JP2016010071A - 電圧制御発振器 - Google Patents

Abstract

【課題】出力周波数の線形特性の確保と電源電圧の低電圧化の両立を可能とする。
【解決手段】第１及び第２のトランジスタ１，２が、その各々のエミッタでコンデンサ４０を介して相互に接続されてマルチバイブレータを構成すると共に、電流経路切換回路１０１によって、オン状態にあるいずれかのトランジスタ１，２のエミッタへコンデンサ４０を介して第１の定電流源２１が接続せしめるられる一方、そのエミッタに第２の定電流源２２が接続せしめられ、外部から入力される制御電圧に応じて電圧入力差動電流制御回路１０２によって、第１及び第２の定電流源２１，２２の出力電流の和が一定となるようにして差動制御されるものとなっている。
【選択図】図１

Description

本発明は、電圧制御発振器に係り、特に、動作電圧の低電圧化と共に、出力周波数の線形性の向上等を図ったものに関する。

この種の従来装置としては、例えば、エミッタ結合マルチバイブレータを用いてなるもの等が知られている（例えば、特許文献１等参照）。
図４には、従来のエミッタ結合マルチバイブレータを用いた電圧制御発振器の一例が示されており、以下、同図を参照しつつ従来回路について概括的に説明する。
この電圧制御発振器は、ＮＰＮ型トランジスタＱ１，Ｑ２が、コンデンサＣを介してエミッタ結合されてマルチバイブレータを構成しており、その発振周波数ｆは、ｆ＝Ｉ１／（４×Ｃ×ＶBE(ON)）となる。

ここで、Ｉ１はトランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ電流、Ｃはコンデンサの容量、ＶBE(ON)はトランジスタＱ１，Ｑ２のオン状態におけるベース・エミッタ間電圧である。
図４に示された回路においては、制御電圧Ｖinによって電流Ｉ１を変えることができるようになっており、上述の式より、電流Ｉ１を制御することで発振周波数を変化させることが可能となっている。

また、図５には、ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２を用いた回路例が示されており、かかる回路においては、電流源の電流ＩSSを制御することによって発振周波数が可変可能となっている。
理想的な回路であれば、上述の電流Ｉ１やＩSSを制御するることで、出力周波数は線形に変化する。

特開２００５−１６７７５２号公報（第３−５頁、図１−図２）

しかしながら、図４に示された従来回路においては、周波数が変化することによって出力電圧振幅となるＶBE(ON)の値が変化するため、実際には、出力周波数は、理想的な線形特性とはならない。
また、図５に示された従来回路においては、ＶBE(ON)に相当するゲート・ソース間電圧が変化するだけでなく、ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２の負荷抵抗器Ｒ１，Ｒ２に生ずる電圧降下（２×ＩSS×Ｒ）が出力電圧振幅の主成分となるため、電流制御によって出力電圧振幅が比較的大きく変化し、出力周波数の線形性が維持できない。なお、上述の電圧降下（２×ＩSS×Ｒ）を表す式中、”Ｒ”は負荷抵抗器Ｒ１，Ｒ２の抵抗値とする。

ところで、図４に示された従来回路において、トランジスタのベース・エミッタ間電圧Ｖbeが０．７Ｖ、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖceが０．３Ｖであるとすると、動作に必要とされる電圧は、３Ｖbe＋Ｖceとなるため、電源電圧は２．４Ｖ以上必要となる。一方、図５に示された従来回路においては、負荷抵抗器Ｒ１，Ｒ２における電圧降下を０．１Ｖとすると、動作に必要な電圧は、Ｖbe＋Ｖds＋０．１Ｖとなるため、電源電圧は１．１以上あれば足りる。

しかして、図４に示された従来回路は、図５に示された従来回路に比して、出力周波数の線形性は良好であるが、図５に示された従来回路のような低電圧での駆動ができず、結局、従来回路においては、出力周波数の線形性と電源電圧の低電圧化の両立が困難であるという問題がある。

本発明は、上記実状に鑑みてなされたもので、出力周波数の線形特性と電源電圧の低電圧化の両立を可能とする電圧制御発振器を提供するものである。

上記本発明の目的を達成するため、本発明に係る電圧制御発振器は、
２つのトランジスタが、その各々のエミッタでコンデンサを介して相互に接続されると共に、第１及び第２の定電流源が前記エミッタに接続されてマルチバイブレータが構成されてなる電圧制御発振器であって、
前記２つのトランジスタの内、オン状態にあるトランジスタのエミッタへ前記コンデンサを介して前記第１の定電流源を接続せしめると共に、前記第２の定電流源を前記エミッタに接続せしめる電流経路切換回路と、
前記第１及び第２の定電流源の出力電流の和が一定となるよう外部から入力される制御電圧に応じて前記第１及び第２の定電流源の出力電流を差動制御する電圧入力差動電流制御回路とを具備してなるものである。

本発明によれば、第１及び第２の定電流源の出力電流の和を一定にしつつ、トランジスタのオン・オフに応じて第１及び第２の定電流源の接続を切り換えることで、一方の定電流源のみをコンデンサの充放電のため用いるようにしたので、従来と異なり、制御電圧に対する出力周波数の変化を線形とすると共に、低電圧動作可能な電圧制御発振器を提供することができるという効果を奏するものである。

本発明の実施の形態における電圧制御発振器の基本構成例を示す回路図である。 図１に示された電圧制御発振器の基本構成例のより具体的な回路構成例を示す回路図である。 本発明の実施の形態における電圧制御発振器を用いたインジェクションロックＦＭ復調回路の回路構成例を示す回路図である。 従来の電圧制御発振器の第１の回路構成例を示す回路図である。 従来の電圧制御発振器の第２の回路構成例を示す回路図である。 従来のインジェクションロックＦＭ復調回路の回路構成例を示す回路図である。

以下、本発明の実施の形態について、図１乃至図３を参照しつつ説明する。
なお、以下に説明する部材、配置等は本発明を限定するものではなく、本発明の趣旨の範囲内で種々改変することができるものである。
最初に、本発明の実施の形態における電圧制御発振器の基本構成例について、図１を参照しつつ説明する。
本発明の実施の形態における電圧制御発振器は、第１及び第２のトランジスタ１，２を用いたエミッタ結合マルチバイブレータで構成されると共に、電流経路切換回路１０１と、電圧入力差動電流制御回路（図１においては「Ｖ−Ｉ・ＣＯＮＴ」と表記）１０２とが設けられ、電流経路切換回路１０１により、２つの定電流出力の経路切り換え（詳細は後述）を可能としてなるものである。

以下、図１における電圧制御発振器の具体的な回路構成について説明する。
まず、第１及び第２のトランジタ（図１においては、それぞれ「Ｑ１」、「Ｑ２」と表記）１，２には、ＮＰＮ型トランジスタが用いられており、各々のエミッタは、コンデンサ（図１においては「Ｃｆ」と表記）４０を介して接続されている。

また、第１及び第２のトランジスタ１，２のコレクタは、それぞれ負荷抵抗器３１，３２を介して電源電圧ＶＣＣが印加されるようになっていると共に、第１のトランジスタ１のコレクタは、第２のトランジスタ２のベースに、第２のトランジスタ２のコレクタは、第１のトランジスタ１のベースに、それぞれ接続されている。

そして、第１及び第２のトランジスタ１，２のエミッタは、電流経路切換回路１０１を介して電圧入力差動電流制御回路１０２による定電流の供給を受けるようになっている。
まず、電流経路切換回路１０１は、第１のトランジスタ用第１定電流源接続スイッチ４１と、第１のトランジスタ用第２定電流源接続スイッチ４２、第２のトランジスタ用第１定電流源接続スイッチ４３、及び、第２のトランジスタ用第２定電流源接続スイッチ４４を主たる構成要素としてなるものである。

第１のトランジスタ用第１定電流源接続スイッチ４１と第１のトランジスタ用第２定電流源接続スイッチ４２は、第２のトランジスタ２のコレクタ電圧ＶＣ２によって、そのオン・オフが制御されるようになっており、第１のトランジスタ１がオン状態にある際に、オン状態とされて第１のトランジスタ１のエミッタと電圧入力差動電流制御回路１０２の出力段とを接続し、定電流の供給を可能とするものである（詳細は後述）。

第１のトランジスタ用第１定電流源接続スイッチ４１の一端は第２のトランジスタ２のエミッタに、第１のトランジスタ用第２定電流源接続スイッチ４２の一端は第１のトランジスタ１のエミッタに、それぞれ接続される一方、第１のトランジスタ用第１定電流源接続スイッチ４１の他端は電圧入力差動電流制御回路１０２の一方の出力段としての第１の定電流源２１に、第１のトランジスタ用第２定電流源接続スイッチ４２の他端は電圧入力差動電流制御回路１０２の他方の出力段としての第２の定電流源２２に、それぞれ接続されている。

また、第２のトランジスタ用第１定電流源接続スイッチ４３の一端は第１のトランジスタ１のエミッタに、第２のトランジスタ用第２定電流源接続スイッチ４４の一端は第２のトランジスタ２のエミッタに、それぞれ接続される一方、第２のトランジスタ用第１定電流源接続スイッチ４３の他端は電圧入力差動電流制御回路１０２の第１の定電流源２１に、第２のトランジスタ用第２定電流源接続スイッチ４４の他端は電圧入力差動電流制御回路１０２の第２の定電流源２２に、それぞれ接続されている。

電圧入力差動電流制御回路１０２は、第１の定電流Ｉｄ１を出力する第１の定電流源２１と、第２の定電流Ｉｄ２を出力する第２の定電流源２２とを有し、外部から印加される制御電圧に応じて、第１の定電流Ｉｄ１と第２の定電流Ｉｄ２の和が一定値となるようにして、それぞれの電流を差動制御するよう構成されてなるものである。

かかる構成において、第１及び第２のトランジスタ１，２のオン・オフ動作は、従来から良く知られているマルチバイブレータにおける基本的な動作と同様であるので、ここでの詳細は説明は省略することとする。
しかして、第１のトランジスタ１がオン状態となった場合、第２のトランジスタ２はオフ状態となり、そのコレクタ電圧ＶＣ２によって、第１のトランジスタ用第１定電流源接続スイッチ４１及び第１のトランジスタ用第２定電流源接続スイッチ４２は、共にオン状態とされる。
これによって、コンデンサ４０には第１のトランジスタ１のエミッタから第１の定電流Ｉｄ１が充電電流として流入する一方、第１のトランジスタ１のエミッタから第１のトランジスタ用第２定電流源接続スイッチ４２へ第２の定電流Ｉｄ２が流れることとなる。

したがって、第１のトランジスタ１のコレクタには、負荷抵抗３１を介してＩｄ１＋Ｉｄ２の一定電流が流れるため、制御電圧に関わらずコレクタ電圧ＶＣ１の振幅値は一定となる。
一方、第１のトランジスタ１に代わって第２のトランジスタ２がオン状態となった場合、第１のトランジスタ１はオフ状態となり、そのコレクタ電圧ＶＣ１によって、第２のトランジスタ用第１定電流源接続スイッチ４３及び第２のトランジスタ用第２定電流源接続スイッチ４４は、共にオン状態とされる。

これによって、コンデンサ４０には第２のトランジスタ２のエミッタから第１の定電流Ｉｄ１が充電電流として流入する一方、第２のトランジスタ２のエミッタから第２のトランジスタ用第２定電流源接続スイッチ４４へ第２の定電流Ｉｄ２が流れることとなる。
したがって、第２のトランジスタ２のコレクタには、負荷抵抗３２を介してＩｄ１＋Ｉｄ２の一定電流が流れるため、制御電圧に関わらずコレクタ電圧ＶＣ２の振幅値は一定となる。

このように、電流経路切換回路１０１による動作によって、コンデンサ４０の充放電する電流は第１の定電流Ｉｄ１のみとされている。
また、この回路における発振周波数ｆは、下記する式１により定まるものとなる。

ｆ＝Ｉｄ１／［４×Ｃｆ×｛（Ｉｄ１＋Ｉｄ２）×Ｒ＋Ｖｔ×ｌｎ（Ｖｔ／（（Ｉｄ１＋Ｉｄ２）×Ｒ）｝］・・・式１

この発振周波数ｆの変化は、制御電圧による第１の定電流Ｉｄ１の変化がそのまま反映されるので、線形な周波数特性が得られるものとなっている。
なお、式１において、Ｃｆはコンデンサ４０の容量値、Ｖｔは熱電圧、Ｒは負荷抵抗器３１（又は負荷抵抗器３２）の抵抗値である。

次に、より具体的な回路構成例について、図２を参照しつつ説明する。
なお、図１に示された構成要素と同一の構成要素については、同一の符号を付して、その詳細な説明を省略し、以下、異なる点を中心に説明する。
まず、電流経路切換回路１０１は、第３乃至第８のトランジスタ３〜８を用いて、以下に説明するように構成されたものとなっている。

最初に、第１のトランジスタ１のコレクタには、第３のトランジスタ３のベースが接続され、第３のトランジスタ３のコレクタには、電源電圧ＶＣＣが印加されるようになっている一方、エミッタとグランドとの間には、スイッチ用第１の定電流源２４が直列接続されて設けられている。

また、第２のトランジスタ２のコレクタには、第４のトランジスタ４のベースが接続され、第４のトランジスタ４のコレクタには、電源電圧ＶＣＣが印加されるようになっている一方、エミッタとグランドとの間には、スイッチ用第２の定電流源２５が直列接続されて設けられている。
本発明の実施の形態において、第３乃至第８のトランジスタ３〜８には、ＮＰＮ型トランジスタが用いられている。

そして、この具体回路構成例においては、第１のトランジスタ用第１定電流源接続スイッチ４１（図１参照）が第５のトランジスタ５により、第１のトランジスタ用第２定電流源接続スイッチ４２（図１参照）が第６のトランジスタ６により、第２のトランジスタ用第１定電流源接続スイッチ４３（図１参照）が第７のトランジスタ７により、第２のトランジスタ用第２定電流源接続スイッチ４４（図１参照）が第８のトランジスタ８により、それぞれ実現されたものとなっている。

第５のトランジスタ５のコレクタは、第２のトランジスタ２のエミッタに接続される一方、第５のトランジスタ５のエミッタは、第７のトランジスタ７のエミッタと共に電圧入力差動電流制御回路１０２の第１の定電流源２１を構成する第１２のトランジスタ１２のコレクタに接続されている。
また、第５のトランジスタ５のベースは、第６のトランジスタ６のベースと相互に接続されると共に、第４のトランジスタ４のエミッタに接続されている。

第６のトランジスタ６のコレクタは、第１のトランジスタ１のエミッタに接続される一方、第６のトランジスタ６のエミッタは、第８のトランジスタ８のエミッタと共に、電圧入力差動電流制御回路１０２の第２の定電流源２２を構成する第１４のトランジスタ１４のコレクタに接続されている。

一方、第７のトランジスタ７のコレクタは、第１のトランジスタ１のエミッタに接続され、ベースは第８のトランジスタ８のベースと相互に接続されると共に、第３のトランジスタ３のエミッタに接続されている。
また、第８のトランジスタ８のコレクタは、第２のトランジスタ２のエミッタに接続されている。

電圧入力差動電流制御回路１０２は、第９乃至第１４のトランジスタ９〜１４と、差動トランジスタ用定電流源２６を主たる構成要素として構成されたものとなっている。
図２に示された構成例においては、第９及び第１０のトランジスタ９，１０には、ＰＮＰ型トランジスタが、第１１乃至第１４のトランジスタ１１〜１４には、ＮＰＮ型トランジスタが、ぞれぞれ用いられている。

第９のトランジスタ９のエミッタは、第１のエミッタ抵抗器３３の一端に、第１０のトランジスタ１０のエミッタは、第１のエミッタ抵抗器３４の一端に、それぞれ接続される一方、第１及び第２のエミッタ抵抗器３３，３４の他端は、相互に接続され、その接続点は、差動トランジスタ用定電流源２６に接続されており、この接続点には後述するように定電流が流入するようになっている。

また、第９のトランジスタ９のベースには、外部からの制御電圧が印加可能とされる一方、第１０のトランジスタ１０のベースには定電圧が印加されるようになっている。
さらに、第９のトランジスタ９のコレクタとグランドとの間には、ダイオード接続された第１１のトランジスタ１１が直列接続されて設けられている。
すなわち、第１１のトランジスタ１１は、そのベースとコレクタが相互に接続されると共に、第９のトランジスタ９のコレクタに接続される一方、エミッタはグランドに接続されている。

また、第１０のトランジスタ１０のコレクタとグランドとの間には、ダイオード接続された第１３のトランジスタ１３が直列接続されて設けられている。
すなわち、第１３のトランジスタ１３は、そのベースとコレクタが相互に接続されると共に、第１０のトランジスタ１０のコレクタに接続される一方、エミッタはグランドに接続されている。

一方、第１２のトランジスタ１２は、第１の定電流源２１を構成しており、そのエミッタはグランドに接続される一方、ベースは第１１のトランジスタ１１のベースに接続されている。
第１４のトランジスタ１４は、第２の定電流源２２を構成しており、そのエミッタはグランドに接続される一方、ベースは第１３のトランジスタ１３のベースに接続されている。

かかる構成において、発振周波数ｆは、図１に示された基本回路構成例同様、先の式１に基づいて定まるものとなっている。
また、動作電圧は、第１及び第２の負荷抵抗器３１，３２の電圧降下が同一で０．１Ｖとした場合、２Ｖbe＋Ｖce＋０．１Ｖ＝１．８Ｖとなり、十分に低電圧での動作が可能なものとなっている。

電圧入力差動電流制御回路１０２は、第９及び第１０のトランジスタ９，１０の差動動作により、第９のトランジスタ９のベースに印加される制御電圧が第１０のトランジスタ１０のベース電圧を超えるに従い第１４のトランジスタ１４に流れる電流Ｉｄ２が電流Ｉｄ１より大となる一方、第９のトランジスタ９のベースに印加される制御電圧が第１０のトランジスタ１０のベース電圧を下回るに従い、第１２のトランジスタ１２に流れる電流Ｉｄ１がＩｄ２より大となるように、且つ、電流Ｉｄ１＋電流Ｉｄ２は一定となるよう差動動作するものとなっている。

図１に示された基本回路構成例同様、第１のトランジスタ１がオンとなると、第２のトランジスタ２がオフとなり、そのコレクタ電圧がほぼ電源電圧ＶＣＣとなるため第４のトランジスタ４がオンとなる共に、第５及び第６のトランジスタ５，６がオンとなる。
その結果、先の基本回路構成例と同様に、第１のトランジスタ１のコレクタには電流（Ｉｄ１＋Ｉｄ２）が流れ、エミッタにおいて分岐してコンデンサ４０には電流Ｉｄ１が流れ込み、第５のトランジスタ５及び第１２のトランジスタ１２を介してグランドへ至る。

一方、第１のトランジスタ１のコレクタからエミッタへ流れる電流（Ｉｄ１＋Ｉｄ２）からコンデンサ４０へ流れ込んだ電流Ｉｄ１を差し引いた残りの電流Ｉｄ２は、第６及び第１４のトランジスタ６，１４を介してグランドへ至ることとなる。

一方、バイブレータ動作によって、第１のトランジスタ１に代わって第２のトランジスタ２がオン、第１のトランジスタ１がオフとなると、第１のトランジスタ１のコレクタ電圧がほぼ電源電圧ＶＣＣとなるため第３のトランジスタ４がオンとなる共に、第５及び第６のトランジスタ５，６に代わって第８及び第７のトランジスタ５，６がオンとなる。

その結果、上述の場合とは逆に、第２のトランジスタ２のエミッタからコンデンサ４０へ電流Ｉｄ１が流れ込み、第７のトランジスタ７及び第１２のトランジスタ１２を介してグランドへ至る。
また、残りの電流Ｉｄ２は、第８及び第１４のトランジスタ８，１４を介してグランドへ至ることとなる。

次に、本発明の実施の形態における電圧制御発振器をインジェクションロックＦＭ変調回路に適用した場合について、図３を参照しつつ説明する。
なお、図１、図２に示された構成要素と同一の構成要素については、同一の符号を付して、その詳細な説明を省略し、以下、異なる点を中心に説明する。
図３に示されたインジェクションロックＦＭ変調回路は、本発明の実施の形態における電圧制御発振器２０１とミキサ２０２とローパスフィルタ（図３においては「ＬＰＦ」と表記）２０３を主たる構成要素として構成されたものとなっている。

インジェクションロックＦＭ変調回路は、復調の対象となるＦＭ信号が、ミキサ２０２に入力されると共に、電圧制御発振器２０１の制御電圧として入力され、ミキサ２０２には、ＦＭ信号と共に電圧制御発振器２０１の出力信号が入力され、ミキサ２０２により得られたＦＭ信号と電圧制御発振器２０１の出力信号の周波数混合の結果がローパスフィルタ２０３により平均化されて、ＦＭ復調信号が得られるよう構成されたものとなっている。

この図３に示された構成例において、電圧制御発振器２０１は、先の図２に示された電圧入力差動電流制御回路１０２に代わる電圧入力差動電流制御回路１０２Ａを用いた構成となっている。
この電圧入力差動電流制御回路１０２Ａは、ＮＰＮ型の第１５及び第１６のトランジスタ１５，１６と、切換用第１乃至第３の定電流源２７〜２９を有して構成されたものとなっている。

第１５及び第１６のトランジスタ１５，１６は、エミッタが相互に接続されると共に、その接続点とグランドとの間には、切換用第３の定電流源２９が直列接続されて設けられている。
また、第１５のトランジスタ１５のコレクタには、切換用第１の定電流源２７が、第１６のトランジスタ１６のコレクタには、切換用第２の定電流源２８が、それぞれ接続されており、いずれのトランジスタ１５，１６もそれぞれ電流Ｉｉが供給されるようになっている。

さらに、第１５のトランジスタ１５のコレクタは、第２のトランジスタ２のエミッタに、第１６のトランジスタ１６のコレクタは、第１のトランジスタ１のエミッタに、それぞれ接続されている。
そして、第１５のトランジスタ１５のベースと第１６のトランジスタ１６のベースの間には、ＦＭ信号が印加されるようになっている。

第１５及び第１６のトランジスタ１５，１６は、ＦＭ信号のレベル変化に応じて交互にオン・オフされるようになっており、それに応じて、第１のトランジスタ１のエミッタとコンデンサ４０との接続点、又は、第２のトランジスタ２のエミッタとコンデンサ４０との接続点のいずれかに、電流Ｉｉが流入せしめられるようになっている。

一方、第５及び第７のトランジスタ５，７のエミッタとグランドとの間には、バイブレータ用第１の定電流源２１が、第６及び第８のトランジスタ６，８のエミッタとグランドとの間には、バイブレータ用第２の定電流源２２が、それぞれ設けられたものとなっている。
そして、第５及び第６のトランジスタ５，６のベースと、第７及び第８のトランジスタ７，８のベースの間に、電圧制御発振器２０１の発振出力が得られるようになっており、その出力信号は、ミキサ２０２に印加されるようになっている。
ミキサ２０２の出力段には、ローパスフィルタ２０３が接続されており、ローパスフィルタ２０３を介して復調出力が得られるものとなっている。

次に、かかる構成におけるインジェクションロックＦＭ変調回路について説明する。
最初に、インジェクションロックＦＭ変調回路の従来回路としては、例えば、図６に示された構成を有するものが一般的である。
すなわち、従来のインジェクションロックＦＭ変調回路は、マルチバイブレータを用いた従来構成の電圧制御発振器３０１とミキサ３０２を有してなり、入力端子５１ａ，５１ｂ間に入力されたＦＭ信号が、ミキサ３０２において電圧制御発振器３０１の出力信号との周波数混合を受けることで、復調出力端子５２ａ，５２ｂに復調信号が得られるよう構成されたものである。

かかる従来回路において、電圧制御発振器３０１の発振周波数をｆ0、ミキサ３０２の検波利得をＧmix、ＦＭ信号の周波数偏移をｆdevとすると、復調出力振幅Ｖdemは、下記する式２によって表される。

Ｖdem＝Ｇmix×(Ｉf／Ｉi)×（ｆdev／ｆ0）・・・式２

なお、式２において、Ｉiは、図６における定電流源５３の出力電流値、Ｉfは、図６における定電流源５４，５５の出力電流値である。
かかる式２によれば、復調出力のＤＣ電圧は、マルチバイブレータの発振周波数と、入力されるＦＭ信号のキャリア周波数との関係で定めることが解る。
また、マルチバイブレータの発振周波数は、コンデンサや抵抗器等の製造ばらつきによって誤差が生ずるため、当然に復調出力ＤＣ電圧の変動を招く原因となる。

そして、復調出力ＤＣ電圧の変動量によっては、正常な復調信号が得られなくなる事態も発生し得るため、マルチバイブレータの発振周波数の制御や、さらには、入力されるＦＭ信号のキャリア周波数が変化する場合においても同様な制御が必要となる。
また、かかる従来回路のマルチバイブレータでは電流Ｉfの変化に対して出力周波数ｆ0の変化が線形とならないため、復調振幅はｆ0によって変化してしまうこととなる。

これに対して、図３に示された本発明の実施の形態におけるインジュクションロックＦＭ変調回路においては、先に述べたように電圧制御発振器２０１の周波数が電圧変化に対して線形に制御されるため、周波数を制御しても、従来回路と異なり、一定の復調振幅が得られることが理解できる。
しかして、復調出力振幅は、式１及び式２に基づいて、下記する式３によって表されるものとなる。

Ｖdem＝Ｇmix×(Ｉd1／Ｉi)×（ｆdev／ｆ）＝Ｇmix×（ｆdev／Ｉi）×４×Ｃｆ×［｛（Ｉｄ１＋Ｉｄ２）×Ｒ＋Ｖｔ×ｌｎ（Ｖｔ／（（Ｉｄ１＋Ｉｄ２）×Ｒ）｝］・・・式３

出力周波数の線形特性と電源電圧の低電圧化の両立が所望される電圧制御発振器に適用できる。

１０１…電流経路切換回路
１０２…電圧入力差動電流制御回路
２０１…電圧制御発振器
２０２…ミキサ
２０３…ローパスフィルタ

Claims (1)

1. ２つのトランジスタが、その各々のエミッタでコンデンサを介して相互に接続されると共に、第１及び第２の定電流源が前記エミッタに接続されてマルチバイブレータが構成されてなる電圧制御発振器であって、
   前記２つのトランジスタの内、オン状態にあるトランジスタのエミッタへ前記コンデンサを介して前記第１の定電流源を接続せしめると共に、前記第２の定電流源を前記エミッタに接続せしめる電流経路切換回路と、
   前記第１及び第２の定電流源の出力電流の和が一定となるよう外部から入力される制御電圧に応じて前記第１及び第２の定電流源の出力電流を差動制御する電圧入力差動電流制御回路とを具備してなることを特徴とする電圧制御発振器。

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