JP2016054581A - デジタル制御電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換回路を複数並列に備えたデジタル制御電源装置において、コストを増加させず、スイッチングノイズのピーク値を低減可能で、かつ、電力変換回路同士のスペクトル重畳を防ぐ。
【解決手段】複数の周波数値の組み合わせからなる周波数変化パターンを繰り返し出力する周波数変化装置３と、それに従ったスイッチング周波数でスイッチング素子２ａ、２ｂのオン・オフ制御を行う制御器４とを備え、電力変換回路２０ａと２０ｂ毎に、好適なスイッチングノイズのピーク値低減効果を得られるよう周波数変化パターンの繰り返し周波数ｆｍ[ａ]、ｆｍ[ｂ]とスイッチング周波数の最大値および最小値の差Δｆ[ａ]、Δｆ[ｂ]とを設定し、拡散させたスイッチングノイズのスペクトルが、電力変換回路２０ａと２０ｂで重畳する場合、ｆｍ[ａ]とΔｆ[ａ]を変更する。
【選択図】図１

Description

本発明は電力変換回路を複数並列に備えたデジタル制御電源装置に関し、特に、電力変換回路のスイッチング素子のオン操作およびオフ操作を繰り返すスイッチング制御を行うデジタル制御電源装置に関する。

近年、電動車両に採用されるデジタル制御電源装置は、高圧バッテリの充電時間の短縮を目的として、充電能力の高出力化が要求されつつある。例えば、現在、国内の電動車両のデジタル制御電源装置は、３．３ｋＷ級（例えば定格２２０Ｖ・１５Ａ）の外部電源に対応した３．３ｋＷ級の充電能力を有しているものが主流であるが、北米地域では６．６ｋＷ級（例えば定格２２０Ｖ・３０Ａ）の外部電源に対応した６．６ｋＷ級の高出力充電能力を有しているものが主流となりつつある。

このような高出力充電能力を有する電源装置を１組の電力変換回路で構成する場合、電力変換回路に流れる電流が大きくなるため、電力変換回路にて使用する素子（リアクトル、トランス、ＩＧＢＴ、ＦＥＴ等）の発熱が増え、熱設計が難しくなる。また、これらの素子に求められる耐熱、耐電圧、耐電流スペックが厳しくなり、使用する部品コストが増大する場合がある。
このため、デジタル制御電源装置は、電力変換回路を複数並列に備えることによって、それぞれの電力変換回路に流れる電圧、電流を小さくし、電力変換回路の発熱やコストを抑えた設計とすることが多い。

電力変換回路を複数並列に備えたデジタル制御電源装置では、デジタル制御電源装置毎に同一で一定のスイッチング周波数にてスイッチング制御を行う場合、同一の周波数に起因した高いスイッチングノイズを発生することがあり、その場合には、電力変換回路がノイズ発生源となって、他の電子機器に対し、誤動作や機能停止などといった弊害を招くおそれがある。

実際、こういったスイッチングノイズに関して、特に各国の規格に一定の整合性を持たせる必要があることから、国際機関ＣＩＳＰＲ（Comite international special des perturbations radioelectriques：国際無線障害特別委員会）が各分野の電子機器や自動車のＥＭＣ規格を制定・発行している。

このようなスイッチングノイズを抑制するため、一般的にはスナバ回路やノイズフィルタなどの部品やノイズ対策部品を備えることも考えられるが、コストアップや装置の大型化は避けられないものとなる。

そこで従来は、例えば特許文献１に見られるように、スイッチングＩＣを用いた電源装置において、スイッチングＩＣのスイッチング周波数を設定する端子に、時間の周期関数で変化する電圧を印加する装置を設けることにより、スイッチングノイズのスペクトルを拡散させ、ノイズレベルを低減させる手法が提案されている。

しかしながら、特許文献１による手法でスイッチングノイズのスペクトル拡散を実現するには、スイッチング周波数を変化させるための外部回路を設ける必要があり、コストが増加するという課題がある。

このような課題を解決するためには、例えばマイコンなどの演算処理器によるデジタル処理でスイッチング制御を行うことによって、外部回路を設けることなく、演算処理器内部での演算のみでスイッチング周波数を変化させる方法が考えられる。

しかしながら、所望の帯域でスイッチングノイズのピーク値を低減するようスペクトル拡散させるためには、スイッチング周波数を変化させる際の最大周波数と最小周波数の差を大きくする必要がある。すなわち、一定のスイッチング周波数でスイッチング制御する場合に対して、高周波でスイッチング制御する期間をもつ必要がある。

すなわち、例えばマイコンによるタイマ機能を用いてスイッチングのタイミングを操作する際には、スイッチング周波数を高周波にしていくほど、スイッチング１周期の期間が短縮化される。そのため、スイッチング周波数に応じて、スイッチング制御にかかる演算処理を行った場合、レジスタ設定にかかる処理時間が圧迫され、マイコンの処理負荷が大きくなる。そのため、所望のスイッチング制御を実施するには、高速演算が可能である高価な演算処理器が必要となり、コストが増加する。

一方、スイッチング周波数を変化させることによるスイッチングノイズのスペクトル拡散方法が、例えば非特許文献１に示されている。すなわち、スイッチング周波数が繰り返し性をもって変化する際の、繰り返し周波数ｆｍが低いほど、また、スイッチング周波数を変化させる際の最大周波数と最小周波数の差Δｆが大きいほど、スペクトル拡散指数βは大きく、好適にスイッチングノイズのピーク値が低減されることが（式１）の関係で示されている。

（式１）β＝Δｆ／ｆｍ

また、例えば、前記ＥＭＣ規格では、装置が発生させるノイズをスペクトルアナライザで測定する際のＲＢＷ（Resolution Band Width：分解能帯域幅）を規定している。非特許文献１によれば、スイッチングノイズのスペクトルは繰り返し周波数ｆｍ毎にピークをもって分散する。そのため、スペクトルアナライザでスイッチングノイズのスペクトルを測定した際に、上述したスペクトル拡散効果を得るためには、繰り返し周波数ｆｍはスペクトルアナライザのＲＢＷ以上の値に設定する必要がある。

すなわち、好適なスイッチングノイズのピーク値低減効果を得るためには、（式１）より、繰り返し周波数ｆｍを低くする必要があるが、ＲＢＷより低い値に設定されると、所望のスペクトル拡散効果が得られない。

同様に、好適なスイッチングノイズのピーク値低減効果を得るために、（式１）に従ってスイッチング周波数の最大周波数と最小周波数の差を大きくする場合には、一定のスイッチング周波数でスイッチング制御する場合に対して、高周波でスイッチング制御する期間をもつ必要がある。

特開２００９−２７３２１５号公報

Feng Lin、外１名、"Reduction of Power Supply EMI Emission by Switching Frequency Modulation"、IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, VOL. 9, NO. I, JANUARY 1994

しかしながら、デジタル処理によるスイッチング制御において、スイッチング周波数を高周波化させるには、高速な演算処理に耐えうる高価な演算処理器が必要となり、コストが増加するという課題があった。

また、装置の小型化によるスイッチング素子や処理負荷の制約のもとで、スペクトル拡散効果を得るために、繰り返し周波数ｆｍやスイッチング周波数の最大周波数と最小周波数の差Δｆの値を設定しても、ある電力変換回路の拡散後のスイッチングノイズのスペクトルと別の電力変換回路の拡散後のスイッチングノイズのスペクトルとが重畳すれば、十分なスイッチングノイズのピーク値低減効果が得られないという課題があった。

本発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、電力変換回路を複数並列に備えた構成において、コストを増加させず、スイッチングノイズのピーク値を低減可能な、デジタル制御電源装置を提供することを目的とする。

本発明は、制御対象のスイッチング素子のスイッチング制御を行うための、複数の周波数値を含む周波数変化パターンを繰り返し出力する周波数変化装置と、前記周波数変化装置の出力する前記周波数変化パターンに基づくスイッチング周波数で前記スイッチング素子をオン・オフする制御器と、前記スイッチング素子を有し、前記制御器が前記スイッチング素子をオン・オフすることにより外部の交流電源から入力される交流電圧を直流電圧に変換する電力変換回路とを備え、前記電力変換回路は複数並列に設けられており、前記複数並列に設けられた電力変換回路のうち、電力変換回路ａ（ａ＝１、２、…、Ｐ−１、ここで、Ｐは２以上の整数）において、前記スイッチング周波数の最大周波数と最小周波数との差をΔｆ_ａとし、前記複数の周波数値を含む前記周波数変化パターンの繰り返し周波数をｆｍ_ａとしたとき、前記周波数変化装置が、前記スイッチング周波数のｎ次高調波成分によって規定される整数ｎと前記Δｆ_ａとの積を前記ｆｍ_ａで除した値ｎ×Δｆ_ａ／ｆｍ_ａが第１の規定値以上となる範囲の最低限の値に、前記Δｆ_ａと前記ｆｍ_ａを設定し、前記電力変換回路ａにおいて、前記複数の周波数値を含む前記周波数変化パターンにおけるスイッチング周波数の時間平均をキャリア周波数ｆｃ_ａとしたとき、前記ｆｃ_ａのｉ次高調波成分によって規定される周波数ｉ×ｆｃ_ａおよび前記ｆｍ_ａのｊ次高調波成分によって規定される周波数ｊ×ｆｍ_ａから算出される値ｉ×ｆｃ_ａ±ｊ×ｆｍ_ａと、前記複数並列に設けられた電力変換回路のうち、電力変換回路ｂ（ｂ＝ａ＋１：ｂの最大値Ｐ）において、前記複数の周波数値を含む前記周波数変化パターンにおけるスイッチング周波数の時間平均をキャリア周波数ｆｃ_ｂとしたとき、前記ｆｃ_ｂのｘ次高調波成分によって規定される周波数ｘ×ｆｃ_ｂおよび前記ｆｍ_ｂのｙ次高調波成分によって規定される周波数ｙ×ｆｍ_ｂから算出される値ｘ×ｆｃ_ｂ±ｙ×ｆｍ_ｂとの差分｜（ｉ×ｆｃ_ａ±ｊ×ｆｍ_ａ）−（ｘ×ｆｃ_ｂ±ｙ×ｆｍ_ｂ）｜が第２の規定値以下の場合、前記周波数変化装置は、当該差分が前記第２の規定値より大きくなるように前記Δｆ_ａと前記ｆｍ_ａを変更する、デジタル制御電源装置である。

本発明は、複数の周波数値の組み合わせからなる周波数変化パターンを繰り返し出力する周波数変化装置と、それに従ったスイッチング周波数でスイッチング素子のオン・オフ制御を行う制御器とを備え、複数並列に設けられた電力変換回路ａ、ｂ毎に、好適なスイッチングノイズのピーク値低減効果を得られるよう周波数変化パターンの繰り返し周波数ｆｍ_ａ、ｆｍ_ｂとスイッチング周波数の最大値および最小値の差Δｆ_ａ、Δｆ_ｂとを設定し、拡散させたスイッチングノイズのスペクトルが、電力変換回路ａ、ｂで重畳する場合、Δｆ_ａとｆｍ_ａとを変更するようにしたので、電力変換回路を複数並列に備えた構成において、コストを増加させず、ある電力変換回路の拡散後のスイッチングノイズのスペクトルと別の電力変換回路の拡散後のスイッチングノイズのスペクトルとが重畳することなく、スイッチングノイズのピーク値を低減することができる。

本発明の実施の形態１によるデジタル制御電源装置の構成を示す構成図である。 本発明の実施の形態１によるデジタル制御電源装置の電力変換回路２０ａにおいて、周波数変化装置３の出力と制御器４のスイッチング制御を示す図である。 スペクトル拡散指数βの変化による、スペクトル拡散効果を示す図である。 スイッチング周波数に対する高調波成分のスペクトル拡散効果を示す図である。 本発明の実施の形態１によるデジタル制御電源装置の拡散させたスイッチングノイズのスペクトルが電力変換回路２０ａと電力変換回路２０ｂで重畳する例を示す図である。 本発明の実施の形態５によるによるデジタル制御電源装置において、周波数変化装置３の出力と制御器４のスイッチング制御を示す図である。 本発明の実施の形態７によるによるデジタル制御電源装置において、周波数変化装置３の出力を示す図である。

実施の形態１．
以下、本発明の実施の形態１に係るデジタル制御電源装置について説明する。実施の形態１では、本発明のデジタル制御電源装置を、ＡＣ−ＤＣコンバータに適用した実施形態を例に挙げて説明する。

図１は、本発明の実施の形態１に係るデジタル制御電源装置の概略構成図である。本実施の形態１に係るデジタル制御電源装置が適用されたＡＣ−ＤＣコンバータは、図１に示すように、電力変換回路２０ａ，２０ｂを並列に備えており、交流入力電源としての交流電圧電源１（以下、単に交流電源１と示す）から平滑コンデンサ８ａ、８ｂまでの構成要素で構成されている。交流電源１は整流回路としてのダイオードブリッジ５ａ、５ｂに接続され、ダイオードブリッジ５ａ、５ｂの出力は限流回路としてのリアクトル６ａ、６ｂに接続される。リアクトル６ａ、６ｂの後段にはスイッチング素子２ａ、２ｂと整流ダイオード７ａ、７ｂが接続され、整流ダイオード７ａ、７ｂのカソード側が出力段の平滑コンデンサ８ａ、８ｂの正極に接続される。また、スイッチング素子２ａ、２ｂの、リアクトル６ａ、６ｂ側の一端に対して反対側となる他端は、平滑コンデンサ８ａ、８ｂの負極に接続される。周波数変化装置３は信号線１０を介して予め設定された周波数値を制御器４へ出力する。制御器４は、周波数変化装置３から入力された周波数値に従ったスイッチング周波数で、制御線１１ａ、１１ｂを介して、スイッチング素子２ａ、２ｂをオン・オフ制御する。

また、電力変換回路２０ａに関する時間や周波数には記号[ａ]を付し（または、添え字ａを付し）、電力変換回路２０ｂに関する時間や周波数には記号[ｂ]を付して（または、添え字ｂを付して）説明する。

これらの構成要素のうち、電力変換回路２０ａ、２０ｂに含まれる構成要素は、スイッチング素子２ａ、２ｂ、ダイオードブリッジ５ａ、５ｂ、リアクトル６ａ、６ｂ、整流ダイオード７ａ、７ｂ、および、平滑コンデンサ８ａ、８ｂである。また、デジタル制御電源装置に含まれる構成要素は、電力変換回路２０ａ、２０ｂ、周波数変化装置３、制御器４、信号線１０、および、制御線１１ａ、１１ｂである。デジタル制御電源装置の制御対象は、スイッチング素子２ａ、２ｂである。

このように構成されるデジタル制御電源装置のスイッチング周波数変化方法について図２を参照しながら説明する。図２は、電力変換回路２０ａを例とし、周波数変化装置３が制御器４へ信号線１０を介して出力する周波数値と、制御器４がスイッチング素子２ａへ制御線１１ａを介して出力するスイッチング制御信号とを示した、動作説明図である。

図２に示すように、制御器４は、スイッチング素子２ａのオン・オフ制御を行う際のオン・オフ比を一定の演算周期Ｔｃ[ａ]で演算し、オン・オフ制御を行う。具体的には、制御器４は、スイッチング素子２ａのオン・オフ比の演算を行い、制御器４のオン・オフ比の演算周期Ｔｃ[ａ]の定数倍が、周波数変化パターンの周期Ｔｆ[ａ]と一致している。図２の例では、演算周期Ｔｃ[ａ]の２倍が、周波数変化パターンの周期Ｔｆ[ａ]と一致している。図２に示すように、制御器４は、処理負荷の軽減のために、演算周期Ｔｃ[ａ]の１周期内で、オン→オフのスイッチング制御を２回行う（すなわち、演算周期Ｔｃ[ａ]の１周期内で、オン→オフ、オン→オフの動きとなる。）。図２の例では、オンの時間とオフの時間とがほぼ同じとなっている。このとき、制御器４がスイッチング制御するときのスイッチング周波数は、周波数変化装置３から入力された周波数値に従って変化する。

周波数変化装置３は、制御器４が演算周期Ｔｃ[ａ]の一周期内で行うスイッチング周波数を、２種の異なる周波数値ｆ１とｆ２とで変化させるよう、図２に示すように、周波数値を出力する。すなわち、ｆ１とｆ２のそれぞれの１周期分の合計時間（１／ｆ１）＋（１／ｆ２）が演算周期Ｔｃ[ａ]と一致するようにｆ１とｆ２を設定している。

さらに詳細に説明すると、周波数変化装置３は、図２に示すように、「第１のパターン」と「第２のパターン」との２種類のパターンからなる予め設定された「周波数変化パターン」を繰り返し出力する。「第１のパターン」と「第２のパターン」は、共に、上記の２種の異なる周波数値ｆ１，ｆ２から構成されている（ここで、ｆ１＞ｆ２）。「第１のパターン」は、ｆ１→ｆ２の順に出力するパターンで、「第２のパターン」は、当該「第１のパターン」と逆順、すなわち、ｆ２→ｆ１の順に出力するパターンである。「第１のパターン」および「第２のパターン」がそれぞれ出力される合計時間は、図２に示されるように、制御器４の演算周期Ｔｃ[ａ]と一致するように設定されている。

本実施の形態１においては、「第１のパターン」と「第２のパターン」とを纏めて考えると、図２に示すように、周波数変化パターンは、ｆ１→ｆ２→ｆ２→ｆ１となる順に出力するように設定されている。すなわち、「周波数変化パターン」は、「第１のパターン」→「第２のパターン」で構成され、当該「周波数変化パターン」を周波数変化装置３が繰り返し出力するので、結果として、周波数変化装置３は、「第１のパターン」→「第２のパターン」→「第１のパターン」→「第２のパターン」→・・・の順になるように、「第１のパターン」および「第２のパターン」を、一定の順序で繰り返し出力するように設定されていることになる。

もし、「第１のパターン」および「第２のパターン」を設定せず、２種類の周波数値ｆ１、ｆ２を、単に、ｆ１→ｆ２→ｆ１→ｆ２の順に変化させた場合には、周波数変化装置３はｆ１→ｆ２という周波数変化パターンを繰り返し出力することになる。このときの周波数変化パターンの周期Ｔｆ’[ａ]＝（１／ｆ１）＋（１／ｆ２）＝Ｔｃ[ａ]となり、繰り返し周波数ｆｍ’[ａ]は、周波数変化パターンの周期Ｔｆ’[ａ]の逆数であるため、ｆｍ’[ａ]＝１／Ｔｃ[ａ]であらわされる。

これに対し、本実施の形態１のように「第１のパターン」と「第２のパターン」を設定することにより、「周波数変化パターン」の周期Ｔｆ[ａ]は、Ｔｆ[ａ]＝２（（１／ｆ１）＋（１／ｆ２））＝２Ｔｃ[ａ]で表わされ、繰り返し周波数ｆｍ[ａ]は、周波数変化パターンの周期Ｔｆ[ａ]の逆数であるため、ｆｍ[ａ]＝１／（２Ｔｃ[ａ]）によって表わされる。これにより、単純な「周波数変化パターン」により、繰り返し周波数を小さくすることができ、繰り返し周波数ｆｍ[ａ]＜ｆｍ’[ａ]となる。

このとき、演算周期Ｔｃ[ａ]は一定として処理するため、処理負荷の増加を最低限に抑えることができる。

スイッチング周波数を変化させることによるスペクトル拡散効果は、前述の（式１）であらわされたスペクトル拡散指数βの値によって確認することができる。図３にスペクトル拡散指数βの値によるスペクトル拡散効果を示す。図３（ａ）がβ＝０の場合、図３（ｂ）がβ＝１の場合、図３（ｃ）がβ＝５の場合を示す。

図３に示すように、スイッチング周波数を一定値ｆｃ[ａ]でスイッチング制御する場合に比べ、複数のスイッチング周波数でスイッチング制御し、スペクトル拡散指数βを大きくするほど、本来のスイッチングノイズのピーク値を低減し、広帯域にスペクトルを拡散することができる。

すなわち、処理負荷の増加を最低限に抑えるためにスイッチング周波数の最大周波数と最小周波数との差Δｆ[ａ]を制限した場合、スペクトル拡散指数βを大きくするためには、繰り返し周波数ｆｍ[ａ]を小さくする必要がある。

本実施の形態１においては、上述した「第１のパターン」および「第２のパターン」を設定し、それらを一定の順序で繰り返し出力することにより、処理負荷の増加を最低限に抑えつつ、繰り返し周波数ｆｍ[ａ]を小さくすることができる。その結果、βの値が大きくなるため、スイッチングノイズのスペクトルを効果的に拡散し、スイッチングノイズのピーク値を低減させることができる。

また、本実施の形態では、スイッチング周波数のｎ次高調波成分（ｎ：整数）によるスイッチングノイズのピーク値を効果的に低減するよう、Δｆ[ａ]およびｆｍ[ａ]を設定している。以下、電力変換回路２０ａを例とし、説明する。なお、電力変換回路２０ｂの動作は、電力変換回路２０ａと基本的に同じであるため、以下では、異なる部分のみ説明する。

繰り返し周波数ｆｍ[ａ]は、ｎ次高調波成分が測定される際のスペクトルアナライザ（スイッチング素子２ａのオン・オフにより発生するノイズを測定する受信機）のＲＢＷ以上の値に設定している。
図３に示すように、スイッチングノイズのスペクトルは繰り返し周波数ｆｍ[ａ]毎にピークをもって分散する。そのため、繰り返し周波数ｆｍ[ａ]をｆｍ[ａ]＞ＲＢＷとなるように設定すれば、ｆｍ[ａ]毎に分散した各成分が同一周波数成分として測定されることを避けることができる。よって、ｆｍ[ａ]＞ＲＢＷとすることで、スペクトルアナライザでの測定において、好適なスイッチングノイズのピーク値低減効果を得ることができる。

スイッチング周波数の最大周波数と最小周波数の差Δｆ[ａ]は、２つのスイッチング周波数ｆ１とｆ２の場合、ｆ１とｆ２の差によって表わされる（Δｆ［ａ］＝ｆ１−ｆ２）。高周波帯域では、ｆ１とｆ２のｎ次高調波成分はそれぞれｎ×ｆ１とｎ×ｆ２となる。よって、ｎ次高調波成分が含まれる周波数帯域での最大周波数と最小周波数の差はｎ×Δｆ[ａ]で表わすことができる。
すなわち、ｎ次高調波成分に対するスペクトル拡散指数β_ｎはβ_ｎ＝ｎ×βであらわすことができ、図４に示すように、次数が高い高調波成分ほどスペクトル拡散効果が大きくなる。したがって、ｎ次高調波成分に対してスイッチングノイズのピーク値を低減させるために、β_ｎを指標として、β_ｎが規定値Ａ以上となるよう、ｆｍ[ａ]とΔｆ[ａ]を設定する。つまり、β_ｎ＞規定値Ａとするために、ｎ×β＝ｎ×Δｆ[ａ]／ｆｍ[ａ]＞規定値Ａとすればよく、ｆｍ[ａ]をｆｍ[ａ]＞ＲＢＷとして設定しつつ、Δｆ[ａ]をΔｆ[ａ]＞規定値Ａ×ｆｍ[ａ]／ｎを満たす最低限の値に設定する。これにより、所望の周波数帯域でスイッチングノイズのピーク値低減効果が得られる最低限のｆｍ[ａ]とΔｆ[ａ]を設定するため、スイッチング周波数の変化による制御器４の処理負荷の増加を最低限に抑えることができる。

同様に、電力変換回路２０ｂについても、電力変換回路２０ａとは別に、ｆｍ[ｂ]をｆｍ[ｂ]＞ＲＢＷとして設定しつつ、Δｆ[ｂ]をΔｆ[ｂ]＞規定値Ａ×ｆｍ[ｂ]／ｎを満たす最低限の値に設定する。

さらに、本実施の形態では、図５に示すように、装置の小型化によるスイッチング素子２ａ、２ｂや処理負荷の制約のもとで、上述の通り設定したβ_ｎをもって、拡散させたスイッチングノイズのスペクトルが電力変換回路２０ａと２０ｂで重畳する場合、ｆｍ[ａ]とΔｆ[ａ]、または、ｆｍ[ｂ]とΔｆ[ｂ]を変更する。以下では、電力変換回路２０ａのｆｍ[ａ]とΔｆ[ａ]を変更する方法について説明するが、電力変換回路２０ｂのｆｍ[ｂ]とΔｆ[ｂ]を変更してもよい。

キャリア周波数ｆｃ[ａ]は、周波数変化パターンの周期Ｔｆ[ａ]（＝１／ｆｍ[ａ]）内においてスイッチング周波数を一定と仮定した場合の周波数とみなせ、複数の周波数値を含む周波数変化パターンにおけるスイッチング周波数の時間平均によって表わされる。

図２に示す周波数変化パターンの場合、ｆｃ[ａ]＝（ｆ１×１／ｆ１＋ｆ２×１／ｆ２＋ｆ２×１／ｆ２＋ｆ１×１／ｆ１）／（１／ｆ１＋１／ｆ２＋１／ｆ２＋１／ｆ１）＝４／Ｔｆ[ａ]＝４×ｆｍ[ａ]となる。

図４に示すように、電力変換回路２０ａのスペクトル拡散後のスイッチングノイズのスペクトルは、キャリア周波数ｆｃ[ａ]のｉ次高調波成分であるｉ×ｆｃ[ａ]と繰り返し周波数ｆｍ[ａ]のｊ次高調波成分であるｊ×ｆｍ[ａ]の和差から算出される値ｉ×ｆｃ[ａ]±ｊ×ｆｍ[ａ]（以下、第１の値とする。）毎にピークをもって分散する。

同様に、電力変換回路２０ｂのスペクトル拡散後のスイッチングノイズのスペクトルは、キャリア周波数ｆｃ[ｂ]のｘ次高調波成分であるｘ×ｆｃ[ｂ]と繰り返し周波数ｆｍ[ｂ]のｙ次高調波成分であるｙ×ｆｍ[ｂ]の和差から算出される値ｘ×ｆｃ[ｂ]±ｙ×ｆｍ[ｂ]（以下、第２の値とする。）毎にピークをもって分散する。

したがって、電力変換回路２０ａと電力変換回路２０ｂでスペクトル拡散後のスイッチングノイズのスペクトルが重畳する場合、すなわち、上記の第１の値と第２の値との差の絶対値が予め設定された規定値Ｂ以下の場合、すなわち、｜（ｉ×ｆｃ[ａ]±ｊ×ｆｍ[ａ]）―（ｘ×ｆｃ[ｂ]±ｙ×ｆｍ[ｂ]）｜≦規定値Ｂの場合に、周波数変化装置３は、ｆｍ[ａ]を｜（ｉ×ｆｃ[ａ]±ｊ×ｆｍ[ａ]）―（ｘ×ｆｃ[ｂ]±ｙ×ｆｍ[ｂ]）｜＞規定値Ｂ、かつ、ｆｍ[ａ]＞ＲＢＷを満たす値に変更し、Δｆ[ａ]をΔｆ[ａ]＞規定値Ａ／（ｎ／ｆｍ[ａ]）を満たす最低限の値に変更する。ただし、規定値Ａおよび規定値Ｂは、マイコンの処理負荷や必要とするスペクトル拡散効果に基づいて適宜設定する。これにより、電力変換回路２０ａと電力変換回路２０ｂでスイッチングノイズのスペクトルが重畳することがなくなり、十分なスイッチングノイズのピーク値低減効果が得られる。

図２に示す周波数変化パターンの場合、電力変換回路２０ａは、ｉ×４×ｆｍ[ａ]±ｊ×ｆｍ[ａ]毎に、電力変換回路２０ｂは、ｘ×４×ｆｍ[ａ]±ｙ×ｆｍ[ａ]毎に、ピークをもってスイッチングノイズのスペクトルが分散するので、電力変換回路２０ａと電力変換回路２０ｂでスペクトル拡散後のスイッチングノイズのスペクトルを重畳させないためには、まず、ｆｍ[ａ]を｜（ｉ×４×ｆｍ[ａ]±ｊ×ｆｍ[ａ]）―（ｘ×４×ｆｍ[ｂ]±ｙ×ｆｍ[ｂ]）｜＞規定値Ｂ、かつ、ｆｍ[ａ]＞ＲＢＷとなるように設定し、その後、Δｆ[ａ]をΔｆ[ａ]＞規定値Ａ／（ｎ／ｆｍ[ａ]）を満たす最低限の値に設定してもよい。

以上のように、本実施の形態に係るデジタル制御電源装置は、制御対象のスイッチング素子２ａ、２ｂのスイッチング制御を行うための周波数変化パターンを出力する周波数変化装置３と、周波数変化装置３の出力する周波数変化パターンに基づくスイッチング周波数でスイッチング素子２ａ、２ｂをオン・オフする制御器４とを備え、周波数変化装置３は、複数の周波数値ｆ１、ｆ２を含む周波数変化パターンを繰り返し出力する。また、本実施の形態で示した周波数変化パターンは、図２に一例を示したように、周波数値ｆ１、ｆ２を予め設定された第１の順序ｆ１→ｆ２に設定した第１のパターンと、周波数値ｆ１、ｆ２を、当該第１の順と逆順の第２の順序ｆ２→ｆ１に設定した第２のパターンとを、それぞれ１回ずつ含むように設定した。これにより、スイッチング周波数の最大値が制限される条件下でも、好適なスイッチングノイズのピーク値低減効果を得られるよう、繰り返し周波数ｆｍ[ａ]と、スイッチング周波数の最大値（最大周波数ｆ１）と最小値（最小周波数ｆ２）との差Δｆ[ａ]とを設定し、また、制御器４の予め設定された演算処理周期Ｔｃ[ａ]に対して、予め設定されたパターンでスイッチング周波数を変化させる方法によって、処理負荷の増加を最小限に抑え、コストを増加させず、スイッチングノイズのピーク値を低減することが可能である。さらに、周波数変化装置３は、拡散させたスイッチングノイズのスペクトルが、電力変換回路２０ａと２０ｂで重畳する場合、ｆｍ[ａ]とΔｆ[ａ]を変更する。すなわち、電力変換回路２０ａの周波数変化パターンにおける周波数の時間平均をキャリア周波数ｆｃ[ａ]としたとき、キャリア周波数ｆｃ[ａ]のｉ次高調波成分によって規定される周波数ｉ×ｆｃ[ａ]、および、ｆｍ[ａ]のｊ次高調波成分によって規定される周波数ｊ×ｆｍ[ａ]から算出される第１の値ｉ×ｆｃ[ａ]±ｊ×ｆｍ[ａ]と、電力変換回路２０ｂの周波数変化パターンにおける周波数の時間平均をキャリア周波数ｆｃ[ｂ]としたとき、キャリア周波数ｆｃ[ｂ]のｘ次高調波成分によって規定される周波数ｘ×ｆｃ[ｂ]およびｆｍ[ｂ]のｙ次高調波成分によって規定される周波数ｙ×ｆｍ[ｂ]から算出される第２の値ｘ×ｆｃ[ｂ]±ｙ×ｆｍ[ｂ]との差分（の絶対値）が、予め設定した規定値より大きくなるように変更する。これにより、電力変換回路２０ａと電力変換回路２０ｂでスイッチングノイズのスペクトルが重畳することがなくなり、十分なスイッチングノイズのピーク値低減効果が得られる。さらに、本実施の形態において、周波数変化パターンを、後述する実施の形態５，７の図６，７に示すように、複数の周波数値が単調増加及び／または単調減少するものであって、複数の周波数値が単調増加から単調減少へ移行する回数または単調減少から単調増加へ移行する回数が１回以下となるように設定するようにしてもよい。

実施の形態２．
上記の実施の形態１では、電力変換回路２０ａと電力変換回路２０ｂでスペクトル拡散後のスイッチングノイズのスペクトルが重畳する場合に、ｆｍ[ａ]とΔｆ[ａ]を変更したが、本実施の形態２では、他の電子機器を使用する場合を考慮して、電力変換回路２０ａのスイッチングノイズのスペクトルを拡散させたノイズピークが、他の電子機器を使用する際の電子機器の動作周波数ｆｅに重畳する場合に、ｆｍ[ａ]とΔｆ[ａ]を変更する例について説明する。なお、ここでは、電力変換回路２０ａを例に説明しているが、電力変換回路２０ｂについては、電力変換回路２０ａと同じ動作であるため、説明を省略する。

なお、本実施の形態２に係るデジタル制御電源装置および電力変換回路の構成については、上記の実施の形態１で説明した図１の構成と同じであるため、ここでは説明を省略する。実施の形態１と異なる点は、電力変換回路２０ａのスイッチングノイズのスペクトルを拡散させたノイズピークと他の電子機器を使用する際の電子機器の動作周波数ｆｅの差が予め設定された規定値Ｃ以下の場合、周波数変化装置３が、ｆｍ[ａ]とΔｆ[ａ]を変更する点のみである。なお、規定値Ｃについては、たとえば、規定値Ｃ＜（ｆｍ[ａ]／２）等、使用する電子機器の特性などに基づいて、適宜設定すればよい。

電力変換回路２０ａのスイッチングノイズのスペクトルと他の電子機器を使用する際の電子機器の動作周波数ｆｅが重畳する場合、すなわち、電力変換回路２０ａのスイッチングノイズのスペクトルと他の電子機器を使用する際の電子機器の動作周波数ｆｅの差の絶対値｜（ｉ×ｆｃ[ａ]±ｊ×ｆｍ[ａ]）―（ｆｅ）｜が規定値Ｃ以下の場合、すなわち、｜（ｉ×ｆｃ[ａ]±ｊ×ｆｍ[ａ]）―（ｆｅ）｜≦規定値Ｃ（ここで、規定値Ｃ＜ｆｍ[ａ]／２）の場合、ｆｍ[ａ]を｜（ｉ×ｆｃ[ａ]±ｊ×ｆｍ[ａ]）―（ｆｅ）｜＞規定値Ｃ、かつ、ｆｍ[ａ]＞ＲＢＷを満たすように変更し、Δｆ[ａ]をΔｆ[ａ]＞規定値Ａ／（ｎ／ｆｍ[ａ]）を満たす最低限の値に変更する。ただし、規定値Ａは、マイコンの処理負荷や必要とするスペクトル拡散効果に基づいて適宜設定する。これにより、他の電子機器を使用する際の電子機器に対し、誤作動や機能停止などといった障害を防ぐことができる。

図２に示す周波数変化パターンの場合、電力変換回路２０ａは、ｉ×４×ｆｍ[ａ]±ｊ×ｆｍ[ａ]毎にピークをもってスイッチングノイズのスペクトルが分散するので、予め既知である電子機器の動作周波数ｆｅにノイズピークを重畳させないためには、まず、ｆｍ[ａ]を｜（ｉ×４×ｆｍ[ａ]±ｊ×ｆｍ[ａ]）―（ｆｅ）｜＞規定値Ｃ、かつ、ｆｍ[ａ]＞ＲＢＷとして設定し、その後、Δｆ[ａ]をΔｆ[ａ]＞規定値Ａ／（ｎ／ｆｍ[ａ]）を満たす最低限の値に設定してもよい。

以上のように、本実施の形態に係るデジタル制御電源装置は、処理負荷の増加を最小限に抑え、コストを増加させず、スイッチングノイズのピーク値を低減することが可能で、他の電子機器を使用する際の電子機器の動作周波数ｆｅにノイズピークを重畳させないことで、他の電子機器を使用する際の電子機器に対し、誤作動や機能停止などといった障害を防ぐことができる。

実施の形態３．
上記の実施の形態２では、電力変換回路２０ａのスイッチングノイズのスペクトルを拡散させたノイズピークが、他の電子機器を使用する際の電子機器の動作周波数ｆｅに重畳する場合、ｆｍ[ａ]とΔｆ[ａ]を変更したが、本実施の形態３では、スイッチング素子２ａの温度Ｔが予め設定された規定値以上の場合、ｆｍ[ａ]とΔｆ[ａ]を変更する例について説明する。なお、ここでは、電力変換回路２０ａを例に説明しているが、電力変換回路２０ｂについても同じ動作であるため説明を省略する。

なお、本実施の形態３に係るデジタル制御電源装置および電力変換回路の構成については、上記の実施の形態１で説明した図１の構成と同じであるため、ここでは説明を省略する。実施の形態１と異なる点は、スイッチング素子２ａの温度Ｔが予め設定された規定値Ｄ以上の場合、周波数変化装置３が、ｆｍ[ａ]とΔｆ[ａ]を変更する点のみである。なお、規定値Ｄについては、スイッチング素子２ａの特性などに基づいて、適宜設定すればよい。

図３に示すように、スイッチング周波数の最大周波数と最小周波数との差Δｆ[ａ]が大きくスペクトル拡散指数βが大きいほど、スイッチングノイズのスペクトルを効果的に拡散することができるが、一方でスイッチング素子２ａの温度は、スイッチング周波数に比例して（最大周波数が高いほど）高くなる。したがって、スイッチング素子２ａの温度Ｔが規定値Ｄ以上の場合、まず、最大周波数を低くし、Δｆ[ａ]をΔｆ[ａ]＞規定値Ａ／（ｎ／ｆｍ[ａ]）を満たす値に変更し、その後、ｆｍ[ａ]をｆｍ[ａ]＞ＲＢＷ、かつ、ｆｍ[ａ]＞規定値Ａ／（ｎ／Δｆ[ａ]）を満たす最低限の値に変更する。ただし、規定値Ａは、マイコンの処理負荷や必要とするスペクトル拡散効果に基づいて適宜設定する。

以上のように、本実施の形態に係るデジタル制御電源装置は、処理負荷の増加を最小限に抑え、コストを増加させず、スイッチングノイズのピーク値を低減することが可能で、スイッチング素子２ａの温度Ｔが規定値Ｄ以上の場合、最大周波数を低くしてｆｍ[ａ]とΔｆ[ａ]を変更することで、スイッチング素子２ａの温度上昇を防ぐことができる。

実施の形態４．
上記の実施の形態３では、スイッチング素子２ａの温度Ｔが規定値以上の場合、ｆｍ[ａ]とΔｆ[ａ]を変更したが、本実施の形態４では、スイッチング素子２ａのスイッチングによる電流のリップルが予め設定された規定値以上の場合、ｆｍ[ａ]とΔｆ[ａ]を変更する例について説明する。なお、ここでは、電力変換回路２０ａを例に説明しているが、電力変換回路２０ｂについても同じ動作であるため説明を省略する。

なお、本実施の形態４に係るデジタル制御電源装置および電力変換回路の構成については、上記の実施の形態１で説明した図１の構成と同じであるため、ここでは説明を省略する。実施の形態１と異なる点は、スイッチングによる電流のリップルが予め設定された規定値Ｅ以上の場合、周波数変化装置３が、ｆｍ[ａ]とΔｆ[ａ]を変更する点のみである。なお、規定値Ｅについては、スイッチング素子２ａの特性などに基づいて、適宜設定すればよい。

図３に示すように、スイッチング周波数の最大周波数と最小周波数との差Δｆ[ａ]が大きくスペクトル拡散指数βが大きいほど、スイッチングノイズのスペクトルを効果的に拡散することができるが、一方でスイッチングによる電流のリップルは、スイッチング周波数に反比例して（最小周波数が低いほど）大きくなる。したがって、スイッチングによる電流のリップルが規定値Ｅ以上の場合、まず、最小周波数を高くし、Δｆ[ａ]をΔｆ[ａ]＞規定値Ａ／（ｎ／ｆｍ[ａ]）を満たす値に変更し、その後、ｆｍ[ａ]をｆｍ[ａ]＞ＲＢＷ、かつ、ｆｍ[ａ]＞規定値Ａ／（ｎ／Δｆ[ａ]）を満たす最低限の値に変更する。ただし、規定値Ａは、マイコンの処理負荷や必要とするスペクトル拡散効果に基づいて適宜設定する。

以上のように、本実施の形態に係るデジタル制御電源装置は、処理負荷の増加を最小限に抑え、コストを増加させず、スイッチングノイズのピーク値を低減することが可能で、スイッチングによる電流のリップルが規定値Ｅ以上の場合、最小周波数を高くしてｆｍ[ａ]とΔｆ[ａ]を変更することで、スイッチングによる電流のリップル増加を防ぐことができる。

実施の形態５．
上記の実施の形態１〜４では、制御器４は、演算周期Ｔｃ[ａ]で２回スイッチング制御を実施したが、演算周期Ｔｃ[ａ]で２回以上のｋ回（ｋ：２以上の整数）スイッチング制御を実施してもよい。本実施の形態５では、演算周期Ｔｃ[ａ]で、２回以上のｋ回（ｋ：２以上の整数）スイッチング制御を実施する例について説明する。なお、ここでは、電力変換回路２０ａを例に説明しているが、電力変換回路２０ｂについても同じ動作であるため説明を省略する。

なお、本実施の形態５に係るデジタル制御電源装置および電力変換回路の構成については、上記の実施の形態１で説明した図１の構成と同じであるため、ここでは説明を省略する。実施の形態１〜４と異なる点は、周波数変化装置３および制御器４の動作であるため、以下では、それを中心に説明する。

本実施の形態５においては、図６に示すように、「第１のパターン」は、１回目に出力する周波数値ｆ（１）からｋ回目に出力する周波数値ｆ（ｋ）までを、ｆ（１）→ｆ（２）→・・・・・→ｆ（ｋ）の順に出力するとき、このｆ（１）からｆ（ｋ）までの周波数値は、ｆ（１）≦ｆ（２）≦・・・≦ｆ（ｋ）またはｆ（１）≧ｆ（２）≧・・・≧ｆ（ｋ）を満たすように設定する。なおかつ、演算周期Ｔｃ[ａ]内に、制御器４が、ｆ（１）からｆ（ｋ）までのスイッチング周波数でスイッチング制御するときの合計時間（１／ｆ（１））＋（１／ｆ（２））＋・・・・・＋（１／ｆ（ｋ））が演算周期Ｔｃ[ａ]と一致するようにｆ（１）からｆ（ｋ）までの周波数値を設定する。

「第２のパターン」は、図６に示すように、以上のように設定したｆ（１）からｆ（ｋ）までの周波数値を用いて、「第１のパターン」とは逆順に、ｆ（ｋ）→・・・・・→ｆ（２）→ｆ（１）の順に周波数値を出力するよう設定する。

従って、本実施の形態５においては、「第１のパターン」および「第２のパターン」が出力される時間は、図６に示すように、制御器４の演算周期Ｔｃ[ａ]と一致するよう設定されている。

本実施の形態５に係る周波数変化パターンは、このように設定した「第１のパターン」と「第２のパターン」により構成し、「第１のパターン」→「第２のパターン」→「第１のパターン」→「第２のパターン」→・・・の順になるように、「第１のパターン」および「第２のパターン」を、一定の順序で繰り返し出力するように設定する。

なお、ｆ（１）からｆ（ｋ）までの周波数値は、ｆ（１）≦ｆ（２）≦・・・≦ｆ（ｋ）またはｆ（１）≧ｆ（２）≧・・・≧ｆ（ｋ）を満たしていればよく、各ｆ（ｎ）とｆ（ｎ＋１）との差は、同じであっても、異なっていてもよい（但し、ｎは、１≦ｎ≦ｋ−１を満たす任意の整数）。各ｆ（ｎ）とｆ（ｎ＋１）との差が同じ場合は、単調増加または単調減少となる。

以上のように、本実施の形態５においても、さらに、電力変換回路２０ａと電力変換回路２０ｂでスペクトル拡散後のスイッチングノイズのスペクトルが重畳する場合、ｆｍ[ａ]とΔｆ[ａ]を変更し、電力変換回路２０ａのスイッチングノイズのスペクトルを拡散させたノイズピークが、他の電子機器を使用する際の電子機器の動作周波数ｆｅに重畳する場合、ｆｍ[ａ]とΔｆ[ａ]を変更し、スイッチング素子２ａの温度Ｔが規定値以上の場合、最大周波数を低くしてｆｍ[ａ]とΔｆ[ａ]を変更し、スイッチングによる電流のリップルが規定値以上の場合、最小周波数を高くしてｆｍ[ａ]とΔｆ[ａ]を変更することで、上記の実施の形態１〜４と同様の効果を得ることができる。

実施の形態６．
上記の実施の形態１〜５において、「第１のパターン」および「第２のパターン」が出力される時間を制御器４の演算周期Ｔｃ[ａ]と一致するよう設定したが、「第１のパターン」および「第２のパターン」が出力される時間と制御器４の演算周期Ｔｃ[ａ]とが異なるよう設定してもよい。なお、ここでは、電力変換回路２０ａを例に説明しているが、電力変換回路２０ｂについても同じ動作であるため説明を省略する。

また、このとき制御器４の演算周期Ｔｃ[ａ]は一定でなくてもよく、演算周期Ｔｃ[ａ]は毎回変化してもよい。

このような構成によっても、単純な周波数変化パターンで、上記の実施の形態１〜５と同様の効果を得ることができる。さらに、電力変換回路２０ａと電力変換回路２０ｂでスペクトル拡散後のスイッチングノイズのスペクトルが重畳する場合、ｆｍ[ａ]とΔｆ[ａ]を変更し、あるいは、電力変換回路２０ａのスイッチングノイズのスペクトルを拡散させたノイズピークが、他の電子機器を使用する際の電子機器の動作周波数ｆｅに重畳する場合、ｆｍ[ａ]とΔｆ[ａ]を変更し、あるいは、スイッチング素子２ａの温度Ｔが規定値以上の場合、最大周波数を低くしてｆｍ[ａ]とΔｆ[ａ]を変更し、あるいは、スイッチングによる電流のリップルが規定値以上の場合、最小周波数を高くしてｆｍ[ａ]とΔｆ[ａ]を変更することで、上記の実施の形態１〜５と同様の効果を得ることができる。

実施の形態７．
上記の実施の形態１〜６では、周波数変化パターンは「第１のパターン」と「第２のパターン」の２種類のパターンにより構成したが、周波数変化パターンは、図７に示すように、１種のパターンから構成し、かつ、当該１種類のパターンから構成される周波数変化パターンの周期Ｔｆ[ａ]内で、周波数値の変化が、単調増加から単調減少に移行する回数が１回以下、または、単調減少から単調増加に移行する回数が１回以下となるよう構成してもよい。本実施の形態７では、そのような例について説明する。なお、ここでは、電力変換回路２０ａを例に説明しているが、電力変換回路２０ｂについても同じ動作であるため説明を省略する。

なお、本実施の形態７に係るデジタル制御電源装置および電力変換回路の構成については、上記の実施の形態１で説明した図１の構成と同じであるため、ここでは説明を省略する。実施の形態１と異なる点は、周波数変化装置３および制御器４の動作であるため、以下では、それを中心に説明する。

図７は、本実施の形態７に係る周波数変化パターンのいくつかの例を示している。

図７（ａ）の例では、周波数変化パターンの周期Ｔｆ[ａ]内の範囲ｒ_１では周波数値は単調増加で、それ以降の周波数変化パターンの周期Ｔｆ[ａ]内の範囲ｒ_２（＝Ｔｆ[ａ]−ｒ_１）では周波数値は単調減少となっている。従って、単調増加から単調減少に移行する回数が１回で、単調減少から単調増加に移行する回数は０回である。

図７（ｂ）の例では、周波数変化パターンの周期Ｔｆ[ａ]内の範囲ｒ_１では周波数値は単調減少で、それ以降の周波数変化パターンの周期Ｔｆ[ａ]内の範囲ｒ_２（＝Ｔｆ[ａ]−ｒ_１）では周波数値は単調増加となっている。従って、単調減少から単調増加に移行する回数が１回で、単調増加から単調減少に移行する回数は０回である。

図７（ｃ）の例では、周波数変化パターンの周期Ｔｆ[ａ]内の全範囲において、周波数値は単調増加となっている。従って、単調増加から単調減少に移行する回数および単調減少から単調増加に移行する回数は共に０回である。

図７（ｄ）の例では、周波数変化パターンの周期Ｔｆ[ａ]内の全範囲において、周波数値は単調減少となっている。従って、単調増加から単調減少に移行する回数および単調減少から単調増加に移行する回数は共に０回である。

なお、図７（ａ）〜（ｄ）はほんの一例にすぎず、これらに限定されるものではない。本実施の形態７に係る周波数変化パターンは、１種のパターンから構成し、かつ、当該１種類のパターンから構成される周波数変化パターンの周期Ｔｆ[ａ]内で、周波数値の変化が、単調増加から単調減少に移行する回数が１回以下、または、単調減少から単調増加に移行する回数が１回以下となるよう構成されたものであれば、いずれのパターンでもよいこととする。

本実施の形態においては、このような構成によって、周波数変化パターンの周期Ｔｆ[ａ]内で、Ｔｆ[ａ]未満の意図しない周期性をもつ周波数変化が発生することを回避することができる。周波数が、Ｔｆ[ａ]未満の周期で変化する場合、その逆数である繰り返し周波数は、本来意図する値よりも大きくなってしまう。このとき、スペクトル拡散指数βが小さくなるため、所望のスイッチングノイズのピーク値低減効果が得られない。

以上のように、本実施の形態７によれば、周波数変化装置３の出力は、周波数変化パターン以外の周期性をもたないため、周波数変化パターンの周期Ｔｆ[ａ]の逆数が繰り返し周波数ｆｍ[ａ]となり、所望のスイッチングノイズのピーク値の低減効果を得ることができ、さらに、電力変換回路２０ａと電力変換回路２０ｂでスペクトル拡散後のスイッチングノイズのスペクトルが重畳する場合、ｆｍ[ａ]とΔｆ[ａ]を変更し、電力変換回路２０ａのスイッチングノイズのスペクトルを拡散させたノイズピークが、他の電子機器を使用する際の電子機器の動作周波数ｆｅに重畳する場合、ｆｍ[ａ]とΔｆ[ａ]を変更し、スイッチング素子２ａの温度Ｔが規定値以上の場合、最大周波数を低くしてｆｍ[ａ]とΔｆ[ａ]を変更し、スイッチングによる電流のリップルが規定値以上の場合、最小周波数を高くしてｆｍ[ａ]とΔｆ[ａ]を変更することで、上記の実施の形態１〜６と同様の効果を得ることができる。

上記の実施の形態１〜７では、本発明のデジタル制御電源装置を２つの電力変換回路２０ａと電力変換回路２０ｂに適用した例を示したが、これに限るものではなく、２つ以上（Ｐ個、Ｐは任意の正の整数）の電力変換回路に適用してもよい。これによっても、上記の実施の形態１〜７と同様の効果を得ることができる。

上記の実施の形態１〜７では、本発明のデジタル制御電源装置をＡＣ−ＤＣコンバータに適用した例を示したが、これに限るものではなく、例えばＤＣ−ＤＣコンバータに適用してもよい。これによっても、上記の実施の形態１〜７と同様の効果を得ることができる。

なお、実施の形態１〜７では、周波数変化パターンは、１種のパターンから構成し、かつ、当該１種類のパターンから構成される周波数変化パターンの周期Ｔｆ[ａ]内で、周波数値の変化が、単調増加から単調減少に移行する回数が１回以下、または、単調減少から単調増加に移行する回数が１回以下となるよう構成したが、１種のパターンから構成し繰り返し出力すればよく、周波数変化パターンの周波数値は複数回増減変化してもよい。上記の実施の形態１〜７と同様の効果を得ることができる。

１ 交流電圧電源（交流電源）、２ａ，２ｂ スイッチング素子、３ 周波数変化装置、４ 制御器、５ａ，５ｂ ダイオードブリッジ、６ａ，６ｂ リアクトル、７ａ，７ｂ 整流ダイオード、８ａ，８ｂ 平滑コンデンサ、１０ 信号線、１１ａ，１１ｂ 制御線、２０ａ，２０ｂ 電力変換回路。

本発明は、制御対象のスイッチング素子のスイッチング制御を行うための、複数の周波数値を含む周波数変化パターンを繰り返し出力する周波数変化装置と、前記周波数変化装置の出力する前記周波数変化パターンに基づくスイッチング周波数で前記スイッチング素子をオン・オフする制御器と、前記スイッチング素子を有し、前記制御器が前記スイッチング素子をオン・オフすることにより外部の交流電源から入力される交流電圧を直流電圧に変換する電力変換回路とを備え、前記電力変換回路は複数並列に設けられており、前記複数並列に設けられた電力変換回路のうち、電力変換回路ａ（ａ＝１、２、…、Ｐ−１、ここで、Ｐは２以上の整数）において、前記スイッチング周波数の最大周波数と最小周波数との差をΔｆ_ａとし、前記複数の周波数値を含む前記周波数変化パターンの繰り返し周波数をｆｍ_ａとしたとき、前記周波数変化装置が、前記スイッチング周波数のｎ次高調波成分によって規定される整数ｎと前記Δｆ_ａとの積を前記ｆｍ_ａで除した値ｎ×Δｆ_ａ／ｆｍ_ａが第１の規定値以上となる範囲の最低限の値に、前記Δｆ_ａと前記ｆｍ_ａを設定し、前記電力変換回路ａにおいて、前記複数の周波数値を含む前記周波数変化パターンにおけるスイッチング周波数の時間平均をキャリア周波数ｆｃ_ａとしたとき、前記ｆｃ_ａのｉ次高調波成分によって規定される周波数ｉ×ｆｃ_ａおよび前記ｆｍ_ａのｊ次高調波成分によって規定される周波数ｊ×ｆｍ_ａから算出される値ｉ×ｆｃ_ａ±ｊ×ｆｍ_ａと、前記複数並列に設けられた電力変換回路のうち、電力変換回路ｂ（ｂ＝ａ＋１：ｂの最大値Ｐ）において、前記複数の周波数値を含む前記周波数変化パターンの繰り返し周波数をｆｍ _ｂ とし、前記複数の周波数値を含む前記周波数変化パターンにおけるスイッチング周波数の時間平均をキャリア周波数ｆｃ_ｂとしたとき、前記ｆｃ_ｂのｘ次高調波成分によって規定される周波数ｘ×ｆｃ_ｂおよび前記ｆｍ_ｂのｙ次高調波成分によって規定される周波数ｙ×ｆｍ_ｂから算出される値ｘ×ｆｃ_ｂ±ｙ×ｆｍ_ｂとの差分｜（ｉ×ｆｃ_ａ±ｊ×ｆｍ_ａ）−（ｘ×ｆｃ_ｂ±ｙ×ｆｍ_ｂ）｜が第２の規定値以下の場合、前記周波数変化装置は、当該差分が前記第２の規定値より大きくなるように前記Δｆ_ａと前記ｆｍ_ａを変更する、デジタル制御電源装置である。

Claims (9)

1. 制御対象のスイッチング素子のスイッチング制御を行うための、複数の周波数値を含む周波数変化パターンを繰り返し出力する周波数変化装置と、
   前記周波数変化装置の出力する前記周波数変化パターンに基づくスイッチング周波数で前記スイッチング素子をオン・オフする制御器と、
   前記スイッチング素子を有し、前記制御器が前記スイッチング素子をオン・オフすることにより外部の交流電源から入力される交流電圧を直流電圧に変換する電力変換回路と
   を備え、
   前記電力変換回路は複数並列に設けられており、
   前記複数並列に設けられた電力変換回路のうち、電力変換回路ａ（ａ＝１、２、…、Ｐ−１、ここで、Ｐは２以上の整数）において、
   前記スイッチング周波数の最大周波数と最小周波数との差をΔｆ_ａとし、
   前記複数の周波数値を含む前記周波数変化パターンの繰り返し周波数をｆｍ_ａとしたとき、
   前記周波数変化装置が、前記スイッチング周波数のｎ次高調波成分によって規定される整数ｎと前記Δｆ_ａとの積を前記ｆｍ_ａで除した値ｎ×Δｆ_ａ／ｆｍ_ａが第１の規定値以上となる範囲の最低限の値に、前記Δｆ_ａと前記ｆｍ_ａを設定し、
   前記電力変換回路ａにおいて、
   前記複数の周波数値を含む前記周波数変化パターンにおけるスイッチング周波数の時間平均をキャリア周波数ｆｃ_ａとしたとき、
   前記ｆｃ_ａのｉ次高調波成分によって規定される周波数ｉ×ｆｃ_ａおよび前記ｆｍ_ａのｊ次高調波成分によって規定される周波数ｊ×ｆｍ_ａから算出される値ｉ×ｆｃ_ａ±ｊ×ｆｍ_ａと、
   前記複数並列に設けられた電力変換回路のうち、電力変換回路ｂ（ｂ＝ａ＋１：ｂの最大値Ｐ）において、
   前記複数の周波数値を含む前記周波数変化パターンにおけるスイッチング周波数の時間平均をキャリア周波数ｆｃ_ｂとしたとき、
   前記ｆｃ_ｂのｘ次高調波成分によって規定される周波数ｘ×ｆｃ_ｂおよび前記ｆｍ_ｂのｙ次高調波成分によって規定される周波数ｙ×ｆｍ_ｂから算出される値ｘ×ｆｃ_ｂ±ｙ×ｆｍ_ｂとの差分
   ｜（ｉ×ｆｃ_ａ±ｊ×ｆｍ_ａ）−（ｘ×ｆｃ_ｂ±ｙ×ｆｍ_ｂ）｜
   が第２の規定値以下の場合、前記周波数変化装置は、当該差分が前記第２の規定値より大きくなるように前記Δｆ_ａと前記ｆｍ_ａを変更する、
   デジタル制御電源装置。
2. 制御対象のスイッチング素子のスイッチング制御を行うための、複数の周波数値を含む周波数変化パターンを繰り返し出力する周波数変化装置と、
   前記周波数変化装置の出力する前記周波数変化パターンに基づくスイッチング周波数で前記スイッチング素子をオン・オフする制御器と、
   前記スイッチング素子を有し、前記制御器が前記スイッチング素子をオン・オフすることにより外部の交流電源から入力される交流電圧を直流電圧に変換する電力変換回路と
   を備え、
   前記電力変換回路は複数並列に設けられており、
   前記複数並列に設けられた電力変換回路のうち、電力変換回路ａ（ａ＝１、２、…、Ｐ−１、ここで、Ｐは２以上の整数）において、
   前記スイッチング周波数の最大周波数と最小周波数との差をΔｆ_ａとし、
   前記複数の周波数値を含む前記周波数変化パターンの繰り返し周波数をｆｍ_ａとしたとき、
   前記周波数変化装置が、前記スイッチング周波数のｎ次高調波成分によって規定される整数ｎと前記Δｆ_ａとの積を前記ｆｍ_ａで除した値ｎ×Δｆ_ａ／ｆｍ_ａが第１の規定値以上となる範囲の最低限の値に、前記Δｆ_ａと前記ｆｍ_ａを設定し、
   前記電力変換回路ａにおいて、
   前記複数の周波数値を含む前記周波数変化パターンにおけるスイッチング周波数の時間平均をキャリア周波数ｆｃ_ａとしたとき、
   前記ｆｃ_ａのｉ次高調波成分によって規定される周波数ｉ×ｆｃ_ａおよび前記ｆｍ_ａのｊ次高調波成分によって規定される周波数ｊ×ｆｍ_ａから算出される値ｉ×ｆｃ_ａ±ｊ×ｆｍ_ａと、
   他の電子機器を使用する場合の前記電子機器の動作周波数ｆｅとの差分
   ｜（ｉ×ｆｃ_ａ±ｊ×ｆｍ_ａ）−（ｆｅ）｜
   が第３の規定値以下の場合、前記周波数変化装置は、当該差分が前記第３の規定値より大きくなるように前記Δｆ_ａと前記ｆｍ_ａを変更する、
   デジタル制御電源装置。
3. 制御対象のスイッチング素子のスイッチング制御を行うための、複数の周波数値を含む周波数変化パターンを繰り返し出力する周波数変化装置と、
   前記周波数変化装置の出力する前記周波数変化パターンに基づくスイッチング周波数で前記スイッチング素子をオン・オフする制御器と、
   前記スイッチング素子を有し、前記制御器が前記スイッチング素子をオン・オフすることにより外部の交流電源から入力される交流電圧を直流電圧に変換する電力変換回路と
   備え、
   前記電力変換回路は複数並列に設けられており、
   前記複数並列に設けられた電力変換回路のうち、電力変換回路ａ（ａ＝１、２、…、Ｐ−１、ここで、Ｐは２以上の整数）において、
   前記スイッチング周波数の最大周波数と最小周波数との差をΔｆ_ａとし、
   前記複数の周波数値を含む前記周波数変化パターンの繰り返し周波数をｆｍ_ａとしたとき、
   前記周波数変化装置が、前記スイッチング周波数のｎ次高調波成分によって規定される整数ｎと前記Δｆ_ａとの積を前記ｆｍ_ａで除した値ｎ×Δｆ_ａ／ｆｍ_ａが第１の規定値以上となる範囲の最低限の値に、前記Δｆ_ａと前記ｆｍ_ａを設定し、
   前記電力変換回路ａにおいて、
   前記スイッチング素子の温度Ｔが第４の規定値以上の場合、
   前記周波数変化装置は、前記最大周波数を低減させ、前記ｎ×Δｆ_ａ／ｆｍ_ａが前記第１の規定値以上となるように前記Δｆ_ａと前記ｆｍ_ａを変更する、
   デジタル制御電源装置。
4. 制御対象のスイッチング素子のスイッチング制御を行うための、複数の周波数値を含む周波数変化パターンを繰り返し出力する周波数変化装置と、
   前記周波数変化装置の出力する前記周波数変化パターンに基づくスイッチング周波数で前記スイッチング素子をオン・オフする制御器と、
   前記スイッチング素子を有し、前記制御器が前記スイッチング素子をオン・オフすることにより外部の交流電源から入力される交流電圧を直流電圧に変換する電力変換回路と
   を備え、
   前記電力変換回路は複数並列に設けられており、
   前記複数並列に設けられた電力変換回路のうち、電力変換回路ａ（ａ＝１、２、…、Ｐ−１、ここで、Ｐは２以上の整数）において、
   前記スイッチング周波数の最大周波数と最小周波数との差をΔｆ_ａとし、
   前記複数の周波数値を含む前記周波数変化パターンの繰り返し周波数をｆｍ_ａとしたとき、
   前記周波数変化装置が、前記スイッチング周波数のｎ次高調波成分によって規定される整数ｎと前記Δｆ_ａとの積を前記ｆｍ_ａで除した値ｎ×Δｆ_ａ／ｆｍ_ａが第１の規定値以上となる範囲の最低限の値に、前記Δｆ_ａと前記ｆｍ_ａを設定し、
   前記電力変換回路ａにおいて、
   前記スイッチング素子のスイッチングによる電流のリップルが第５の規定値以上の場合、
   前記周波数変化装置は、前記最小周波数を増加させ、前記ｎ×Δｆ_ａ／ｆｍ_ａが前記第１の規定値以上となるように前記Δｆ_ａと前記ｆｍ_ａを変更する、
   デジタル制御電源装置。
5. 前記周波数変化パターンは、
   前記複数の周波数値が単調増加及び／または単調減少するものであって、
   前記複数の周波数値が単調増加から単調減少へ移行する回数または単調減少から単調増加へ移行する回数が１回以下となるように設定されている
   請求項１から４までのいずれか１項に記載のデジタル制御電源装置。
6. 前記周波数変化パターンは、
   前記複数の周波数値を予め設定された第１の順序に従って出力するように設定した第１のパターンと、
   前記複数の周波数値を前記第１の順序と逆順の第２の順序に従って出力するように設定した第２のパターンとを、
   それぞれ１回ずつ含む
   請求項１から５までのいずれか１項に記載のデジタル制御電源装置。
7. 前記第１のパターンおよび前記第２のパターンは、それぞれ、ｋ種類の周波数値（ｋ≧２）を１回ずつ含む
   請求項６に記載のデジタル制御電源装置。
8. 前記制御器は、前記スイッチング素子のオン・オフ比の演算を行い、前記制御器のオン・オフ比の演算周期の整数倍と、前記周波数変化パターンの周期とが一致する
   請求項１から７までのいずれか１項に記載のデジタル制御電源装置。
9. 前記周波数変化パターンの周期を、前記周波数変化パターンの繰り返し周波数が前記スイッチング素子のオン・オフにより発生するノイズを測定する受信機の分解能帯域幅以上となるように設定する
   請求項１から８までのいずれか１項に記載のデジタル制御電源装置。

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