尚、欠相判定手段２３による欠相判定処理の詳細は特許文献２に開示されており、オートチューニング実施手段２５によるインダクタンス算出処理の詳細は特許文献１に開示されている。

次に、本実施形態の作用について説明する。制御手段１４は、電動機駆動装置１に電源を投入してから最初に電動機２を起動する際、または上位システム等から要求があった際、または電動機２を起動する度に毎回等、予め設定されていた条件となった場合にオートチューニング及び欠相検出処理を実行する。
この場合、最初にハードウェアの検査プログラムを実行し、続いてオートチューニング及び欠相検出処理を実行して初期値を設定した後、回転駆動プログラムを実行して電動機２の始動及び加速を行う。

尚、オートチューニングと欠相検出処理については、必ずしも両者の実行プログラムを独立させる必要はなく、双方の処理を並行して実施しても良い。これらの処理では、電動機駆動装置１から電動機２に所定の通電処理（通電シーケンス）で電圧を与え、流れる電流を観測する。後述するように、これらの処理中はトルクを発生しないので、ロータ２ｒをブレーキ等で固定する必要がない。

上記の通電シーケンスにおいて、特許文献１又は２では、電流ピーク値が所望の電流レベルと一致する通電時間Δt[s]を予め決定する。そして、図２に示す出力電圧基本ベクトルであるＶ１からＶ６を、通電時間Δt[s]を出力時間単位として、例えばＵ相の電流を検出する際には、図４に示すように、Ｖ１→Ｖ４→Ｖ４→Ｖ１（＋Ｕ→−Ｕ→−Ｕ→＋Ｕ）の順に出力している。そして、この動作をＶ，Ｗ相においても同様に行う（特許文献１；図４、特許文献２；図５参照）。
Ｖ相電流検出：Ｖ３→Ｖ６→Ｖ６→Ｖ３（＋Ｖ→−Ｖ→−Ｖ→＋Ｖ）
Ｗ相電流検出：Ｖ５→Ｖ２→Ｖ２→Ｖ５（＋Ｗ→−Ｗ→−Ｗ→＋Ｗ）
このような通電パターンで各相に流れる電流は、電動機２に一定方向への回転力を生じさせないため、ロータ２ｒの回転を回避できる。

ここで、交番電流を与えるために印加電圧の極性を切り替えると、印加電圧とは逆の極性の電流が一時的に流れ、その電流がＩＧＢＴ１０up〜１０wnの各還流ダイオードを介して電源側に回生される。すると、平滑コンデンサ６の容量が小さい場合には、直流電圧が大きく上昇してしまう。

より詳しく述べると、図４に示すような交番電流をＵ相に流すため、電圧ベクトルをＶ１→Ｖ４→Ｖ４→Ｖ１（＋Ｕ→−Ｕ→−Ｕ→＋Ｕ）の順に出力すると、最初の電圧ベクトルＶ１の区間Ａでは、図５（ａ）電圧ベクトルＶ１（１００）出力時（区間Ａ）の経路に示すように、直流部電流Ｉｄｃは正極性（Ｉｄｃ＝Ｉｕ＞０）で流れる。したがって、直流部の平滑コンデンサ６に蓄えられていたエネルギーは平滑コンデンサ６から電動機２に移行し、直流電圧Ｖｄｃは降下する。

次のステップであり、電圧ベクトルＶ４が印加される図４中の区間Ｂでは、電流Ｉｕの極性は、電圧ベクトルが切り替わった直後は正のままである。そして、電流経路は図５（ｂ）電圧ベクトルＶ４（０１１）出力時にＩｕ＞０（区間Ｂ）のようになり、直流部電流Ｉｄｃは負極性（Ｉｄｃ＝−Ｉｕ＜０）で流れる。Ｉｕが正の間（区間Ｂの間）この経路は変わらないため、直流電圧Ｖｄｃは上昇する。

電流値Ｉｕが「０」を下回り極性が負になると、電流経路は図５（ｃ）電圧ベクトルＶ４（０１１）出力時にＩｕ＜０（区間Ｃ）のようになる。このとき、直流部電流Ｉｄｃは正極性（Ｉｄｃ＝−Ｉｕ＞０）で流れるので、直流電圧Ｖｄｃは降下する。

次に、電流レベルを「０」に戻すため、再度電圧ベクトルＶ１を出力する区間Ｄを設ける。この時の電流は、電圧ベクトルが切り替わった直後は負のままであり、図５（ｄ）電圧ベクトルＶ４（１００）出力時にＩｕ＜０（区間Ｄ）に示す電流経路をとる。直流部電流Ｉｄｃは負極性（Ｉｄｃ＝Ｉｕ＜０）で流れるので、区間Ｄの間、直流電圧Ｖｄｃは上昇する。

図６に、Ｕ相に交番電流を流している際の各部の波形例を示す。直流部電流Ｉｄｃが負極性で回生状態となる区間Ｂと区間Ｄとで直流電圧Ｖｄｃが上昇し、直流部電流Ｉｄｃが正極性となる区間Ａと区間Ｃとで直流電圧が下降していることが確認できる。この直流電圧Ｖｄｃの上昇下降の幅が、平滑コンデンサ６が小容量の場合には大きくなる。尚、図中のＶurefはＵ相電圧指令値（但し、１．０は上アームオン、−１．０は下アームオンを意味する）、ＶuvはＵＶ相間電圧である。

更に、重負荷時に大きな電流を流してインダクタンスを測定する際には、当初はインダクタンスが未知であるため、印加する電圧パルス幅を最初は小さくしておき徐々に大きくする。この場合の各電圧・電流波形を図９に示す。同図は、３相２００Ｖの商用電源ＰＳに接続されている場合の例であり、シーケンスとしては、Ｕ−ＶＷ間、Ｖ−ＷＵ間、Ｗ−ＵＶ間に順に交番電圧を印加して、各相に三角波状の電流を流す。その電流値を観測して、目標の電流値より小さい場合には徐々にパルス幅を大きくし、目標の電流値に合わせるように調整する。電流振幅が大きくなるにつれて、直流電圧Ｖｄｃの変動が大きくなり、そのピーク値が過電圧制限値を超えると、過電圧保護のため電動機駆動装置１が非常停止してしまうことも起こりうる。

ここで、直流電圧Ｖｄｃの上昇を回避する本実施形態の手法を、Ｕ相電流を観測する場合を例に説明する。図５（ｂ）及び（ｄ）に示すように、還流ダイオードを介して負の電流Ｉｄｃ、つまり直流電源を充電する方向の電流が直流平滑部に流入するのを阻止する必要がある。そこで、図４に示す区間Ａで電流を増加させた後、区間Ｂで直ちに逆方向の電圧ベクトルを印加せず、一旦電流が流れないゼロベクトル（Ｖ０或いはＶ７）を出力する。そして、電流値が十分に減衰した後に、逆方向の電圧ベクトルを印加する。

図７に、対応する出力電圧パターンを示す。区間Ａ（第１通電期間）で電流を増加させ、区間Ｂ（第２通電期間）で電流を、直流平滑部を介すことなく電圧形インバータ７の内部で還流させて、直流電圧を上昇させずに電流を減衰させる。還流の経路は、図８（ｂ）に示す通りである。電流が十分に減衰した後、区間Ｃ（第３通電期間）で負極性の電流を流し、区間Ｄ（第３通電期間）で電流を再び減衰させる。この時の還流の経路は図８（ｄ）に示す通りである。電流の変化量及びピーク値を測定するのは区間Ａ及び区間Ｃであるから、従来と同様にインダクタンスを測定（算出）したり欠相判定を行うことが可能である。

図９の条件と同様に、３相２００Ｖの商用電源ＰＳに接続された場合において、図７に示す出力電圧パターンにより電流値を徐々に大きくした際の直流電圧Ｖｄｃの変化を図１０に示す。図９に示す従来の方式では、電流ピーク値が４０Ａ程度となるようにパルス幅を増大させると、直流電圧Ｖｄｃの最大値は５００Ｖ近くまで上昇している。これに対して、図１０では、電流ピーク値を同じく４０Ａ程度まで増加させても直流電圧Ｖｄｃの上昇は観測されない。したがって、たとえ平滑コンデンサ６が小容量であっても、大きな電流を流してインダクタンス値を測定できる。

図７に示すように、区間Ｂと区間Ｄに直流電源部を介さない還流ループにより電流を減衰させるには、ゼロ電圧ベクトルであるＶ０又はＶ７、或いは双方を使用することが考えられる。以下に示す各パターン（区間Ａ→区間Ｂ→区間Ｃ→区間Ｄ）について、動作確認を行った。
＜パターン１＞
Ｖ１→Ｖ０→Ｖ４→Ｖ７（＋Ｕ→０→−Ｕ→０）
Ｖ３→Ｖ０→Ｖ６→Ｖ７（＋Ｖ→０→−Ｖ→０）
Ｖ５→Ｖ０→Ｖ２→Ｖ７（＋Ｗ→０→−Ｗ→０）
＜パターン２＞
Ｖ１→Ｖ０→Ｖ４→Ｖ０（＋Ｕ→０→−Ｕ→０）
Ｖ３→Ｖ０→Ｖ６→Ｖ０（＋Ｖ→０→−Ｖ→０）
Ｖ５→Ｖ０→Ｖ２→Ｖ０（＋Ｗ→０→−Ｗ→０）
＜パターン３＞
Ｖ１→Ｖ７→Ｖ４→Ｖ７（＋Ｕ→０→−Ｕ→０）
Ｖ３→Ｖ７→Ｖ６→Ｖ７（＋Ｖ→０→−Ｖ→０）
Ｖ５→Ｖ７→Ｖ２→Ｖ７（＋Ｗ→０→−Ｗ→０）
＜パターン４，ＳＷはＶ０／Ｖ７をＰＷＭデューティ５０％でスイッチングする＞
Ｖ１→ＳＷ→Ｖ４→ＳＷ（＋Ｕ→０→−Ｕ→０）
Ｖ３→ＳＷ→Ｖ６→ＳＷ（＋Ｖ→０→−Ｖ→０）
Ｖ５→ＳＷ→Ｖ２→ＳＷ（＋Ｗ→０→−Ｗ→０）
＜参考：パターン５，ＧＢをゲートブロックとして実行すると不適切＞
Ｖ１→ＧＢ→Ｖ４→ＧＢ（＋Ｕ→０→−Ｕ→０）
Ｖ３→ＧＢ→Ｖ６→ＧＢ（＋Ｖ→０→−Ｖ→０）
Ｖ５→ＧＢ→Ｖ２→ＧＢ（＋Ｗ→０→−Ｗ→０）

図１１〜図１５は、上記５パターンについて動作確認した結果である。尚、何れの図も（ｂ）は（ａ）の横軸の時間を圧縮して示したものである。図１５に示す参考パターン５については、ゲートブロック時に還流ダイオードを介して回生状態となり得るため、直流電圧Ｖｄｃの上昇が観測されている。したがって、従来方式と同様に運転が困難になる虞がある。尚、図中のＶvrefはＶ相電圧指令値、ＶwrefはＷ相電圧指令値、Ｖu＿nは直流部の低電位側を基準としたＵ相の電位である。

以上のように本実施形態によれば、制御手段１４は、電動機２のインダクタンスを算出するオートチューニング及び欠相検出処理を実行する際に、電圧形インバータ７を構成する上アームのうち１つの相のＩＧＢＴと、下アームのうち他の少なくとも１つの相のＩＧＢＴをオン状態とする第１通電期間と、第１通電期間でオン状態とするＩＧＢＴを有するアームと対をなすアームが有するＩＧＢＴをオン状態とする第３通電期間とを実行する間に、少なくとも第１通電期間及び第３通電期間でオン状態とするＩＧＢＴを有する全ての相において、上アーム又は下アームの何れか一方側のＩＧＢＴをオン状態とする第２通電期間を実行する。

また、第３通電期間の実行後に、少なくとも第１通電期間及び第３通電期間でオン状態とするＩＧＢＴを有する全ての相において、上アーム又は下アームの何れか一方側のＩＧＢＴをオン状態とする第４通電期間を実行し、電動機２の巻線に交番電流を流す通電処理を、全相を対象として通電相を順に変更しながら繰り返し実行することで各相電流の変化量又は大きさを求め、インダクタンス算出、欠相検出を行う。具体的には、上述したパターン１〜４の何れかを実行する。これにより、平滑コンデンサ６の容量を小さく設定した場合でも、直流電源を充電する方向の電流が、還流ダイオードを介して直流平滑部に流入するのを阻止し、直流電圧Ｖｄｃが上昇することを回避しながらインダクタンス算出や欠相検出を行うことができる。

また、制御手段１４は、区間Ａ及び区間Ｃに電圧ベクトルを出力する時間を、電流ピーク値が所望の値となるように徐々に長くするので、インダクタンスが未知の状態で電流を過剰に流してしまうことを回避できる。

（第２実施形態）
図１６から図２４は第２実施形態を示すものであり、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。図１６は、電動機２のリアクタンスの逆数１／（ωＬ）の空間的分布を模式的に示している。リラクタンストルクを積極的に使用することを目指して設計された永久磁石同期電動機では、Ｑ軸インダクタンスとＤ軸インダクタンスの差が大きく、Ｑ軸インダクタンスの方が磁石磁束の存在するＤ軸インダクタンスより大きいことが一般的である。従って、リアクタンスの逆数の空間的分布曲線はＤ軸方向が長軸となる。

この分布曲線における各軸（Ｕ、Ｖ、Ｗ）との交点１／Ｘｕ（＝１／ωＬｕ）、１／Ｘｖ（＝１／ωＬｖ）、１／Ｘｗ（＝１／ωＬｗ）と原点Ｏとの距離が、各相におけるリアクタンスの逆数に比例する。この距離は、ロータ２ｒの停止位置に応じて変化する。原点からの距離が長いほどリアクタンスが小さく、電流はより短い通電時間で規定電流値Ｉampに達する。従って、突極性のある電動機２を用いる場合、第１及び第３通電期間の長さを各相で等しくすると、電流の大きさが相ごとに異なってしまう。

そこで、第２実施形態では、電圧供給制御手段２０が、各相電流の計測に先立って、各相電流の大きさ（正または負のピーク値）が規定電流値Ｉampに等しくなるように、時間Δｔｕ、Δｔｖ、Δｔｗを調整する調整シーケンスを実行する。図１７は、調整シーケンス全体のフローチャートであり、図１８〜図２０は、各相の電圧ベクトルの切り替えと相電流の正負のピーク値を検出する処理Ａ、Ｂ、Ｃ（各相の通電シーケンス）を示すフローチャートである。図２１〜図２４は、調整シーケンスを実行中の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの波形を連続して示している。

電圧供給制御手段２０は、上述した処理Ａ〜Ｃを順次繰り返して実行する。調整シーケンスを開始する時のインダクタンス値は不明であるため、初期の時間Δｔｕ、Δｔｖ、Δｔｗには、ピーク電流値が十分に小さくなる短い通電時間Δｔ１を設定する。ステップＳ１の処理Ａでは、タイマ時間ｔを０に初期化し（ステップＳ２１）、タイマ時間ｔがΔｔｕ以上になるまで、制御周期Ｔｃごとに電圧ベクトルＶ１の出力とタイマ時間ｔの加算を実行する（ステップＳ２２、Ｓ２３）。タイマ時間ｔがΔｔｕ以上になると、その時のＵ相電流Ｉｕをピーク電流値Ｉu2+とする（ステップＳ２４）。

次に、Ｕ相電流Ｉｕの絶対値がゼロレベル付近に設定した閾値Ｉｕ＿threの絶対値を下回るまで、ゼロ電圧ベクトルＶ０又はＶ７を出力する（ステップＳ２５、Ｓ２６）。再びタイマ時間ｔを０に初期化すると（ステップＳ２７）、タイマ時間ｔがΔｔｕ以上になるまで、制御周期Ｔｃごとに電圧ベクトルＶ４の出力とタイマ時間ｔの加算を実行する（ステップＳ２８、Ｓ２９）。タイマ時間ｔがΔｔｕ以上になると、その時のＵ相電流Ｉｕをピーク電流値Ｉu2-とする（ステップＳ３０）。その後、ステップＳ２５、Ｓ２６と同様の処理を行い（ステップＳ３１、Ｓ３２）。最後にタイマ時間ｔを０にクリアして終了する（ステップＳ３３）。

電圧供給制御手段２０は、ステップＳ２において、ピーク電流値の絶対値｜Ｉu2+｜、｜Ｉu2-｜の少なくとも一方が規定電流値Ｉampを超えたか否か（条件Ａ）を判断する。超えたと判断した場合には、FlagUに１（調整完了）を設定する（ステップＳ３）。超えていないと判断した場合には、FlagUに０（調整未完）を設定し、時間Δｔｕを調整幅Δｔadjだけ増やす（ステップＳ４）。

続いて、電圧供給制御手段２０は、ステップＳ５で処理Ｂを実行し、ステップＳ６においてピーク電流値の絶対値｜Ｉv2+｜、｜Ｉv2-｜の少なくとも一方が規定電流値Ｉampを超えたか否か（条件Ｂ）を判断する。超えた場合にはFlagVに１を設定し（ステップＳ７）、超えていない場合にはFlagVに０を設定して時間Δｔｖを調整幅Δｔadjだけ増やす（ステップＳ８）。

さらに、電圧供給制御手段２０は、ステップＳ９で処理Ｃを実行し、ステップＳ１０においてピーク電流値の絶対値｜Ｉw2+｜、｜Ｉw2-｜の少なくとも一方が規定電流値Ｉampを超えたか否か（条件Ｃ）を判断する。超えた場合にはFlagWに１を設定し（ステップＳ１１）、超えていない場合にはFlagWに０を設定して時間Δｔｗを調整幅Δｔadjだけ増やす（ステップＳ１２）。

電圧供給制御手段２０は、ステップＳ１３において、FlagU、FlagV、FlagWが全て１（調整完了）か否か（条件Ｄ）を判断する。ここで、何れかの相の時間Δｔｕ、Δｔｖ、Δｔｗの調整が未完である（ＮＯ）と判断すると、ステップＳ１に移行して上述した処理を繰り返す。全相の時間Δｔｕ、Δｔｖ、Δｔｗの調整が完了した（ＹＥＳ）と判断すると、ステップＳ１４に移行してその時間Δｔu、Δｔｖ、ΔｔｗをＲＡＭに記憶する。電圧供給制御手段２０は、各相ごとに記憶した通電時間Δｔｕ、Δｔｖ、Δｔｗを用いて通電シーケンスを実行する。

図２１〜図２４に示すように、時間Δｔｕ、Δｔｖ、Δｔｗの初期値をΔｔ１とし、各相の通電シーケンスが終了する毎にΔｔadjを加算し、Δｔ３まで増やした後の通電シーケンスでＵ相のピーク電流値｜Ｉu2+｜、｜Ｉu2-｜が規定電流値Ｉampを超えたので、時間ΔｔｕをΔｔ３に固定している。その後は、時間ΔｔｖとΔｔｗを増やしながら各相の通電シーケンスを実行する。

Δｔ５まで増やした後の通電シーケンスでＷ相のピーク電流値｜Ｉw2+｜、｜Ｉw2-｜が規定電流値Ｉampを超えたので、時間ΔｔｗをΔｔ５に固定し、その後は時間Δｔｖだけを増やしながら各相の通電シーケンスを実行する。Δｔ７まで増やした後の通電シーケンスでＶ相のピーク電流値｜Ｉv2+｜、｜Ｉv2-｜が規定電流値Ｉampを超えたので、時間ΔｔｖをΔｔ７に固定して調整シーケンスを終了している。

以上のように第２実施形態によれば、電圧供給制御手段２０は、区間Ａ及び区間Ｃに電圧ベクトルを出力する時間を、各相での電流ピーク値が所望の値となるように、各相それぞれに異なる長さに調整する。これにより、例えば電動機２が、Ｑ軸インダクタンスとＤ軸インダクタンスの差が大きいＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）型であっても、各相電流のピーク値が等しくなるように調整できる。したがって、インダクタンスの算出精度の向上や、欠相の誤検出防止に寄与する。

また、電圧供給制御手段２０は、区間Ｂ及び区間Ｄでゼロ電圧ベクトルＶ０又はＶ７を出力する時間を、検出される電流値が予め決められた電流値より小さくなるまで維持する。したがって、電流値を十分低下させてから区間Ｃや次の周期の区間Ａに移行できるので、直流電源側に回生電流が流れることを確実に防止できる。

（第３実施形態）
図２５は第３実施形態を示すものである。第３実施形態は、電圧形インバータ７のＵ相アームとＶ相アームとだけを用いて、区間Ａ〜区間Ｄの電圧ベクトルを切換える。Ｗ相アームは上下何れもオフのゲートブロック状態（ＧＢ）とする。区間Ａでは、図２５（ａ）に示すように、電圧ベクトル（１０GB）を出力する。この時、直流部電流Ｉｄｃは正極性（Ｉｄｃ＝Ｉｕ＞０）で流れる。したがって、直流部の平滑コンデンサ６に蓄えられていたエネルギーは平滑コンデンサ６から電動機２に移行し、直流電圧Ｖｄｃは降下する。

次の区間Ｂでは、図２５（ｂ）に示すように、電圧ベクトル（００GB）を出力する。この時、直流部電流Ｉｄｃは流れず「０」になり、平滑コンデンサ６は充電される。次の区間Ｃでは、図２５（ｃ）に示すように、電圧ベクトル（０１GB）を出力する。このとき、直流部電流Ｉｄｃは正極性（Ｉｄｃ＝−Ｉｕ＞０）で流れるので、直流電圧Ｖｄｃは降下する。次の区間Ｄでは、図２５（ｄ）に示すように、電圧ベクトル（１１GB）を出力する。この時も、直流部電流Ｉｄｃは流れず「０」になり、平滑コンデンサ６は充電されない。

以上のように第３実施形態によれば、電圧形インバータ７のＵ相アームとＶ相アームとだけを用いて、区間Ａ〜区間Ｄの電圧ベクトルを切換えた場合でも、平滑コンデンサ６の直流電圧Ｖｄｃの上昇を抑制できる。

（その他の実施形態）
オートチューニング実施手段２５、欠相検出手段２３の何れか一方だけを備えても良い。
第３実施形態を、Ｖ相及びＷ相アーム又はＵ相及びＷ相アームに置き換えて同様に実施しても良い。
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

図面中、１は電動機駆動装置（永久磁石同期電動機駆動装置）、２は永久磁石同期電動機、２ｕ、２ｖ、２ｗは巻線、７は電圧形インバータ、８、９は電流センサ（電流検出手段）、１０up〜１０wnはＩＧＢＴ（スイッチング素子）、１１up〜１１wpは上アーム、１１un〜１１wnは下アーム、１２ｕ、１２ｖ、１２ｗはブリッジ回路、１４は制御手段（欠相検出手段、インダクタンス算出手段）、１５はＥＥＰＲＯＭ(メモリ)、２０は電圧供給制御手段、２２は比較手段、２３は欠相判定手段、２５はインダクタンス算出手段である。

Claims (5)

1. スイッチング素子を有する上アームと下アームの対からなるブリッジ回路を３相分備え、永久磁石同期電動機の各相の巻線に電圧を供給する電圧形インバータと、
   前記永久磁石同期電動機の相電流を検出する電流検出手段と、
   前記永久磁石同期電動機の回転駆動を開始する前に、前記電流検出手段により検出される電流の変化に基づいて前記永久磁石同期電動機のインダクタンスを算出するためのインダクタンス算出手段、及び／又は前記電流の大きさに基づいて欠相検出処理を実行する欠相検出手段と、
   前記インダクタンス算出手段及び／又は前記欠相検出手段は、
   前記上アームのうち１つの相のスイッチング素子と、下アームのうち他の少なくとも１つの相のスイッチング素子をオン状態とする第１通電期間と、
   この第１通電期間でオン状態とするスイッチング素子を有するアームと対をなすアームが有するスイッチング素子をオン状態とする第３通電期間とを実行する間に、
   少なくとも前記第１通電期間及び前記第３通電期間でオン状態とするスイッチング素子を有する全ての相において、前記上アーム又は下アームの何れか一方側のスイッチング素子をオン状態とする第２通電期間を実行し、
   前記第３通電期間の実行後に、少なくとも前記第１通電期間及び前記第３通電期間でオン状態とするスイッチング素子を有する全ての相において、前記上アーム又は下アームの何れか一方側のスイッチング素子をオン状態とする第４通電期間を実行して、
   前記永久磁石同期電動機の巻線に交番電流を流す通電処理を、全相を対象として通電相を順に変更しながら繰り返し実行することで各相電流の変化量又は大きさを求め、それぞれインダクタンスの算出、欠相検出を行うことを特徴とする永久磁石同期電動機駆動装置。
2. 前記ブリッジ回路の上アームのスイッチング素子がオンのとき１、下アームのスイッチング素子がオンのとき０とし、それを（Ｕ相Ｖ相Ｗ相）の順に組み合わせて表記し、前記電圧形インバータが出力可能な電圧ベクトルをＶ０（０００）、Ｖ１（１００）、Ｖ２（１１０）、Ｖ３（０１０）、Ｖ４（０１１）、Ｖ５（００１）、Ｖ６（１０１）、Ｖ７（１１１）と定義して、
   前記インダクタンス算出手段及び／又は前記欠相検出手段は、Ｕ相を対象とする際には、前記第１〜第４通電期間において前記電圧ベクトルを
   第１通電期間：Ｖ１又はＶ４
   第２通電期間：０又はＶ７
   第３通電期間：１とＶ４のうち前記第１通電期間で出力されなかった方の電圧ベクトル
   第４通電期間 Ｖ０又はＶ７
   の順に出力し、
   Ｖ相を対象とする際には、前記第１〜第４通電期間において前記電圧ベクトルを
   第１通電期間：Ｖ３又はＶ６
   第２通電期間：Ｖ０又はＶ７
   第３通電期間： Ｖ３とＶ６のうち前記第１通電期間で出力されなかった方の電圧ベクトル
   第４通電期間： Ｖ０又はＶ７
   の順に出力し、
   Ｗ相を対象とする際には、前記第１〜第４通電期間において前記電圧ベクトルを
   第１通電期間：Ｖ５又はＶ２
   第２通電期間：Ｖ０又はＶ７
   第３通電期間：Ｖ５とＶ２のうち前記第１通電期間で出力されなかった方の電圧ベクトル
   第４通電期間：Ｖ０又はＶ７
   の順に出力することを特徴とする請求項１記載の永久磁石同期電動機駆動装置。
3. 前記インダクタンス算出手段及び又は前記欠相検出手段は、前記第１及び第３通電期間に電圧ベクトルを出力する時間を、電流ピーク値が所望の値となるように、徐々に長くすることを特徴とする請求項２に記載の永久磁石同期電動機駆動装置。
4. 前記インダクタンス算出手段及び又は前記欠相検出手段は、前記第１及び第３通電期間に電圧ベクトルを出力する時間を、各相での電流ピーク値が所望の値となるように、各相それぞれに異なる長さに調整することを特徴とする請求項３に記載の永久磁石同期電動機駆動装置。
5. 前記インダクタンス算出手段及び又は前記欠相検出手段は、前記第２及び第４通電期間に電圧ベクトルを出力する時間を、前記検出される電流値が予め決められた電流値より小さくなるまで維持することを特徴とする請求項２から４の何れか一項に記載の永久磁石同期電動機駆動装置。

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