JP6517861B2 - 永久磁石同期電動機駆動装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、永久磁石同期電動機のインダクタンス値を同定する永久磁石同期電動機駆動装置に関する。

インバータを用いて電動機を可変速駆動する可変速電動機駆動装置は各分野に適用されている。電動機の中でも永久磁石同期電動機は回転子に永久磁石を有することにより、誘導電動機に比較して高効率であるため広く採用されている。永久磁石同期電動機は、その回転子における永久磁石の配置によって、ロータ表面に永久磁石を張り付けた表面磁石構造の同期電動機（ＳＰＭＳＭ：Surface Permanent Magnet Synchronous Motor）と、ロータ内部に永久磁石を埋め込んだ埋込磁石構造の同期電動機（ＩＰＭＳＭ：Interior Permanent Magnet Synchronous Motor）に大別できる。

表面磁石構造のＳＰＭＳＭは、永久磁石の存在する部分が磁気的にエアギャップとみなすことができ、磁気抵抗は回転子の位置に無関係となるので、電機子巻線のインダクタンスも位置によって変化しない非突極機となる。一方、埋込磁石構造のＩＰＭＳＭは、回転子に埋め込まれた磁石の磁束方向であるＤ軸と同じ方向では磁気抵抗が大きいが、磁石磁束のないＱ軸方向の磁束は鉄心を通るので磁気抵抗が小さくなり、Ｑ軸インダクタンスＬｑがＤ軸インダクタンスＬｄよりも大きくなることで突極性を示す。

近年は、磁気抵抗の差から得られるリラクタンストルクを積極的に活用し、更なる高効率化及び低コスト化を実現する目的で、磁石トルクを減らしてリラクタンストルクの割合いを増加させたＩＰＭＳＭも検討されている。このような背景から、突極性の度合いであるＫｓ値（Ｋｓ＝Ｌｑ／Ｌｄ）が大きなモータも見受けられるようになった。

高リラクタンストルク依存の永久磁石モータの特徴は、リラクタンスモータの磁気回路特性と類似することから、Ｑ軸のインダクタンスの値が、電機子電流値の大小によって変化しやすい傾向が確認されている。このような永久磁石同期電動機を確実に制御するためのシステムやモータ基準モデルを得るために、磁石軸方向のＤ軸インダクタンスＬｄと、Ｑ軸インダクタンスＬｑとを得ることは重要となる。

永久磁石同期電動機のインダクタンス値を得る手法が、例えば特許文献１において提案されている。この方法では、各相において、正方向の電圧ベクトル及び負方向の電圧ベクトルを、所定のパルス幅（Ｔｐ）の正電圧パルス、続いて２倍の所定のパルス幅（Ｔｐ）を有する負電圧パルス、続いて前記所定のパルス幅（Ｔｐ）の正電圧パルスの順に、電圧シーケンスの印加を行う。そして、その際の各相の電流の変化量や電圧印加時のインバータのような変換器内部における電圧検出値に基づいて、インダクタンタンス値を得る。

特許第５４３１４６５号公報

特許文献１の方法では、各相に印加するパルス幅を全て同じ時間にしている。そのため、インダクタンスの小さなＤ軸に最も近い相の電流値が所望の電流値になったとしても、Ｑ軸に最も近い相ではインダクタンス値が大きいため電流を十分に流せず、大きな負荷が印加された際のＱ軸インダクタンスを得ることができない。すると、特に速度センサレス制御を行った場合などには磁石磁束位相の推定誤差が大きくなり、十分なトルクが得られないという問題が生じる。

そこで、電流値によって変化し易い永久磁石同期電動機のインダクタンス値を、測定したい負荷量において正確に同定できる永久磁石同期電動機駆動装置を提供する。

実施形態の永久磁石同期電動機駆動装置によれば、スイッチング素子を有する上アームと下アームの対からなるブリッジ回路を３相分備え、永久磁石同期電動機の各相の巻線に電圧を供給する電圧形インバータと、
前記永久磁石同期電動機の相電流を検出する電流検出部と、
前記永久磁石同期電動機の回転駆動を開始する前に、前記永久磁石同期電動機のインダクタンス値の測定を実行する電気的定数測定部とを備え、
前記電気的定数測定部は、前記電圧形インバータの上アームのうち１つの検出相のスイッチング素子，及び下アームのうち他の少なくとも１つの相のスイッチング素子をオンする第１通電期間と、この第１通電期間でオンするスイッチング素子を有するアームに対し対をなすアームが有するスイッチング素子をオンする第２通電期間とを組み合わせて前記永久磁石同期電動機の検出相に交番電流を供給する通電処理を、前記検出相を順に変更しながら各相について実行する電圧供給制御部と、
前記各検出相の通電処理において、前記電流検出部により検出された電流に基づく前記各検出相に流れる電流の大きさ又は前記電流の変化分に応じてインダクタンス算出用電流値を求め、前記インダクタンス算出用電流値に基づいて前記永久磁石同期電動機のインダクタンス値を算出する電気的定数算出部とを備える。

そして、前記上アームのスイッチング素子がオンの状態を「１」，前記下アームのスイッチング素子がオンの状態を「０」として、それらをＵ，Ｖ，Ｗの相順に組合わせて表記し、前記電圧形インバータが出力可能な電圧ベクトルをＶ１（１００），Ｖ２（１１０），Ｖ３（０１０），Ｖ４（０１１），Ｖ５（００１），Ｖ６（１０１）と定義し、
前記電圧供給制御部は、時間Δｔｕの幅を持つ通電期間毎にＶ１，Ｖ４，Ｖ４，Ｖ１の順又はＶ４,Ｖ１，Ｖ１，Ｖ４の順に電圧ベクトルを切り替える第１通電シーケンスと、
時間Δｔｖの幅を持つ通電期間毎にＶ３，Ｖ６,Ｖ６，Ｖ３の順又はＶ６，Ｖ３，Ｖ３，Ｖ６の順に電圧ベクトルを切り替える第２通電シーケンスと、
時間Δｔｗの幅を持つ通電期間毎にＶ５，Ｖ２，Ｖ２，Ｖ５の順又はＶ２，Ｖ５，Ｖ５，Ｖ２の順に電圧ベクトルを切り替える第３通電シーケンスを順次繰り返し実行し、
前記第１通電シーケンスの実行中に流れるＵ相電流の大きさ，前記第２通電シーケンスの実行中に流れるＶ相電流の大きさ，及び前記第３通電シーケンスの実行中に流れるＷ相電流の大きさが、予め決められた規定電流値に等しくなるように前記時間Δｔｕ，Δｔｖ及びΔｔｗを調整する。
更に、前記電気的定数算出部は、前記時間Δｔｕ,Δｔｖ，Δｔｗよりも短い時間であり、且つ前記時間Δｔｕ,Δｔｖ，Δｔｗ間の比が維持されている時間Δｔｕｍ，Δｔｖｍ，Δｔｗｍを決定し、
各相通電シーケンスにおいて電圧ベクトルが変化する時点から、前記時間Δｔｕｍ，Δｔｖｍ，Δｔｗｍだけ前の時点で前記電流検出部により検出された電流値と、当該電圧ベクトルが変化する直前の時点で前記電流検出部により検出された電流値との変化分の絶対値を算出し、電流値が正側に増加している時の値と、負側に増加している時の値の各相における平均値ΔＩｕ＿ａｖｅ，ΔＩｖ＿ａｖｅ，ΔＩｗ＿ａｖｅを前記インダクタンス算出用電流値とし、
各相アドミッタンスＹｕ，Ｙｖ，Ｙｗを、前記平均値ΔＩｕ＿ａｖｅ，ΔＩｖ＿ａｖｅ，ΔＩｗ＿ａｖｅと、前記時間Δｔｕｍ，Δｔｖｍ，Δｔｗｍと、印加電圧ｖｄｃとから求め、各相アドミッタンスＹｕ，Ｙｖ，Ｙｗの平均値Ｙを算出し、
Ｄ軸インダクタンスＬｄ，Ｑ軸インダクタンスＬｑを、
Ｌｄ＝１／（Ｙ−ΔＹ）
Ｌｑ＝１／（Ｙ＋ΔＹ）
ただし、θｒは回転子停止位置

として算出する。

一実施形態であり、電動機駆動装置の構成図 電圧ベクトルを示す図 電圧ベクトルとＩＧＢＴのオンオフ状態との関係を示す図 Ｕ相を検出相とした場合の通電シーケンスを示す波形図 回転子の磁石磁束と静止座標系との関係を示す図 電流振幅調整処理のフローチャート Ｕ相の通電シーケンスに係る処理Ａのフローチャート Ｖ相の通電シーケンスに係る処理Ｂのフローチャート Ｗ相の通電シーケンスに係る処理Ｃのフローチャート 調整シーケンスの実行中における相電流の波形図（その１） 調整シーケンスの実行中における相電流の波形図（その２） 調整シーケンスの実行中における相電流の波形図（その３） インダクタンス算出処理を示すフローチャート

以下、一実施形態について図面を参照して説明する。図１は、永久磁石同期電動機を駆動する電動機駆動装置の構成を示している。この電動機駆動装置１は、永久磁石同期電動機２の磁極位置を検出するセンサを備えることなく所謂センサレスで電動機２を駆動する。電動機２は、ステータ２ｓに三相巻線２ｕ、２ｖ、２ｗが巻回されており、ロータ２ｒに永久磁石を備えている。

電動機駆動装置１の主回路は、商用電源ＰＳから入力した交流電圧を整流して直流電源線３、４間に出力するコンバータ５、平滑コンデンサ６、電圧形インバータ７、電流センサ８、９等から構成されている。電圧形インバータ７は、ＩＧＢＴ１０upを有する上アーム１１upとＩＧＢＴ１０unを有する下アーム１１unの対からなるブリッジ回路１２ｕ、ＩＧＢＴ１０vpを有する上アーム１１vpとＩＧＢＴ１０vnを有する下アーム１１vnの対からなるブリッジ回路１２ｖ、及びＩＧＢＴ１０wpを有する上アーム１１wpとＩＧＢＴ１０wnを有する下アーム１１wnの対からなるブリッジ回路１２ｗからなる三相ブリッジの構成を備えている。これらのＩＧＢＴ１０up〜１０wn（スイッチング素子）は、ドライブ回路１３により駆動される。尚、図示はしないが、ＩＧＢＴ１０up〜１０wnには、それぞれ還流ダイオードが逆並列に接続されている。

各ブリッジ回路１２ｕ、１２ｖ、１２ｗの出力端子には、負荷である電動機２の各相巻線端子が接続されるようになっている。電流センサ８、９は、ホール素子等から構成される電流検出手段であり、それぞれブリッジ回路１２ｕの出力端子から巻線２ｕに流れる相電流Ｉｕ、ブリッジ回路１２ｗの出力端子から巻線２ｗに流れる相電流Ｉｗを検出している。

制御部１４は、ＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ１５、入出力ポート、Ａ／Ｄ変換器１６、タイマ、ＰＷＭ信号形成回路、通信部などを有するマイクロコンピュータを主体に構成されている。ＲＯＭには、ＩＧＢＴ１０up〜１０wnをはじめとするハードウェアの検査プログラム、電動機定数等を推定するオートチューニングプログラム、電動機２の回転駆動プログラムが格納されている。ＥＥＰＲＯＭ１５には加速時間、減速時間、上限周波数、下限周波数、多段速運転周波数、入出力端子選択などの多種類のパラメータ等が記憶されている。

制御部１４内のＥＥＰＲＯＭ１５とＡ／Ｄ変換器１６とを除く各ブロックは、マイクロコンピュータのＣＰＵがＲＯＭに記憶されたオートチューニングプログラムに従って実行するインダクタンス算出処理に係る処理機能を表している。回転駆動プログラムなどのその他の処理プログラムに従って実行する処理機能は図示を省略している。また、電動機駆動装置１は、運転キー、停止キー、アップキー、ダウンキー、モードキー、エンターキーなどを有する操作部１７と、セグメント表示器やＬＥＤなどを有する表示部１８とを備えた操作パネル１９を備えている。

Ａ／Ｄ変換器１６は、電流センサ８、９から出力された信号電圧をデジタル値であるＵ相、Ｗ相の検出電流Ｉｕ、Ｉｗに変換する。電圧供給制御部２０は、インダクタンスの算出に必要な交番電流を電動機２の巻線２ｕ、２ｖ、２ｗに流すため、電圧形インバータ７が出力する電圧ベクトルを決定し、その電圧ベクトルに対応した通電期間を設ける。

電圧ベクトル選択部２１は、電圧供給制御部２０が決定した電圧ベクトルを選択して出力するために、各通電期間においてＩＧＢＴ１０up〜１０wnのうち電圧ベクトルに対応したＩＧＢＴをオン駆動する。

電流検出部２２は、電圧ベクトルを出力する通電期間の時間Δｔを求めて記憶する。電圧供給制御部２０は、時間Δｔを持つ通電期間が経過するごとに電圧ベクトルを切り替える。インダクタンス算出用電流演算部２３は、インダクタンス算出に使用する電流値を演算する。電気的定数算出部２４は、前記電流値に基づいてインダクタンスを算出する処理を行う。すなわち、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づいて、各相電流の変化量を検出し、それらの変化量に基づいてインダクタンスを算出する。電圧供給制御部２０，インダクタンス算出用電流演算部２３及び電気的定数算出部２４は、電気的定数測定部に相当する。

次に、本実施形態の作用について説明する。制御部１４は、電動機駆動装置１に電源を投入してから最初に電動機２を起動する際、または上位システム等から要求があった際、または電動機２を起動する度に毎回等、予め設定されていた条件となった場合にインダクタンス算出処理を実行する。この場合、最初にハードウェアの検査プログラムを実行し、続いてインダクタンス算出処理を実行して回転駆動プログラム等に使用する電気的定数を設定する。これらの処理では、電動機駆動装置１から電動機２に所定の通電処理；通電シーケンスで電圧を与え、流れる電流を観測する。

出力電圧ベクトルについては図２のように定義する。上アームがオンのとき「１」として記載している。それを（Ｕ相Ｖ相Ｗ相）の順に組み合わせて表記し、電圧形インバータが出力可能な電圧ベクトルをＶ１（１００），Ｖ２（１１０），Ｖ３（０１０），Ｖ４（０１１），Ｖ５（００１），Ｖ６（１０１）と定義する。上記の通電シーケンスでは、電圧ベクトルであるＶ１からＶ６を、例えばＵ相の電流を検出する際には、図４に示すように、Ｖ１→Ｖ４→Ｖ４→Ｖ１（＋Ｕ→−Ｕ→−Ｕ→＋Ｕ）の順に出力する。これが第１通電シーケンスに相当する。そして、この動作をＶ，Ｗ相においても同様に行う。これらがそれぞれ、第２，第３通電シーケンスに相当する。
Ｖ相電流検出：Ｖ３→Ｖ６→Ｖ６→Ｖ３（＋Ｖ→−Ｖ→−Ｖ→＋Ｖ）
Ｗ相電流検出：Ｖ５→Ｖ２→Ｖ２→Ｖ５（＋Ｗ→−Ｗ→−Ｗ→＋Ｗ）
それぞれ、予め決められた時間Δtx(x=u,v,w)間だけ出力して電圧ベクトルを切換える。このような通電パターンで各相に流れる電流は、電動機２に一定方向への回転力を生じさせないため、ロータ２ｒが回転することはない。したがって、ロータ２ｒをブレーキ等で固定する必要がない。

尚、第１通電シーケンスにおける電圧ベクトルＶ１，Ｖ４、第２通電シーケンスにおける電圧ベクトルＶ３，Ｖ６、第３通電シーケンスにおける電圧ベクトルＶ５，Ｖ２は、それぞれ第１，第２通電期間に相当する。

ここで、本実施形態におけるインダクタンス算出の原理の説明に先立ち、その算出に必要となる磁石磁束位置の推定について説明する。観測される正側の電流変化量と負側の電流変化量の差を利用することで、回転子位置を推定することを考える。回転子位置情報は後に述べるインダクタンス測定時に、同期軸上のインダクタンスを算出する際に利用する。具体的には、図４に示すパラメータより、以下のように算出する。「正側の電流変化量」と「負側の電流変化量」は以下のように表現できる。

これらの電流変化量δＩｕ＋，δＩｕ−の差ΔＩｕ＿ｄｉｆｆを以下のように算出する。

同様に、ｖ，ｗ相についても電流変化量の差ΔＩｖ＿ｄｉｆｆ，ΔＩｗ＿ｄｉｆｆそれぞれ算出する。

これらの電流変化量の差ΔＩｕ，ｖ，ｗ＿ｄｉｆｆは、各相における磁気的飽和度の目安になり、電流変化量の差が大きい相ほど磁石磁束方向；Ｄ軸に近いことを意味する。仮に、電流を測定した相がＱ軸に一致していれば磁石磁束は存在せず、電流値が正，負の何れでも同じようにＱ軸インダクタンスが減少するのみとなるので、算出される差は略０となる。

一方、電流を測定した相がＤ軸に一致している際には、電流値が正であれば磁石磁束に加算して磁束を増加させようとするため、Ｄ軸インダクタンスが更に低下して電流振幅が更に増加する。電流値が負であれば磁石磁束を打ち消すように電流を流すことになり、磁気的飽和状態が緩和されＤ軸インダクタンスが増加して電流値が正の時より電流振幅が減少する。したがって、算出される差は正の最大値になる。

このように、電流変化量の差ΔＩｕ，ｖ，ｗ＿ｄｉｆｆは、電流を観測した相がＤ軸方向，Ｑ軸方向，Ｄ軸逆方向，Ｑ軸逆方向である場合、それぞれ以下のような状態となる。
Ｄ軸方向：最大
Ｑ軸方向：０
Ｄ軸逆方向：最小
Ｑ軸逆方向：０
すなわち、電流変化量の差ΔＩｕ，ｖ，ｗ＿ｄｉｆｆは磁石磁束と同様に変化すると考えられるので、全ての相で算出した電流変化量の差ΔＩｕ，ｖ，ｗ＿ｄｉｆｆの分布を表す電流偏差ベクトルΔＩｄｉｆｆ（＝磁石磁束ベクトル方向と同様）を以下のように定義し、このベクトルの方向を磁石磁束方向として推定する。

電流偏差ベクトルを２相静止座標軸上，αβ軸の成分で表すと、以下のようになる。

電流偏差ベクトルと磁石磁束ベクトルは一致するので、磁石磁束方向θｒは以下のように推定できる。

ただしθの定義を−π〜πとする場合、ｔａｎ^−１ｚ（ｚ＝ｙ／ｘ，｜ｚ｜＜１）のテーブルとして、その値域を−π／４〜π／４［ｒａｄ］とする際には、以下の処理を施す必要がある。ｉｆ分を用いた条件式で記述すると、
ｉｆ｜ｘ｜＞｜ｙ｜の場合、
｛
ｉｆ ｘ＞０の場合
{
θ＝ｔａｎ^−１（ｙ／ｘ）
}
ｅｌｓｅ
{
ｉｆ ｙ＞０の場合
{
θ＝ｔａｎ^−１（ｙ／ｘ）＋π
}
ｅｌｓｅ
{
θ＝ｔａｎ^−１（ｙ／ｘ）−π
}
｝
}
ｅｌｓｅ
{
ｉｆ ｙ＞０の場合
{
θ＝−ｔａｎ^−１（ｘ／ｙ）＋π／２
}
ｅｌｓｅ
{
θ＝−ｔａｎ^−１（ｘ／ｙ）−π／２
}
}

次に、電流の変化量からＤ軸，Ｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑを算出できることを説明する。埋込形永久磁石モータにおける各相のインダクタンス値は、回転子の停止位置によって変化する。各相のインダクタンス値が得られれば、どのような停止位置であってもＤ軸，Ｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑを算出できることを示す。回転子の磁石磁束と静止座標系との関係を、図５に示すように定義する。

ＰＭＳＭのＤＱ軸上のモデルは(１)式で示される。

モータは停止状態を想定しているので、周波数の項は０となる。印加する電圧パルス幅が短い場合、一次抵抗の影響は無視することができ、インダクタンスＬｄ及びＬｑは変化しないと考えると、電圧と電流の関係は（２）式のようになる。

αβ静止座標系と、同期ＤＱ軸座標系の状態量の関係は、図６より（３）式となる。

（２）式を静止座標系の状態量で表現すると、（４）式となる。

ここで、

であり、さらに回転子は停止している条件なので、ωｒｅが係る項は無視できる。

（４）式と（６）式から、（７）式が得られる。

整理すると、（８）式となる。

ここで、（９）式のように定義すると、（８）式は（１０）式となる。

（１０）式の左辺を電流変化量として表現すると、

よって、（１２）式のように表現できる。

（１２）式を磁石磁束位置によって変化する分と、位置に依存しない成分とに分けると、（１３）式となる。

更に、（１３）式をフェーザ表現にする。

また、（１４）式において、共役複素数となる電圧を（１５）式のように表現する。

更に電圧を、以下のように大きさと位相の極座標形式で表現すると、（１５）式は（１６）式のように表現できる。

また、以下のようにＹとΔＹとを定義すると、（１６）式を（１７）式のように整理できる。

（１７）式におけるγは、回転子磁束位置θｒと、印加されるテスト電圧の位相θｖとの差を意味する。
γ＝θｒ−θｖ
この関係式は、たとえ同じ電圧値を同じ時間印加して電流の変化を測定したとしても、回転子位置と、テスト電圧を印加し電流の変化量を測定する相との関係によって、電流の挙動が異なる事を意味している。つまり、検出される電流変化が回転子の停止位置によって変わることになる。そこで、永久磁石同期電動機の電気的制御定数として得ようとしているＤ軸，Ｑ軸インダクタンスの値が、停止位置によって変化しない方法を検討する。

ここで、モータに印加するテスト電圧として、大きさＶｓ，Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の位相θｖがそれぞれ０，２π／３，−２π／３である３種類の電圧を印加することを考える。具体的には、Ｕ−ＶＷ間，Ｖ−ＷＵ間，Ｗ−ＵＶ間に直流電圧ｖ_ｄｃを印加することとなる。

図４は、Ｕ相（Ｕ−ＶＷ間）のテストを実施する際の電圧パターン，及びその時に流れる電流値を示している。Ｖ相（Ｖ−ＷＵ間），Ｗ相（Ｗ−ＵＶ間）も同様の電圧パターンを与えてテストを実施する。この時、電流を観測する相以外の相を同電位にすれば、同電位の相の巻線は並列接続となるので、等価的に以下のような電圧が印加されたと考えることができる。

（１６）式の関係より、その時の電圧と電流変化量の関係は以下のように表現できる。印加する時間は、各相同じ時間Δｔ=Δｔｕ=Δｔｖ=Δｔｗ，とする。

ここで、Ｙ及びΔＹは１相分の重みである。

印加した電圧位相を基準として、電流値（スカラー量）を観測すると以下のように観測される。

例えば（２２）式は、Ｖ相に電圧を印加した際に、Ｖ相の電流がどのように観測されるかを示したものである。具体的には、Ｖ相に電圧を印加してＶ相の電流検出値を実数値（スカラ量）として観測することは、観測する基準を、Ｕ相から位相が２π／３進んだＶ相にすることであり、それは、電流ベクトルを２π／３だけ遅らせたベクトルの実部に相当することを示している。同様に考えて（２１）式及び（２３）式が得られる。

（２１）〜（２３）式に示される各相の検出電流から各相のアドミッタンスを算出し、それらが、以下の（２４）〜（２６）式のように表現できることを用いてインダクタンスＬｄ及びＬｑを算出できる。（２１）〜（２３）式を整理して再記すると、

各相で算出されるアドミッタンスは、（２７）〜（２９）式のように表現される。

これらの平均Ｙを計算する。尚、ｃｏｓの項の和は３相量となるので０となる。
Ｙ＝（Ｙｕ＋Ｙｖ＋Ｙｗ）／３ …（３０）
（２７）〜（２９）式の両辺に、それぞれｃｏｓ（２θｒ），ｃｏｓ（２θｒ＋２π／３），ｃｏｓ（２θｒ−２π／３）をかけると（３１）〜（３３）式のようになる。

（３１）〜（３３）式の辺々を加算すると、

となる。これより、以下の（３５）式の関係が得られる。

ここで、ＬとΔＬの定義より、
Ｌ＝（Ｌｄ＋Ｌｑ）／２
ΔＬ＝（Ｌｄ−Ｌｑ）／２
ＹとΔＹの定義より、
Ｙ＝Ｌ／（ＬｄＬｑ）
ΔＹ＝ΔＬ／（ＬｄＬｑ）
これらの関係から、
Ｙ＋ΔＹ＝Ｌ／（ＬｄＬｑ）＋ΔＬ／（ＬｄＬｑ）
＝（Ｌｄ＋Ｌｑ）／２／（ＬｄＬｑ）＋（Ｌｄ−Ｌｑ）／２／（ＬｄＬｑ）
＝１／Ｌｑ …（３６）
Ｙ−ΔＹ＝Ｌ／（ＬｄＬｑ）−ΔＬ／（ＬｄＬｑ）
＝（Ｌｄ＋Ｌｑ）／２／（ＬｄＬｑ）−（Ｌｄ−Ｌｑ）／２／（ＬｄＬｑ）
＝１／Ｌｄ …（３７）
よって、Ｄ軸インダクタンスＬｄ，Ｑ軸インダクタンスＬｑは、それぞれ（３８）式，（３９）式で求められる。
Ｌｄ＝１／（Ｙ−ΔＹ） …（３８）
Ｌｑ＝１／（Ｙ＋ΔＹ） …（３９）
（３０）式のＹの値や、（３５）式のΔＹの算出に必要な各相アドミッタンスＹｕ，Ｙｖ，Ｙｗは、（２４）〜（２６）式に示すように、各相毎に測定された、電流変化量Δｉ_ｓ，印加電圧値ｖｄｃ，印加時間Δｔを用いて求められる。以下に整理して再記する。

突極比が大きい永久磁石同期電動機の場合、全ての相に対して同じ印加時間Δｔを与えても、インダクタンスが大きくなるＱ軸に近い相では、電流値が所望の値まで増加しないことになる。電流値が小さい場合の電流変化量を基にＱ軸インダクタンスを算出しても、電流値によって飽和が進んだ場合のインダクタンス値とならない。すなわち、実際のインダクタンス値よりも大きな値が算出されてしまう。そのような値を用いて電動機を制御すると、重負荷時においてインダクタンスの設定値が実際の値よりも大きくなるため、定常的に位置推定誤差が大きくなる。そして、トルクを維持できない状態となった場合には脱調するおそれがある。

そのような状況に至ることを防止するため、印加する電圧パルスの時間Δｔｘ（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）を各相によって調整し、例えば流す電流値のピーク値を同レベルになるように調整する。これにより、インダクタンスが大きくなるＱ軸の近傍においても、大きな電流が流れた際のインダクタンス値を求めることができる。

電流ピーク値が同レベルになるように印加時間を相ごとに調整したとすれば、以下のように表現できる。

上記の算出式によれば、相電流の変化量と、各相の電圧印加時間とから、各相のアドミッタンスを算出できることが確認できる。そして、アドミッタンスの逆数であるインダクタンスも算出できる。

重負荷時のインダクタンスを得たい場合には、電流ピーク値を、重負荷時の電流ピーク相当値に設定して測定すればよい。また、電流レベルを徐々に上昇させながら、各電流レベルでのインダクタンス値を測定することで、電流値に応じたインダクタンスの変化を測定することも可能である。

また、磁気的飽和特性が顕著なモータについては、極力電流値が高い時のインダクタンス値を求めることが望ましい。そのためには、電流を検出するタイミングを、電圧の印加開始直後からでなく、図４に示すように、印加開始よりある程度の時間が経過した時点で電流変化を観測した方が、磁気的飽和の影響をより大きく受けた状態でのインダクタンス値を算出できる。例えば図４では、電圧印加時間Δｔｕの開始時点から、例えば時間Δｔｕの半分程度の時間が経過した後に電流変化量観測区間Δｔｕｍを設けている。

さらには、主磁束の影響によるインダクタンスの変化をなるべく除去するため、正の電圧が印加され正の方向へ増加している際の電流変化量と、負の電圧が印加され負の方向に変化している際の電流変化量の平均を各相ごとに算出し、この値を電流変化量として扱うことが望ましい。

以上の考慮を加えた場合の各相におけるアドミッタンスは以下のように算出できる。

次に、上記の測定原理に基づく実際のインダクタンスの算出処理について説明する。本実施形態では、電圧供給制御部２０が、各相電流の計測に先立って、各相電流の正又は負のピーク値が規定電流値Ｉampに等しくなるように、時間Δｔｕ、Δｔｖ、Δｔｗを調整する調整シーケンスを実行する。図６は、電流振幅調整処理全体のフローチャートであり、図７〜図９は、各相の電圧ベクトルの切り替えと相電流の正負のピーク値を検出するＵ，Ｖ，Ｗ各相の通電シーケンスを示すフローチャートである。図１０〜図１２は、電流振幅調整処理を実行中の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの波形を連続して示している。

電圧供給制御部２０は、上述した各相の通電シーケンスを順次繰り返して実行する。調整シーケンスを開始する時のインダクタンス値は不明であるため、初期の時間Δｔｕ、Δｔｖ、Δｔｗには、ピーク電流値が十分に小さくなる短い通電時間Δｔ１を設定する。ステップＳ１のＵ相シーケンスでは、タイマ時間ｔを０に初期化し（ステップＳ２１）、タイマ時間ｔがΔｔｕ以上になるまで、制御周期Ｔｃごとに電圧ベクトルＶ１の出力とタイマ時間ｔの加算を実行する（ステップＳ２２、Ｓ２３）。タイマ時間ｔが（Δｔｕ−Δｔｕｍ）以上になると、その時のＵ相電流Ｉｕを電流値Ｉu1+とする（ステップＳ２４）。

次に、タイマ時間ｔがΔｔｕ以上になるまで、制御周期Ｔｃごとに電圧ベクトルＶ１の出力とタイマ時間ｔの加算を実行する（ステップＳ２５、Ｓ２６）。タイマ時間ｔがΔｔｕ以上になると、その時のＵ相電流Ｉｕをピーク電流値Ｉu2+とする（ステップＳ２７）。

次に、タイマ時間ｔが（３Δｔｕ−Δｔｕｍ）以上になるまで、制御周期Ｔｃごとに電圧ベクトルＶ４の出力とタイマ時間ｔの加算を実行する（ステップＳ２８、Ｓ２９）。タイマ時間ｔが（３Δｔｕ−Δｔｕｍ）以上になると、その時のＵ相電流Ｉｕを電流値Ｉu1-とする（ステップＳ３０）。

次に、タイマ時間ｔが３Δｔｕ以上になるまで、制御周期Ｔｃごとに電圧ベクトルＶ４の出力とタイマ時間ｔの加算を実行する（ステップＳ３１、Ｓ３２）。タイマ時間ｔが３Δｔｕ以上になると、その時のＵ相電流Ｉｕをピーク電流値Ｉu2-とする（ステップＳ３３）。その後、再び制御周期Ｔｃごとに電圧ベクトルＶ１の出力とタイマ時間ｔの加算を実行する（ステップＳ３４、Ｓ３５）。そして、タイマ時間ｔが４Δｔｕ以上になると、電圧ベクトルの出力を終了してタイマ時間ｔを０にクリアする（ステップＳ３６）。最後に、ピーク電流値Ｉu2+の絶対値と電流値Ｉｕ１＋の絶対値との差δＩｕ＋と、ピーク電流値Ｉu2-の絶対値と電流値Ｉu1-の絶対値との差δＩｕ−とを求める（Ｓ３７）。

電圧供給制御部２０は、ステップＳ２において、ピーク電流値の絶対値｜Ｉu2+｜、｜Ｉu2-｜の少なくとも一方が規定電流値Ｉampを超えたか否か（条件Ａ）を判断する。超えたと判断した場合には、FlagUに「調整完了」を意味する「１」を設定する（ステップＳ３）。超えていないと判断した場合には、FlagUに「調整未完」を意味する「０」を設定し、時間Δｔｕを調整幅Δｔadjだけ増やす。また、観測区間Δｔｕｍを、時間Δｔｕの１／２に設定する（ステップＳ４）。

続いて、電圧供給制御部２０は、ステップＳ５でＶ相シーケンスを実行し、ステップＳ６においてピーク電流値の絶対値｜Ｉv2+｜、｜Ｉv2-｜の少なくとも一方が規定電流値Ｉampを超えたか否か（条件Ｂ）を判断する。超えた場合にはFlagVに「１」を設定し（ステップＳ７）、超えていない場合にはFlagVに「０」を設定して時間Δｔｖを調整幅Δｔadjだけ増やす。また、観測区間Δｔｖｍを、時間Δｔｖの１／２に設定する（ステップＳ８）。

さらに、電圧供給制御部２０は、ステップＳ９でＷ相シーケンスを実行し、ステップＳ１０においてピーク電流値の絶対値｜Ｉw2+｜、｜Ｉw2-｜の少なくとも一方が規定電流値Ｉampを超えたか否か（条件Ｃ）を判断する。超えた場合にはFlagWに「１」を設定し（ステップＳ１１）、超えていない場合にはFlagWに「０」を設定して時間Δｔｗを調整幅Δｔadjだけ増やす。また、観測区間Δｔｗｍを、時間Δｔｗの１／２に設定する（ステップＳ１２）。

次に、電圧供給制御部２０は、ステップＳ１３において、FlagU、FlagV、FlagWの何れかが「０」でなく、且つFlagPosが「０」か否か（条件Ｄ）を判断し、条件Ｄが成立していなければ（ＮＯ）ステップＳ１５に移行する。一方、条件Ｄが成立すれば（ＹＥＳ）回転位置θｒを推定してFlagPosを「１」にセットしてから（Ｓ１４）ステップＳ１５に移行する。

電圧供給制御部２０は、ステップＳ１５において、FlagU、FlagV、FlagWが全て「１」か否か（条件Ｅ）を判断する。ここで、何れかの相の時間Δｔｕ、Δｔｖ、Δｔｗの調整が未完である（ＮＯ）と判断すると、ステップＳ１に移行して上述した処理を繰り返す。全相の時間Δｔｕ、Δｔｖ、Δｔｗの調整が完了した（ＹＥＳ）と判断すると、ステップＳ１６に移行してその時間Δｔｕ、Δｔｖ、Δｔｗを、Δｔｕ＿save，Δｔｖ＿save，Δｔｗ＿saveとしてＲＡＭに記憶する。電圧供給制御部２０は、各相ごとに記憶した通電時間Δｔｕ＿save，Δｔｖ＿save，Δｔｗ＿save，を用いて通電シーケンスを実行する。

図１０〜図１２に示すように、時間Δｔｕ、Δｔｖ、Δｔｗの初期値をΔｔ１とし、各相の通電シーケンスが終了する毎にΔｔadjを加算し、Δｔ３まで増やした後の通電シーケンスでＵ相のピーク電流値｜Ｉu2+｜、｜Ｉu2-｜が規定電流値Ｉampを超えたので、時間ΔｔｕをΔｔ３に固定している。その後は、時間ΔｔｖとΔｔｗを増やしながら各相の通電シーケンスを実行する。

Δｔ５まで増やした後の通電シーケンスでＷ相のピーク電流値｜Ｉw2+｜、｜Ｉw2-｜が規定電流値Ｉampを超えたので、時間ΔｔｗをΔｔ５に固定し、その後は時間Δｔｖだけを増やしながら各相の通電シーケンスを実行する。Δｔ７まで増やした後の通電シーケンスでＶ相のピーク電流値｜Ｉv2+｜、｜Ｉv2-｜が規定電流値Ｉampを超えたので、時間ΔｔｖをΔｔ７に固定して調整シーケンスを終了している。

図１３は、各相のインダクタンスを算出する処理を示すフローチャートである。ステップＳ８１における「電流振幅調整処理」は、図６に示す処理に対応する。ここで、ステップＳ１６で得られて記憶された各相の通電時間Δｔｕ＿save，Δｔｖ＿save，Δｔｗ＿saveから、各相のパルス幅Δｔｕ，Δｔｖ，Δｔｗを設定する。Δｔｕｍ，Δｔｖｍ，Δｔｗｍについては、Δｔｕ＿save，Δｔｖ＿save，Δｔｗ＿saveそれぞれの１／２で設定する。

そして、設定したパルス幅に基づいて、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相通電シーケンスを実行し（Ｓ８３〜Ｓ８５）、各相の電流変化量ΔＩｕ＿ａｖｅ，ΔＩｖ＿ａｖｅ，ΔＩｗ＿ａｖｅを求め、各相のアドミッタンスＹｕ，Ｙｖ，ＹｗよりインダクタンスＬｄ，Ｌｑを求める（Ｓ８６）。

以上のように本実施形態によれば、電圧供給制御部２０は、電圧形インバータ７の上アーム１１ｐのうち１つの検出相のＩＧＢＴ１０，及び下アーム１１ｎのうち他の少なくとも１つの相のＩＧＢＴ１０をオンする第１通電期間と、この第１通電期間でオンするＩＧＢＴ１０を有するアーム１１に対し対をなすアーム１１が有するＩＧＢＴ１０をオンする第２通電期間とを組み合わせて電動機２の検出相に交番電流を供給する通電処理を、前記検出相を順に変更しながら各相について実行する。

電機的定数算出部２４は、各検出相の通電処理において、電流検出部２２により検出された電流に基づく各検出相に流れる電流の大きさ又は電流の変化分に応じてインダクタンス算出用電流値を求め、前記電流値に基づいて電動機２のインダクタンス値を算出する。

また、電圧供給制御部２０は、通電期間Δｔｕ毎に電圧ベクトルを切り替える第１通電シーケンスと、通電期間Δｔｖ毎に電圧ベクトルを切り替える第２通電シーケンスと、通電期間Δｔｗ毎に電圧ベクトルを切り替える第３通電シーケンスとを順次繰り返し実行し、各通電シーケンスの実行中にそれぞれ流れるＵ相，Ｖ相，Ｗ相電流の大きさが、予め決められた規定電流値Ｉampに等しくなるように時間Δｔｕ，Δｔｖ及びΔｔｗを調整する。このように構成すれば、インダクタンスＬｄ，Ｌｑが大きな値を示すＱ軸近傍においても、大きな電流が流れた際のインダクタンス値を求めることができる。

更に、電機的定数算出部２４は、第１，第２及び第３通電シーケンスの実行中に流れる各相電流を、各相シーケンスにおいて電圧ベクトルが変化する時点から時間Δｔｕ，Δｔｖ，Δｔｗよりも短い時間だけ前の時点で前記電流検出部により検出された電流値と、当該電圧ベクトルが変化する直前の時点で電流検出部２２により検出された電流値との変化分の絶対値を算出し、電流値が正側に増加している時の値と、負側に増加している時の値の各相における平均値ΔＩｕ＿ａｖｅ，ΔＩｖ＿ａｖｅ，ΔＩｗ＿ａｖｅをインダクタンス算出用電流値とする。これにより、これにより、例えば電動機２が、Ｑ軸インダクタンスとＤ軸インダクタンスの差が大きいＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）型であっても、各相電流のピーク値が等しくなるように調整できる。したがって、インダクタンスの算出精度を向上させることができる。

より具体的には、時間Δｔｕ，Δｔｖ，Δｔｗよりも短い時間として時間Δｔｕｍ，Δｔｖｍ，Δｔｗｍを決定し、各相通電シーケンスにおいて電圧ベクトルが変化する時点から、前記時間Δｔｕｍ，Δｔｖｍ，Δｔｗｍだけ前の時点で前記電流検出部により検出された電流値と、当該電圧ベクトルが変化する直前の時点で前記電流検出部により検出された電流値との変化分の絶対値を電流値が正側に増加している時の値と、負側に増加している時の値と平均値ΔＩｕ＿ａｖｅ，ΔＩｖ＿ａｖｅ，ΔＩｗ＿ａｖｅを前記インダクタンス算出用電流値とする。

そして、電気的定数算出部２４は、各相アドミッタンスＹｕ，Ｙｖ，Ｙｗを、前記平均値ΔＩｕ＿ａｖｅ，ΔＩｖ＿ａｖｅ，ΔＩｗ＿ａｖｅと、前記時間Δｔｕｍ，Δｔｖｍ，Δｔｗｍと、印加電圧ｖｄｃとから求めると、各相アドミッタンスＹｕ，Ｙｖ，Ｙｗの平均値Ｙを算出し、回転子位置によって変化する分の振幅ΔＹを（３５）式により算出し、Ｄ軸インダクタンスＬｄ，Ｑ軸インダクタンスＬｑを、（３８）式，（３９）式より算出する。

（３５）式中、回転子位置θｒの情報が必要になるが、回転子位置θｒは、以下のように算出できる。電気的定数算出部２４は、各相における正側の電流変化量と負側の電流変化量との差をそれぞれΔＩｕ＿ｄｉｆｆ，ΔＩｖ＿ｄｉｆｆ，ΔＩｗ＿ｄｉｆｆとし、前記差の分布を表す電流偏差ベクトルΔＩｄｉｆｆを、２相静止座標軸上の成分で表したものを、それぞれΔＩα＿ｄｉｆｆ，ΔＩβ＿ｄｉｆｆとすると、回転子位置θｒを（０）式で算出できる。このようにアドミッタンスアプローチを用いて、インダクタンスＬｄ，Ｌｑを得ることができる。

時間Δｔｕｍ，Δｔｖｍ，Δｔｗｍは、時間Δｔｕ，Δｔｖ，Δｔｗよりも短い時間であれば良い。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

図面中、１は電動機駆動装置（永久磁石同期電動機駆動装置）、２は永久磁石同期電動機、２ｕ、２ｖ、２ｗは巻線、７は電圧形インバータ、８、９は電流センサ（電流検出部）、１０up〜１０wnはＩＧＢＴ（スイッチング素子）、１１up〜１１wpは上アーム、１１un〜１１wnは下アーム、１２ｕ、１２ｖ、１２ｗはブリッジ回路、１４は制御部（欠相検出部、インダクタンス算出部）、１５はＥＥＰＲＯＭ(メモリ)、２０は電圧供給制御部、２２は電流検出部、２３はインダクタンス算出用電流値演算部、２４は電気的定数算出部である。

Claims (2)

1. スイッチング素子を有する上アームと下アームの対からなるブリッジ回路を３相分備え、永久磁石同期電動機の各相の巻線に電圧を供給する電圧形インバータと、
   前記永久磁石同期電動機の相電流を検出する電流検出部と、
   前記永久磁石同期電動機の回転駆動を開始する前に、前記永久磁石同期電動機のインダクタンス値の測定を実行する電気的定数測定部とを備え、
   前記電気的定数測定部は、前記電圧形インバータの上アームのうち１つの検出相のスイッチング素子，及び下アームのうち他の少なくとも１つの相のスイッチング素子をオンする第１通電期間と、この第１通電期間でオンするスイッチング素子を有するアームに対し対をなすアームが有するスイッチング素子をオンする第２通電期間とを組み合わせて前記永久磁石同期電動機の検出相に交番電流を供給する通電処理を、前記検出相を順に変更しながら各相について実行する電圧供給制御部と、
   前記各検出相の通電処理において、前記電流検出部により検出された電流に基づく前記各検出相に流れる電流の大きさ又は前記電流の変化分に応じてインダクタンス算出用電流値を求め、前記インダクタンス算出用電流値に基づいて前記永久磁石同期電動機のインダクタンス値を算出する電気的定数算出部とを備え、
   前記上アームのスイッチング素子がオンの状態を「１」，前記下アームのスイッチング素子がオンの状態を「０」として、それらをＵ，Ｖ，Ｗの相順に組合わせて表記し、前記電圧形インバータが出力可能な電圧ベクトルをＶ１（１００），Ｖ２（１１０），Ｖ３（０１０），Ｖ４（０１１），Ｖ５（００１），Ｖ６（１０１）と定義し、
   前記電圧供給制御部は、時間Δｔｕの幅を持つ通電期間毎にＶ１，Ｖ４，Ｖ４，Ｖ１の順又はＶ４,Ｖ１，Ｖ１，Ｖ４の順に電圧ベクトルを切り替える第１通電シーケンスと、
   時間Δｔｖの幅を持つ通電期間毎にＶ３，Ｖ６,Ｖ６，Ｖ３の順又はＶ６，Ｖ３，Ｖ３，Ｖ６の順に電圧ベクトルを切り替える第２通電シーケンスと、
   時間Δｔｗの幅を持つ通電期間毎にＶ５，Ｖ２，Ｖ２，Ｖ５の順又はＶ２，Ｖ５，Ｖ５，Ｖ２の順に電圧ベクトルを切り替える第３通電シーケンスを順次繰り返し実行し、
   前記第１通電シーケンスの実行中に流れるＵ相電流の大きさ，前記第２通電シーケンスの実行中に流れるＶ相電流の大きさ，及び前記第３通電シーケンスの実行中に流れるＷ相電流の大きさが、予め決められた規定電流値に等しくなるように前記時間Δｔｕ，Δｔｖ及びΔｔｗを調整し、
   前記電気的定数算出部は、前記時間Δｔｕ,Δｔｖ，Δｔｗよりも短い時間であり、且つ前記時間Δｔｕ,Δｔｖ，Δｔｗ間の比が維持されている時間Δｔｕｍ，Δｔｖｍ，Δｔｗｍを決定し、
   各相通電シーケンスにおいて電圧ベクトルが変化する時点から、前記時間Δｔｕｍ，Δｔｖｍ，Δｔｗｍだけ前の時点で前記電流検出部により検出された電流値と、当該電圧ベクトルが変化する直前の時点で前記電流検出部により検出された電流値との変化分の絶対値を算出し、電流値が正側に増加している時の値と、負側に増加している時の値の各相における平均値ΔＩｕ＿ａｖｅ，ΔＩｖ＿ａｖｅ，ΔＩｗ＿ａｖｅを前記インダクタンス算出用電流値とし、
   各相アドミッタンスＹｕ，Ｙｖ，Ｙｗを、前記平均値ΔＩｕ＿ａｖｅ，ΔＩｖ＿ａｖｅ，ΔＩｗ＿ａｖｅと、前記時間Δｔｕｍ，Δｔｖｍ，Δｔｗｍと、印加電圧ｖｄｃとから求め、各相アドミッタンスＹｕ，Ｙｖ，Ｙｗの平均値Ｙを算出し、
   Ｄ軸インダクタンスＬｄ，Ｑ軸インダクタンスＬｑを、
   Ｌｄ＝１／（Ｙ−ΔＹ）
   Ｌｑ＝１／（Ｙ＋ΔＹ）
   ただし、θｒは回転子停止位置
   

   

   として算出する永久磁石同期電動機駆動装置。
2. 前記電気的定数算出部は、各相における正側の電流変化量と負側の電流変化量との差をそれぞれΔＩｕ＿ｄｉｆｆ，ΔＩｖ＿ｄｉｆｆ，ΔＩｗ＿ｄｉｆｆとし、
   前記差の分布を表す電流偏差ベクトルΔＩｄｉｆｆを、２相静止座標軸上の成分で表したものを、それぞれΔＩα＿ｄｉｆｆ，ΔＩβ＿ｄｉｆｆとすると、
   前記時間Δｔｕ,Δｔｖ，Δｔｗが何れも等しくなるように調整された状態において、少なくとも何れか１相に流れる電流が予め決められた規定値を超えた際に、前記ロータ位置θｒを以下の式で算出する請求項１記載の永久磁石同期電動機駆動装置。
   

   

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