JP2015222176A - 電流検出回路とこの電流検出回路を備える電動車両及び蓄電装置 - Google Patents

Abstract

【課題】分解能の低い安価なＡＤ変換器を使用しながら、電流の積算値を極めて高精度に検出する。
【解決手段】電流検出回路１は、電池３の電流を検出する電流センサ８と、この電流センサ８で検出されるアナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換器９と、ＡＤ変換器９でデジタル信号に変換される電流値を積算して電流の積算値を演算する電流積算回路１１と、ＡＤ変換器９の入力側に、ＡＤ変換器９のサンプリング周波数の整数倍の信号を含まないノイズ信号を入力するノイズ発生回路１０を備える。ノイズ発生回路１０によって、電流センサ８からＡＤ変換器９に入力される電圧をノイズ信号の供給された電流信号とし、この電流信号をＡＤ変換器９でデジタル信号に変換して、ＡＤ変換器９から出力されるデジタル信号を電流積算回路１１で積算して、電池３に流れる電流の積算値を検出する。
【選択図】図２

Description

本発明は、電池に流れる電流の積算値を検出する電流検出回路と、この電流検出回路を備える電動車両及び蓄電装置に関する。

電池システムは、充放電される電流値を検出して残容量を演算している。電池の残容量は、過充電や過放電を防止しながら充放電するために重要なデータである。電池は残容量が０％で完全に放電された状態となり、残容量が１００％で満充電された状態となる。電池は、残容量を０％〜１００％とする範囲で充放電されて、過放電や過充電を防止できる。さらに、電池は残容量が０％に近づき、あるいは１００％に近づくと劣化する特性があるので、５０％を中心とする範囲で充放電して劣化を少なくできる。このことを実現するには、電池の残容量を正確に検出する必要がある。

電池の残容量は、充放電電流の積算値を元に演算される。充放電電流の積算値は、電池の電流を電流センサで検出し、電流センサで検出される電流値を積算して演算される。電流の積算値を検出するために、電流センサのアナログ出力をＡＤ変換器でデジタル信号に変換し、デジタル信号を演算して電流の積算値を検出する電流検出回路は開発されている。（特許文献１参照）。

特開２００４−１７０３８５

この電流検出回路は、電流センサで検出するアナログ信号をＡＤ変換器でデジタル信号に変換して演算するが、このとき量子化ノイズが発生して、電流の測定精度を低下させる。たとえば、ＡＤ変換器の分解能が０．２Ａ、最大電流を２００Ａ〜３００Ａのシステムでは０．０６％〜０．１％と充分な分解能であるが、これを１時間積算すると０．２（Ａｈ）の誤差となってしまう。満充電容量を２０（Ａｈ）とする電池では、０．２（Ａｈ）の誤差は１％にも達する。積算時間が長くなると、さらに積算精度の誤差は大きくなる。

以上の弊害は、ＡＤ変換器の分解能を高くして、たとえば１２ビットのＡＤ変換器に代わって、１６ビットのＡＤ変換器を使用して解消できる。しかしながら、１６ビットのＡＤ変換器のコストは、１２ビットのＡＤ変換器の数倍にも高価となり、さらに、デジタル回路も複雑になって部品コストが著しく高くなる欠点がある。

本発明は、この欠点を解決することを目的に開発されたものである。本発明の重要な目的は、分解能の低い安価なＡＤ変換器を使用しながら、電流の積算値を極めて高精度に検出できる電流検出回路を提供することにある。

課題を解決するための手段及び効果

本発明の電流検出回路は、電池の電流を検出する電流センサと、この電流センサで検出されるアナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換器と、ＡＤ変換器でデジタル信号に変換される電流値を積算して電流の積算値を演算する電流積算回路とを備える。さらに、電流検出回路は、ＡＤ変換器の入力側に、ＡＤ変換器のサンプリング周波数の整数倍の信号を含まない小さいノイズ信号を供給するノイズ発生回路を備える。ノイズ発生回路は、電流センサからＡＤ変換器に入力される電流信号にノイズ信号を供給し、ノイズ信号の加算された電流信号がＡＤ変換器でデジタル信号に変換されて出力される。ＡＤ変換器から出力されるデジタル信号は、電流積算回路で積算されて、電流の積算値が検出される。

ところで、本明細書において、「整数倍」とは、１倍、２倍、３倍、・・・に加えて、１／２倍、１／３倍、１／４倍・・・・を含む広い意味に使用する。

以上の電流検出回路は、分解能の低い安価なＡＤ変換器を使用しながら、電流の積算値を極めて高精度に検出できる特徴がある。それは、以上の電流検出回路がＡＤ変換器の入力にノイズ信号を供給してＡＤ変換器でデジタル信号に変換し、変換されたデジタル信号を積算して電流の積算値を検出することでノイズ信号をキャンセルして、量子化ノイズによる誤差を低減して、電流の積算値を検出するからである。

以下、ノイズ信号を加算して電流の積算値をＡＤ変換器の分解能を越える精度で検出する動作原理を説明する。図１は、４ビットのＡＤ変換器が、電流センサの出力信号である入力電圧をデジタル信号に変換して出力する特性を示すグラフである。この図のＡＤ変換器は、横軸の入力電圧を縦軸に示す４ビットのデジタル信号に変換して出力する。さらにこの図に示す変換特性のＡＤ変換器は、１ＬＳＢの分解能を０．１Ｖとしている。この図は、電流センサからＡＤ変換器に入力される入力電圧に、三角波のノイズ信号を加算している。ノイズ信号の三角波は、振幅を１ＬＳＢの分解能の１／２、すなわち１／２ＬＳＢに相当する０．０５Ｖとしている。ＡＤ変換器は、図のＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、・・・・で示すタイミングで、順番に入力電圧をデジタル信号に変換して出力する。

図１のＡＤ変換器は、入力電圧にノイズ信号を加えない状態では、常に０１０１を出力する。入力電圧に三角波のノイズ信号が加算して入力されると、ＡＤ変換器は０１０１と、これより１ＬＳＢ低い、０１００のデジタル信号を出力する。０１０１のデジタル信号が出力される頻度と、０１００のデジタル信号が出力される頻度は、三角波を加算しない入力電圧によって特定される。図１において、三角波が加算されない入力電圧は、０．５Ｖ＋０．０２５Ｖ、すなわち、０．５＋０．１／４とするので、三角波の加算された入力電圧が、０１０１のデジタル信号を出力する電圧範囲となる時間帯と、０１００のデジタル信号を出力する電圧範囲とする時間帯は、３：１の割合となる。したがって、ＡＤ変換器が、０１０１のデジタル信号を出力する頻度と、０１００のデジタル信号を出力する頻度の比率も３：１の割合となる。このため、ＡＤ変換器から出力されるデジタル信号を所定の時間にわたって積算すると、積算値は、０１０１のデジタル信号と０１００が積算されて、その割合は３：１となる。したがって、０１０１のデジタル信号（入力電圧に換算して０．５Ｖ〜０．６Ｖ）が３回に対して、０１００（入力電圧に換算して０．４Ｖ〜０．５Ｖ）１回の割合で積算される。０１０１のデジタル信号は、入力電圧に換算して０．５Ｖ〜０．６Ｖとなって中心電圧を０．５５Ｖとし、０１００のデジタル信号は入力電圧に換算して０．４Ｖ〜０．５Ｖとなって中心電圧を０．４５Ｖとするので、デジタル信号の積算値は、０．５５Ｖが３回、０．４５Ｖが１回の割合で積算される。したがって、ＡＤ変換器のデジタル信号が所定の時間積算されると、ノイズ信号がキャンセルされて、０．５２５Ｖの電圧の積算値と同じになる。すなわち、１ビットの分解能を０．１Ｖとする４ビットのＡＤ変換器を使用しながら、分解能を０．０２５Ｖと小さくして、すなわち分解能をＡＤ変換器より高くして、電流センサの出力電圧を積算できる特徴がある。

本発明の電流検出回路は、ノイズ発生回路からＡＤ変換器に入力されるノイズ信号の振幅を、ＡＤ変換器の０．３ＬＳＢ以上であって３ＬＳＢ以下とすることができる。

以上の電流検出回路は、ノイズ信号の振幅を、ＡＤ変換器の１ＬＳＢの分解能の近傍として、ＡＤ変換器の出力信号を積算して、電流の積算値をより正確に演算できる。

本発明の電流検出回路は、ノイズ発生回路のノイズ信号を、三角波として、三角波のノイズ信号をＡＤ変換器の入力側に入力することができる。

以上の電流検出回路は、ＡＤ変換器の入力電圧が加算される三角波のノイズ信号でもって、ＡＤ変換器の出力信号の積算値を正確にできる。それは、三角波が、電流センサの出力電圧を規則的に変化させるからである。

さらに、本発明の電流検出回路は、ノイズ発生回路から出力されるノイズ信号の周波数を、ＡＤ変換器のサンプリング周波数の１／１０以上であって１００倍以下とすることができる。

以上の電流検出回路は、ノイズ信号でもって、ＡＤ変換器の入力電圧を好ましい周期で変動させて、ＡＤ変換器の出力信号から電流の積算値を正確に演算できる。

さらにまた、本発明の電流検出回路は、ノイズ発生回路が直流レベルがゼロのホワイトノイズをＡＤ変換器の入力側に出力することができる。
以上の電流検出回路は、ＡＤ変換器の入力電圧を、周波数帯域の広いホワイトノイズを加算するので、直流レベルがゼロのホワイトノイズのノイズ信号でもって、入力電圧をより好ましい状態で変動させて、ＡＤ変換器の出力信号から電流の積算値を正確に演算できる。

さらに、本発明の電流検出回路は、ＡＤ変換器の出力側に、瞬時電流値を検出する瞬時電流検出部を備えることができ、この瞬時電流検出部には、ＡＤ変換器の出力側に接続してなるデジタルの低域通過フィルターを設けて、低域通過フィルターのカットオフ周波数を、ノイズ信号の最低周波数又は基本周波数の１／４以下とすることができる。低域通過フィルターの効果は積算と類似するが、制御に必要な帯域を持つ信号を出力させることができる。

以上の電流検出回路は、ＡＤ変換器にノイズ信号を加算しながら、ＡＤ変換器の出力信号より分解能の高い電池の瞬時電流値を検出できる。それは、ＡＤ変換器から得た既知のノイズ信号で変動されるデジタル信号を、低域通過フィルターに通過させることで、ノイズ信号成分を低減し、分解能の高い瞬時電流値を検出できるからである。

本発明の電流検出回路は、１０ビット以上であって１６ビット以下のデジタル信号を出力するＡＤ変換器を使用することができる。

本発明の電動車両は、車両を走行される電池と、この電池から電力が供給されて車両を走行させるモータと、電池に流れる電流の積算値を検出する電流検出回路とを備え、電流検出回路が、電池の電流を検出する電流センサと、この電流センサで検出されるアナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換器と、ＡＤ変換器でデジタル信号に変換される電流値を積算して電流の積算値を演算する電流積算回路とを備える。さらに、電流検出回路は、ＡＤ変換器の入力側に、ＡＤ変換器のサンプリング周波数の整数倍の信号を含まないノイズ信号を供給するノイズ発生回路を備える。ノイズ発生回路は、電流センサからＡＤ変換器に入力される電流信号にノイズ信号を供給し、ノイズ信号の加算された電流信号がＡＤ変換器でデジタル信号に変換されて出力される。ＡＤ変換器から出力されるデジタル信号は、電流積算回路で積算されて、電流の積算値が検出される。

本発明の蓄電装置は、電力を蓄電する蓄電用の電池と、電池に流れる電流の積算値を検出する電流検出回路とを備え、電流検出回路は、電池の電流を検出する電流センサと、この電流センサで検出されるアナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換器と、ＡＤ変換器でデジタル信号に変換される電流値を積算して電流の積算値を演算する電流積算回路とを備える。さらに、電流検出回路は、ＡＤ変換器の入力側に、ＡＤ変換器のサンプリング周波数の整数倍の信号を含まないノイズ信号を供給するノイズ発生回路を備える。ノイズ発生回路は、電流センサからＡＤ変換器に入力される電流信号にノイズ信号を供給し、ノイズ信号の加算された電流信号がＡＤ変換器でデジタル信号に変換されて出力される。ＡＤ変換器から出力されるデジタル信号は、電流積算回路で積算されて、電流の積算値が検出される。

以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。ただし、以下に示す実施例は、本発明の技術思想を具体化するための電流検出回路を例示するものであって、本発明は電流検出回路を以下に特定しない。

図２の電流検出回路１は、電動車両に搭載されて、車両を走行させるモータに電力を供給する電池の積算電流を検出するのに使用される具体例を示す。この図に示す電動車両は、車両を走行させるモータ２と、このモータ２に電力を供給する電池３と、電池３に流れる電流を検出する電流検出回路１と、電池３を充電する発電機４と、モータ２と発電機４を電池３に接続するＤＣ／ＡＣインバータ１７とを備える。

図２の電流検出回路１は、車両用の電源装置に設けられて、車両を走行させる電池３の電流を検出するが、本発明の電流検出回路は、用途を車両を走行させるモータに電力を供給する電池の電流を検出する用途には特定せず、例えば、図３に示すように、太陽電池や風力発電などの自然エネルギー、あるいは深夜電力を蓄電する蓄電装置に使用することもできる。この蓄電装置は、太陽電池などの発電部５の電力をＤＣ／ＤＣコンバータ６で電池３に供給して電池３を充電する。充電された電池３は、ＤＣ／ＡＣインバータ７を介して商用電力の交流を出力して放電される。図２と図３に示す電源装置は、電池３の充放電の電流の積算値を電流検出回路１で検出し、電流の積算値から残容量を演算して、演算する残容量で電池３の充放電をコントロールする。

図２は、電源装置を搭載するハイブリッドカーのブロック図を示している。この電源装置は、複数の素電池を直列に接続している電池３と、この電池３に流れる電流の積算値を検出する電流検出回路１とを備える。

電流検出回路１は、電池３の電流を検出する電流センサ８と、この電流センサ８で検出されるアナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換器９と、ＡＤ変換器９の入力側にノイズ信号を供給するノイズ発生回路１０とＡＤ変換器９でデジタル信号に変換される電流値を積算して電流の積算値を演算する電流積算回路１１とを備える。

電池３は、充電できる複数の素電池を直列に接続している。素電池は、リチウムイオン二次電池又はリチウムポリマー二次電池等の非水系電解液二次電池である。ただ、素電池には、ニッケル水素電池などの充電できる他の全ての電池も使用できる。

電流センサ８は、電池３の電流に比例した電圧を出力する。図２の電流センサ８は、線路に接続しているシャント抵抗１２と、このシャント抵抗１２の両端に誘導される電圧を増幅する差動アンプ１３とを備える。この電流センサ８は、シャント抵抗１２の両端に、電流（Ｉ）とシャント抵抗１２の抵抗値（Ｒ）との積に比例する電圧（Ｅ）が誘導される。すなわち、シャント抵抗１２の電圧が、電流に比例して直線的に大きくなるので、電圧から電流を検出できる。また、電池３に流れる電流の方向、すなわち充電電流と放電電流とでシャント抵抗１２に誘導される電圧の正負が反転するので、シャント抵抗１２の電圧を検出して、電池３に流れる電流の方向と大きさの両方を検出できる。差動アンプ１３は、シャント抵抗１２に誘導される電圧を、ＡＤ変換器９の入力電圧に最適な電圧に増幅する。差動アンプ１３の増幅率をＡとするとき、この電流センサ８の出力電圧（Ｅ０）は、以下の式１で示される値となる。

Ｅ０＝Ａ×Ｒ×Ｉ…式１

以上の式で示すように、差動アンプ１３の出力電圧（Ｅ０）は、差動アンプ１３の増幅率（Ａ）とシャント抵抗１２の抵抗値（Ｒ）と電流（Ｉ）の積となる。したがって、電流センサ８の出力電圧（Ｅ０）から、以下の式２で電池３の電流を検出することができる。

Ｉ＝Ｅ０／（Ａ×Ｒ）…式２

電流センサは、電池の電流を検出できる全てのセンサ、たとえば、磁気式の電流センサを使用することもできる。磁気式の電流センサは、線路に流れる電流によって発生する磁束を検出して、電流を検出する。この方式の電流センサも、放電電流と充電電流とで発生する磁束の方向が逆転するので、磁束の方向で放電電流と充電電流を判別できる。

ＡＤ変換器９は、電流センサ８から入力される電圧信号をデジタル信号に変換する。図２の電流検出回路１は、電流センサ８の出力側とＡＤ変換器９の入力側との間にアナログの低域通過フィルター１４を接続している。アナログの低域通過フィルター１４は、サンプリング周波数で発生する折り返しノイズを低減する。また、電流センサ８の出力信号に含まれるノイズ成分を除去することもできる。この低域通過フィルター１４は、カットオフ周波数を、ＡＤ変換器９のサンプリング周波数の１／２以下としている。低域通過フィルター１４は、減衰特性を好ましくは、６ｄＢ／オクターブ〜１８ｄＢ／オクターブとする。

たとえば、ＡＤ変換器９のサンプリング周波数を１００ヘルツとする電流検出回路１にあっては、低域通過フィルター１４のカットオフ周波数を、好ましくは５０Ｈｚ以下とする。電流センサ８の出力側にアナログの低域通過フィルター１４を接続して、ＡＤ変換器のサンプリング周波数の折り返しノイズを低減できるで、本発明の電流検出回路は必ずしも低域通過フィルターを設ける必要はない。

ＡＤ変換器９は、電流センサ８から入力されるアナログ信号を所定のサンプリング周期でデジタル信号に変換して出力する。ＡＤ変換器９のサンプリング周波数は、電池３に流れる電流の変化する特性と、制御に必要な信号帯域から特定される。電池３の電流の積算値を演算する電流検出回路１は、ＡＤ変換器９のサンプリング周期を、例えば１０ｍｓｅｃとする。このＡＤ変換器９は、１００Ｈｚのサンプリング周波数でアナログ信号をデジタル信号に変換する。ただし、ＡＤ変換器９のサンプリング周期は、１０ｍｓｅｃよりも速く、あるいは遅くすることができるので、たとえば、サンプリング周期を１００μｓｅｃよりも遅く、１００ｍｓｅｃよりも速くすることもできる。

ＡＤ変換器９は、好ましくは出力コードを１０ビット以上であって１６ビット以下、好ましくは出力コードを１２ビットとするＡＤ変換器９を使用する。ＡＤ変換器９は、出力コードのビット数を多くして、分解能を高くできる。たとえば、１２ビットのＡＤ変換器９の分解能は、最大入力電圧の１／４０９６となるので、±５００Ａの電流値をデジタル信号に変換するとき、１ＬＳＢの分解能は１０００Ａ／４０９６となって、約０．２４Ａとなる。１６ビットのＡＤ変換器９は、１２ビットのＡＤ変換器９の１６倍の分解能を実現するが、部品コストが数倍にもなる。本発明の電流絶縁回路は、分解能の低いＡＤ変換器を使用しながら、電流積算値の精度を高くできるので、好ましくは１２ビットのＡＤ変換器を使用する。ただ、さらに電池電流の積算値をより高精度に検出する電流検出回路にあっては、出力コードを１６ビット以上とするＡＤ変換器を使用することもできる。

ＡＤ変換器９は図１に示すように、入力されるデジタル信号を電圧信号に変換して出力する。ＡＤ変換器９は、分解能を高くするために、入力電圧にノイズ信号を加算している。ノイズ信号はノイズ発生回路１０から入力される。

ノイズ発生回路１０は、ＡＤ変換器９のサンプリング周波数の整数倍の信号を含まない、好ましくはサンプリング周波数の整数倍近傍の信号を含まないノイズ信号を入力する。ノイズ信号は、直流レベルがゼロのホワイトノイズ、好ましくは、サンプリング周波数の整数倍近傍の周波数成分を含まず直流レベルをゼロとするホワイトノイズ、あるいは、サンプリング周波数の整数倍近傍の信号を含まない周期的信号である。

図１は、ノイズ信号として三角波を使用する。三角波のノイズ信号は、例えばＡＤ変換器９のサンプリング周波数を１００Ｈｚとして、基本周波数を４５Ｈｚとする。サンプリング周波数を１００ＨｚとするＡＤ変換器は、その１／２倍の周波数が５０Ｈｚとなる。したがって、ノイズ信号は、基本周波数を４５Ｈｚとして、ＡＤ変換器のサンプリング周波数の整数倍（１／２倍）を含まないノイズ信号となる。三角波のノイズ信号を出力するノイズ発生回路１０は、発振回路で矩形波を発振させて、出力される矩形波を、低域通過フィルターと高域通過フィルターに通過させて簡単に三角波を出力できる。三角波は、直線的に増加し、また減少するので、ＡＤ変換器９の出力コードに、小さい信号の振れを発生させる。ホワイトノイズもランダムに変化するので、同様にＡＤ変換器９の出力コードに信号の振を発生させる。ただし、本発明はノイズ信号を三角波には特定せず、たとえば、矩形波やサイン波など、他の周期的信号も使用できる。

ノイズ発生回路１０からＡＤ変換器９に入力されるノイズ信号の振幅は、好ましくは、ＡＤ変換器９の０．３ＬＳＢ以上であって、３ＬＳＢ以下とする。ノイズ信号の振幅は、三角波などの周期的信号にあっては、その振幅をＡＤ変換器９の０．５ＬＳＢとし、ホワイトノイズにあっては、電圧の実効値をＡＤ変換器９の１／３ＬＳＢに設定して、最も高精度に電流の積算値を演算できる。

電流積算回路１１は、ＡＤ変換器９から入力されデジタル信号を所定の時間にわたって積算して、電流の積算値を演算する。電流積算回路１１の積算時間は、電流を検出する目的に最適な時間に設定されるが、例えばＡＤ変換器９のサンプリング周期を１０ｍｓｅｃ、積算時間を２秒間とする電流積算回路１１は、ＡＤ変換器９から出力されるデジタル信号を２００回積算して電流の積算値を演算する。２００回積算される電流の積算値は、ノイズ信号で変動しながら、ＡＤ変換器９の分解能を越える精度で検出される。電流積算値は、電池の残容量の演算に使用され、電流の積算値から演算される残容量は、インターフェース回路（図示せず）を介して車両側に伝送される。電池の残容量は、充電電流の積算値と放電電流の積算値から演算できるので、電流の積算値から残容量を検出できる。車両側は、電池の残容量で充放電をコントロールして、電池の過充電や過放電を防止する。

図２の電流検出回路１は、電池３の瞬時電流値を検出するために、ＡＤ変換器９の出力側に、電池３の瞬時電流値を検出する瞬時電流検出部１５を備えている。図２の電流検出回路１は、ＡＤ変換器９から出力されるデジタル信号にノイズ信号を含んでいる。すなわち、ノイズ信号で変動される電流値がデジタル信号としてＡＤ変換器９から出力される。したがって、ＡＤ変換器９から出力されるデジタル信号は、図４の矢印Ａで示すように、ノイズ信号で変動する。ノイズ信号を除去して電池３の瞬時電流値を正確に検出するために、瞬時電流検出部１５は、デジタルの低域通過フィルター１６を備える。図４の矢印Ａで示す波形は、低域通過フィルター１６を通過して太線で示す矢印Ｂで示す波形となる。矢印Ｂで示す電流波形はノイズ成分を含まないので、電池の瞬時電流値を正確に検出できる。低域通過フィルター１６は、ＡＤ変換器９の出力側に接続されて、デジタル信号からノイズ信号を除去する。この低域通過フィルター１６は、ノイズ信号を除去するために、カットオフ周波数を、たとえばノイズ信号の最低周波数又は基本周波数の１／４以下、好ましくは１／１０以下とし、減衰特性を、好ましくは６ｄＢ／オクターブ〜２４ｄＢ／オクターブとする。

前述したノイズ信号を三角波とする電流検出回路１は、デジタルの低域通過フィルター１６のカットオフ周波数を、三角波の基本周波数の１／４以下、好ましくは１／１０以下、さらに好ましくは１／２０以下とする。したがって、三角波の基本周波数を４５Ｈｚとする電流検出回路１は、デジタルの低域通過フィルター１６のカットオフ周波数を好ましくは４．５Ｈｚ以下、最適には約２Ｈｚとして、ノイズ成分を効果的に除去する。デジタルの低域通過フィルター１６は、カットオフ周波数を低くして、ノイズ信号をより効率よく除去する。ただ、カットオフ周波数が低すぎると、電流の変化を正確に検出できなくなるので、電流の変化を正確に検出するために、デジタルの低域通過フィルター１６のカットオフ周波数は、制御に必要な帯域を持つ信号となるように設定して、変動する電流の瞬時電流値を正確に検出する。

以上の瞬時電流検出部１５は、デジタルの低域通過フィルター１６でもって、ＡＤ変換器９から出力されるデジタル信号から、ＡＤ変換器９の入力側に供給されるノイズ成分を除去して、電池３の瞬時電流値を正確に検出する。瞬時電流検出部１５で検出される電池３の瞬時電流値は、インターフェース回路（図示せず）を介して車両側に伝送される。

本発明の電流検出回路は、電池を充放電する電流の積算値を高精度に検出する用途に最適であって、好ましくは車両用の電源装置や蓄電装置の電池に流れる電流の積算値を正確に検出して、電池の残容量を正確に検出する用途に最適である。

ＡＤ変換器の入力電圧にノイズ信号を加算してデジタル信号に変換する特性を示すグラフである。 本発明の実施例にかかる電流検出回路を装備するハイブリッドカーのブロック図である。 本発明の実施例にかかる電流検出回路を装備する蓄電装置のブロック図である。 ＡＤ変換器の出力波形を示すグラフである。

１…電流検出回路
２…モータ
３…電池
４…発電機
５…発電部
６…ＤＣ／ＤＣコンバータ
７…ＤＣ／ＡＣインバータ
８…電流センサ
９…ＡＤ変換器
１０…ノイズ発生回路
１１…電流積算回路
１２…シャント抵抗
１３…差動アンプ
１４…低域通過フィルター（アナログ）
１５…瞬時電流検出部
１６…低域通過フィルター（デジタル）
１７…ＤＣ／ＡＣインバータ

Claims (9)

1. 電池の電流を検出する電流センサと、この電流センサで検出されるアナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換器と、ＡＤ変換器でデジタル信号に変換される電流値を積算して電流の積算値を演算する電流積算回路とを備える電流検出回路であって、
   前記ＡＤ変換器の入力側に、前記ＡＤ変換器のサンプリング周波数の整数倍の信号を含まないノイズ信号を入力するノイズ発生回路を備え、
   前記ノイズ発生回路によって、前記電流センサからＡＤ変換器に入力される信号がノイズ信号の供給された電流信号となり、この電流信号がＡＤ変換器でデジタル信号に変換されて、ＡＤ変換器から出力されるデジタル信号が前記電流積算回路で積算されるようにしてなる電流検出回路。
2. 前記ノイズ発生回路からＡＤ変換器に入力されるノイズ信号の振幅が、前記ＡＤ変換器の０．３ＬＳＢ以上であって３ＬＳＢ以下である請求項１に記載される電流検出回路。
3. 前記ノイズ発生回路が三角波をＡＤ変換器の入力側に出力する請求項１又は２に記載される電流検出回路。
4. 前記ノイズ発生回路から出力されるノイズ信号の周波数が、ＡＤ変換器のサンプリング周波数の１／１０以上であって１００倍以下である請求項３に記載される電流検出回路。
5. 前記ノイズ発生回路が直流レベルがゼロのホワイトノイズをＡＤ変換器の入力側に出力する請求項１又は２に記載される電流検出回路。
6. 前記ＡＤ変換器の出力側に、瞬時電流値を検出する瞬時電流検出部を備え、
   この瞬時電流検出部が、前記ＡＤ変換器の出力側に接続してなるデジタルの低域通過フィルターを備え、この低域通過フィルターのカットオフ周波数が、前記ノイズ信号の最低周波数又は基本周波数の１／４以下である請求項１ないし５のいずれかに記載される電流検出回路。
7. 前記ＡＤ変換器が、１０ビット以上であって１６ビット以下のデジタル信号を出力するＡＤ変換器である請求項１ないし６のいずれかに記載される電流検出回路。
8. 車両を走行される電池と、この電池から電力が供給されて車両を走行させるモータと、前記電池に流れる電流の積算値を検出する電流検出回路とを備える電動車両であって、
   前記請求項１ないし７のいずれかに記載される前記電流検出回路を備えることを特徴とする電動車両。
9. 電力を蓄電する蓄電用の電池と、前記電池に流れる電流の積算値を検出する電流検出回路とを備える蓄電装置であって、
   前記請求項１ないし７のいずれかに記載される前記電流検出回路を備えることを特徴とする蓄電装置。

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