JP2015201705A

JP2015201705A - 計装増幅器

Info

Publication number: JP2015201705A
Application number: JP2014078315A
Authority: JP
Inventors: 伴弘小金; Tomohiro Kogane
Original assignee: New Japan Radio Co Ltd
Current assignee: New Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2014-04-07
Filing date: 2014-04-07
Publication date: 2015-11-12

Abstract

【課題】差動入力電圧範囲を同相入力電圧範囲にまで拡大した計装増幅器を提供する。【解決手段】非反転入力端子１０１が電圧入力端子１に接続され、反転入力端子１０２が非反転出力端子１０４に接続された第１のトランスコンダクタンスアンプ１００と、非反転入力端子２０１が電圧入力端子２に接続され、反転入力端子２０２が非反転出力端子２０３に接続された第２のトランスコンダクタンスアンプ２００と、負電圧出力端子が帰還抵抗Ｒf1を介して反転入力端子１０２に接続されるとともに、負電圧出力端子が帰還抵抗Ｒf2を介して反転入力端子２０２に接続される負電圧発生回路３００と、反転入力端子４０２に反転出力端子１０３と非反転出力端子２０４が接続され、反転入力端子４０２と出力端子４０３との間に帰還抵抗Rf3が接続されたオペアンプ４００とを備える。【選択図】図１

Description

本発明は、差動入力電圧範囲を同相入力電圧範囲にまで拡大させた計装増幅器に関するものである。

図５に従来の計装増幅器の構成を示す（非特許文献１）。５１０は入力トランスコンダクタンスアンプであり、入力端子５０１，５０２がベースに接続されたＰＮＰトランジスタＱａ，Ｑｂと抵抗Ｒａと電流源５１１，５１２とで構成される。５２０は帰還トランスコンダクタンスアンプであり、ＰＮＰトランジスタＱｃ，Ｑｄと抵抗Ｒｂと電流源５２１，５２２で構成される。５３０は電流／電圧変換回路であり、入力トランスコンダクタンスアンプ５１０の出力電流と帰還トランスコンダクタンスアンプ５２０の出力電流の合計を電圧に変換するための抵抗Ｒｃ，Ｒｄで構成される。５４０はオペアンプであり、抵抗Ｒｃ，Ｒｄで電流／電圧変換された電圧の差分を入力して増幅し電圧Ｖoutとして出力端子５０３に出力する。Ｒｅ，Ｒｆはオペアンプ５４０の出力電圧Ｖoutを分圧する抵抗であり、そのうちの抵抗Ｒｆに発生する電圧は、帰還トランスコンダクタンスアンプ５２０のトランジスタＱｃ，Ｑｄのベースに入力する。

この図５に示す計装増幅器は、電流源５１１，５１２，５２１，５２２の電流値は同じ値のＩ、電流／電圧変換抵抗Ｒｃ，ＲｄはＲｃ＝Ｒｄに設定される。また、入力トランスコンダクタンスアンプ５１０の利得はＲｃ／Ｒａであり、帰還トランスコンダクタンスアンプ５２０の利得はＲｃ／Ｒｂであるので、それらの抵抗Ｒａ，Ｒｂは、Ｒａ＜Ｒｃ、Ｒｂ＜Ｒｃに設定される。

そして、電流源５１１，５１２を構成するトランジスタ（図示せず）とトランジスタＱａ，Ｑｂのコレクタ・エミッタ間飽和電圧をそれぞれＶce_satとし、トランジスタＱａ，Ｑｂのベース・エミッタ間電圧をＶbeとすると、入力端子５０１，５０２の同相入力電圧範囲Ｖａは、
２・Ｉ・Ｒｃ＋Ｖce_sat−Ｖbe＜Ｖa＜Ｖcc−Ｖce_sat−Ｖbe （１）
で表される。

一方、トランジスタを動作させるために必要なコレクタ・エミッタ間電圧は飽和電圧Ｖce_sat以上であるので、トランジスタＱｄの接続状態から、差動入力電圧範囲Ｖｂは、
Ｖb＜２・Ｉ・Ｒａ（２）
で表される。

ここで、Ｖcc＝５Ｖ、Ｖbe＝０．７Ｖ、Ｖce_sat＝０．２Ｖとすると、同相入力電圧範囲Ｖａと差動入力電圧範囲Ｖｂは、
−０．５Ｖ＋２・Ｉ・Ｒｃ＜Ｖａ＜４．１Ｖ
Ｖｂ＜０．５Ｖ
となる。つまり、差動入力電圧範囲Ｖｂは０．５Ｖよりも大きくすることができない。

Bernard J. van den Dool and Johan H. Huijsing,"Indirect Current Feedback Instrumentation Amplifier with a Common-Mode Input Range that Includes the Negative Rail",IEEE Solid-State Circuits,Vol.28,No.7,July 1993

以上のように、従来の計装増幅器は、同相入力電圧範囲に比べて差動入力電圧範囲が狭くなっていた。

本発明の目的は、負電位を増幅できるようにして差動入力電圧範囲を同相入力電圧範囲にまで拡大した計装増幅器を提供することである。

上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明は、第１の非反転入力端子と第１の反転入力端子と第１の非反転出力端子と第１の反転出力端子とを備え、前記第１の非反転入力端子が第１の電圧入力端子に接続され、前記第１の反転入力端子が前記第１の非反転出力端子に接続された第１のトランスコンダクタンスアンプと、第２の非反転入力端子と第２の反転入力端子と第２の非反転出力端子と第３の非反転出力端子とを備え、前記第２の非反転入力端子が第２の電圧入力端子に接続され、前記第２の反転入力端子が前記第２の非反転出力端子に接続された第２のトランスコンダクタンスアンプと、負電圧出力端子を備え、該負電圧出力端子が第１の抵抗を介して前記第１のトランスコンダクタンスアンプの前記第１の反転入力端子に接続されるとともに、第２の抵抗を介して前記第２のトランスコンダクタンスアンプの前記第２の反転入力端子に接続される負電圧発生回路と、第３の非反転入力端子と第３の反転入力端子と出力端子とを備え、前記第３の反転入力端子に前記第１のトランスコンダクタンスアンプの前記第１の反転出力端子と前記第２のトランスコンダクタンスアンプの前記第３の非反転出力端子が接続され、前記第３の反転入力端子と前記出力端子との間に第３の抵抗が接続されたオペアンプと、を備えることを特徴とする。

請求項２にかかる発明は、請求項１に記載の計装増幅器において、前記第１のトランスコンダクタンスアンプおよび前記第２のトランスコンダクタンスアンプは同じ入力部を備え、該入力部は、一端が正電源端子に接続された第１の電流源と、該第１の電流源の他端にソースが接続されドレインが接地に接続されゲートが非反転入力端子に接続された第１のＰＭＯＳトランジスタからなる第１の直列回路、又は一端が正電源端子に接続された第１の電流源と、該第１の電流源の他端にエミッタが接続されコレクタが接地に接続されベースが非反転入力端子に接続された第１のＰＮＰトランジスタからなる第１の直列回路と、一端が正電源端子に接続された第２の電流源と、該第２の電流源の他端にソースが接続されドレインが接地に接続されゲートが反転入力端子に接続された第２のＰＭＯＳトランジスタからなる第２の直列回路、又は一端が正電源端子に接続された第２の電流源と、該第２の電流源の他端にエミッタが接続されコレクタが接地に接続されベースが反転入力端子に接続された第２のＰＮＰトランジスタからなる第２の直列回路と、からなることを特徴とする。

本発明によれば、差動入力電圧範囲を同相入力電圧範囲にまで拡大できる。

本発明の実施例の計装増幅器の構成を示すブロック図である。図１の計装増幅器の第１のトランスコンダクタンスアンプの回路図である。図１の計装増幅器の第２のトランスコンダクタンスアンプの回路図である。図１の計装増幅器の負電圧発生回路の回路図である。従来の計装増幅器の回路図である。

図１に本発明の１つの実施例の計装増幅器の構成を示す。１００は第１のトランスコンダクタンスアンプであり、その非反転入力端子１０１に入力端子１の電圧Ｖin1が入力し、反転入力端子１０２は非反転出力端子１０４と接続されている。２００は第２のトランスコンダクタンスアンプであり、その非反転入力端子２０１に入力端子２の電圧Ｖin2が入力し、反転入力端子２０２は非反転出力端子２０３と接続されている。これら第１および第２のトランスコンダクタンスアンプ１００，２００は、出力電流の取出し回路部分以外は同じである。３００は負電圧発生回路であり、その出力端子３０１は、帰還抵抗Ｒf1を介して第１のトランスコンダクタンスアンプ１００の反転入力端子１０２と非反転出力端子１０４接続されるとともに、帰還抵抗Ｒf2を介して第２のトランスコンダクタンスアンプ２００の反転入力端子２０２と非反転出力端子２０３に接続されている。４００はオペアンプであり、非反転入力端子４０１に参照電圧Ｖｒｅｆが入力し、反転入力端子４０２は第１のトランスコンダクタンスアンプ１００の反転出力端子１０３と第２のトランスコンダクタンスアンプ２００の非反転出力端子２０４に接続され、さらに帰還抵抗Ｒf3を介して出力端子４０３に接続されている。出力端子４０３は出力端子３に接続されている。

本実施例の計装増幅器では、第１のトランスコンダクタンスアンプ１００の非反転出力端子１０４から吐出電流Ｉo1(+)が抵抗Ｒf1に流れるとき、その吐出電流Ｉo1(+)は、負電圧発生回路３００が発生する負電圧を−Ｖｃとすると、
Ｉo1(+)＝（１／Ｒf1）×（Ｖin1−（−Ｖｃ)）（３）
と表される。この第１のトランスコンダクタンスアンプ１００のフィードバックは直列−並列帰還であり、オペアンプによるボルテージフォロアと等価であるので、同相入力電圧範囲と差動入力電圧範囲が同じとなる。

同様に、第２のトランスコンダクタンスアンプ２００の第１の非反転出力端子２０３から吐出電流Ｉo21(+)が抵抗Ｒf2に流れるとき、その吐出電流Ｉo21(+)は、
Ｉo21(+)＝（１／Ｒf2）×（Ｖin2−（−Ｖｃ））（４）
と表される。この第２のトランスコンダクタンスアンプ２００のフィードバックも直列−並列帰還であり、オペアンプによるボルテージフォロアと等価であるので、同相入力電圧範囲と差動入力電圧範囲が同じとなる。

この結果、入力端子１、２の入力電圧Ｖin1と入力電圧Ｖin2を、個別のトランスコンダクタンスアンプ１００，２００の非反転入力端子１０１，２０１にそれぞれ接続することにより、同相入力電圧範囲と差動入力電圧範囲が、１個のトランスコンダクタンスアンプの両入力端子に接続する場合のように、制限されることがなくなる。

第１のトランスコンダクタンスアンプ１００の反転出力端子１０３の吸込電流Ｉo1(-)と非反転出力端子１０４の吐出電流Ｉo1(+)は、電流の向きが逆で絶対値は同じである。また、第２のトランスコンダクタンスアンプ２００の２個の非反転出力端子２０３、２０４の吐出電流Ｉo21(+)，Ｉo22(+)は、同じ電流値である。

第１のトランスコンダクタンスアンプ１００の反転出力端子１０３の吸込電流Ｉo1(-)と、第２のトランスコンダクタンスアンプ２０の非反転出力端子２０４の吐出電流Ｉo22(+)は、減算される。ここで、抵抗Ｒf1，Ｒf2をＲf1＝Ｒf2＝Ｒｆに設定しておけば、その減算で得られる差電流Ｉｓは、
Ｉｓ＝(１／Ｒｆ)×（Ｖin2−Ｖin1）（５）
と表される。

この差電流Ｉｓがオペアンプ４００と抵抗Ｒf3で構成される電流／電圧変換回路を通過することで、その出力端子４０３に得られる出力電圧Ｖoutは、
Ｖout＝（Ｒf3／Ｒｆ）×（Ｖin1−Ｖin2）＋Ｖref （６）
と表される。以上のように構成することで、同相入力電圧範囲と差動入力電圧範囲が共に広い計装増幅器を実現できる。

図２に第１のトランスコンダクタンスアンプ１００の具体例を示す。この第１のトランスコンダクタンスアンプ１００は、入力部１１０とフォールディッドアンプ部１２０と電圧／電流変換出力部１３０とで構成される。ＭＰ１〜ＭＰ１４はＰＭＯＳトランジスタ、ＭＮ１〜ＭＮ８はＮＭＯＳトランジスタ、Ｃ１は帰還コンデンサ、Ｒ１は帰還抵抗である。また、１１１，１１２，１２１，１２２，１２３，１２４は電流源である。電流源１１１，１１２は同じ電流値、電流源１２２、１２３は同じ電流値である。入力部１１０はＰＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ２を使用するので、非反転入力端子１０１、反転入力端子１０２に入力する電圧は負電圧まで入力可能である。

図３に第２のトランスコンダクタンスアンプ２００の具体例を示す。この第２のトランスコンダクタンスアンプ２００は、入力部２１０とフォールディッドアンプ部２２０と電圧／電流変換出力部２３０とで構成される。ＭＰ２１〜ＭＰ３４はＰＭＯＳトランジスタ、ＭＮ１１〜ＭＮ１４はＮＭＯＳトランジスタ、Ｃ２は帰還コンデンサ、Ｒ２は帰還抵抗である。また、２１１、２１２、２２１，２２２，２２３，２２４は電流源である。電流源２１１、２１２は互いに同じ電流値、電流源２２２，２２３は同じ電流値である。入力部２１０はＰＭＯＳトランジスタＭＰ２１，ＭＰ２２を使用するので、非反転入力端子２０１、反転入力端子２０２に入力する電圧は負電圧まで入力可能である。

第１のトランスコンダクタンスアンプ１００と第２のトランスコンダクタンスアンプ２００は、入力部１１０と２１０、フォールディングアンプ部１２０と２２０がそれぞれ同じ構成で、電圧／電流変換出力部１３０と２３０が互いに異なる構成である。

ここで、入力部１１０，２１０のＭＯＳトランジスタＭＰ１１，ＭＰ１２，ＭＰ２１，ＭＰ２２の閾値電圧をＶthとし、ＭＯＳトランジスタＭＰ１１，ＭＰ１２，ＭＰ２１，ＭＰ２２のドレイン・ソース間飽和電圧、電流源１１１，１１１，２１１，２１２を構成するＭＯＳトランジスタ（図示せず）のドレイン・ソース間飽和電圧をＶds_satとすると、入力同相電圧範囲Ｖａは、
（Ｖds_sat−Ｖth）＜Ｖａ＜（Ｖdd−Ｖds_sat−Ｖth）（７）
で表され、差動入力電圧範囲Ｖｂも、
（Ｖds_sat−Ｖth）＜Ｖｂ＜（Ｖdd−Ｖds_sat−Ｖth）（８）
で表される。

つまり、Ｖａ＝Ｖｂとなり、図５で説明した従来の計装増幅器に比べて、差動入力電圧範囲Ｖｂが同相入力電圧範囲Ｖａにまで拡大されている。例えば、Ｖdd＝５Ｖ、Ｖth＝０．７Ｖ、Ｖds_sat＝０．２Ｖとすると、
Ｖａ＝Ｖｂ＝−０．５Ｖ〜４．１Ｖ
の範囲となる。

一方、図５で説明した従来の計装増幅器では、Ｖcc＝５Ｖ、Ｖbe＝０．７Ｖ、Ｖce_sat＝０．２Ｖとすると、同相入力電圧範囲Ｖａと差動入力電圧範囲Ｖｂは、前記したように、
Ｖａ＝−０．５Ｖ＋２・Ｉ・Ｒｃ〜４．１Ｖ
Ｖｂ＜０．５Ｖ
となるので、差動入力電圧範囲Ｖｂは極めて狭い。

図４に負電圧発生回路３００の具体例を示す。この回路はディクソンチャージポンプと呼ばれる回路であり、コンデンサＣ１１〜Ｃ１５とダイオードＤ１〜Ｄ５とクロック信号ＣＬＫを入力するインバータＩＮＶ１とで構成される。この回路では、クロック信号ＣＬＫの振幅がＶｃのとき、出力用のコンデンサＣ１５には−Ｖｃの電圧が生成する。

なお、本実施例の計装増幅器は、図２、図３に示した第１、第２のトランスコンダクタンスアンプ１００，２００のＰＭＯＳトランジスタをＰＮＰトランジスタに置き換え、ＮＭＯＳトランジスタをＮＰＮトランジスタに置き換えても、同様に動作する。

１００：第１のトランスコンダクタンスアンプ、１１０：入力部、１２０：フォールディッドアンプ部、１３０：電圧／電流変換出力部
２００：第２のトランスコンダクタンスアンプ、２１０：入力部、２２０：フォールディッドアンプ部、２３０：電圧／電流変換出力部
３００：負電圧発生回路
４００：オペアンプ

Claims

第１の非反転入力端子と第１の反転入力端子と第１の非反転出力端子と第１の反転出力端子とを備え、前記第１の非反転入力端子が第１の電圧入力端子に接続され、前記第１の反転入力端子が前記第１の非反転出力端子に接続された第１のトランスコンダクタンスアンプと、
第２の非反転入力端子と第２の反転入力端子と第２の非反転出力端子と第３の非反転出力端子とを備え、前記第２の非反転入力端子が第２の電圧入力端子に接続され、前記第２の反転入力端子が前記第２の非反転出力端子に接続された第２のトランスコンダクタンスアンプと、
負電圧出力端子を備え、該負電圧出力端子が第１の抵抗を介して前記第１のトランスコンダクタンスアンプの前記第１の反転入力端子に接続されるとともに、第２の抵抗を介して前記第２のトランスコンダクタンスアンプの前記第２の反転入力端子に接続される負電圧発生回路と、
第３の非反転入力端子と第３の反転入力端子と出力端子とを備え、前記第３の反転入力端子に前記第１のトランスコンダクタンスアンプの前記第１の反転出力端子と前記第２のトランスコンダクタンスアンプの前記第３の非反転出力端子が接続され、前記第３の反転入力端子と前記出力端子との間に第３の抵抗が接続されたオペアンプと、
を備えることを特徴とする計装増幅器。
請求項１に記載の計装増幅器において、
前記第１のトランスコンダクタンスアンプおよび前記第２のトランスコンダクタンスアンプは同じ入力部を備え、該入力部は、
一端が正電源端子に接続された第１の電流源と、該第１の電流源の他端にソースが接続されドレインが接地に接続されゲートが非反転入力端子に接続された第１のＰＭＯＳトランジスタからなる第１の直列回路、又は一端が正電源端子に接続された第１の電流源と、該第１の電流源の他端にエミッタが接続されコレクタが接地に接続されベースが非反転入力端子に接続された第１のＰＮＰトランジスタからなる第１の直列回路と、
一端が正電源端子に接続された第２の電流源と、該第２の電流源の他端にソースが接続されドレインが接地に接続されゲートが反転入力端子に接続された第２のＰＭＯＳトランジスタからなる第２の直列回路、又は一端が正電源端子に接続された第２の電流源と、該第２の電流源の他端にエミッタが接続されコレクタが接地に接続されベースが反転入力端子に接続された第２のＰＮＰトランジスタからなる第２の直列回路と、
からなることを特徴とする計装増幅器。