JP2016020892A

JP2016020892A - 制御装置

Info

Publication number: JP2016020892A
Application number: JP2015051072A
Authority: JP
Inventors: 匠渡辺; Takumi Watanabe
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2014-06-17
Filing date: 2015-03-13
Publication date: 2016-02-04
Also published as: US20150362457A1

Abstract

【課題】濃度検出精度の低下が抑制された制御装置。
【解決手段】限界電流の流れる気体濃度センサを制御する制御装置であって、気体濃度センサに印加する電圧を制御する電圧制御部と、気体濃度センサを流れる電流を検出するための電流検出用抵抗と、気体濃度センサの温度を検出する検出部と、を有する。電圧制御部は、フィードバック電圧を印加する電圧印加部を有する。電圧印加部は、気体濃度センサの温度に対応する限界電流が、被検出気体の濃度に依らずに気体濃度センサに流れるように、気体濃度センサの温度に応じてフィードバック電圧をフィードバック制御する。
【選択図】図１１

Description

本発明は、気体濃度センサを制御する制御装置に関するものである。

特許文献１に示される、限界電流式のガス濃度センサに適用されるガス濃度検出装置が従来技術として知られている。このガス濃度検出装置は、各濃度レベルでの限界電流領域の幅に基づいて、ガス濃度センサへ印加する電圧の特性（印加電圧特性）を設定している。

特開２００４−２５１８９１号公報

上記したように特許文献１に示されるガス濃度検出装置は、各濃度レベルでの限界電流領域の幅に基づいて印加電圧特性を設定している。この限界電流領域は限界電流の流れる印加電圧の範囲を示しているが、ガス濃度センサの温度に応じて変動する性質を有する。そのため温度の変化によって限界電流をガス濃度センサに流すことができなくなる虞がある。

そこで特許文献１に示されるガス濃度検出装置は、Ｖ−Ｉ座標において、温度の異なる同一の濃度レベルの限界電流領域の重複する領域をガス濃度センサに印加する電圧（印加電圧）が通るように、印加電圧特性を設定している。しかしながら温度の変化に応じて印加電圧の特性が変動する構成とはなっていない。したがって温度の変化によっては限界電流を気体濃度センサに流すことができなくなり、被検出気体の濃度検出精度が低下する虞がある。

そこで本発明は上記問題点に鑑み、濃度検出精度の低下が抑制された制御装置を提供することを目的とする。

上記した目的を達成するために本願の第１発明は、電圧が印加されると自身の抵抗に応じた電流が流れ、印加される電圧が所定値を超えると、印加される電圧に依らずに自身を流れる電流が飽和し、被検出気体の濃度に応じた限界電流の流れる気体濃度センサ（２００）を制御する制御装置であって、気体濃度センサに印加する電圧を制御する電圧制御部（１０，５０）と、気体濃度センサを流れる電流を検出するための電流検出用抵抗（３０）と、気体濃度センサの温度を検出する検出部（５０）と、を有し、電圧制御部は、気体濃度センサに限界電流が流れるように電圧を印加する電圧印加部（１２，５０）を有し、電圧印加部は、検出部によって検出された気体濃度センサの温度に対応する限界電流が、被検出気体の濃度に依らずに気体濃度センサに流れるように、気体濃度センサの温度に応じて気体濃度センサに印加する電圧をフィードバック制御することを特徴とする。

このように本発明では、温度に対応する限界電流が、被検出気体の濃度に依らずに気体濃度センサ（２００）を流れるように、気体濃度センサ（２００）の温度に応じて気体濃度センサ（２００）に印加する電圧（以下、フィードバック電圧と示す）がフィードバック制御される。これにより、温度が変化したとしても限界電流を気体濃度センサ（２００）に流せなくなることが抑制され、被検出気体の濃度検出精度の低下が抑制される。すなわち、被検出気体の濃度検出精度のロバスト性が向上される。

本願の第２発明では、電圧印加部は、気体濃度センサの電流に追従して気体濃度センサに印加する電圧をフィードバック制御しており、気体濃度センサに印加される電圧と流れる電流との関係を示すＶ−Ｉ座標において、気体濃度センサの温度の増減に応じて、電圧変化量によって電流変化量を割って成る気体濃度センサに印加する電圧の傾きを増減する。

Ｖ−Ｉ座標において気体濃度センサ（２００）の抵抗に応じた電流の傾きは、温度が上昇すると急になり、温度が下降すると緩やかになる。そこで上記したように電圧印加部（１２，５０）は、気体濃度センサ（２００）の温度の増減に応じてＶ−Ｉ座標におけるフィードバック電圧の傾きを増減する。そのために温度が上昇するとフィードバック電圧の傾きが急になり、温度が下降するとフィードバック電圧の傾きが緩やかになる。このようにセンサ電流の時間変化と気体濃度センサ（２００）の温度それぞれに対して追従するようにフィードバック電圧がフィードバック制御される。これにより温度が変化したとしても、限界電流を気体濃度センサ（２００）に流せなくなることが抑制され、被検出気体の濃度検出精度の低下が抑制される。すなわち、被検出気体の濃度検出精度のロバスト性が向上される。

なお、特許請求の範囲に記載の請求項、および、課題を解決するための手段それぞれに記載の要素に括弧付きで符号をつけているが、この括弧付きの符号は実施形態に記載の各構成要素との対応関係を簡易的に示すためのものであり、実施形態に記載の要素そのものを必ずしも示しているわけではない。括弧付きの符号の記載は、いたずらに特許請求の範囲を狭めるものではない。

第１実施形態に係る制御装置の概略構成を示す回路図である。濃度の異なるセンサ電流を示すグラフ図である。センサ温度の低下によるセンサ電流の変化を示すグラフ図である。掃引電圧を示す波形図である。掃引電圧を示す波形図である。インピーダンスの温度依存性を示すグラフ図である。アドミタンスの温度依存性を示すグラフ図である。図３に示すセンサ電流に対応するフィードバック電圧を示すグラフ図である。フィードバック電圧の変形例を示すグラフ図である。フィードバック電圧の変形例を示すグラフ図である。フィードバック電圧の変形例を示すグラフ図である。図８に示すフィードバック電圧を生成する制御装置を示す回路図である。図９に示すフィードバック電圧を生成する制御装置を示す回路図である。図１０に示すフィードバック電圧を生成する制御装置を示す回路図である。図１１に示すフィードバック電圧を生成する制御装置を示す回路図である。図１３に示す制御装置の変形例を示す回路図である。

以下、本発明に係る制御装置が、内燃機関の排気ガスに含まれる酸素濃度を検出する気体濃度センサの制御を行う場合の実施形態を図に基づいて説明する。
（第１実施形態）
図１〜図８に基づいて本実施形態に係る制御装置１００を説明する。図２，３，８に示す座標は、気体濃度センサ２００に印加される電圧と流れる電流との関係を示すＶ−Ｉ座標である。横軸が電圧を示し、縦軸が電流を示している。そしてこれらの図面に記すセンサ電流は、空燃比ＡＦがリーンの場合（ＡＦ＝１８、大気）のみを示している。ただし、空燃比ＡＦがリッチの場合においても、センサ電流は空燃比がリーンの場合と同様の振る舞いを示す。また図６に示す座標は、気体濃度センサ２００の温度とインピーダンスとの関係を示しており、横軸が温度を示し、縦軸がインピーダンスを示している。そして図７に示す座標は、気体濃度センサ２００の温度とアドミタンスとの関係を示しており、横軸が温度を示し、縦軸がアドミタンスを示している。

制御装置１００の制御する気体濃度センサ２００は、内燃機関の排気ガスの通る排気管に設けられる。気体濃度センサ２００は限界電流式酸素センサであり、図示しないが、拡散抵抗層に第１電極、固体電解質、第２電極が順次積層されて成る。拡散抵抗層は小孔を有する多孔質のアルミナなどから成り、第１電極と第２電極は白金などから成る。そして固体電解質はジルコニア固体電解質である。拡散抵抗層を介して第１電極に排気ガスが流入され、第２電極は大気に開放されている。第１電極は気体濃度センサ２００の第２端子２００ｂに接続され、第２電極が第１端子２００ａに接続されている。以下においては第１電極を排気側電極、第２電極を大気側電極と示す。

気体濃度センサ２００は排気ガスに含まれている空気と燃料の比（空燃比）に応じて電流の流動方向が変わる。気体濃度センサ２００は内燃機関にて空気と燃料とが過不足なく反応される理想的な空燃比（理想空燃比）よりも排気ガスの空燃比が高い（酸素濃度が濃い）場合、大気側電極から排気側電極へと電流を流し、空燃比が低い（酸素濃度が薄い）場合、排気側電極から大気側電極へと電流を流す。換言すれば、気体濃度センサ２００は空燃比がリーンの場合に大気側電極から排気側電極へと電流を流し、空燃比がリッチの場合に排気側電極から大気側電極へと電流を流す。

排気ガスの空燃比が理想空燃比よりも高い場合（排気ガスの空燃比がリーンの場合）、排気ガスに含まれる酸素分子が排気側電極へ吸入される。吸入された酸素分子はイオン化して固体電解質へと移動し、固体電解質を介して大気側電極へと移動する。そして大気側電極においてイオン化した酸素が酸素分子に戻されて、大気へ放出される。このように排気ガスの空燃比がリーンの場合、排気側電極から大気側電極へとイオン化した酸素が流れる。換言すれば、空燃比がリーンの場合、大気側電極から排気側電極へと電流が流れる。これとは異なり、排気ガスの空燃比が理想空燃比よりも低い場合（排気ガスの空燃比がリッチの場合）、大気に含まれる酸素分子が大気側電極へ吸入される。吸入された酸素分子はイオン化して固体電解質へと移動し、固体電解質を介して排気側電極へと移動する。そして排気側電極においてイオン化した酸素が酸素分子に戻されて、排気ガスへ放出される。この排気側電極から放出された酸素分子は、排気ガスに含まれる未燃ガス（一酸化炭素、塩化水素、水素など）と反応する。このように排気ガスの空燃比がリッチの場合、大気側電極から排気側電極へとイオン化した酸素が流れる。換言すれば、空燃比がリッチの場合、排気側電極から大気側電極へと電流が流れる。

図２に示すように気体濃度センサ２００を流れる電流（以下、センサ電流と示す）の電流値は、印加電圧が低い場合、印加電圧の上昇にともなって徐々に上昇する。その上昇度は気体濃度センサ２００の抵抗値によって決定される。しかしながら印加電圧が所定値を超えると、イオン化した酸素の移動が拡散抵抗層によって制限され、センサ電流が飽和する。これは、排気ガスの空燃比がリーンの場合、排気ガスに含まれる酸素分子の吸入が抵抗拡散層によって制限されてセンサ電流が飽和するためである。また排気ガスの空燃比がリッチの場合、未燃ガスと酸素分子との反応が拡散抵抗層によって制限され、センサ電流が飽和するためである。このように排気ガスの空燃比に依らずにセンサ電流が飽和し、気体濃度センサ２００に限界電流が流れる。図２に示すように限界電流の電流値は、排気ガスに含まれる酸素濃度（空燃比）に正比例する。したがって限界電流を検出することで酸素濃度を検出することができる。なお、限界電流の流れている気体濃度センサ２００にさらに高い過剰な電圧を印加すると、センサ電流は限界電流からさらに上昇し始める。これは、排気ガスの空燃比がリーンの場合、第１電極にて排気ガスに含まれる水の電気分解が生じ、排気ガスの空燃比がリッチの場合、第１電極にて排気ガスに含まれる未燃ガスの反応が進むためである。

以下では、図２に示すようにＶ−Ｉ座標における抵抗値と印加電圧に応じたセンサ電流の流れる領域を抵抗支配領域、印加電圧に依らずに限界電流の流れる領域を限界電流領域、限界電流以上の電流の流れる領域を過剰電圧領域と示す。この限界電流領域の幅は、限界電流が流れるのに最低限必要な第１電圧（上記した所定値）と、限界電流よりも大きな電流が流れ始めるのに最低限必要な第２電圧とによって定められる。

上記したように抵抗支配領域でのセンサ電流は抵抗値と印加電圧に依存する。この気体濃度センサ２００の抵抗値は気体濃度センサ２００の温度（以下、センサ温度と示す）に反比例する性質を有する。したがってセンサ温度が低下すると抵抗値が上昇し、抵抗支配領域におけるセンサ電流の変化量（傾き）が低くなる。したがって図３にセンサ温度の低下したセンサ電流を破線で示すように、センサ温度が低下すると第１電圧が上昇し、より高い電圧を印加しなければ気体濃度センサ２００に限界電流が流れなくなる。このように第１電圧はセンサ温度に反比例する性質を有する。

以下においては、上記した気体濃度センサ２００を制御する制御装置１００の構成要素について個別に説明する。

図１に示すように制御装置１００は、電圧制御部１０と、電流検出用抵抗３０と、処理部５０と、を有する。電圧制御部１０は気体濃度センサ２００に印加する電圧を制御するものであり、電流検出用抵抗３０は気体濃度センサ２００を流れる電流を検出するためのものである。そして処理部５０は電圧制御部１０を制御するとともに、気体濃度センサ２００の温度を検出するものである。

電圧制御部１０は掃引回路１１と電圧印加部１２を有する。掃引回路１１は、図４および図５に示すように電圧値が時間的に変動し、且つ、電圧値が正負に反転する掃引電圧を気体濃度センサ２００に印加し、電圧印加部１２は図８に示すように気体濃度センサ２００に限界電流が流れるように電圧を印加する。電圧印加部１２はセンサ温度とセンサ電流に応じた電圧（以下、フィードバック電圧と示す）を気体濃度センサ２００に印加しており、その時間変動はｍｓオーダーである。これに対して掃引回路１１が印加する掃引電圧の時間変動はμｓオーダーである。したがって掃引電圧はフィードバック電圧に対して時間的に変動する。フィードバック電圧が印加されている際に掃引電圧が所定周期で印加される。この掃引電圧の印加されている際にセンサ電流の時間的な変化量ΔＩと、気体濃度センサ２００に印加される電圧（以下、センサ電圧と示す）の時間的な変化量ΔＶとが処理部５０によって検出される。

図６および図７に示すように気体濃度センサ２００のインピーダンスとその逆数であるアドミタンスそれぞれは温度依存性がある。すなわちインピーダンスはセンサ温度に反比例する性質を有し、アドミタンスはセンサ温度に正比例する性質を有する。そのため、インピーダンス若しくはアドミタンスを求め、その求めたインピーダンス若しくはアドミタンスと図６若しくは図７に示す温度依存性とに基づくことでセンサ温度を算出することができる。このインピーダンス若しくはアドミタンスは、掃引電圧を印加している際のセンサ電流とセンサ電圧それぞれの時間的な変化量ΔＩ、ΔＶに基づいて算出することができる。

なお、図４に示すように掃引電圧の電圧値を負から正へと反転させている。これは掃引電圧の印加によって気体濃度センサ２００に蓄積された電荷を放電するためである。もちろんフィードバック電圧の印加によっても気体濃度センサ２００に電荷が蓄積される。しかしながら、その時間変化量は掃引電圧に比べて低いため、電荷は自然放電される。したがって掃引電圧の印加時のように、気体濃度センサ２００に蓄積された電荷を放電するためにフィードバック電圧の正負を反転させることは行われない。なお図５に示すように掃引電圧の電圧値を正から負へと反転させてもよい。

本実施形態に係る電圧印加部１２は、処理部５０から出力されるデジタル信号をアナログ信号に変換し、その変換した信号の電圧を気体濃度センサ２００へ印加するＤＡ変換回路である。したがって本実施形態に係る電圧印加部１２は図８に示す電圧特性を有するフィードバック電圧そのものを生成してはいない。このような電圧特性を有するフィードバック電圧は処理部５０にて生成される。電圧印加部１２と処理部５０とによって、特許請求の範囲に記載の電圧印加部が構成されている。

掃引電圧が印加されていない時のセンサ電流とセンサ電圧とが処理部５０によって検出される。上記したように気体濃度センサ２００に限界電流が流れるが、それは空燃比に依存している。したがってフィードバック電圧の印加によって限界電流の流れている際のセンサ電流（センサ電圧の電圧値に依らずに電流値が一定の時のセンサ電流）を検出することで、空燃比を検出することができる。なお、気体濃度センサ２００は空燃比がリッチの場合に起電力が理想空燃比時よりも上昇し、空燃比がリーンの場合に起電力が理想空燃比時よりも下降する性質を有する。したがって空燃比に対する起電力の変動が緩やかな場合、起電力の電圧値を検出することで空燃比を検出することもできる。この空燃比に対する起電力の変動量は、上記した抵抗拡散層の材料や構造によって決定することができる。

電圧制御部１０は、上記した掃引回路１１と電圧印加部１２の他に、掃引回路１１に対応する第１バッファ１３、および、電圧印加部１２に対応する第２バッファ１４を有する。第１バッファ１３は第１オペアンプ１３ａと入力抵抗１３ｂ，１３ｃを有し、第２バッファ１４は第２オペアンプ１４ａと入力抵抗１４ｂ，１４ｃを有する。図１に示すように第１オペアンプ１３ａの出力端子は電流検出用抵抗３０を介して第２端子２００ｂに接続されている。そして第１オペアンプ１３ａの２つの入力端子の内の一方が入力抵抗１３ｂを介して掃引回路１１と接続され、残りの他方が入力抵抗１３ｃを介して電流検出用抵抗３０と第２端子２００ｂとの間の第１中点Ｍ１に接続されている。この構成により、第１中点Ｍ１が掃引回路１１から出力される電圧と同電位となっている。

図１に示すように掃引回路１１には電源からグランドに向かって直列接続された２つの抵抗１１ａ，１１ｂの中点電圧が入力されている。掃引回路１１によって掃引電圧が印加されない期間、この抵抗１１ａ，１１ｂの中点電圧が掃引回路１１から出力される。したがって掃引回路１１によって掃引電圧が印加されない期間、第１中点Ｍ１の電位は抵抗１１ａ，１１ｂの中点電圧と同電位となり一定である。しかしながら掃引回路１１によって掃引電圧が印加される期間、第１中点Ｍ１は掃引電圧と同電位となり、時間的に変動する。また、電流検出用抵抗３０と第１オペアンプ１３ａとの間の第２中点Ｍ２の電位は、掃引電圧の印加に関わらず、センサ電流に応じて変動する。したがって掃引回路１１によって掃引電圧が印加されない期間に第１中点Ｍ１に対する第２中点Ｍ２の電位の変動を検出することで、フィードバック電圧に応じたセンサ電流を検出することができる。また掃引回路１１によって掃引電圧が印加されている期間に第１中点Ｍ１に対する第２中点Ｍ２の電位の変動を検出することで、掃引電圧に応じたセンサ電流を検出することができる。

上記した第２バッファ１４は第１バッファ１３と同様の構成となっている。すなわち、第２バッファ１４の有する第２オペアンプ１４ａの出力端子は第１端子２００ａに接続されている。そして第２オペアンプ１４ａの２つの入力端子の内の一方が入力抵抗１４ｂを介して電圧印加部１２と接続され、他方が入力抵抗１３ｃを介して第２オペアンプ１４ａの出力端子と第１端子２００ａとの間の第３中点Ｍ３に接続されている。この構成により、第３中点Ｍ３が電圧印加部１２から出力される電圧と同電位となっている。以上により、気体濃度センサ２００には中点Ｍ１、Ｍ３の電圧が印加される。したがってセンサ電圧は第１中点Ｍ１の電圧から第３中点Ｍ３の電圧を減算した値と成る。

電流検出用抵抗３０は、図１に示すように第２端子２００ｂと第１オペアンプ１３ａの出力端子との間に設けられている。電流検出用抵抗３０の第２端子２００ｂ側の電位は第１中点Ｍ１と同電位であり、第１オペアンプ１３ａ側の電位は第２中点Ｍ２と同電位となっている。以下、中点Ｍ１〜Ｍ３の電圧を中点電圧Ｖ１〜Ｖ３と示す。

処理部５０は、電圧制御部１０の駆動を制御し、センサ温度を検出するものである。処理部５０は、電圧印加部１２の駆動状態（フィードバック電圧の電圧値）にかかわらずに、掃引回路１１を所定周期で駆動することで掃引電圧を気体濃度センサ２００に印加する。処理部５０は、図６に示す気体濃度センサ２００のインピーダンスの温度特性および図７に示す気体濃度センサ２００のアドミタンスの少なくとも一方と電流検出用抵抗３０の抵抗値を記憶している。処理部５０は掃引回路１１によって掃引電圧を印加している際に、中点電圧Ｖ１〜Ｖ３を検出する。そして処理部５０は、電圧差Ｖ１−Ｖ２の時間的な変化量と電流検出用抵抗３０の抵抗値とに基づいてセンサ電流の時間的な変化量ΔＩを検出し、電圧差Ｖ１−Ｖ３の時間的な変化量によってセンサ電圧の時間的な変化量ΔＶを検出する。最後に処理部５０はこれらセンサ電流とセンサ電圧それぞれの時間的な変化量ΔＩ、ΔＶに基づいて気体濃度センサ２００のインピーダンス若しくはアドミタンスを算出し、図６若しくは図７に示す温度特性によりセンサ温度を算出（検出）する。処理部５０は特許請求の範囲に記載の検出部を含んでいる。

処理部５０は算出したセンサ温度に基づいてフィードバック電圧をフィードバック制御する。すなわち処理部５０は、センサ温度に対応する限界電流が、空燃比に依らずに気体濃度センサ２００に流れるように、センサ温度に応じて電圧印加部１２に出力するデジタル信号をフィードバック制御する。このデジタル信号がＤＡ変換回路である電圧印加部１２によってアナログ信号に変換されることで、上記したフィードバック電圧が第２バッファ１４を介して気体濃度センサ２００に印加される。以下においては説明を簡便とするために、処理部５０からフィードバック電圧が出力される、と記載する。

処理部５０はセンサ電流に追従してフィードバック電圧を制御しており、図８に示すようにＶ−Ｉ座標において、センサ温度の増減に応じて、電圧変化量によって電流変化量を割って成るフィードバック電圧の傾きを増減する。このような特性を有するフィードバック電圧を生成するためには、以下の処理をあらかじめ行っておく。すなわち、Ｎを２以上の自然数とすると、気体濃度センサ２００の駆動温度域を第１〜第Ｎ温度域に区分し、第１〜第Ｎ温度域それぞれに対応する第１〜第Ｎフィードバック電圧を生成しておく。そしてこのＮ個のフィードバック電圧を処理部５０に記憶させ、ｋを１以上Ｎ以下の自然数とすると、センサ温度が第ｋ温度域に含まれる場合、処理部５０から第ｋフィードバック電圧を出力させる。なお、もちろんではあるが、上記した第１〜第Ｎフィードバック電圧それぞれは第１〜第Ｎ温度域それぞれにおいて限界電流が流れるように決定される。

本実施形態においてフィードバック電圧はＶ−Ｉ座標において一次直線で表される。そして図８に示すようにフィードバック電圧はセンサ温度に応じて傾きが調整される。本実施形態ではＮ＝２であり、第１温度域と第２温度域それぞれに対応する第１フィードバック電圧と第２フィードバック電圧を処理部５０が記憶している。図８に実線で示すセンサ電流は第１温度域におけるセンサ電流の一例を示し、破線で示すセンサ電流は第２温度域におけるセンサ電流の一例を示している。第２温度域は第１温度域に比べてセンサ温度が低く、第２フィードバック電圧の傾きは、第１フィードバック電圧の傾きに対して緩やかになっている。このようにフィードバック電圧の傾きはセンサ温度の増減に応じて増減するようにあらかじめ調整されている。本実施形態ではフィードバック電圧の傾きがセンサ温度に正比例するようにあらかじめ調整されている。

なお、上記した各温度域におけるフィードバック電圧の特性（傾き）は以下のようにして決定される。Ｌを２以上の自然数とすると、第ｋ温度域を自然数Ｌにて等分し、第１〜第Ｌ計測温度を定める。そして第１〜第Ｌ計測温度それぞれにおいて、酸素濃度によらずに限界電流の流れる特性を有する電圧を算出する。次いで算出した複数の特性を有する電圧の内、第１〜第Ｌ計測温度それぞれに対して共通する特性を有する電圧を選定する。こうすることで第ｋ温度域において酸素濃度に依らずに限界電流の流れる特性（傾き）を有する第ｋフィードバック電圧を決定する。この決定方法は、換言すれば以下の通りとなる。すなわち、Ｖ−Ｉ座標に第１〜第Ｌ計測温度それぞれにおける各酸素濃度に対するセンサ電流をプロットする。そしてその複数のセンサ電流それぞれの限界電流を通る直線を設定する。こうすることで第ｋフィードバック電圧の特性（傾き）を決定する。

なお、限界電流を決定する第１電圧と第２電圧との間の真ん中の電圧を中間電圧とすると、Ｖ−Ｉ座標においてこの中間電圧を通るようにフィードバック電圧の特性は決定される。もちろん、センサ電流が３つ以上ある場合、全てのセンサ電流の中間電圧を通るようにフィードバック電圧の特性を設定することは難しくなる。しかしながら上記した１つの温度域における複数のセンサ電流の限界電流の中間電圧の近くを通るように、フィードバック電圧の特性が決定される。すなわち、各センサ電流の中間電圧とフィードバック電圧との離間距離が最小になるように、フィードバック電圧の特性が決定される。

最後に処理部５０の処理をまとめて示す。処理部５０は上記したようにセンサ温度を算出する。そして処理部５０は算出したセンサ温度が上記した複数の温度域のどれであるのかを判定する。次いで処理部５０は判定した温度域に対応するフィードバック電圧を気体濃度センサ２００に印加し、気体濃度センサ２００に限界電流を流す。最後に処理部５０は限界電流を検出することで、排気ガスの酸素濃度を検出する。若しくは気体濃度センサ２００の起電力の電圧値を検出することで空燃比を検出する。この気体濃度センサ２００の起電力の電圧は第３中点電圧Ｖ３によって求めることができる。

次に、本実施形態に係る制御装置１００の作用効果を説明する。上記したように、温度に対応する限界電流が、排気ガスの酸素濃度に依らずに気体濃度センサ２００を流れるように、センサ温度に応じてフィードバック電圧がフィードバック制御される。これにより、温度が変化したとしても限界電流を気体濃度センサ２００に流せなくなることが抑制され、排気ガスの酸素濃度検出精度の低下が抑制される。すなわち、被検出気体の濃度検出精度のロバスト性が向上される。

上記したようにＶ−Ｉ座標におけるセンサ電流の傾きは、温度が上昇すると急になり、温度が下降すると緩やかになる。これに対して処理部５０は、センサ温度の増減に応じてフィードバック電圧の傾きを増減する。そのために温度が上昇するとフィードバック電圧の傾きが急になり、温度が下降するとフィードバック電圧の傾きが緩やかになる。このようにセンサ電流の時間変化とセンサ温度それぞれに対して追従するようにフィードバック電圧が制御される。これにより温度が変化したとしても、限界電流を気体濃度センサ２００に流せなくなることが抑制され、排気ガスの酸素濃度検出精度の低下が抑制される。すなわち、排気ガスの酸素濃度検出精度のロバスト性が向上される。

Ｖ−Ｉ座標において、複数のセンサ電流の中間電圧とフィードバック電圧との離間距離が最小になるように、フィードバック電圧の特性が決定される。これによれば、例えば第１電圧と中間電圧との間の電圧が気体濃度センサ２００に印加される構成と比べて、突発的な温度上昇などによって第１電圧が変動し、それによって限界電流を気体濃度センサ２００に流せなくなることが抑制される。この結果、排気ガスの酸素濃度検出精度の低下が抑制され、排気ガスの酸素濃度検出精度のロバスト性が向上される。

なお、本実施形態ではフィードバック電圧の傾きをセンサ電流とセンサ温度とに応じて変化させる例を記載した。しかしながら図９に示すように、フィードバック電圧の傾きを一定にし、センサ温度に応じて、Ｖ−Ｉ座標のＶ軸におけるフィードバック電圧の値（センサ電流がゼロの時のフィードバック電圧の電圧値（以下、Ｖ切片と示す））を調整してもよい。上記したように限界電流の流れ始める第１電圧はセンサ温度に反比例する性質を有する。したがってＶ−Ｉ座標において第１電圧は温度が上昇すると原点に近づき、温度が下降すると原点から遠ざかる。したがって処理部５０はセンサ温度の増減に応じてＶ切片を減増させる。すなわち処理部５０は、温度が上昇するとＶ切片を原点に近づけ、温度が下降するとＶ切片を原点から遠ざける。こうすることで第１電圧の温度変化に追従するようにＶ切片の値を変化させる。これにより温度が変化したとしても、限界電流を気体濃度センサ２００に流せなくなることが抑制され、排気ガスの酸素濃度検出精度の低下が抑制される。すなわち、排気ガスの酸素濃度検出精度のロバスト性が向上される。

図９ではフィードバック電圧の傾きが一定であり、センサ温度に応じてＶ切片が調整される例を示した。しかしながら図１０に示すように、フィードバック電圧の傾きがゼロであり、センサ温度に応じてＶ切片だけが調整される構成を採用することもできる。

さらに言えば、図１１に示すように、フィードバック電圧がセンサ電流に追随し、センサ温度に応じて傾きとＶ切片が調整される構成を採用することもできる。このようにセンサ温度に応じて傾きとＶ切片とを調整することで、排気ガスの酸素濃度検出精度のロバスト性がより効果的に向上される。なお、図９〜図１１に示すフィードバック電圧は処理部５０に記憶されている。

以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は上記した実施形態になんら制限されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲において、種々変形して実施することが可能である。

本実施形態では電圧印加部１２がＤＡＣ回路であり、図８〜図１１に示すセンサ温度に応じたフィードバック電圧が処理部５０に記憶された例を示した。このように処理部５０に記憶されたフィードバック電圧をアナログ信号に変換する以外に、例えば図１２〜図１５に示す制御装置１００によって図８〜図１１に示すフィードバック電圧をアナログ的に生成することもできる。

図１２に示す電圧印加部１２は差動増幅回路であり、フィードバック電圧の傾きを調整する傾き調整部１５と、フィードバック電圧のＶ切片を生成するＶ切片生成部１６と、を有する。傾き調整部１５は、本実施形態に示した第２バッファ１４の構成要素である第２オペアンプ１４ａと入力抵抗１４ｂ，１４ｃを含み、Ｖ切片生成部１６はセンサ電流がゼロの時の電圧（Ｖ切片）を第２オペアンプ１４ａに入力する機能を果たしている。

傾き調整部１５はセンサ電流（センサ電圧）に応じてフィードバック電圧を上昇させるものであり、センサ温度に応じてその傾きが処理部５０によって変更される。傾き調整部１５は、上記した第２オペアンプ１４ａと入力抵抗１４ｂ，１４ｃの他に、分圧抵抗１７ａ，１７ｂと、バッファ回路１８と、直列抵抗１９ａ，１９ｂ，１９ｃと、スイッチ２０と、帰還抵抗２１と、を有する。この抵抗１９ａ，１９ｂ，１９ｃ，２１の抵抗値とスイッチ２０の駆動状態によって第２オペアンプ１４ａの増幅率が調整され、フィードバック電圧の傾きが調整される。

図１２に示すように、センサ電流の変動によって電位の変動する第２中点Ｍ２と、２つの抵抗１１ａ，１１ｂの中点とを接続する配線にバッファ回路２２が設けられている。そして第２中点Ｍ２からバッファ回路２２に向かって分圧抵抗１７ａ，１７ｂが順に直列接続され、分圧抵抗１７ａ，１７ｂの中点からグランドに向かって、バッファ回路１８、直列抵抗１９ａ，１９ｂ，１９ｃ、スイッチ２０が順に直列接続されている。そして直列抵抗１９ａ，１９ｂの中点が入力抵抗１４ｃを介して第２オペアンプ１４ａの他方の入力端子に接続され、直列抵抗１９ｂ，１９ｃの中点が帰還抵抗２１を介して第３中点Ｍ３に接
続されている。また上記したＶ切片生成部１６は電源からグランドに向かって順に直列接続された分圧抵抗２３ａ，２３ｂを有し、その中点が入力抵抗１４ｂを介して第２オペアンプ１４ａの一方の入力端子に接続されている。

以上に示した接続構成により第２オペアンプ１４ａには、センサ電流（第２中点電圧Ｖ２）とスイッチ２０の駆動状態とによって定まる直列抵抗１９ａ，１９ｂの中点電位と、分圧抵抗２３ａ，２３ｂの中点電位とが入力される。そしてその増幅率がスイッチ２０の駆動状態によって決められ、上記した入力電圧とその増幅率とに基づくフィードバック電圧が第２オペアンプ１４ａから出力される。直列抵抗１９ａ，１９ｂの中点電位は第１中点Ｍ１から第２中点Ｍ２へと向かうセンサ電流の増大に応じて減少する。したがって直列抵抗１９ａ，１９ｂの中点電位と分圧抵抗２３ａ，２３ｂの中点電位との差分値が増大する。この結果、図８に示すようにセンサ電流の増大に追随してフィードバック電圧も増大する。また、スイッチ２０の駆動状態を制御することで、直列抵抗１９ａよりもグランド側の抵抗値が変更され、これによって第２オペアンプ１４ａの増幅率が調整される。この結果、フィードバック電圧のセンサ電流に対する増幅率が調整され、フィードバック電圧の傾きが図８に示すように調整される。このスイッチ２０の駆動制御は処理部５０によってセンサ温度に基づいて行われる。このスイッチ２０のＯＮ抵抗がセンサ温度に応じて連続的に変化すように処理部５０にて制御することで、フィードバック電圧の傾きを連続的に変化させることもできる。なお、Ｖ切片生成部１６から出力される電圧はセンサ電流に依らずに一定なので、図８に示すようにセンサ電流がゼロにおけるフィードバック電圧の電圧値（Ｖ切片）が一定となっている。

図１３に示す電圧印加部１２も差動増幅回路であり、傾き調整部１５とＶ切片生成部１６を有する。図１２に示す電圧印加部１２とは異なり、図１３に示す傾き調整部１５は直列抵抗１９ｃとスイッチ２０を有さない。したがって図９に示すようにフィードバック電圧の傾きはセンサ温度に依らずに一定である。しかしながらＶ切片生成部１６は、上記した分圧抵抗２３ａ，２３ｂの他に、抵抗２４とスイッチ２５を有する。抵抗２４とスイッチ２５は分圧抵抗２３ａ，２３ｂの中点からグランドに向かって順に直列接続されており、分圧抵抗２３ｂと並列となっている。したがってスイッチ２５の駆動状態を制御することで、分圧抵抗２３ａよりもグランド側の抵抗値が変更され、これによって図９に示すようにＶ切片電圧が二値的に変更される。このスイッチ２５の駆動制御は処理部５０によってセンサ温度に基づいて行われる。

図１４に示す電圧印加部１２は図１３に示すＶ切片生成部１６のみを有する。したがって図１０に示すようにフィードバック電圧の傾きはゼロである。しかしながらＶ切片生成部１６のスイッチ２５の駆動状態を処理部５０によってセンサ温度に基づいて制御されることで、図１０に示すようにＶ切片電圧がセンサ温度に応じて二値的に変更される。

図１５に示す電圧印加部１２は図１２に示す傾き調整部１５と図１３に示すＶ切片生成部１６を有する。したがって処理部５０がセンサ温度に基づいて傾き調整部１５のスイッチ２０とＶ切片生成部１６のスイッチ２５それぞれの駆動状態を制御することで、図１１に示すようにフィードバック電圧の傾きとＶ切片電圧それぞれが変更される。

なお、図１３ではＶ切片生成部１６が分圧抵抗２３ａ，２３ｂの他に、分圧抵抗２３ｂと並列接続される抵抗２４とスイッチ２５を有する例を示した。しかしながら分圧抵抗２３ｂに並列接続される抵抗２４とスイッチ２５の数としては複数でもよい。例えば図１６に示すように、抵抗２４とスイッチ２５とともに、分圧抵抗２３ｂに並列接続される抵抗２６とスイッチ２７をＶ切片生成部１６が有する構成を採用することもできる。これによれば、処理部５０によってスイッチ２５，２７の駆動状態がセンサ温度に基づいて制御されることで、４種類のＶ切片を生成することができる。この４種類のＶ切片は、スイッチ２５，２７のオン状態とオフ状態とを組み合わせることで生成される。

また、図１２では傾き調整部１５が第２オペアンプ１４ａ、入力抵抗１４ｂ，１４ｃ、分圧抵抗１７ａ，１７ｂ、バッファ回路１８、直列抵抗１９ａ，１９ｂ、帰還抵抗２１の他に、直列抵抗１９ｃとスイッチ２０を有する例を示した。この直列抵抗１９ｃとスイッチ２０の数としては、上記例に限定されず複数でもよい。図示しないが、複数の直列接続された直列抵抗１９ｃとスイッチ２０が並列接続された構成を採用することもできる。例えば２つの直列接続された直列抵抗１９ｃとスイッチ２０が並列接続された場合、処理部５０によって２つのスイッチ２０の駆動状態がセンサ温度に基づいて制御されることで、４種類の傾きを生成することができる。この４種類の傾きは、２つのスイッチ２０のオン状態とオフ状態とを組み合わせることで生成される。

本実施形態では制御装置１００が内燃機関の排気ガスに含まれる酸素濃度を検出する気体濃度センサ２００の制御を行う例を示した。しかしながら制御装置１００の制御対象としては上記例に依らず、被検出気体に含まれるＨ２Ｏ濃度やＣＯ２濃度を検出する気体濃度センサを制御してもよい。

本実施形態ではフィードバック電圧がＶ−Ｉ座標において一次直線で表される例を示した。しかしながらフィードバック電圧としては上記例に限定されず、例えばＶ−Ｉ座標において曲線で表されてもよい。このようにフィードバック電圧を制御するためには、本実施形態で示したように、フィードバック電圧を処理部５０にあらかじめ記憶させておく構成が考えられる。

本実施形態では気体濃度センサ２００の駆動温度域が２つの温度域に区分され、これら２つの温度域それぞれに対応する第１フィードバック電圧と第２フィードバック電圧が処理部５０に記憶された例を示した。しかしながら駆動温度域を区分する数としては上記例に限定されず、３つ以上でもよい。したがって３つ以上の温度域それぞれに対応するフィードバック電圧が処理部５０に記憶されていてもよい。

本実施形態ではＶ−Ｉ座標において中間電圧を通るようにフィードバック電圧の特性が決定される例を示した。しかしながらフィードバック電圧の印加によって温度に依らずに限界電流が流れるのであれば、Ｖ−Ｉ座標において中間電圧を通るようにフィードバック電圧の特性が決定されなくともよい。

１０・・・電圧制御部
１１・・・掃引回路
１２・・・電圧印加部
３０・・・電流検出用抵抗
５０・・・処理部
１００・・・制御装置
２００・・・気体濃度センサ

Claims

電圧が印加されると自身の抵抗に応じた電流が流れ、印加される電圧が所定値を超えると、印加される電圧に依らずに自身を流れる電流が飽和し、被検出気体の濃度に応じた限界電流の流れる気体濃度センサ（２００）を制御する制御装置であって、
前記気体濃度センサに印加する電圧を制御する電圧制御部（１０，５０）と、
前記気体濃度センサを流れる電流を検出するための電流検出用抵抗（３０）と、
前記気体濃度センサの温度を検出する検出部（５０）と、を有し、
前記電圧制御部は、前記気体濃度センサに前記限界電流が流れるように電圧を印加する電圧印加部（１２，５０）を有し、
前記電圧印加部は、前記検出部によって検出された前記気体濃度センサの温度に対応する前記限界電流が、前記被検出気体の濃度に依らずに前記気体濃度センサに流れるように、前記気体濃度センサの温度に応じて前記気体濃度センサに印加する電圧をフィードバック制御することを特徴とする制御装置。
前記電圧印加部は、前記気体濃度センサの電流に追従して前記気体濃度センサに印加する電圧をフィードバック制御しており、前記気体濃度センサに印加される電圧と流れる電流との関係を示すＶ−Ｉ座標において、前記気体濃度センサの温度の増減に応じて、電圧変化量によって電流変化量を割って成る前記気体濃度センサに印加する電圧の傾きを増減することを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
前記限界電流が流れるのに最低限必要な電圧を第１電圧、前記限界電流よりも大きな電流が流れ始めるのに最低限必要な電圧を第２電圧とし、前記第１電圧と前記第２電圧との間の真ん中の電圧を中間電圧とすると、
前記電圧印加部は、前記気体濃度センサの温度に対応する前記限界電流の前記中間電圧が前記気体濃度センサに印加されるように前記気体濃度センサに印加する電圧をフィードバック制御することを特徴とする請求項２に記載の制御装置。
前記電圧印加部は、前記気体濃度センサの温度の増減に応じて、前記気体濃度センサに印加される電圧と流れる電流との関係を示すＶ−Ｉ座標のＶ軸における前記気体濃度センサに印加する電圧の値を減増することを特徴とする請求項１〜３いずれか１項に記載の制御装置。
前記Ｖ−Ｉ座標において、前記電圧印加部によって前記気体濃度センサに印加される電圧は一次直線で表されることを特徴とする請求項２〜４いずれか１項に記載の制御装置。
前記電圧印加部は、Ｎを２以上の自然数として、前記気体濃度センサの駆動温度域を第１〜第Ｎ温度域に区分すると、前記気体濃度センサに印加する電圧として、前記第１〜第Ｎ温度域それぞれに対応する第１〜第Ｎフィードバック電圧を有し、
前記電圧印加部は、ｋを１以上Ｎ以下の自然数とすると、前記気体濃度センサの温度が第ｋ温度域の場合、前記第ｋ温度域に対応する第ｋフィードバック電圧を前記気体濃度センサに印加することを特徴とする請求項１〜５いずれか１項に記載の制御装置。
Ｌを２以上の自然数、前記第ｋ温度域を前記自然数Ｌにて等分した各温度を第１〜第Ｌ計測温度とすると、前記第１〜第Ｌ計測温度それぞれにおいて各濃度の前記限界電流の流れる特性を有する電圧を算出し、算出した複数の特性の電圧に基づいて、前記第１〜第Ｌ計測温度それぞれに対して共通した特性を有する電圧を選定することで、前記第ｋフィードバック電圧が決定されることを特徴とする請求項６に記載の制御装置。
前記電圧制御部は、前記電圧印加部の他に、前記気体濃度センサに時間的に電圧値が変動する掃引電圧を印加する掃引回路（１１）を有し、
前記検出部は、前記気体濃度センサのインピーダンス若しくはアドミタンスの温度特性を記憶しており、前記掃引電圧の前記気体濃度センサへの印加による前記気体濃度センサを流れる電流の変化および前記気体濃度センサに印加されている電圧の変化に基づいて前記インピーダンス若しくは前記アドミタンスを算出し、算出した前記インピーダンス若しくは前記アドミタンスと、前記インピーダンス若しくは前記アドミタンスの温度特性とに基づいて前記気体濃度センサの温度を検出することを特徴とする請求項１〜７いずれか１項に記載の制御装置。