JP2017184122A - 差動増幅器 - Google Patents
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Abstract
【課題】差動増幅器の特性を改善する。【解決手段】差動対10は、非反転入力端子INPと接続される第1トランジスタM1、反転入力端子INNと接続される第2トランジスタM2を含む。テイル電流源12は、差動対10にテイル電流ITAILを供給する。カスコードカレントミラー回路14は、差動対10に能動負荷として接続される。クランプ回路40は、第1トランジスタM1とカスコードカレントミラー回路14を接続する第1ノードN1の電圧Vcをクランプする。【選択図】図3
Description
本発明は、差動増幅器に関する。
2つの入力電圧の差を増幅するために、差動増幅器(演算増幅器)が利用される。図1は、差動増幅器の構成例を示す回路図である。差動増幅器100Rは、差動対10、テイル電流源12、カスコードカレントミラー回路14、バイアス回路20、出力段30、電源ライン102および接地ライン104を備える。
差動対10は、第1トランジスタM1および第2トランジスタM2を含む。テイル電流源12は、差動対10にテイル電流ITAILを供給する。低電圧型のカスコードカレントミラー回路14は、差動対10の能動負荷であり、第3トランジスタM3〜第6トランジスタM6を含む。トランジスタM5,M6のゲートは適切にバイアスされる。
バイアス回路20は、電流源22,24および第7トランジスタM7および第8トランジスタM8を含み、カスコードカレントミラー回路14をバイアスする定電流回路である。トランジスタM7,M8のゲートも適切にバイアスされる。出力段30は、能動負荷であるカスコードカレントミラー回路14の出力信号S1を反転増幅し、出力端子OUTから出力する。
本発明者らは、図1の差動増幅器100Rについて検討した結果、以下の課題を認識するに至った。
(第1課題)
図1の差動増幅器100Rをボルテージフォロア回路(全帰還回路)として使用する場合がある。ボルテージフォロア回路は、図1の差動増幅器100Rの出力端子と、反転入力端子(INN)をショートして構成される。
図1の差動増幅器100Rをボルテージフォロア回路(全帰還回路)として使用する場合がある。ボルテージフォロア回路は、図1の差動増幅器100Rの出力端子と、反転入力端子(INN)をショートして構成される。
差動増幅器100Rに、方形波(矩形波)を入力すると、その出力信号SOUTの傾きは、差動増幅器100Rのスルーレートに制限される。このスルーレートは一般的に、差動増幅器100Rの内部の差動入力段のテイル電流ITAILと位相補償容量によって決定される。
図2は、図1の差動増幅器100Rで構成されるボルテージフォロア回路に、方形波を入力したときの動作波形図である。ここでは入力電圧VINを急激に低下させた動作を説明する。定常状態においてボルテージフォロア回路の入力信号VINと出力信号(帰還信号)VOUTは等しい。ところが、ボルテージフォロア回路に、スルーレートを超える傾きを有する波形VINを入力すると、帰還信号VOUTと入力信号VINの間に電位差ΔVが生ずる。この電位差ΔVによって、通常は一定レベル(図中、0.4V付近)をとる差動入力段の出力電圧Vcは、一時的に電源電圧VDD(4V)付近まで跳ね上がる。その後、出力電圧VOUTが入力電圧VINに近づくと、電圧Vcは元の電圧レベルに向かって急降下する。この急降下の影響によって、出力電圧VOUTにはアンダーシュートが発生してしまう。
(第2課題)
差動増幅器において、入力換算雑音電圧やオフセット電圧は、差動入力回路において発生する。入力換算雑音電圧やオフセット電圧を低減するためには、差動入力回路のトランジスタサイズM1,M2を大きくすることが有効である。ところがトランジスタサイズM1,M2のサイズを大きくすると、ゲートドレイン間、ゲートソース間の寄生容量Cpが大きくなる。この寄生容量Cpは望まれないハイパスフィルタを形成しており、入力信号VINが急峻に変化したときに、ドレイン電圧に揺らぎを発生させる。このドレイン電圧の揺らぎは、出力電圧VOUTにおいて、オーバーシュートやアンダーシュートの原因となり得る。
差動増幅器において、入力換算雑音電圧やオフセット電圧は、差動入力回路において発生する。入力換算雑音電圧やオフセット電圧を低減するためには、差動入力回路のトランジスタサイズM1,M2を大きくすることが有効である。ところがトランジスタサイズM1,M2のサイズを大きくすると、ゲートドレイン間、ゲートソース間の寄生容量Cpが大きくなる。この寄生容量Cpは望まれないハイパスフィルタを形成しており、入力信号VINが急峻に変化したときに、ドレイン電圧に揺らぎを発生させる。このドレイン電圧の揺らぎは、出力電圧VOUTにおいて、オーバーシュートやアンダーシュートの原因となり得る。
本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、差動増幅器の特性の改善にある。
本発明のある態様は差動増幅器に関する。差動増幅器は、非反転入力端子、反転入力端子と接続される第1トランジスタおよび第2トランジスタを含む差動対と、差動対と接続され、差動対にテイル電流を供給するテイル電流源と、同型のトランジスタを2段縦積みして構成され、差動対と接続される能動負荷と、第1トランジスタと能動負荷を接続する第1ノードの電圧をクランプするクランプ回路と、を備える。
この態様によると、過度状態における差動入力段(差動対)の出力電圧の変動を制限することにより、差動増幅器の特性を改善できる。
能動負荷は、カスコードカレントミラー回路であり、第2トランジスタと直列に接続される第3トランジスタと、第1トランジスタと直列に接続される第4トランジスタと、第3トランジスタに縦積みされた第5トランジスタと、第4トランジスタに縦積みされた第6トランジスタと、を含んでもよい。クランプ回路は、第1ノードの電圧を、第4トランジスタが活性領域で動作するようにクランプしてもよい。
能動負荷は、定電流回路であり、第2トランジスタと直列に接続される第9トランジスタと、第1トランジスタと直列に接続される第10トランジスタと、第9トランジスタに縦積みされた第7トランジスタと、第10トランジスタに縦積みされた第8トランジスタと、を含んでもよい。クランプ回路は、第1ノードの電圧を、第10トランジスタが活性領域で動作するようにクランプしてもよい。
差動対は、PチャンネルMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)であり、クランプ回路は、第1トランジスタのドレインと接地ラインの間に設けられた第1クランプ素子を含んでもよい。
差動対は、NチャンネルMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)であり、クランプ回路は、第1トランジスタのドレインと電源ラインの間に設けられた第1クランプ素子を含んでもよい。
第1クランプ素子は、ダイオードを含んでもよい。
第1クランプ素子は、ゲートドレイン間が接続されるNチャンネルMOSFETまたはベースコレクタ間が接続されるNPN型バイポーラトランジスタを含んでもよい。
クランプ回路は、第1クランプ素子と直列に設けられた抵抗をさらに含んでもよい。
クランプ回路は、第1ノードに加えて、第2トランジスタと能動負荷を接続する第2ノードの電圧をクランプしてもよい。
これにより、反転入力端子側と非反転入力端子側との回路の対称性を高めることができる。
これにより、反転入力端子側と非反転入力端子側との回路の対称性を高めることができる。
差動対は、PチャンネルMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)であり、クランプ回路は、第1トランジスタのドレインと接地ラインの間に設けられた第1クランプ素子と、第2トランジスタのドレインと接地ラインの間に設けられた第2クランプ素子と、を含んでもよい。
差動対は、NチャンネルMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)であり、クランプ回路は、第1トランジスタのドレインと電源ラインの間に設けられた第1クランプ素子と、第2トランジスタのドレインと電源ラインの間に設けられた第2クランプ素子と、を含んでもよい。
第1クランプ素子と第2クランプ素子は同じ構成を有してもよい。これにより、差動対の反転入力端子側と非反転入力端子側の特性をさらに揃えることができる。
本発明の別の態様もまた、差動増幅器である。この差動増幅器は、ゲート(ベース)が非反転入力端子と接続されるPチャンネルまたはPNP型の第1トランジスタと、ゲート(ベース)が反転入力端子と接続され、ソースが第1トランジスタのソースと接続される第1トランジスタと同型の第2トランジスタと、第1トランジスタおよび第2トランジスタのソースと電源ラインの間に設けられるテイル電流源と、第2トランジスタのドレイン/コレクタと、接地ラインの間に設けられる第3トランジスタと、第1トランジスタのドレイン/コレクタと、接地ラインの間に設けられる第4トランジスタと、第3トランジスタのコレクタ/ドレインと接続される第5トランジスタと、第4トランジスタのコレクタ/ドレインと接続される第6トランジスタと、第4トランジスタのドレイン/コレクタと接地ラインの間に設けられ、第4トランジスタの両端間の電圧を、所定電圧より小さくならないようクランプする第1クランプ素子と、第3トランジスタのドレイン/コレクタと接地ラインの間に設けられ、第3トランジスタの両端間の電圧を、所定電圧より小さくならないようクランプする第2クランプ素子と、を備える。
本発明のさらに別の態様もまた、差動増幅器である。この差動増幅器は、ゲート(ベース)が非反転入力端子と接続されるNチャンネルまたはNPN型の第1トランジスタと、ゲート(ベース)が反転入力端子と接続され、ソースが第1トランジスタのソースと接続される第1トランジスタと同型の第2トランジスタと、第1トランジスタおよび第2トランジスタのソースと接地ラインの間に設けられるテイル電流源と、第2トランジスタのドレイン/コレクタと、電源ラインの間に設けられる第3トランジスタと、第1トランジスタのドレイン/コレクタと、電源ラインの間に設けられる第4トランジスタと、第3トランジスタのコレクタ/ドレインと接続される第5トランジスタと、第4トランジスタのコレクタ/ドレインと接続される第6トランジスタと、第4トランジスタのドレイン/コレクタと電源ラインの間に設けられ、第4トランジスタの両端間の電圧を、所定電圧より小さくならないようクランプする第1クランプ素子と、第3トランジスタのドレイン/コレクタと電源ラインの間に設けられ、第3トランジスタの両端間の電圧を、所定電圧より小さくならないようクランプする第2クランプ素子と、を備える。
差動増幅器は、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
本発明のある態様によれば、差動増幅器の特性を改善できる。
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
本明細書において、「部材Aが、部材Bと接続された状態」とは、部材Aと部材Bが物理的に直接的に接続される場合や、部材Aと部材Bが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Cが、部材Aと部材Bの間に設けられた状態」とは、部材Aと部材C、あるいは部材Bと部材Cが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Cが、部材Aと部材Bの間に設けられた状態」とは、部材Aと部材C、あるいは部材Bと部材Cが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
図3は、実施の形態に係る差動増幅器100の回路図である。差動増幅器100は、差動対10、テイル電流源12、カスコードカレントミラー回路14、バイアス回路20、出力段30およびクランプ回路40をさらに備える。差動増幅器100は、ひとつの半導体基板に一体集積化される。
差動対10は、非反転入力端子INPと接続される第1トランジスタM1と、反転入力端子INNと接続される第2トランジスタM2と、を含む。本実施の形態において、差動対10は、PチャンネルMOSFETで構成されており、第1トランジスタM1のゲートが非反転入力端子INPと接続され、第2トランジスタM2のゲートが反転入力端子INNと接続される。第1トランジスタM1と第2トランジスタM2のソースは共通に接続される。テイル電流源12は、第1トランジスタM1および第2トランジスタM2のソースと接続され、テイル電流ITAILを供給する。
低電圧型のカスコードカレントミラー回路14は、差動対10と接続される能動負荷13である。カスコードカレントミラー回路14は、同型のトランジスタを2段積みして構成され、より具体的には第3トランジスタM3〜第6トランジスタM6を含む。
第3トランジスタM3は、第2トランジスタM2と直列に、具体的には第2トランジスタM2のドレインと接地ライン104の間に設けられる。第4トランジスタM4は、第1トランジスタM1と直列に、具体的には第1トランジスタM1のドレインと接地ライン104の間に設けられる。第5トランジスタM5は、第3トランジスタM3に縦積みされ、第6トランジスタM6は、第4トランジスタM4に縦積みされる。第5トランジスタM5、第6トランジスタM6のゲートは、図示しないバイアス回路によって適切にバイアスされている。第3トランジスタM3および第4トランジスタM4のゲートは、第5トランジスタM5のドレインと接続されている。この接続により、入力フルスイング(Rail-to-Rail)を実現できる。
バイアス回路20は、カスコードカレントミラー回路14を適切なバイアス状態に維持する。たとえばバイアス回路20は、電流源22,24および第7トランジスタM7、第8トランジスタM8を含む。第7トランジスタM7、第8トランジスタM8は、図示しないバイアス回路によって適切にバイアスされている。出力段30は、カスコードカレントミラー回路14の出力信号S1を反転増幅し、出力端子OUTから出力する。
クランプ回路40は、差動対10の第1トランジスタM1とカスコードカレントミラー回路14を接続する第1ノードN1の電圧Vc、言い換えれば差動対10の一方の出力電圧Vcをクランプする。
さらにクランプ回路40は、第1ノードN1の電圧Vcに加えて、差動対10の第2トランジスタM2と能動負荷13であるカスコードカレントミラー回路14を接続する第2ノードN2の電圧Vd、言い換えれば差動対10の他方の出力電圧Vdをクランプしてもよい。
好ましくはクランプ回路40は、第1ノードN1の電圧Vcを、第4トランジスタM4が活性領域で動作するようにクランプしてもよい。同様にクランプ回路40は、第2ノードN2の電圧Vdを、第3トランジスタM3が活性領域で動作するようにクランプしてもよい。
以上が差動増幅器100の構成である。続いてその動作を説明する。図4(a)は、図3の差動増幅器100で構成されるボルテージフォロア回路に、方形波を入力したときの動作波形図である。ここでは図2と同様に、入力電圧VINを急激に低下させた動作を説明する。
図3の差動増幅器100において、電圧Vcは、クランプ回路40によって1.2Vを超えないように制限される。したがって、入力電圧VINと出力電圧VOUTの電位差ΔVに応じて生ずる電圧Vcの跳ね上がりは、1.2Vでクランプされる。その後、出力電圧VOUTが入力電圧VINに近づくと、電圧Vcは元の電圧レベルに向かって降下するが、そのときの電圧Vcのアンダーシュート量は、図2のそれに比べて小さくなる。その結果、出力電圧VOUTのアンダーシュートを抑制できる。図4(b)は、(i)図3の差動増幅器100の出力電圧VOUTと、(ii)図1の差動増幅器100Rにおける出力電圧VOUTそれぞれの拡大波形図である。図1では、250mVのアンダーシュートが発生していたのに対して、図3ではアンダーシュート量は60mVと、24%(約1/4程度)まで抑えられている。
あるいは、第1トランジスタM1や第2トランジスタM2の素子サイズを大きくした場合に、寄生容量Cpにより生ずる第1トランジスタM1、第2トランジスタM2のドレイン電圧Vc,Vdの変動も、クランプ回路40によってクランプされる。これにより、寄生容量Cpに起因する出力電圧VOUTのオーバーシュート、アンダーシュート、あるいは揺らぎを抑制することができる。
このように、実施の形態に係る差動増幅器100によれば、過度状態における差動入力段(差動対10)の出力電圧Vc,Vdの変動を制限することにより、差動増幅器100の特性を改善できる。
本発明は、図3のブロック図や回路図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、回路に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や回路動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な構成例を説明する。
(第1実施例)
図5は、第1実施例に係る差動増幅器100aの回路図である。クランプ回路40は、第1クランプ素子42、第2クランプ素子44を含む。第1クランプ素子42は、第1トランジスタM1のドレインと接地ライン104の間に、言い換えれば第4トランジスタM4のドレインと接地ライン104の間に、第4トランジスタM4と並列に設けられる。たとえば第1クランプ素子42はダイオードであってもよい。ダイオードはPN接合で構成してもよいし、MOSFETやバイポーラトランジスタを利用して構成してもよい。
図5は、第1実施例に係る差動増幅器100aの回路図である。クランプ回路40は、第1クランプ素子42、第2クランプ素子44を含む。第1クランプ素子42は、第1トランジスタM1のドレインと接地ライン104の間に、言い換えれば第4トランジスタM4のドレインと接地ライン104の間に、第4トランジスタM4と並列に設けられる。たとえば第1クランプ素子42はダイオードであってもよい。ダイオードはPN接合で構成してもよいし、MOSFETやバイポーラトランジスタを利用して構成してもよい。
第2クランプ素子44は、第2トランジスタM2のドレインと接地ライン104の間に、言い換えれば第3トランジスタM3のドレインと接地ライン104の間に、第3トランジスタM3と並列に設けられる。第2クランプ素子44は、第1クランプ素子42と同様に構成することが望ましい。
図6(a)〜(f)は、クランプ回路40の構成例を示す図である。これらの図には、第1ノードN1の電圧Vcをクランプするための回路構成のみが示されている。
図6(a)のクランプ回路40aの第1クランプ素子42は、ゲートドレイン間が結線されたNチャンネルMOSFETを含む。図6(b)のクランプ回路40bの第1クランプ素子42は、ベースコレクタ間が結線されたNPN型バイポーラトランジスタを含む。
図6(c)のクランプ回路40cは、図6(a)の第1クランプ素子42に加えて、抵抗R1をさらに含む。図6(d)のクランプ回路40dは、図6(b)の第1クランプ素子42に加えて、抵抗R1をさらに含む。
図6(a)〜(f)において、NPN型バイポーラトランジスタはPNP型バイポーラトランジスタに置換してもよく、NチャンネルMOSFETは、PチャンネルMOSFETに置換してもよい。
図6(e)のクランプ回路40eは、図6(a)の第1クランプ素子42が複数個、直列に接続して構成される。図6(f)のクランプ回路40fは、図6(b)の第1クランプ素子42が複数個、直列に接続して構成される。
図7(a)〜(d)は、クランプ回路40の別の構成例を示す回路図である。図7(a)のクランプ回路40gは、第1ノードN1にコレクタが接続されるPNP型バイポーラトランジスタを含む。PNP型バイポーラトランジスタのベースには、電圧源46が生成する基準電圧VCLが入力される。第1ノードN1の電位Vcは、VCL+Vbeを超えないようにクランプされる。Vbeは、バイポーラトランジスタのベースエミッタ間電圧である。
図7(b)のクランプ回路40hは、図7(a)のバイポーラトランジスタに代えて、PチャンネルMOSFETを含む。第1ノードN1の電位Vcは、VCL+VGSを超えないようにクランプされる。VGSは、MOSFETのゲートソース間電圧(しきい値電圧)である。
図7(c)、(d)のクランプ回路40i,40jはそれぞれ、図7(a)、(b)のクランプ回路40g,40hのトランジスタの極性を変更したものである。図7(c)のクランプ回路40iによれば、第1ノードN1の電圧Vcは、VCL−VBEを下回らないようにクランプされ、図7(d)のクランプ回路40jによれば、第1ノードN1の電圧Vcは、VCL−VGSを下回らないようにクランプされる。
(第2実施例)
図8は、第2実施例に係る差動増幅器100bの回路図である。クランプ回路40bの第1クランプ素子42、第2クランプ素子44に関して、図6(a)の構成が採用される。カスコードカレントミラー回路14bにおいて、第3トランジスタM3、第4トランジスタM4は、NPN型バイポーラトランジスタQ3,Q4に置換されている。さらに、第3トランジスタQ3、第4トランジスタQ4にベース電流を供給するために、バイポーラトランジスタの第9トランジスタQ9が設けられる。
図8は、第2実施例に係る差動増幅器100bの回路図である。クランプ回路40bの第1クランプ素子42、第2クランプ素子44に関して、図6(a)の構成が採用される。カスコードカレントミラー回路14bにおいて、第3トランジスタM3、第4トランジスタM4は、NPN型バイポーラトランジスタQ3,Q4に置換されている。さらに、第3トランジスタQ3、第4トランジスタQ4にベース電流を供給するために、バイポーラトランジスタの第9トランジスタQ9が設けられる。
当業者によれば、カスコードカレントミラー回路14の構成は、図3や図8のそれに限定されないことが理解されよう。
(第3実施例)
図9は、第3実施例に係る差動増幅器100cの回路図である。図9の差動増幅器100cにおいて、差動対10は、NチャンネルMOSFETで構成される。図9の差動増幅器100cは、図3の差動増幅器100の入力段を天地(VDD/VSS)を反転し、NチャンネルとPチャンネルを置換して構成される。カスコードカレントミラー回路14、バイアス回路20は、図3等と同様である。
図9は、第3実施例に係る差動増幅器100cの回路図である。図9の差動増幅器100cにおいて、差動対10は、NチャンネルMOSFETで構成される。図9の差動増幅器100cは、図3の差動増幅器100の入力段を天地(VDD/VSS)を反転し、NチャンネルとPチャンネルを置換して構成される。カスコードカレントミラー回路14、バイアス回路20は、図3等と同様である。
第3実施例では、カスコードカレントミラー回路14ではなく、バイアス回路20が能動負荷13として機能する。バイアス回路20(能動負荷13)は、同型のトランジスタの2段積みで構成されており、具体的には第7トランジスタM7〜第10トランジスタM10を含む。第9トランジスタM9および第10トランジスタM10は、等しく2Iの電流を生成する電流源であり、図1の電流源22,24に相当する。差動対10のNチャンネルMOSFETをデプレッション型とすれば、フルスイング入力となる。
なお、差動対10をエンハンスメント型のNチャンネルMOSFETとした場合、電源センス入力となる。あるいはPチャンネルMOSFETとした場合、グランドセンス入力となる。差動対10を、NチャンネルMOSFETとPチャンネルMOSFETの両方で構成した場合、フルスイング入力となる。
またクランプ回路40は、第1クランプ素子42および第2クランプ素子44を含む。これらのクランプ回路は、図6(a)のクランプ回路40aをPチャンネルに置換したものであり、第1クランプ素子42は、第1ノードN1と電源ライン102の間に設けられ、能動負荷13の第10トランジスタM10のドレイン電圧Vaを、MOSFETが活性領域で動作するように、言い換えれば飽和しないようにクランプする。同様に第2クランプ素子44は、第2ノードN2と電源ライン102の間に設けられ、能動負荷13の第9トランジスタM9のドレイン電圧Vbを、MOSFETが飽和しないようにクランプする。
差動増幅器100cによれば、入力電圧VINが急変したときの、出力電圧VOUTのオーバーシュートやアンダーシュートを抑制できる。
さらに差動増幅器100cによれば、クランプ回路を有しない従来の差動増幅器において生ずる別の問題を解決できる。以下では、図9の差動増幅器100cからクランプ回路40を省略した構成を、従来の差動増幅器100Sとする。
(第3課題)
図10(a)、(b)は、従来の差動増幅器100Sを備えるボルテージフォロア回路の動作波形図である。図10(a)には、入力電圧VINの立ち上がりに関連する波形が、図10(b)には、入力電圧VINの立ち下がりに関連する波形が示される。また図9に示される各経路の電流量は、矢印より左側が初期状態における電流量を、矢印より右側が遷移途中のとある時刻の電流量を表す。
図10(a)、(b)は、従来の差動増幅器100Sを備えるボルテージフォロア回路の動作波形図である。図10(a)には、入力電圧VINの立ち上がりに関連する波形が、図10(b)には、入力電圧VINの立ち下がりに関連する波形が示される。また図9に示される各経路の電流量は、矢印より左側が初期状態における電流量を、矢印より右側が遷移途中のとある時刻の電流量を表す。
図10(a)に示すように、立ち上がり波形が入力されると、第1トランジスタM1のゲートにはハイレベルの入力電圧VINが印加されるが、過渡的には第2トランジスタM2のゲートは、ローレベルの出力電圧VOUTが帰還されている。スルーレートにしたがって第2トランジスタM2のゲート電圧も上昇していくが、第1トランジスタM1のゲートと同電位となるまでは、テイル電流ITAILが第1トランジスタM1側に集中して流れ、これにより、第1ノードN1の電位Vaが低下する。電圧Vaが低下すると、第1トランジスタM1の電流も減少する。反対に、帰還電圧VOUTの上昇にともない、第2トランジスタM2の電流が上昇し始める。第3ノードN3の電流は、IからI/3に減少する。この電流の減少によって、第1ノードN1の電圧Vaの復帰速度が遅くなる。そのため、出力電圧VOUTのスルーレートはさらに遅くなる。つまり、出力電圧VOUTは、遷移の途中で折れ曲がった波形となる。
図10(b)に示すように立ち下がり波形が入力された場合も、同様の問題が生じうる。
続いて、図11(a)、(b)を参照して、差動増幅器100cの動作を説明する。図11(a)、(b)は、図9の差動増幅器100cを備えるボルテージフォロア回路の動作波形図である。
図9の差動増幅器100cにおいて、第1ノードN1の電圧Vaは、クランプ回路40によって3.8Vを下回らないように制限される。これにより、第3ノードN3の電流の減少が抑制される。これにより、出力信号VOUTのスルーレートが低下するのを防止できる。
なお、第3課題は、図3、図5、図8の差動増幅器100によっても解決することができる。
実施の形態では、差動増幅器100をボルテージフォロア回路として利用したが、差動増幅器100の用途はそれには限定されない。差動増幅器100を用いて、非反転型あるいは反転入力端子のアンプを構成してもよい。
実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。
100…差動増幅器、102…電源ライン、104…接地ライン、INP…非反転入力端子、INN…反転入力端子、10…差動対、12…テイル電流源、13…能動負荷、14…カスコードカレントミラー回路、20…バイアス回路、22,24…電流源、M1…第1トランジスタ、M2…第2トランジスタ、M3…第3トランジスタ、M4…第4トランジスタ、M5…第5トランジスタ、M6…第6トランジスタ、M7…第7トランジスタ、M8…第8トランジスタ、30…出力段、40…クランプ回路、42…第1クランプ素子、44…第2クランプ素子、N1…第1ノード、N2…第2ノード。
Claims (15)
- 非反転入力端子、反転入力端子と接続される第1トランジスタおよび第2トランジスタを含む差動対と、
前記差動対と接続され、前記差動対にテイル電流を供給するテイル電流源と、
同型のトランジスタを2段縦積みして構成され、前記差動対と接続される能動負荷と、
前記第1トランジスタと前記能動負荷を接続する第1ノードの電圧をクランプするクランプ回路と、
を備えることを特徴とする差動増幅器。 - 前記能動負荷は、カスコードカレントミラー回路であり、
前記第2トランジスタと直列に接続される第3トランジスタと、
前記第1トランジスタと直列に接続される第4トランジスタと、
前記第3トランジスタに縦積みされた第5トランジスタと、
前記第4トランジスタに縦積みされた第6トランジスタと、
を含み、
前記クランプ回路は、前記第1ノードの電圧を、前記第4トランジスタが活性領域で動作するようにクランプすることを特徴とする請求項1に記載の差動増幅器。 - 前記能動負荷は、定電流回路であり、
前記第2トランジスタと直列に接続される第9トランジスタと、
前記第1トランジスタと直列に接続される第10トランジスタと、
前記第9トランジスタに縦積みされた第7トランジスタと、
前記第10トランジスタに縦積みされた第8トランジスタと、
を含み、
前記クランプ回路は、前記第1ノードの電圧を、前記第10トランジスタが活性領域で動作するようにクランプすることを特徴とする請求項1に記載の差動増幅器。 - 前記差動対は、PチャンネルMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)であり、
前記クランプ回路は、前記第1トランジスタのドレインと接地ラインの間に設けられた第1クランプ素子を含むことを特徴とする請求項1から3のいずれかに記載の差動増幅器。 - 前記差動対は、NチャンネルMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)であり、
前記クランプ回路は、前記第1トランジスタのドレインと電源ラインの間に設けられた第1クランプ素子を含むことを特徴とする請求項1から3のいずれかに記載の差動増幅器。 - 前記第1クランプ素子は、ダイオードを含むことを特徴とする請求項4または5に記載の差動増幅器。
- 前記第1クランプ素子は、ゲートドレイン間が接続されるNチャンネルMOSFETまたはベースコレクタ間が接続されるNPN型バイポーラトランジスタを含むことを特徴とする請求項4または5に記載の差動増幅器。
- 前記クランプ回路は、前記第1クランプ素子と直列に設けられた抵抗をさらに含むことを特徴とする請求項4から7のいずれかに記載の差動増幅器。
- 前記クランプ回路は、前記第1ノードに加えて、前記第2トランジスタと前記能動負荷を接続する第2ノードの電圧をクランプすることを特徴とする請求項1に記載の差動増幅器。
- 前記差動対は、PチャンネルMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)であり、
前記クランプ回路は、
前記第1トランジスタのドレインと接地ラインの間に設けられた第1クランプ素子と、
前記第2トランジスタのドレインと前記接地ラインの間に設けられた第2クランプ素子と、
を含むことを特徴とする請求項9に記載の差動増幅器。 - 前記差動対は、NチャンネルMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)であり、
前記クランプ回路は、
前記第1トランジスタのドレインと電源ラインの間に設けられた第1クランプ素子と、
前記第2トランジスタのドレインと前記電源ラインの間に設けられた第2クランプ素子と、
を含むことを特徴とする請求項9に記載の差動増幅器。 - 前記第1クランプ素子と前記第2クランプ素子は同じ構成を有することを特徴とする請求項10または11に記載の差動増幅器。
- ゲート(ベース)が非反転入力端子と接続されるPチャンネルまたはPNP型の第1トランジスタと、
ゲート(ベース)が反転入力端子と接続され、ソースが前記第1トランジスタのソースと接続される前記第1トランジスタと同型の第2トランジスタと、
前記第1トランジスタおよび前記第2トランジスタのソースと電源ラインの間に設けられるテイル電流源と、
前記第2トランジスタのドレイン/コレクタと、接地ラインの間に設けられる第3トランジスタと、
前記第1トランジスタのドレイン/コレクタと、前記接地ラインの間に設けられる第4トランジスタと、
前記第3トランジスタのコレクタ/ドレインと接続される第5トランジスタと、
前記第4トランジスタのコレクタ/ドレインと接続される第6トランジスタと、
前記第4トランジスタのドレイン/コレクタと前記接地ラインの間に設けられ、前記第4トランジスタの両端間の電圧を、所定電圧より小さくならないようクランプする第1クランプ素子と、
前記第3トランジスタのドレイン/コレクタと前記接地ラインの間に設けられ、前記第3トランジスタの両端間の電圧を、所定電圧より小さくならないようクランプする第2クランプ素子と、
を備えることを特徴とする差動増幅器。 - ゲート(ベース)が非反転入力端子と接続されるNチャンネルまたはNPN型の第1トランジスタと、
ゲート(ベース)が反転入力端子と接続され、ソースが前記第1トランジスタのソースと接続される前記第1トランジスタと同型の第2トランジスタと、
前記第1トランジスタおよび前記第2トランジスタのソースと接地ラインの間に設けられるテイル電流源と、
前記第2トランジスタのドレイン/コレクタと、電源ラインの間に設けられる第3トランジスタと、
前記第1トランジスタのドレイン/コレクタと、前記電源ラインの間に設けられる第4トランジスタと、
前記第3トランジスタのコレクタ/ドレインと接続される第5トランジスタと、
前記第4トランジスタのコレクタ/ドレインと接続される第6トランジスタと、
前記第4トランジスタのドレイン/コレクタと前記電源ラインの間に設けられ、前記第4トランジスタの両端間の電圧を、所定電圧より小さくならないようクランプする第1クランプ素子と、
前記第3トランジスタのドレイン/コレクタと前記電源ラインの間に設けられ、前記第3トランジスタの両端間の電圧を、所定電圧より小さくならないようクランプする第2クランプ素子と、
を備えることを特徴とする差動増幅器。 - ひとつの半導体基板に一体集積化されることを特徴とする請求項1から14のいずれかに記載の差動増幅器。
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---|---|---|---|
JP2016071375A JP2017184122A (ja) | 2016-03-31 | 2016-03-31 | 差動増幅器 |
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JP2016071375A JP2017184122A (ja) | 2016-03-31 | 2016-03-31 | 差動増幅器 |
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Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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CN109391258A (zh) * | 2018-08-27 | 2019-02-26 | 浙江航芯源集成电路科技有限公司 | 基于低压管的电平位移电路 |
JP2019096970A (ja) * | 2017-11-20 | 2019-06-20 | ローム株式会社 | オペアンプ、半導体装置 |
CN117311440A (zh) * | 2023-11-27 | 2023-12-29 | 东莞市长工微电子有限公司 | 斜坡补偿电路 |
-
2016
- 2016-03-31 JP JP2016071375A patent/JP2017184122A/ja active Pending
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