CN110582929B - 电力变换装置 - Google Patents

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Abstract

控制电力变换电路(1)内的开关元件(2、3)的控制装置(20)具备：模式生成部(20)，生成频率变化模式(25)；以及控制器(22)。模式生成部(20)使用n个第一频率fc和比该n个第一频率fc彼此之差的最小值小的第二频率fdef，对于2n个开关频率f，以转变前后的两个开关频率f的中值与各所述开关频率f的值不重叠的方式决定转变顺序而生成频率变化模式(25)，所述2n个开关频率f是对各第一频率fc加上第二频率fdef以及从各第一频率fc减去第二频率fdef而决定的。控制器(22)根据频率变化模式(25)，将2n个开关频率f各个使用不同的持续时间，生成对开关元件(2、3)的控制信号G。

Description

电力变换装置
技术领域
本发明涉及具备开关元件的电力变换装置，特别涉及控制开关元件时的开关频率。
背景技术
在通过开关元件的接通断开的开关动作来进行电力变换的电力变换器中，当以一定的开关频率进行开关控制时，出现在一定的频率分量及其谐波分量产生的电磁噪声。
由于按照产品分类来规定电磁噪声的标准，因此在由电力变换器产生的电磁噪声超过标准的情况下需要采取对策。通常考虑具备噪声滤波器等噪声对策部件，但会导致装置结构的大型化以及成本上升。
为了改善上述问题，在以往的电力变换装置中具备：频率变化装置，重复输出包含多个频率值的频率变化模式；以及控制器，以与该频率变化模式相应的开关频率进行开关元件的接通断开控制(参照例如专利文献1)。
另外，在基于另一例的以往的电力变换装置中，按照将主扩散模式(maindispersion pattern)和副扩散模式(sub dispersion pattern)合成后的开关频率扩散模式使开关周期数扩散，在该主扩散模式中，在每个重复时间重复相对于时间规定了多个频率的基本模式，在该副扩散模式中，相邻频率的间隔比主扩散模式小，在每个上述重复时间切换频率(参照例如专利文献2)。
现有技术文件
专利文献
专利文献1：日本特开2016-54581号公报
专利文献2：日本专利第5473079号公报
发明内容
发明所要解决的技术课题
在这些电力变换装置中，通过使用多个开关频率来降低电磁噪声，但是取决于频段，特别是在AM(amplitude modulation，调幅)频带中，为了得到充分的噪声降低效果，需要增大开关频率的变动宽度(variation width)。因此，存在高频开关控制的运算处理的负担增大的问题。
另外，在上述专利文献2所记载的电力变换装置中，由于以相同的时间间隔切换多个开关频率，因此当考虑抑制切换时的电流脉动时，每个开关频率的持续时间有时会过长。
本发明是为了解决上述问题而做出的，目的在于提供一种电力变换装置，其中在使用多个开关频率的开关控制中，抑制开关频率的变动宽度增大，并且防止每个开关频率的持续时间过长，能够在宽的频段中有效地降低电磁噪声。
解决技术课题的技术方案
本发明的电力变换装置具备：电力变换电路，具有开关元件，通过该开关元件的开关动作对输入电力进行电力变换而输出；以及控制装置，控制上述电力变换电路。上述控制装置具备：模式生成部，将n设为2以上的整数，使2n个开关频率f转变而生成频率变化模式；以及控制器，根据所生成的上述频率变化模式而将上述2n个开关频率f各个使用不同的持续时间，生成对上述开关元件进行开关的控制信号。上述模式生成部具备：频率决定部，使用n个第一频率fc和比该n个第一频率fc彼此之差的最小值小的第二频率fdef，决定上述2n个开关频率f，该2n个开关频率f是通过以夹着各上述第一频率fc的方式对各该第一频率fc加上上述第二频率fdef以及从各该第一频率fc减去上述第二频率fdef而生成的；以及转变决定部，以使转变前后的两个开关频率f的中值与各上述开关频率f的值不重叠的方式决定上述2n个开关频率f的转变顺序，其中上述控制器使用分别以各上述开关频率f为载波频率的载波，使各上述载波频率与上述载波的上下峰中的任意峰同步地变化。
发明效果
根据本发明的电力变换装置，由于将2n个开关频率f各个使用不同的持续时间来进行开关控制，上述2n个开关频率f被决定为转变前后的两个开关频率f的中值与其它开关频率f的值不重叠，因此能够抑制开关频率的变动宽度增大，在宽的频段中有效地降低电磁噪声。另外，还能够防止每个开关频率的持续时间过长。
附图说明
图1是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的结构的图。
图2是说明本发明的实施方式1的开关频率及其转变顺序的图。
图3是示出本发明的实施方式1的载波的图。
图4是说明本发明的实施方式1的谐波分量相对于开关频率的频谱的图。
图5是示出使用固定的开关频率的情况下的电磁噪声的频率特性的图。
图6是示出在每1个周期使用两种开关频率的情况下的电磁噪声的频率特性的图。
图7是示出在每10个周期使用两种开关频率的情况下的电磁噪声的频率特性的图。
图8是示出本发明的实施方式1的比较例A的载波的图。
图9是说明本发明的实施方式1的电磁噪声的降低效果的图。
图10是图9的部分放大图。
图11是示出本发明的实施方式1的频率变化模式的生成的流程图。
图12是示出本发明的实施方式1的另一例的频率变化模式的生成的流程图。
图13是示出本发明的实施方式2的电力变换装置的结构的图。
图14是示出本发明的实施方式4的电力变换装置的结构的图。
图15是示出本发明的实施方式5的电力变换装置的结构的图。
图16是示出实现频谱分析仪的频率分辨率的高斯滤波器的频率特性的图。
图17是本发明的实施方式5的使用存在频差的两个开关频率的情况下的电磁噪声的频率特性的概念图。
图18是本发明的实施方式5的使用存在频差的两个开关频率的情况下的电磁噪声的频率特性的测定结果的概念图。
图19是示出本发明的实施方式5的频差为0的情况下的合成波的图。
图20是示出本发明的实施方式5的合成波的图。
图21是示出本发明的实施方式6的电力变换装置的结构的图。
图22是示出本发明的实施方式6的谐波分量的降低量的波形图。
图23是示出本发明的实施方式6的应用例的开关频率的变化的图。
具体实施方式
实施方式1.
以下，基于附图对本发明的实施方式1的电力变换装置进行以下说明。图1是本发明的实施方式1的电力变换装置的结构图。
如图1所示，电力变换装置具备：电力变换电路1，包括连接于直流电源6与负载7之间的升压斩波电路；以及控制装置20。电力变换电路1具备高电压侧的开关元件2、低电压侧的开关元件3、与两个开关元件2、3的连接点即输入端子8连接的升压用电抗器4、以及电容器5。而且，通过各开关元件2、3的开关动作，将来自直流电源6的输入电力的电压升压而对负载7供给期望的电压的输出电力。
作为各开关元件2、3，使用反并联连接有二极管的MOSFET(Metal oxidesemiconductor field effect transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)或IGBT(Insulated gate bipolar transistor，绝缘栅型双极晶体管)等自消弧型半导体开关元件。
控制装置20具备：模式生成部21，生成频率变化模式25；以及控制器22，生成根据频率变化模式25对各开关元件2、3进行开关的控制信号G，从而上述控制装置20对电力变换电路1内的各开关元件2、3进行开关控制。此外，模式生成部21具备：频率决定部23，决定2n个开关频率f；以及转变决定部24，决定所决定的开关频率f的转变顺序而生成频率变化模式25。
控制器22生成分别以各开关频率f为载波频率的载波，通过载波与指令值的比较，生成对各开关元件2、3的控制信号G。在该情况下，控制器22的控制周期与载波周期一致。
另外，基于低电压侧的开关元件3的接通占空比而给出上述指令值。另外，控制器22使各载波频率与载波的上下峰中的任意峰同步地变化。
图2是说明本实施方式1的开关频率及其转变顺序的图，在该情况下，示出将n设为2时的4个开关频率。
如图2所示，频率决定部23使用两个第一频率fc1、fc2和第二频率fdef，以夹着各第一频率fc1、fc2(fc1＜fc2)的方式，对各第一频率fc1、fc2加上第二频率fdef以及从各第一频率fc1、fc2减去第二频率fdef，从而决定四个开关频率f(fc1－fdef、fc1+fdef、fc2－fdef、fc2+fdef)。另外，第二频率fdef是比n个第一频率fc彼此之差的最小值小的值，在这种情况下，使用小于fc2－fc1的值。
然后，转变决定部24生成频率变化模式25，该频率变化模式25是以fc1－fdef、fc2－fdef、fc1+fdef、fc2+fdef的转变顺序使各开关频率f分别持续两个周期的重复模式。即，频率变化模式25为fc1－fdef、fc1－fdef、fc2－fdef、fc2－fdef、fc1+fdef、fc1+fdef、fc2+fdef、fc2+fdef。由于各开关频率f不同，所以两个周期量的各持续时间不同。
另外，关于开关频率f的转变顺序的决定的详细内容将在后说明。
图3示出使用这样决定的频率变化模式25生成的载波。如图3所示，控制器22根据以模式周期Tf重复的频率变化模式25，生成分别以各开关频率f为载波频率的载波，用于生成控制信号G。在这种情况下，各载波频率持续两个周期，在载波的上峰处切换。
图1所示的电力变换电路1中的电磁噪声根据开关元件2、3的连接点即输入端子8的电位变动而产生。由于输入端子8的电位根据各开关元件2、3的接通断开而变化，因此电磁噪声在开关频率分量处产生。
图4是说明本实施方式1的谐波分量相对于开关频率的频谱的图，示出根据上述频率变化模式25而产生的谐波分量。图4示出了谐波分量的频谱扩散而峰值降低的情况，在对其进行说明之前，对通常的电磁噪声的特性进行说明。
使开关频率随时间变化的方法能够降低开关频率分量的电磁噪声，被广泛使用。在使开关频率随时间变化的情况下，以如下频率间隔产生频谱，该频率间隔是用使各开关频率持续各自的时间而生成的模式的周期(以下称为模式周期)的倒数来求出的。因此，通过延长模式周期，能够使频谱的峰值出现的频率间隔变窄而使频谱的峰值分散，从而实现降低电磁噪声。
然而新近发现，产生的频谱根据开关频率的转变顺序而变化，仅通过延长各开关频率的持续时间而延长模式周期，不能得到充分的电磁噪声的峰值分散效果。
以下根据图5～图7说明通常的与开关频率对应的电磁噪声的频率特性。
图5示出使用固定的开关频率Fc的情况下的电磁噪声的频率特性。图6示出使两种开关频率fc1、fc2在每一个周期转变来使用的情况下的电磁噪声的频率特性。图7示出使两种开关频率fc1、fc2在每10个周期转变来使用的情况下的电磁噪声的频率特性。
如图5所示，在开关频率Fc固定的情况下，在开关频率Fc的m(m：正的奇数)倍分量产生频谱。
此外，如图6所示，在两种开关频率fc1、fc2在每一个开关周期交替变化的情况下，在开关频率fc1、fc2的中值分量(fc1+fc2)/2的m倍分量产生频谱。进而，相对于中值分量的m次谐波分量，以模式周期((1/fc1)+(1/fc2))的倒数的频率间隔在边带波产生频谱。
此外，如图7所示，在两种开关频率fc1、fc2在每10个开关周期交替地变化的情况下，在各开关频率fc1、fc2的m倍分量产生频谱。
这样，在开关控制中，在持续使用同一开关频率的情况和转变到不同的开关频率的情况下，产生的频谱不同。
在持续使用同一开关频率的情况下，该开关频率的m次谐波分量作为大的峰值出现，在转变至不同的开关频率的情况下，转变前后的开关频率的中值分量的m次谐波分量作为大的峰值出现。在使用多个开关频率而使各开关频率分别较长地持续的情况下(参照图7)，与因转变而产生的频谱相比，各开关频率的m次谐波分量成为支配性的。
在本实施方式中，考虑到在持续使用同一开关频率的情况和转变到不同的开关频率的情况下产生的频谱不同的现象，生成有效地使频谱分散的频率变化模式25。
如图4所示，在使用频率变化模式25的开关时产生的频谱的主要分量是在持续同一开关频率(该情况下为两个周期)的情况下产生的开关频率分量及其谐波分量m(fc1±fdef)、m(fc2±fdef)，以及在转变到不同的开关频率分量的情况下产生的转变前后的开关频率的中值分量及其谐波分量m(fmid)、m(fmid±fdef)。其中，fmid＝(fc1+fc2)/2。
转变前后的开关频率的中值(fmid)、(fmid±fdef)与4个开关频率fc1±fdef、fc2±fdef的任意一个都不重叠。
这样，通过使在持续使用同一开关频率的情况下出现的频谱和在转变到不同的开关频率的情况下出现的频谱这两者不重叠地产生，能够使电磁噪声的频谱扩散而得到由波峰分散带来的噪声降低效果。另外，通过生成使4个开关频率f分别持续两个周期的重复模式即频率变化模式25，还能够得到使模式周期Tf变长所带来的噪声降低效果。此外，通过使所选择的开关频率f持续多个周期，能够使得在该开关频率的谐波分量产生电磁噪声，电磁噪声的频率分散效果进一步提高。
另外，在使用图2～图4的例子中，设为fc1－fdef、fc2－fdef、fc1+fdef、fc2+fdef的转变顺序，但不限于此，转变决定部24以使转变前后的开关频率的中值与各开关频率f的任意一个都不重叠的方式决定转变顺序。在转变前后的开关频率为fc1－fdef、fc1+fdef的情况下，产生mfc1的频谱，在转变前后的开关频率为fc2－fdef、fc2+fdef的情况下，产生mfc2的频谱。
接下来，对用于决定开关频率f的第二频率fdef的设定进行说明。
使4个开关频率f分别持续两个周期的频率变化模式25的模式周期Tf用以下的式(1)示出。
【数学式1】
Figure GDA0002241924390000081
通过设定使频谱的峰值以由该模式周期Tf的倒数1/Tf表示的频率间隔出现的fdef，能够使频谱以等间隔出现，电磁噪声的降低效果提高。在该情况下，以使转变前后的开关频率的中值分量及其谐波分量m(fmid)、m(fmid±fdef)的频谱以频率间隔1/Tf产生的方式，设定满足以下所示的式(2)的第二频率fdef。
【数学式2】
Figure GDA0002241924390000082
这样，基于用模式周期Tf和降低对象次数m计算的(1/(m·Tf))来决定第二频率fdef。由此，能够使降低对象次数m的谐波分量的噪声有效地降低。
另外，第二频率fdef不限于使用式(2)的方法，还可以以使图4所示的各频谱的频率间隔为1/Tf的方式来设定。例如，可以以满足以下的式(3)和式(4)中的任意一个的方式设定第二频率fdef。
【数学式3】
Figure GDA0002241924390000091
【数学式4】
Figure GDA0002241924390000092
此外，以下示出简化第二频率fdef的计算的基于另一例的设定方法(称为第二设定方法)。
作为比较例A，假设使用仅使两个第一频率fc1、fc2分别各持续两个周期的开关频率的变化模式的情况。图8示出该比较例A的载波。
在该比较例A中，模式周期Tfc由以下的式(5)示出。然后，频谱的峰值以由模式周期Tfc的倒数1/Tfc表示的频率间隔出现。
【数学式5】
Figure GDA0002241924390000093
在该实施方式中，由于使用4个开关频率fc1±fdef、fc2±fdef，所以在第二频率fdef的第二设定方法中，设定使频谱的峰值以比较例A中的频率间隔1/Tfc的1/2出现的fdef。由此，能够使频谱以等间隔出现，电磁噪声的降低效果提高。
在该情况下，以使转变前后的开关频率的中值分量及其谐波分量m(fmid)、m(fmid±fdef)的频谱以频率间隔1/2Tfc产生的方式，设定满足以下所示的式(6)的第二频率fdef。
【数学式6】
Figure GDA0002241924390000094
这样，基于用仅使两个第一频率fc1、fc2分别各持续两个周期的模式的周期Tfc和降低对象的次数m计算的(1/(2m·Tfc))，来决定第二频率fdef。由此，能够使降低对象的次数m的谐波分量的噪声有效地降低。
另外，基于(1/(2m·Tfc))设定的第二频率fdef不限于使用式(6)的方法，也可以以使图4所示的各频谱的频率间隔为1/2Tfc的方式来设定。例如，可以以满足以下式(7)、(8)中的任意一个的方式来设定第二频率fdef。
【数学式7】
Figure GDA0002241924390000101
【数学式8】
Figure GDA0002241924390000102
图9是说明本实施方式的电磁噪声的降低效果的图，将图8所示的使用载波的比较例A的情况和将开关频率设为固定的比较例B的情况与本实施方式的使用4个开关频率fc1±fdef、fc2±fdef的例子(实施方式)一起示出。另外，图10是图9的虚线区域的放大图。
如图9、图10所示，关于比较例A的情况，与使用固定的开关频率的比较例B相比，得到由频谱扩散带来的显著的峰值分散效果，在本实施方式的实施方式中，相比于比较例A，能够进一步使电磁噪声的频谱扩散而实现由峰值分散带来的噪声降低。
接下来，说明转变决定部24的动作。图11是示出决定开关频率f的转变顺序而生成频率变化模式的流程图。按照图11所示的流程，转变决定部24从2n个开关频率f(＝fc(k)±fdef(k：1～n的整数))中依次以规定的持续周期λ选择开关频率f并输入到控制器22，由此决定转变顺序并生成频率变化模式25。
首先，设f＝fc(1)+fdef，设定大于λ的值作为开关频率f的当前周期的初始值(步骤S1)。
接下来，判定当前开关频率f的当前周期是否为持续周期λ以下、即是否为要持续的周期(步骤S2)，如果是要持续的周期(是的情况)，则在选择当前开关频率f并输入到控制器22之后，将当前周期的数量增加1(步骤S3)，返回步骤S2。
在步骤S2中，若当前开关频率f的当前周期超过持续周期λ(否的情况)，则判定是否为f＝fc(1)－fdef(步骤S4)，在是的情况下，设为f＝fc(2)－fdef，设当前周期为1(步骤S5)，返回步骤S3。
在步骤S4中，在否的情况下，判定是否为f＝fc(n－1)+fdef(步骤S6)，在是的情况下，设为f＝fc(n)+fdef，设当前周期为1(步骤S7)，返回步骤S3。
在步骤S6中，在否的情况下，判定是否为f＝fc(n)+fdef(步骤S8)，在是的情况下，设为f＝fc(1)－fdef，当前周期设为1(步骤S9)，返回步骤S3。
在步骤S8中，在否的情况下，判定是否为f＝fc(k)－fdef(步骤S10)，在是的情况下，设为f＝fc(k－1)+fdef，设当前周期为1(步骤S11)，返回步骤S3。
在步骤S10中，在否的情况下，设为f＝fc(k+2)－fdef，设当前周期为1(步骤S12)，返回步骤S3。
在上述流程中，当n为2时，转变顺序为fc(2)+fdef、fc(1)－fdef、fc(2)－fdef、fc(1)+fdef。此外，n为3以上时的转变顺序满足fc(n)－fdef、fc(n－1)+fdef、fc(n)+fdef、fc(1)－fdef、fc(2)－fdef的顺序，并且当k为1到n－2时，满足fc(k+1)－fdef、fc(k)+fdef、fc(k+2)－fdef的顺序。
另外，由于频率变化模式25为重复模式，所以从哪里开始都可以。
另外，以上说明的开关频率f的转变顺序也可以是相反顺序，图12示出该情况下的流程图。
首先，设为f＝fc(1)+fdef，设定大于λ的值作为开关频率f的当前周期的初始值(步骤ST1)。
接下来，判定当前开关频率f的当前周期是否为持续周期λ以下，即是否为要持续的周期(步骤ST2)，如果是要持续的周期(是的情况)，则在选择当前开关频率f并输入到控制器22之后，将当前周期的数量增加1(步骤ST3)，返回步骤ST2。
在步骤ST2中，如果当前开关频率f的当前周期超过持续周期λ(否的情况)，则判定是否为f＝fc(1)－fdef(步骤ST4)，在是的情况下，设为f＝fc(n)+fdef，设当前周期为1(步骤ST5)，返回步骤ST3。
在步骤ST4中，在否的情况下，判定是否为f＝fc(2)－fdef(步骤ST6)，在是的情况下，设为f＝fc(1)－fdef，设当前周期为1(步骤ST7)，返回步骤ST3。
在步骤ST6中，在否的情况下，判定是否为f＝fc(n)+fdef(步骤ST8)，在是的情况下，设为f＝fc(n－1)+fdef，设当前周期为1(步骤ST9)，返回步骤ST3。
在步骤ST8中，在否的情况下，判定是否为f＝fc(k)－fdef(步骤ST10)，在是的情况下，设为f＝fc(k－2)+fdef，设当前周期为1(步骤ST11)，返回步骤ST3。
在步骤ST10中，在否的情况下，设为f＝fc(k+1)－fdef，设当前周期为1(步骤ST12)，返回步骤ST3。
在图12所示的流程中，当n为2时，转变顺序为fc(2)－fdef、fc(1)－fdef、fc(2)+fdef、fc(1)+fdef。此外，n为3以上时的转变顺序满足fc(2)－fdef、fc(1)－fdef、fc(n)+fdef、fc(n－1)+fdef、fc(n)－fdef的顺序，并且当k为1到n－2时，满足fc(k+2)－fdef、fc(k)+fdef、fc(k+1)－fdef的顺序。
另外，虽然说明了转变决定部24依次选择开关频率f并输入到控制器22而生成频率变化模式25的情况，但转变决定部24也可以保持预先设定有转变顺序的表格来生成频率变化模式25。
如上所述，在本实施方式中，模式生成部21按照转变前后的两个开关频率f的中值与各开关频率f的值不重叠的转变顺序，将根据n个第一频率fc和比该n个第一频率fc彼此之差的最小值小的第二频率fdef来决定的2n个开关频率f分别使用规定的持续周期(不同的持续时间)，生成频率变化模式25。
因此，防止在持续使用同一开关频率的情况下出现的频谱与在转变到不同的开关频率的情况下出现的频谱重叠，避免电磁噪声的频谱的峰值集中的情况，使电磁噪声的频谱扩散而得到由峰值分散带来的噪声降低效果。此外，通过延长频率变化模式25的模式周期Tf，能够使以模式周期Tf的倒数产生的频谱的峰值均等地分散，进一步实现噪声降低。
由此，能够抑制开关频率的变动宽度的增大，在宽的频段中有效地降低电磁噪声，还能够实现噪声滤波器的小型化。另外，由于能够抑制开关频率的变动宽度的增大，因此也能够抑制因使用高开关频率而导致的开关元件的发热。
进而，在载波的上下峰中的任意峰切换频率，各开关频率的持续时间不同。因此，能够防止各开关频率的持续时间过长，另外，能够防止开关频率f的切换前后的电流脉动的增大，能够进行稳定的开关控制。
另外，在上述实施方式中，使各开关频率f分别持续两个周期来使用。通过使各开关频率f持续多个周期，对于各开关频率f，可靠地产生在持续使用同一开关频率的情况下出现的频谱，使该频谱和在转变到不同的开关频率的情况下出现的频谱这两者不重叠地产生，电磁噪声的频谱扩散带来的峰值分散效果进一步提高，能够进一步降低噪声。
另外，各开关频率f的持续周期可以不同，虽然通过使全部的开关频率f持续多个周期而能够得到好的效果，但使至少1个开关频率f持续多个周期也具有效果。
此外，在上述实施方式中，由于设为与各第一频率fc进行加减计算的2n个第二频率fdef是共同的，所以计算变得容易。
另外，通过基于用模式的周期Tf和降低对象的次数m计算的(1/(m·Tf))来决定第二频率fdef，能够使降低对象的次数m的谐波分量的噪声有效地降低。
另外，在各开关频率f持续相同的周期数λ的情况下，通过基于用使n个第一频率fc分别持续周期数λ的模式的周期Tfc和降低对象的次数m计算的(1/(2m·Tfc))来决定第二频率fdef，从而能够使降低对象的次数m的谐波分量的噪声有效地降低，并且能够容易地计算第二频率fdef。
此外，由于使各开关频率f以由图11或图12所示的流程决定的顺序转变，所以能够容易地决定转变前后的两个开关频率f的中值与各开关频率f的值不重叠的转变顺序。
另外，与各第一频率fc进行加减计算的2n个第二频率fdef可以不是共同的，只要分别比n个第一频率fc彼此之差的最小值小，就能够获得上述噪声降低效果。
此外，在上述实施方式中，模式生成部21对各第一频率fc加上第二频率fdef以及从各第一频率fc减去第二频率fdef来计算2n个开关频率，但也可以保持设定有预先生成的2n个开关频率的表格。
实施方式2.
在上述实施方式1中，频率变化模式25是使2n个开关频率f按照所决定的转变顺序各自持续规定的持续周期而生成的。在本实施方式2中，仅决定2n个开关频率f的转变顺序而不包含持续周期(持续时间)的信息地生成频率变化模式25X。
图13是本发明的实施方式2的电力变换装置的结构图。
如图13所示，模式生成部21内的转变决定部24X决定由频率决定部23决定的开关频率f的转变顺序而生成频率变化模式25X。然后，控制器22X分别获取频率变化模式25X和持续周期信息(持续周期λ)，使2n个开关频率f以所决定的转变顺序各自持续规定的持续周期λ而生成载波，生成对开关元件2、3进行开关的控制信号G。其它结构与上述实施方式1相同。
在这种情况下，使用图3所示的载波的情况下的频率变化模式25X为fc1－fdef、fc2－fdef、fc1+fdef、fc2+fdef。然后，控制器22X基于持续周期信息来设定控制周期。例如，在λ＝2且将各开关频率f分别使用两个周期的情况下，控制周期被设定为载波周期的两个周期的量，根据频率变化模式25X，载波频率在载波周期的每两个周期发生变化。
另外，载波频率与开关频率f相同，控制周期被设定为载波频率的整数倍。
另外，关于将控制周期设定为载波周期的几个周期的量，可以设为对于各载波频率可变。
如上所述，在本实施方式2中，对2n个开关频率f仅决定转变顺序来生成频率变化模式25X，将控制器22X的控制周期设为与对应于各载波频率的各持续周期λ(持续时间)同等的期间。因此，能够将控制器22X的控制周期设定为载波周期的2以上的整数倍周期。因此，与上述实施方式1同样地得到噪声降低效果，并且由于能够将控制周期设定得长，因此能够使用计算速度慢的廉价的微机。
实施方式3.
在上述实施方式1中，电力变换电路1中产生的电磁噪声由频谱分析仪测定。如上所述，频谱以由使各开关频率f持续各自的时间而生成的模式周期Tf的倒数求出的频率间隔产生。
在本实施方式中，以使模式周期Tf的倒数1/Tf为用频谱分析仪测定时的分辨率带宽(RBW)以上的值的方式来决定频率变化模式25。其它结构与上述实施方式1相同。
此外，关于开关噪声，为了使各国的标准具有一定的一致性，国际机构CISPR(Comite international special des perturbations radioelelctriques，国际无线电干扰特别委员会)制定了各领域的电子设备和汽车的EMC(electromagneticcompatibility，电磁兼容)标准。
如上述实施方式1中说明的那样，通过使频率变化模式25的模式周期Tf变长，使以模式周期Tf的倒数1/Tf产生的频谱的峰值均等地分散而得到噪声降低效果。在本实施方式中，将模式周期Tf延长到使模式周期Tf的倒数1/Tf不小于频谱分析仪的RBW的程度。
由此，在频谱分析仪的测定结果中，能够可靠地得到噪声降低结果。
另外，上述模式周期Tf与频率变化模式25的模式周期一致。
另外，本实施方式也能够适用于上述实施方式2，在该情况下，模式周期Tf与频率变化模式25X的周期不一致，而是使各开关频率f持续各自的时间而生成的重复模式的周期。
实施方式4.
虽然在上述各实施方式中使用包括升压斩波电路的电力变换电路，但也能够应用于其它电力变换电路。图14是本发明的实施方式4的电力变换装置的结构图。
如图14所示，电力变换装置具备：电力变换电路10，包括连接于直流电源16与三相负载17之间的三相逆变器电路；以及控制装置20A。电力变换电路10的各相具备高电压侧的开关元件12和低电压侧的开关元件13。并且，通过各开关元件12、13的开关动作，将从直流电源16输入的直流电力变换为交流电力，并供给到与输出端子18连接的三相负载17。
作为各开关元件12、13，使用反并联连接有二极管的MOSFET或IGBT等自消弧型半导体开关元件。
控制装置20A具备：模式生成部21A，生成频率变化模式25A；以及控制器22A，生成根据频率变化模式25A对各开关元件12、13进行开关的控制信号G，从而该控制装置20A对电力变换电路10内的各开关元件12、13进行开关控制。此外，模式生成部21A具备：频率决定部23A，决定2n个开关频率f；以及转变决定部24A，决定所决定的开关频率f的转变顺序而生成频率变化模式25A。
在本实施方式中，也与上述实施方式1同样地，模式生成部21A以转变前后的两个开关频率f的中值与各开关频率f的值不重叠的转变顺序，将2n个开关频率f分别使用规定的持续周期(不同的持续时间)，生成频率变化模式25A，该2n个开关频率f是根据n个第一频率fc和比该n个第一频率fc彼此之差的最小值小的第二频率fdef来决定的。然后，控制器22A针对各相，通过基于频率变化模式25A的载波与指令值的比较，生成对各开关元件12、13的控制信号G。
因此，与上述实施方式1同样地，能够避免电磁噪声的频谱的峰值集中的情况，使电磁噪声的频谱扩散而得到基于峰值分散的噪声降低效果。
另外，在上述实施方式2、3中，也不限于包括升压斩波电路的电力变换电路，而能够应用于包括例如三相逆变器电路的电力变换电路10等其它电力变换电路，能够得到同样的效果。
实施方式5.
接下来，对本发明的实施方式5的电力变换装置进行说明。图15是本发明的实施方式5的电力变换装置的结构图。
如图15所示，电力变换装置具备并联配置的分别包括三相逆变器电路的第一电力变换电路10A和第二电力变换电路10B。第一电力变换电路10A、第二电力变换电路10B各自为与上述实施方式4的电力变换电路10相同的结构，直流侧与共同的直流电源16连接。在第一电力变换电路10A的交流侧连接有三相负载17A，在第二电力变换电路10B的交流侧连接有三相负载17B，第一电力变换电路10A、第二电力变换电路10B各自将从直流电源16输入的直流电力分别转换为交流电力并供给至各三相负载17A、17B。
另外，电力变换装置具备控制第一电力变换电路10A、第二电力变换电路10B的控制装置20B。控制装置20B具备：模式生成部21B，生成第一电力变换电路10A的频率变化模式(第一模式)25B以及第二电力变换电路10B的频率变化模式(第二模式)25C；以及控制器22B，生成对第一电力变换电路10A、第二电力变换电路10B各自之内的各开关元件12、13进行开关的控制信号G，从而控制装置20B对各开关元件12、13进行开关控制。另外，模式生成部21B具备：频率决定部23B，决定2n个开关频率f；转变决定部24B，决定所决定的开关频率f的转变顺序而生成频率变化模式25B；以及频差决定部26，决定后述的频差2Δf并根据该频差2Δf和频率变化模式25B生成频率变化模式25C。
控制器22B基于频率变化模式25B，生成分别以各开关频率f作为载波频率的载波，通过载波与指令值的比较，生成对第一电力变换电路10A内的各开关元件12、13的控制信号G，并且基于频率变化模式25C，同样地生成对第二电力变换电路10B内的各开关元件12、13的控制信号G。
另外，频率变化模式25B的生成与上述实施方式4相同，基于各频率变化模式25B、25C生成对各开关元件12、13的控制信号G的方法也与上述实施方式4相同。
然后，通过将对频率变化模式25B内的最大开关频率加上频差2Δf而得到的频率设为频率变化模式25C内的最小开关频率，来生成频率变化模式25C。
例如，如图2所示，在频率变化模式25B由使用两个第一频率fc1、fc2和第二频率fdef来决定的四个开关频率f(fc1－fdef、fc1+fdef、fc2－fdef、fc2+fdef)构成的情况下，频率变化模式25C的四个开关频率f为(fc2+fdef+2Δf、fc2+3fdef+2Δf、2fc2－fc1+fdef+2Δf、2fc2－fc1+3fdef+2Δf)。
顺便一提，在CISPR制定的CISPR25中，规定了对于30MHz以下的频带，将频谱分析仪的RBW设为9kHz(6dB)的测定条件。
通常通过使用高斯滤波器来实现RBW的设定。高斯滤波器通过以下的式(9)所示的冲击响应h(t)与噪声电压的采样数据的卷积来安装。
【数学式9】
Figure GDA0002241924390000181
在此，t为时间，σ是在特定的RBW下实现衰减量ATT[dB]的时间维度的变量。在以下的式(10)中示出式(9)所示的高斯滤波器的传递函数H(f)。
【数学式10】
Figure GDA0002241924390000182
在RBW为fR[Hz]时，由以下的式(11)求出使得下降衰减量ATT[dB]的σ，当关于σ(＞0)对该式[11]求解时，得到以下的式(12)。
【数学式11】
Figure GDA0002241924390000191
【数学式12】
Figure GDA0002241924390000192
图16是示出实现频谱分析仪的频率分辨率RBW的高斯滤波器的频率特性的图，示出设为RBW(＝fR)＝9[kHz]、衰减量ATT＝6[dB]时的特性。如图16所示，成为使得相对于中心频率在单侧4.5kHz下降6dB的频率特性。
图17是示出频差2Δf的两个开关频率fα、fβ的电磁噪声的频率特性的概念图。在该情况下，开关频率fα是在第一电力变换电路10A中使用的频率变化模式25B内的最大开关频率，开关频率fβ是在第二电力变换电路10B中使用的频率变化模式25C内的最小开关频率。
图18是用频谱分析仪测定使用频差2Δf的两个开关频率fα、fβ时的电磁噪声的频率特性的测定结果的概念图。如图18所示，在利用频谱分析仪进行的测定中，当考虑到RBW时，由开关频率fα引起的电磁噪声用波形α示出，由开关频率fβ引起的电磁噪声用波形β示出。
如图18所示，开关频率fα、fβ的频谱分量相互干涉，特别是在中心频率(fα+fβ)/2处，两个频谱分量合成而电磁噪声增加。此时，两个开关频率fα、fβ的中心频率(fα+fβ)/2处的合成波由以下的式(13)示出。
其中，t[秒]：时间，θα、θβ[rad]：各频率分量(fα、fβ的分量)的相位，fa(＝(fα+fβ)/2)：中心频率，Δf：中心频率fa与各频率分量之差。
在此，A示出通过RBW而相对于中心频率fa衰减的振幅，基于式(10)由以下的式(14)表示。
【数学式13】
Figure GDA0002241924390000201
【数学式14】
Figure GDA0002241924390000202
假设Δf＝0时，式(13)变为式(15)，合成波的振幅由式(16)表示。
【数学式15】
Figure GDA0002241924390000203
【数学式16】
Figure GDA0002241924390000204
即，在Δf＝0的情况下，合成波的振幅在θα＝θβ时最大而为2。
图19是示出在两个开关频率fα、fβ的中心频率fa处的合成波的概念图，特别是示出Δf＝0[kHz]、θα＝θβ的情况。当对图19所示的合成波进行包络线检波时，包络线的最大值、平均值都为2。
图20是示出Δf≠0、即存在两个开关频率fα、fβ的频差2Δf的情况下的中心频率fa处的合成波的概念图。如图20所示，相对于中心频率fa在2Δf处产生起伏。因此，对该合成波进行包络线检波后的波形用以下的式(17)表示。
【数学式17】
Figure GDA0002241924390000211
根据式(17)，包络线的最大值及平均值由以下的式(18)得出。
【数学式18】
Figure GDA0002241924390000212
在以下的式(19)成立时，在包络线的最大值2A中，开关频率的m次谐波分量的中心频率分量相比Δf＝0时的最大值(＝2)小ATT[dB]。
【数学式19】
Figure GDA0002241924390000213
当关于Δf(＞0)对式(19)求解时，得到以下的式(20)。
【数学式20】
Figure GDA0002241924390000214
同样，在以下的式(21)成立时，在包络线的平均值中，开关频率的m次谐波分量的中心频率分量相比Δf＝0时的最大值(＝2)小ATT[dB]。
【数学式21】
Figure GDA0002241924390000221
当关于Δf(＞0)对式(21)求解时，得到以下的式(22)。
【数学式22】
Figure GDA0002241924390000222
在想要得到相对于开关频率的m次谐波分量的中心频率分量的最大值及平均值的任意衰减量ATT的情况下，由上述式(20)、式(22)决定频差2Δf中的Δf即可。即，通过使用上述式(20)、式(22)，根据降低对象次数m的谐波分量的期望衰减量ATT来决定频差2Δf。
如上所述，在本实施方式中，在使用各频率变化模式25B、25C对第一电力变换电路10A和第二电力变换电路10B这两台进行开关控制时，将频率变化模式25C内的最小开关频率设为比频率变化模式25B内的最大开关频率大频差2Δf。虽然随着两台第一、第二电力变换电路10A、10B的开关动作而产生的电磁噪声的频谱相互干涉，由此使电磁噪声增加，但通过如上述那样设定开关频率，能够抑制干扰所导致的电磁噪声的增加。另外，由于第一电力变换电路10A和第二电力变换电路10B各自以与上述实施方式4的电力变换电路10相同的结构进行相同的动作，因此能够与上述实施方式4同样地得到噪声降低效果。
另外，由于根据降低对象次数m的谐波分量的期望衰减量ATT来决定频差2Δf，因此，无需不必要地增大频差2Δf，即开关频率整体变动宽度的增大被抑制，能够有效地实现电磁噪声的降低。
实施方式6.
接下来，对本发明的实施方式6的电力变换装置进行说明。图21是本发明的实施方式6的电力变换装置的结构图。
如图21所示，电力变换装置具备：电力变换电路10，包括连接于直流电源16与三相负载17之间的三相逆变器电路；以及控制装置20C。电力变换电路10与上述实施方式4相同。
控制装置20C具备：模式生成部21C，生成频率变化模式25A；以及控制器22A，生成根据频率变化模式25A对各开关元件12、13进行开关的控制信号G，从而控制装置20C对电力变换电路10内的各开关元件12、13进行开关控制。此外，模式生成部21C具有：频率变化宽度决定部28；频率决定部23A，决定2n个开关频率f；以及转变决定部24A，决定所决定的开关频率f的转变顺序而生成频率变化模式25A。频率决定部23A、转变决定部24A和控制器22A以与上述实施方式4相同的结构进行同样的动作。
频率变化宽度决定部28决定2n个开关频率f的相对于中值fmid的变化宽度fvar。2n个开关频率f被决定为相对于中值fmid在±fvar的范围内，在该情况下，最小值为fmid－fvar，最大值为fmid+fvar。另外，中值fmid由电力变换电路10的发热和电流脉动等限制而决定。
由频率变化宽度决定部28对变化宽度fvar的决定如以下那样进行。频率变化宽度决定部28保持预先设定有基于开关频率f的中值fmid和变化宽度fvar的各谐波次数的噪声降低量的表格。然后，对于降低对象次数的谐波分量，参照表格来决定与期望的噪声降低量对应的变化宽度fvar。
图22是示出基于开关频率f的中值fmid和变化宽度fvar的各谐波次数(9次、13次、17次)的噪声降低量的波形图，频率变化宽度决定部28内的表格基于该波形图的数据。在图22中，示出了各中值fmid(9kHz、12kHz、15kHz、18kHz)的变化宽度fvar与9次谐波分量ha、13次谐波分量hb、17次谐波分量hc的关系。
例如，在中值fmid为12kHz的情况下，当想要将9次谐波分量ha降低6[dB]时，以使[2×fvar×9/fcmid]×100＝200的方式决定变化宽度fvar(参照图22(b))。
频率决定部23A以使最小值为fmid－fvar、最大值为fmid+fvar的方式，决定根据n个第一频率fc和比该n个第一频率fc的彼此之差的最小值小的第二频率fdef来决定的2n个开关频率f。转变决定部24A按照转变前后的两个开关频率f的中值与各开关频率f的值不重叠的转变顺序，将各开关频率f的值分别使用规定的持续周期(不同的持续时间)，生成频率变化模式25A。然后，控制器22A针对各相，通过基于频率变化模式25A的载波与指令值的比较，生成对各开关元件12、13的控制信号G。
因此，与上述实施方式4同样地，能够避免电磁噪声的频谱的峰值集中的情况，使电磁噪声的频谱扩散而得到由峰值分散带来的噪声降低效果。
另外，由于对于降低对象次数的谐波分量，决定与期望的噪声降低量对应的变化宽度fvar来决定2n个开关频率f，因此，无需不必要地增大变化宽度fvar，即，开关频率f的变动宽度的增大被抑制，能够有效地实现电磁噪声的降低。另外，由于相对于期望的噪声降低量能够将变化宽度fvar设定得小，因此能够抑制高频化所导致的微机的成本提高以及开关损耗增大。即，能够实现成本降低和损耗降低。
另外，由于频率变化宽度决定部28保持表格来决定变化宽度fvar，因此能够容易地决定变化宽度fvar，其中上述表格中预先设定有基于开关频率f的中值fmid和变化宽度fvar的各谐波次数的噪声降低量。
另外，对于降低对象次数的谐波分量，决定与期望的噪声降低量对应的变化宽度fvar来决定多个开关频率f的方法也适用于其它频率决定部或其它转变决定部。例如，也能够适用于如图23所示多个开关频率Fc的转变顺序为开关频率Fc的升序的情况，同样地，无需不必要地增大变化宽度fvar，即开关频率Fc的变动宽度的增大被抑制，能够有效地实现电磁噪声的降低。
另外，本发明在发明的范围内，能够自由地组合各实施方式，或者对各实施方式适当地进行变形、省略。

Claims (14)

1.一种电力变换装置，具备：电力变换电路，该电力变换电路具有开关元件，通过该开关元件的开关动作对输入电力进行电力变换而输出；以及控制装置，控制所述电力变换电路，
所述控制装置具备：模式生成部，将n设为2以上的整数，使2n个开关频率f转变而生成频率变化模式；以及控制器，根据所生成的所述频率变化模式而将所述2n个开关频率f各个使用不同的持续时间，生成对所述开关元件进行开关的控制信号，
所述模式生成部具备：
频率决定部，使用n个第一频率fc和比该n个第一频率fc彼此之差的最小值小的第二频率fdef，决定所述2n个开关频率f，该2n个开关频率f是通过以夹着各所述第一频率fc的方式对各该第一频率fc加上所述第二频率fdef以及从各该第一频率fc减去所述第二频率fdef而生成的；
转变决定部，以使转变前后的两个开关频率f的中值与各所述开关频率f的值不重叠的方式决定所述2n个开关频率f的转变顺序，
所述控制器使用分别以各所述开关频率f为载波频率的载波，使各所述载波频率与所述载波的上下峰中的任意峰同步地变化。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述控制器使所述2n个开关频率f中的至少一个持续两个周期以上来使用。
3.根据权利要求2所述的电力变换装置，其中，
所述控制器使所述2n个开关频率f的全部持续两个周期以上来使用。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的电力变换装置，其中，
与各所述第一频率fc进行加减计算的所述第二频率fdef是共同的。
5.根据权利要求4所述的电力变换装置，其中，
基于(1/(m·Tf))来决定所述第二频率fdef，其中利用使所述2n个开关频率f各自持续所述持续时间的模式的周期Tf和所述开关频率f的谐波分量中的降低对象的次数m来计算(1/(m·Tf))。
6.根据权利要求4所述的电力变换装置，其中，
所述2n个开关频率f持续相同的周期数λ即所述持续时间，基于(1/(2m·Tfc))来决定所述第二频率fdef，其中利用使所述n个第一频率fc分别持续周期数λ的模式的周期Tfc和所述开关频率f的谐波分量中的降低对象的次数m来计算(1/(2m·Tfc))。
7.根据权利要求1至3中任一项所述的电力变换装置，其中，
当将n为2时的所述第一频率fc设为fc1、fc2时，所述2n个开关频率f重复的所述转变顺序为fc2+fdef、fc1－fdef、fc2－fdef、fc1+fdef的正序和逆序中的一方。
8.根据权利要求1至3中任一项所述的电力变换装置，其中，
当将n为3以上时的所述第一频率fc设为fc(k)、其中k为1到n的整数时，所述2n个开关频率f重复的所述转变顺序是满足fc(n)－fdef、fc(n－1)+fdef、fc(n)+fdef、fc(1)－fdef、fc(2)－fdef的顺序、并且当k为1到n－2时满足fc(k+1)－fdef、fc(k)+fdef、fc(k+2)－fdef的顺序的正序和逆序中的一方。
9.根据权利要求1至3中任一项所述的电力变换装置，其中，
所述模式生成部生成将所述2n个开关频率f各个使用不同的所述持续时间并以所述转变顺序转变后的所述频率变化模式。
10.根据权利要求1至3中任一项所述的电力变换装置，其中，
所述模式生成部生成使所述2n个开关频率f以所述转变顺序转变后的所述频率变化模式，
所述控制器以与对应于各所述载波频率的各所述持续时间同等的期间的控制周期生成所述控制信号。
11.根据权利要求1至3中任一项所述的电力变换装置，其中，
使所述2n个开关频率f各自持续所述持续时间的模式的周期Tf的倒数为测定开关噪声的频谱的频谱分析仪的分辨率带宽以上。
12.根据权利要求1至3中任一项所述的电力变换装置，其中，
所述模式生成部保持表格，使用所述表格来决定与降低对象次数的谐波分量的期望的降低量对应的变化宽度，根据所决定的所述变化宽度生成所述频率变化模式，所述表格示出所述频率变化模式内的所述开关频率的变化宽度与谐波分量的降低量的对应。
13.根据权利要求1至3中任一项所述的电力变换装置，其中，
所述电力变换电路是将第一电力变换电路与第二电力变换电路并联配置而构成的，
所述控制装置生成分别作为第一模式、第二模式的所述频率变化模式来控制所述第一电力变换电路、所述第二电力变换电路，
所述第二模式中的最小的开关频率f大于所述第一模式内的最大的开关频率f。
14.根据权利要求13所述的电力变换装置，其中，
根据降低对象次数的谐波分量的期望的衰减量来决定所述第二模式中的最小的开关频率f与所述第一模式内的最大的开关频率f的频差。
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