JP2015180049A - 発振素子、及びこれを用いた発振器 - Google Patents

Abstract

【課題】所望の周波数における発振を減衰させる事無く、寄生発振を抑制できる発振素子を提供する。【解決手段】電磁波を発振する発振素子は負性抵抗素子１０１と、第一の導体１０６と第二の導体１０４とを有する共振器１１０と、を有する。負性抵抗素子及び共振器は、基板１０５上に配置されており、負性抵抗素子は、第一の導体及び第二の導体と電気的に接続し、かつ、容量結合しており、共振器の直列共振周波数ｆ１は、第一の導体と第二の導体間の容量をＣ、第一の導体及び第二の導体のインダクタンスをＬ１として所定の関係式を有し、かつ、発振される電磁波の真空中の速度、基板の比誘電率、基板の対角線の長さ間に於いても所定の関係を有する。【選択図】図１

Description

本発明は、負性抵抗素子を有する発振素子、及びこれを用いた発振器に関する。

負性抵抗素子は、共振器を伴い、電磁波の発振素子の応用分野で有用である。これまで、負性抵抗素子を用いて、ミリ波帯からテラヘルツ帯まで（３０ＧＨｚ以上３０ＴＨｚ以下）の周波数帯域のうちの少なくとも一部を含む電磁波（以後、単に「テラヘルツ波」と呼ぶ）を発生できることが知られている。その一つとして、負性抵抗素子と共振器とを基板上に集積してモノリシック（ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ）化した発振器が、非特許文献１に開示されている。負性抵抗素子を有する半導体基板上にスロットアンテナを集積し、共振器構造と利得媒質とがモノリシックに構成されている。

図９に、非特許文献１の発振器を示す。この発振器において、負性抵抗素子は、コレクタ側にショットキー障壁（Ｓｃｈｏｔｔｋｙ ｂａｒｒｉｅｒ）を備えた共鳴トンネルダイオード（Ｒｅｓｏｎａｎｔ ｔｕｎｎｅｌｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）Ｓ−ＲＴＤ９１を用いている。共振器は、スロットアンテナである。スロットアンテナは、半導体基板上の金属パターン９２で構成され、端部に容量９３、９４を備えている。非特許文献１の発振器は、更に、整流ダイオード９５も備えている。

ここで、整流ダイオード９５は、負性抵抗素子を用いた発振器で問題となる寄生発振を抑制するための安定化回路をなしている。寄生発振とは、所望の発振周波数ｆ_ｏｓｃより低周波側の周波数領域における寄生的な発振のことを指す。こうした寄生発振は発振周波数ｆ_ｏｓｃにおける発振出力を低下させるため、負性抵抗素子を用いた発振器において安定化回路の存在は重要といえる。

そこで非特許文献１では、寄生発振を低減するために、Ｓ−ＲＴＤ９１から見て電源側に向かって発振周波数ｆ_ｏｓｃに対応する波長λ_ｏｓｃの１／４以内の位置に、負性抵抗素子からみて低インピーダンスな安定化回路を配置している。具体的には、安定化回路として、Ｓ−ＲＴＤ９１から見て電源９６側に向かってλ_ｏｓｃ／４以内の位置にシャント整流ダイオード９５を集積している。抵抗９７は、電源９６の内部抵抗及び電線が持つ抵抗を合計したものである。このように、ＤＣ以上ｆ_ｏｓｃ未満の周波数領域においてバイアス電圧を供給する電源側のインピーダンスを低くすることにより、寄生発振を低減できる。

Ｒｕｄｄｙ，ＩＥＥＥ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ Ｄｅｖｉｃｅ Ｌｅｔｔｅｒｓ，Ｖｏｌ １８，２１８（１９９７）

上述のような従来の寄生発振抑制のための安定化回路は、ダイオードや抵抗器を用いて発振を望まない低周波領域における寄生発振の振幅を減衰させる回路である。ミリ波帯やテラヘルツ帯の電磁波を発振する発振素子又は発振器では、こうした低周波領域の周波数範囲が相対的に広くなるため、非常に広帯域に渡って寄生発振の振幅を減衰させる必要があった。そのため、設計が複雑化したり、所望の周波数の発振についても減衰されたりする可能性があった。

上記課題に鑑み、本発明は、寄生発振を減衰させる周波数範囲を従来よりも狭くできる発振素子および発振器を提供することを目的とする。

本発明の一側面としての発振素子は、電磁波を発振する発振素子であって、負性抵抗素子と、第一の導体と第二の導体とを有する共振器と、を有し、前記負性抵抗素子及び前記共振器は、基板上に配置されており、前記負性抵抗素子は、前記第一の導体及び前記第二の導体と電気的に接続しており、前記第一の導体と前記第二の導体とは、容量結合しており、前記共振器の直列共振周波数ｆ_１は、前記第一の導体と前記第二の導体との間の容量をＣ、前記第一の導体及び前記第二の導体のインダクタンスをＬ_１、発振される前記電磁波の真空中の速度をＣ_０、前記基板の比誘電率をε_ｒ、前記基板の対角線の長さをｄとすると、以下の式を満たす。

本発明の一側面としての発振素子および発振器によれば、寄生発振を減衰させる周波数範囲を従来よりも狭くできる。

第１の実施形態の発振素子の断面図。 共振器の構成を説明するためのインピーダンスプロット及びスミスチャート。 第１の実施形態の発振素子を用いた発振器を示す模式図。 第２の実施形態の発振素子の断面図。 第２の実施形態の発振素子を用いた発振器の模式図。 実施例１に係る発振素子及び発振器の模式図及び断面図。 実施例１に係る発振素子のシミュレーション結果を示した図。 実施例２に係る発振素子及び発振器の模式図及び断面図。 従来技術の発振器の構成の模式図。

（第１の実施形態）
テラヘルツ波を発振する発振器は、負性抵抗素子及び分布定数型の共振器を有する発振素子と、負性抵抗素子にバイアス電圧を供給する電源と、を有する。電源からのバイアス電圧は、電線と導体とを含むバイアス供給部を介して負性抵抗素子に供給される。テラヘルツ波の発振器における寄生的な低周波発振（寄生発振）は、このバイアス供給部に伴う構造によって発生することが多い。それゆえ、本実施形態の発振素子１００では、バイアス供給部に特徴を持たせている。すなわち、バイアス供給部の一部が、分布定数型の共振器１１０の一部に含まれており且つ容量結合している構造を採用する。

具体的には、共振器１１０は、２つの導体１０４、１０６が容量結合している二導体型の共振器である。共振器１１０を共振するテラヘルツ波から見ると、これらは一体の共振器を成している。こうした構造は、発明者らによる鋭意研究の結果によるものであって、本実施形態の構成に至る過程を以下、図２を参照して説明する。

図２（ａ）は一導体で構成された共振器２の構成の概略図及び共振器２のインピーダンスプロットで、図２（ｄ）は共振器２のスミスチャートである。一導体で構成された分布定数型の共振器２のインピーダンスは、図２（ａ）に示したようにＤＣ極限においてゼロとなる。図２（ｄ）のスミスチャートにおいて、共振器２におけるインピーダンスは周波数の増加とともに右周りとなるため、次の共振点は共振器２の最低次の並列共振点１１である。

共振器２の並列共振点１１は、発振素子又は発振器が発振する電磁波の発振周波数ｆ_ｏｓｃそのものである。こうしたことから、ＤＣ以上ｆ_ｏｓｃ未満の広い帯域において位相が整合することはなく、この周波数領域で発振不可である。ゆえに、寄生的な低周波発振はあり得ないものと考えられる。ただし、負性抵抗素子１の両端が、電位を同じくするひとつづきの導体なのでバイアス電圧をかけられない。

図２（ｂ）は二導体を有する分布定数型の共振器３の概略図及び共振器３のインピーダンスプロットで、図２（ｅ）は共振器３のスミスチャートである。図２（ｅ）に示した共振器３のインピーダンスプロットから分かるように、共振器３のインピーダンスはＤＣ極限において∞となる。したがって、ＤＣ以上ｆ_ｏｓｃ未満の広い帯域において、図２（ｅ）のスミスチャートに示したように、意図しない共振回路のループ２０が発生する。これは、典型的には、二導体間の寄生容量あるいは負性抵抗素子１の固有の接合容量、図示しないバイアス供給部の配線又は電線などのインダクタンスなどによって発生する。ループ２０は、通常、並列共振点２１を含むので寄生的な低周波発振が誘発される。ただし、負性抵抗素子１の両端は、電位の異なる２つの導体なのでバイアス電圧をかけることはできる。

図２（ｃ）は、容量結合した二導体を有する分布定数型の共振器４であり、本実施形態の構成における基本となる構造である。図２（ｃ）は、本実施形態の共振器４の概略図及び共振器４のインピーダンスプロットで、図２（ｆ）は共振器４のスミスチャートである。

図２（ｆ）に示したように、共振器４のインピーダンスはＤＣ極限において∞となるものの、容量結合している２つの導体間の容量Ｃ→∞とすることで共振器２と近い状況となる。正確には２つの導体のインダクタンスＬ_１と、容量Ｃとで形成する直列共振周波数ｆ_１（以下、「周波数ｆ_１」と呼ぶ）を十分に低くすることで、共振器２に近い状況となる。周波数ｆ_１は、（１）式で表される。
ｆ_１＝１／｛２π√（Ｌ_１Ｃ）｝ （１）

現実には、容量Ｃ→∞は難しいが、課題であった寄生発振を抑制させる周波数領域をＤＣ以上ｆ_ｏｓｃ未満からより狭く制限することが可能である。つまり、ｆ_１以上ｆ_ｏｓｃ未満の帯域で位相が整合することはないので、寄生発振を抑制すべき周波数領域をＤＣ以上ｆ_１未満に絞り込むことが出来る。狭い周波数領域であれば、図２（ｆ）のスミスチャート上のループ２２を制御することが容易となり、ＤＣ以上ｆ_１未満における共振点を消去することは容易である。もちろん、負性抵抗素子１の両端は、電位の異なる２つの導体が配置されているのでバイアス電圧をかけることができる。

そこで、図２（ｃ）のような共振器４において、周波数ｆ_１をあらかじめ決めておいた所定の周波数未満に設定する。これは容量結合の大きさを調整することで達成することができる。以降、共振器４の構成及び周波数ｆ_１を所定の周波数未満に設定する方法について説明する。

図１は、発振素子（半導体ダイ）１００の断面図である。

発振素子１００は、負性抵抗素子１０１（以下、「素子１０１」）と共振器１１０とを有する。素子１０１及び共振器１１０は、基板上（基板１０５上）に配置されている。共振器１１０は、第一の導体層１０２（以下、「導体層１０２」）及び第二の導体層１０３（以下、「導体層１０３」）を備える第一の導体１０６（以下、「導体１０６」）と、第三の導体層を備える第二の導体１０４（以下、「導体１０４」）と、を有する。素子１０１は、導体１０６及び導体１０４のそれぞれと電気的に接続されている。導体１０４、１０６は、複数の導体層を有していても良いし、それぞれ１つの導体から形成されていてもよい。また、導体１０４と基板１０５とが一体となっていてもよい。なお、本実施形態の導体１０４は、第三の導体層のみで構成されているため、以降の説明では、導体１０４のことを導体層１０４と呼ぶことがある。

本明細書の「共振器」は、基板１０５上に配置されている導体１０４と導体１０６のうち、導体１０４及び導体１０６によって共振領域を形成している部分と、導体１０４と導体１０６とが対向して容量結合している部分と、を共振器１１０とする。本実施形態では、共振器１１０は、電磁波が共振する共振領域１０８を形成している部分と、導体層１０３と導体層１０４とが対向している部分と、を有する。そのため、導体１０４は、共振器１１０より外側にも存在する。なお、導体１０６と導体１０４及び基板１０５との間は、空洞でも良いし、誘電体を有していても良い。

基板１０５は導電性基板で、発振素子１００を作成するのに必要十分な大きさにカットされた半導体ダイである。基板１０５は、基板１０５上の導体層１０４と接しており、素子１０１へバイアス電圧をかけることができる。導体層１０２と導体層１０３とは、電気的に短絡して接続されており、素子１０１のもう一極にバイアス電圧をかける。導体層１０２と導体層１０３とは、電位を同じくするひとつづきの導体として扱うことができ、素子１０１のもう一極にバイアス電圧を供給できる。

共振器１１０には、導体１０６と導体１０４とに囲まれた共振領域１０８が形成されている。共振領域１０８は空洞で、素子１０１から発振したテラヘルツ波が共振する。なお、共振領域１０８は、空洞に限らず誘電体が充填されている等、分布定数型の共振器であればよい。共振器１１０は、導体１０６と導体１０４とのインダクタンスＬ_１を持つ。インダクタンスＬ_１は、主に、領域１０８の側面を形成する導体層１０２のうち相対的に細長い部分に起因したインダクタンスである。

本実施形態では、主たるインダクタンスは導体層１０２で発生するが、インダクタンスは細長い導体の形状に起因するため、導体層１０３、１０４に細長い部分があればインダクタンスはその直列の和となる。ゆえに、以降、インダクタンスＬ_１をひとまとめに「共振器のインダクタンス」と呼ぶことがある。

また、導体１０６と導体１０４とが容量結合している。具体的には、１μｍ以下の間隔で対向して配置されている導体層１０３と導体層１０４とが容量結合している。本実施形態の共振器１１０は、導体１０６と導体１０４との間に比較的大きな容量Ｃを有している。したがって、素子１０１の両極の間に、インダクタンスＬ_１と容量Ｃとを直列に備えている。

典型的な素子１０１は、並列共振周波数（発振周波数）ｆ_ｏｓｃ（以下、「周波数ｆ_ｏｓｃ」と呼ぶ）で発振する。この並列共振をもたらす構造が、分布定数型の共振器１１０である。また、素子１０１は、導体層１０２に起因した共振器１１０のインダクタンスＬ_１と、導体層１０３と導体層１０４との間の容量Ｃと、によって規定される周波数ｆ_１では発振しない。

共振器１１０の構造のインピーダンスは、周波数軸上において直列共振と並列共振とを交互に繰り返すことから、同構造の周波数ｆ_１以上、周波数ｆ_ｏｓｃ未満においては、原理的に位相が整合することがない。すなわち、本実施形態の発振素子１００は、所望の周波数ｆ_ｏｓｃにおける発振を減衰させることなく、ｆ_１以上ｆ_ｏｓｃ未満の周波数領域の寄生発振を抑制できる。これは、上述の図２の説明で述べたとおりである。

周波数ｆ_１は、配線に起因する寄生発振の周波数未満に設定する。これは、寄生的な低周波発振の原因となるバイアス供給部に伴う構造が、電源１３１から発振素子１００への電線１３２と、発振素子１００の配線とに概ね二分割できるからである。なお、本明細書における「配線」は、電源１３１からのバイアス電圧が電線１３２を介して発振素子１００に供給されてから素子１０１に供給されるまでの間に通る導体のことである。本実施形態では、導体１０４、１０６を指す。なお、本実施形態では、電源１３１からのバイアス電圧を、電線１３２を介して発振素子１００に用いて電気的に接続しているが、これに限定されず、電源１３１と発振素子１００とを電気的に接続する導体を有していればよい。すなわち、電線に限定されず、板状等でもよい。

電線１３２は、その長さに比例したインダクタンスまたは分布定数回路に起因して、主に１０ＭＨｚ以上の寄生発振を生じさせる。これは、電線１３２の長さが数ｍｍから数ｍあるからで、数ｍの電線は１０ＭＨｚ程度の分布定数型の共振器となる。配線は、発振素子１００の配線の長さに比例したインダクタンスまたは分布定数回路に起因して寄生発振を生じさせる。寄生発振の周波数は、配線の長さを、発振素子１００の作成に必要十分な大きさの半導体ダイ（基板１０５）の対角線の長さと近似した場合、配線における電磁波の速度Ｃを半導体ダイ１０５の対角線の長さｄで割った値（Ｃ／ｄ）以上となる。配線における電磁波の速度Ｃは真空中の電磁波の速度Ｃ_０より遅い。配線が半導体ダイ１０５の表面に位置する場合の電磁波の速度Ｃは、半導体ダイ１０５の比誘電率をε_ｒとすると、（２）式で表される。

このように、配線に起因した寄生発振は発振素子１００の大きさによって異なるため、半導体ダイ１０５における発生し得る寄生的な分布定数型の共振周波数未満となるように、周波数ｆ_１を適宜決定することが望ましい。周波数ｆ_１は、（３）式を満たすように設定する。

例えば、発振素子１００が２０ｍｍ角以下の半導体ダイを有する場合、配線の長さをその対角線の長さと同じと仮定すると、３ＧＨｚ程度かそれ以上の分布定数共振器となる。テラヘルツ波を発振する発振素子の場合、典型的には大きくても２０ｍｍ角以下の半導体ダイを有するため、周波数ｆ_１は３ＧＨｚ未満に設定することが望ましい。

バイアス供給部の一部を有する共振器１１０として、導体１０４と導体１０６とが容量結合している構造を用い、周波数ｆ_１を周波数ｆ_２未満に設定すれば、後者の寄生発振を発振不可とすることができる。そのため、周波数ｆ_１は周波数ｆ_２未満であればどのように設定してもよい。また、本実施形態のように導体層１０３と導体層１０４とを基板１０５上に対向するように配置する場合、同一の基板１０５上に集積できる容量は最大でも１００ｎＦ程度である。そのため、周波数ｆ_１は１００ＭＨｚ以上を選択することが望ましい。本実施形態では、周波数ｆ_１を１ＧＨｚ程度に設定する場合を例に述べる。

周波数ｆ_１を低くする方法としては、共振器１１０が有する容量Ｃを大きくする方法がある。共振器１１０の構成や領域１０８の形状にはよるものの、典型的には、最低次の周波数ｆ_ｏｓｃが０．１ＴＨｚ以下の共振器に対しては、容量Ｃは０．１ｎＦ以上あれば、周波数ｆ_１＝１ＧＨｚ程度を達成できる。また、周波数ｆ_ｏｓｃが１ＴＨｚ以下の共振器に対しては１ｎＦ以上、周波数ｆ_ｏｓｃが１０ＴＨｚ以下の共振器に対しては１０ｎＦ以上あれば、周波数ｆ_１＝１ＧＨｚ程度を達成できる。

これは、共振器１１０を成す２つの導体１０４、１０６のインダクタンスが、その構成や形状にはよるものの、ＳＩ単位系で、周波数ｆ_ｏｓｃの逆数のオーダーとなるからである。つまり、周波数ｆ_ｏｓｃが０．１ＴＨｚの共振器１１０であれば１０ｐＨオーダー、周波数ｆ_ｏｓｃが１ＴＨｚの共振器１１０であれば１ｐＨオーダーである。また、周波数ｆ_ｏｓｃが１０ＴＨｚの共振器１１０であれば０．１ｐＨオーダーであり、並列共振周波ｆ_ｏｓｃに依存して必要な容量Ｃは異なる。

本実施形態の発振素子１００を用いた発振器１５０について、図３を参照して説明する。図３は、発振器１５０の構成を説明する図である。発振素子１００を用いることにより、ｆ_１以上ｆ_ｏｓｃ未満の寄生発振を抑制できる。さらに、発振器１５０は、ＤＣ以上ｆ_１未満の周波数領域における寄生発振を抑制する構成を備える。

発振器１５０は、発振素子１００と電源回路１３０（以下、「回路１３０」と呼ぶ）とを有する。回路１３０は、発振素子１００にバイアス電圧を供給する電源１３１と、電線１３２とを有し、ＤＣ以上ｆ_１未満、特に１０ＭＨｚ以上ｆ_１未満の周波数領域で寄生発振を引き起こすおそれがある。本実施形態では、発振素子１００から見て電源側に向かってｆ_１＝１ＧＨｚに対応する波長の１／４以下、つまり７．５ｃｍ以下の電線の位置にシャント整流ダイオード（シャント素子）１３３（以下、「ダイオード１３３」と呼ぶ）を配置する。換言すると、ダイオード１３３と電線１３２とを、電源１３１と発振素子１００との間で接続している。電線１３２と発振素子１００とが接続されている位置とダイオード１３３との間の電線１３２の長さが、７．５ｃｍ以下である。

この方法を利用すると、ＤＣ以上ｆ_１未満の周波数領域における寄生発振の振幅を減衰させることができる。ダイオード１３３の挿入は、図２（ｆ）におけるスミスチャート上のループ１２０の並列共振点における共振のＱ値を下げることと等価である。その結果、ループ１２０は同チャート上の左側に寄る。そのため、本実施形態の発振器１５０では、所望の周波数ｆ_ｏｓｃのテラヘルツ波の振幅を減衰させることなく、寄生的な低周波発振のみを抑制できる。整流ダイオードに限ることはなく、抵抗器などを有するシャント素子であれば同じ効果を持たせることが出来る。

あるいは、ｆ_１＝１ＧＨｚに対応する波長の１／４より十分小さい７．５ｃｍ以下の短い電線（不図示）を用いた発振素子１００と電源回路１３０とをモジュール化した発振器（不図示）を構成しても良い。この方法でも、所望の周波数ｆ_ｏｓｃのテラヘルツ波の振幅を減衰させることなく、寄生的な低周波発振を抑制することが出来る。ＤＣ以上ｆ_１未満の周波数領域における寄生発振を抑制する方法はこれに限ることはなく、さまざまな方法が適用できる。

以上、第１の実施形態の発振素子１００、及びその発振素子１００を用いた発振器１５０について説明した。発振素子１００によれば、寄生発振を減衰させる周波数範囲を従来よりも狭くできる発振素子および発振器を提供できる。特に、発振素子１００は、周波数ｆ_１以上周波数ｆ_ｏｓｃ未満の寄生発振を抑制できる。すなわち、本実施形態の発振素子を用いて発振器を構成すれば、発振素子によってｆ_１以上ｆ_ｏｓｃ未満の寄生発振が抑制されるため、電源回路の構成などによって寄生発振の振幅を減衰する帯域が狭くなる。そのため、寄生発振の抑制が容易になり、所望の周波数ｆ_ｏｓｃにおける発振の減衰をさらに抑制できる。

（第２の実施形態）
本実施形態に係る発振素子２００については、図４を用いて説明する。図４は、発振素子（半導体ダイ）２００の断面図を表す。

発振素子２００は、負性抵抗素子２０１（以下、「素子２０１」）と、共振器２１０と、を有する。素子２０１及び共振器２１０は、基板２０５上に配置されている。共振器２１０は、第一の導体層２０２（以下、「導体層２０２」）及び第二の導体層２０３（以下、「導体層２０３」）を含む第一の導体２０６（以下、「導体２０６」）と、第三の導体層を備える第二の導体２０４（以下、「導体２０４」）と、を有する。素子２０１は、導体２０４、２０６のそれぞれと、電気的に接続している。なお、以降の説明では、導体２０４のことを導体層２０４と呼ぶことがある。

基板２０５は、導体層２０４と接している。導体２０４を介して素子２０１の一極へバイアス電圧が供給される。導体層２０２と導体層２０３とは、電気的に短絡して接続されており、素子２０１の他の一極をなす。すなわち、導体層２０２、２０３は、電位を同じくするひとつづきの導体として扱うことができ、この導体２０６を介して素子２０１のもう一極へバイアス電圧を供給する。

共振器２１０は、導体層２０２、導体層２０３、導体層２０４によって囲まれて形成される領域２０８を有する分布定数型の共振器である。なお、領域２０８は、空洞であってもよいし、誘電体が充填されていてもよい。分布定数型の共振器のなかでも、本実施形態は、導体層２０２と導体層２０４とに挟まれている素子２０１が、図４の紙面に垂直な方向に伸びた導波路型の共振器を形成するものである。

ゆえに、素子２０１の接合容量Ｃｄと素子２０１の負性微分抵抗−Ｒ_ｄ（Ｒ_ｄ＞０）との積を変えることなく、導体層２０２に起因した共振器のインダクタンスＬ_１及び直列抵抗Ｒ_ｓを第１の実施形態と比較して小さくできる。ただし、発振素子の全体の構造を集中定数素子で表すことができる低周波領域において、振幅減衰の十分条件である（４）式を満たすのは、次のような理由で難しい。なお、（４）式は、微分方程式を解くことにより得られる。
Ｒ_ｄ＞Ｒ_ｓ＞Ｌ／Ｃ_ｄＲ_ｄ・・・ （４）

素子２０１の種類にもよるが、テラヘルツ波を発振する発振素子の典型的な素子において、その形状に依らないＣ_ｄＲ_ｄ積は、エサキダイオードで１０^−１１ｓｅｃ程度、共鳴トンネルダイオード１０^−１２ｓｅｃ程度となる。また、導波路型の共振器２１０の場合の典型的な直列抵抗Ｒ_ｓは、典型的には０．１から１Ω程度である。ゆえに、素子２０１が共鳴トンネルダイオードの場合、共振器２１０のインダクタンスＬ_１は１０^−１２Ｈ以上１０^−１３Ｈ以下、エサキダイオードで１０^−１１Ｈ以上１０^−１２Ｈ以下が要求される。しかし、このような小さなインダクタンス構造を設計するのは容易ではない。

しかしながら、（４）式を満たさずとも、対向する導体層２０３と導体層２０４との間の容量Ｃでデカップリングし、素子２０１から見てその内側の共振器２１０の部分を後述のような構成にすればよい。

導体層２０２、２０３、２０４それぞれのインピーダンスは、周波数軸上において直列共振と並列共振とを交互に繰り返す。そのため、共振器２１０の周波数ｆ_１以上、周波数ｆ_ｏｓｃ未満においては原理的に位相が整合することはない。そのため、ｆ_１以上ｆ_ｏｓｃ未満の周波数領域において、寄生発振が抑制される。これは、第１の実施形態の図２を参照した説明で述べたとおりである。したがって、ＤＣ以上ｆ_１以下の周波数領域において、共振器２１０を含まない電源側の集中定数回路の部分に低周波領域における振幅減衰の十分条件を満たす構成とすれば、結果としてＤＣ以上ｆ_ｏｓｃ未満の周波数領域における寄生発振を抑制できる。

本実施形態では周波数ｆ_１を２００ＭＨｚ以下に設定する。これは、電源回路を分布定数回路としてではなく集中定数素子とみなせる周波数の上限が２００ＭＨｚだからである。

周波数ｆ_１の値が低いため、要求される容量Ｃは比較的大きい。本実施形態の共振器２１０は、図４の紙面に垂直な方向に伸びている導波路型の構造であるため、対向に配置されることによって容量結合している導体層２０３と導体層２０４との間に、比較的大きな容量Ｃを形成しやすく、本実施形態に適している。第１の実施形態と同様、同一の基板２０５上に集積できる容量は最大でも１００ｎＦ程度であるから、周波数ｆ_１は１００ＭＨｚ以上とすることがさらに望ましい。

本実施形態の発振素子２００を用いた発振器２５０について、図５を参照して説明する。図５に、発振器２５０の構成を示す。発振器２５０は、発振素子２００と電源回路２３０（以下、「回路２３０」と呼ぶ）とを有する。回路２３０は、電源２３１と電線２３２とを含み、ＤＣ以上ｆ_１未満の周波数領域のうち特に１０ＭＨｚ以上の周波数領域で、寄生発振を引き起こす可能性がある。

そこで、本実施形態では、発振素子２００と電源２３１とを接続する電線２３２にシャント素子を接続して寄生発振を抑制する。共振器２１０を十分に小さいと考えられる波長領域、すなわち全体の構造を集中定数素子で表すことができる低周波領域において、（４）式の振幅減衰の十分条件を拡張すると（５）式のように表される。
Ｒ_ｄ＞Ｒ_ｓ２＞Ｌ_２／（Ｃ_ｄ＋Ｃ）Ｒ_ｄ・・・ （５）

導体層２０２に起因する共振器２１０の直列抵抗Ｒ_ｓとインダクタンスＬ_１とはそれぞれ、電線２３２の直列抵抗Ｒ_ｓ２とインダクタンスＬ_２とに置換される。素子２０１の接合容量Ｃ_ｄは、接合容量Ｃ_ｄと容量Ｃとの和、すなわちＣ_ｄ＋Ｃへ置換される。デカップリング容量ＣはＣ_ｄより圧倒的に大きいためＣ_ｄ＋Ｃ＝Ｃと近似する。

ここで、容量Ｃは導体層２０３と導体層２０４とが対向している部分の面積によって調整できる。また、素子２０１の導波路の幅によって、負性抵抗−Ｒ_ｄ（Ｒ_ｄ＞０）を調整することができる。そのため、発振素子２００の設計によって、ＣＲ_ｄ積を１０^−７ｓｅｃにするなど大幅に遅延させることができる。また、直列抵抗Ｒ_ｓ２が０．１Ωの電線２３２を用いると、電線２３２のインダクタンスＬ_２への要求は、１０^−８Ｈ以下となる。このような直列抵抗Ｒ_ｓ２及びインダクタンスＬ_２を持たせた電線２３２の設計は容易である。

（５）式に示した振幅減衰の十分条件を満たせば、図２（ｆ）におけるスミスチャート上のループ２２は小さくなり、また、同チャート上の左側ないし下側へ寄る。すなわち、発振素子２００を用いて発振器２５０を構成すれば、発振素子２００によって周波数ｆ_１以上ｆ_ｏｓｃ未満の寄生発振が抑制される。そのため、寄生発振を減衰させる周波数範囲を従来よりも狭くできる発振素子および発振器を提供できる。

特に、発振素子１００は、周波数ｆ_１以上周波数ｆ_ｏｓｃ未満の寄生発振を抑制できる。よって、本実施形態の発振素子を用いて発振器を構成すれば、発振素子によってｆ_１以上ｆ_ｏｓｃ未満の寄生発振が抑制されるため、電源回路の構成などによって寄生発振の振幅を減衰する帯域が狭くなる。そのため、寄生発振の抑制が容易になり、所望の周波数ｆ_ｏｓｃにおける発振の減衰をさらに抑制できる。

（実施例１）
実施例１に係る発振器３５０について、図６を用いて説明する。図６（ａ）は発振器３５０の模式図、図６（ｂ）は発振素子の断面図を表す。

発振器３５０は、負性抵抗素子３０１ａ、３０１ｂとして、共鳴トンネルダイオード（ＲＴＤ：Ｒｅｓｏｎａｎｔ Ｔｕｎｎｅｌｉｎｇ Ｄｉｏｄｅｓ）を用いる。本実施例では、分布定数型の共振器３１０を２つ用いるため、ＲＴＤ３０１ａ、３０１ｂを２つ（３０１ａ、３０１ｂ）備える。共振器３１０は、それぞれ、第一の導体３０６（以下、「導体３０６」と呼ぶ）と第二の導体３０４（以下、「導体３０４」と呼ぶ）とを有する。

第一の導体層３０２、第二の導体層３０３、第三の導体層（第二の導体）３０４は、それぞれ厚さ２００ｎｍのＴｉ／Ｐｄ／Ａｕ金属を用いた金属層である。以降、それぞれ金属層（第一の金属層）３０２、金属層（第二の金属層）３０３、金属層（第三の金属層）３０４と呼ぶ。基板３０５は、導電性のｎ−ＩｎＰ基板である。導体３０４は、基板３０５上に金属層３０４が接して配置されており、ＲＴＤ３０１ａ、３０１ｂそれぞれの一極へバイアス電圧を供給する。

導体３０４と対向して配置されている導体３０６は、金属層３０２と金属層３０３との間に誘電体ベンゾシクロブテン（ＢＣＢ：Ｂｅｎｚｏｃｙｃｌｏｂｕｔｅｎｅ）３２が配置されている。また、金属層３０２と金属層３０３とがＢＣＢチャネル部３１５で電気的に短絡して接続されており、負性抵抗素子３０１の他の一極をなす。

２つの共振器３１０は、金属層３０２、３０３、３０４によって囲まれて形成される領域を有し、ＢＣＢチャネル部３１５に充填された金属によって隔てられている。共振器３１０それぞれの領域３０８が１つの分布定数型の共振領域となり、ＢＣＢチャネル部３１５と金属層３０２のＢＣＢチャネル部３１５と反対側の端部との距離（共振器３１０の長さ）ｌ_１に応じて、ｌ_１＝λ／４を満たす波長λの電磁波が共振する。

ここでの波長λは、真空中の波長λ_０ではなく、ＢＣＢ３２の誘電率や金属層３０２、及び金属層３０３の形状の効果によって波長短縮効果を受けた実効的な波長である。したがって、共振領域３０８を囲む金属層３０２、３０３、金属層３０４は、逆Ｆアンテナ構造となる。２つの共振器３１０は、ＢＣＢチャネル部３１５を中心に互いに対称の形状をしているが、これは、ある一つの発振周波数で互いに連成振動させるためである。共振器３１０は、形状の異なる共振器を用いてもよいし、片側の共振器がなくてもよい。

本実施例では、金属層３０３と金属層３０４との間に、厚さ１００ｎｍの窒化シリコン（ＳｉＮ）膜３３を備え、容量Ｃを形成する。ＲＴＤ３０１ａ、３０１ｂの両極の間には、金属層３０２に起因する共振器３１０におけるインダクタンスＬ_１と、金属層３０３と金属層３０４との間の容量Ｃと、による周波数ｆ_１（ｆ_１＝１／｛２π√（Ｌ_１Ｃ）｝）が存在する。周波数ｆ_１は、金属層３０３と金属層３０４とが重なりあう面積を調整することにより所定の周波数未満に調整できる。

ＲＴＤ３０１ａ、３０１ｂそれぞれは、ＩｎＰ基板３０５上のＩｎＧａＡｓ／ＩｎＡｌＡｓ、ＩｎＧａＡｓ／ＡｌＡｓによる多重量子井戸構造を有して構成される。多重量子井戸構造としては、ここでは三重障壁構造を用いる。より具体的には、ＡｌＡｓ（１．３ｎｍ）／ＩｎＧａＡｓ（７．６ｎｍ）／ＩｎＡｌＡｓ（２．６ｎｍ）／ＩｎＧａＡｓ（５．６ｎｍ）／ＡｌＡｓ（１．３ｎｍ）の半導体多層膜構造で構成する。このうち、ＩｎＧａＡｓは井戸層、格子整合するＩｎＡｌＡｓや非整合のＡｌＡｓは障壁層である。これらの層は意図的にキャリアドープを行わないアンドープ層としておく。

この様な多重量子井戸構造は、電子濃度が２×１０^１８ｃｍ^−３のｎ−ＩｎＧａＡｓによる電気的接点層に挟まれる。こうした電気的接点層間の構造の電流電圧Ｉ（Ｖ）特性において、ピーク電流密度は約２８０ｋＡ／ｃｍ^２であり、約０．７Ｖから約０．９Ｖまでが負性微分抵抗領域となる。本実施例では、ＲＴＤ３０１ａとして直径２μｍΦのメサ構造を用いる。各ＲＴＤ３０１ａ、３０１ｂあたり、ピーク電流１０ｍＡ、負性微分抵抗−２０Ωが得られる。

金属層３０２は、逆Ｆアンテナを利用したテラヘルツ波の共振回路であって、本実施例では、共振周波数が約０．６ＴＨｚに設計された共振器３１０の長さｌ_１が７５μｍ、これと垂直な方向（以降、縦方向と呼ぶ）の長さが１５０μｍである。ＲＴＤ３０１ａは、ＢＣＢチャネル部３１５とから縦方向と直交する方向（以降、横方向と呼ぶ）にｘ＝４０μｍだけ外側へ配置する。

ＢＣＢ３２の厚さは、本実施例では約３μｍである。発振周波数ｆ_ｏｓｃは、テラヘルツ波帯で影響が大きくなるＲＴＤ３０１ａ、３０１ｂのリアクタンスの分だけ共振領域３０８それぞれにおける共振周波数からシフトし、約０．５ＴＨｚである。以上に述べた寸法はいずれも設計要素であって、望む発振周波数ｆ_ｏｓｃ、パワー、電力効率などに応じて適宜、変更できる。

金属層３０３と金属層３０４とが重なりあう面積は、本実施例では約０．７５ｍｍ×約０．７５ｍｍとする。こうした手段を用いて、金属層３０３と金属層３０４との間の容量Ｃ＝約０．３３ｎＦを確保すると、上述の周波数ｆ_１＝約３ＧＨｚとなる。こうして、発振素子３００を用いた発振器３５０は、寄生発振を抑制するべき周波数領域をＤＣ以上３ＧＨｚ未満に絞りこむことができる。

発振素子３００は次の作製方法で作製できる。まず、ｎ−ＩｎＰ基板３０５上に、分子ビームエピタキシー（ＭＢＥ）法や有機金属気相エピタキシー（ＭＯＶＰＥ）法などによって、半導体多層膜をエピタキシャル成長する。すなわち、順に、ｎ−ＩｎＰ／ｎ−ＩｎＧａＡｓ、ＩｎＧａＡｓ／ＩｎＡｌＡｓによるＲＴＤ構造、ｎ−ＩｎＧａＡｓをエピタキシャル成長する。つぎに、ＲＴＤ３０１を円形のメサ状にエッチングを行う。エッチングにはＥＢ（電子線）リソグラフィとＩＣＰ（誘導性結合プラズマ）によるドライエッチングを用いる。ホトリソグラフィを用いてもよい。

続いて、エッチングした面に、リフトオフ法によりＴｉ／Ｐｄ／Ａｕ金属膜（第三の金属層）３０４を形成し、スパッタ法を用いて窒化シリコン膜１００ｎｍを成膜する。プラズマＣＶＤ法を用いて成膜すれば同時にＲＴＤ３０１における側壁の保護のためのパッシベーションにもなり好適である。さらにリフトオフ法によりＴｉ／Ｐｄ／Ａｕ金属膜（第二の金属層）３０３を形成し、容量Ｃが完成する。容量には貢献しない不要な窒化シリコン膜は第二の金属層３０３と同様のパターンでエッチング除去する。

その後、誘電体としてのＢＣＢ３２でＲＴＤ３０１の埋め込みを行い、ＲＴＤ３０１の最表層が露出するまで平坦化する。続いて、ＢＣＢチャネル部３１５のみドライエッチングを用いて、Ｔｉ／Ｐｄ／Ａｕ金属膜（第二の金属層）３０３を露出させる。この際、ドライエッチングを用いてエッチングガスに酸素を混合しつつホトレジストを後退させながらエッチングするとＢＣＢチャネル部３１５が順テーパー形状となる。最後に、リフトオフ法によりＴｉ／Ｐｄ／Ａｕ金属膜（第一の金属層）３０２を形成し、誘電体ＢＣＢ３２を除去すれば本実施例の発振素子３００は完成する。

発振素子３００に電源回路３３０（以下、「回路３３０」と呼ぶ）を接続した発振器３５０は、第１の実施形態を用いるとよい。電源回路３３０に含まれる電源３３１は、ＲＴＤ３０１ａ、３０１ｂの負性微分抵抗領域約０．７から約０．９Ｖにバイアスできるように約０．８Ｖの電圧源を用意する。電線３３２は、それぞれ、金属層３０３と金属層３０４とにワイヤボンディング等を用いて接続すればよく、接続箇所はどこでもよい。例えば、発振素子（半導体ダイ）の端付近に接続すればよい。

シャント抵抗器（シャント素子）３３３は、電線３３２と金属層３０３又は金属層３０４とが接続している位置から電源３３１側に向かって約２．５ｃｍ以内の位置に配置する。これをより容易に済ませるためには、接続位置付近の金属層３０３と金属層３０４との間に集積抵抗器を設けてもよい。シャント抵抗器３３３の抵抗値としては、二つの負性抵抗素子３０１ａ、３０１ｂの合成抵抗約−１０Ωの絶対値と等しい約１０Ωかそれ以下であれば、ＤＣ以上３ＧＨｚ未満の周波数領域における寄生発振を確実に抑制できる。

発振素子３００のシミュレーション計算結果を図７に示す。図７（ａ）は、ＲＴＤ３０１ａ、３０１ｂの両端部より外側のバイアス供給構造を兼ねた共振器のインピーダンスを、約１ＧＨｚから約１２００ＧＨｚまでプロットしたスミスチャートである。図７（ｂ）は、図７（ａ）のスミスチャートの１ＧＨｚ付近を拡大したものである。

図７（ａ）及び図７（ｂ）から、スミスチャートのリアクタンス（インピーダンスの虚数部）がゼロの直線と共振器３１０のインピーダンスの周波数依存性を示す曲線との交点が３ＧＨｚであることが分かる。すなわち、共振器３１０の直列共振点は周波数約３ＧＨｚであり、次の共振点は、共振器３１０の最低次の並列共振点である周波数約０．６ＴＨｚであることが分かる。シミュレーションは、三次元有限要素法のＡｎｓｙｓ社高周波電磁界シミュレータＨＦＳＳ ｖｅｒ．１３を用いた。

本実施例の発振素子によれば、寄生発振を減衰させる周波数範囲を従来よりも狭くできる。

（実施例２）
実施例２に係る発振素子４００及び発振器４５０については、図８を用いて説明する。図８（ａ）は発振器４５０を示す模式図、図８（ｂ）は発振素子４００の断面図を表す。

本実施例の負性抵抗素子４０１は、ＲＴＤ（以下、「ＲＴＤ４０１」と呼ぶ）である。実施例１と異なるのは、ＲＴＤ４０１の形状が、メサ状ではなくストライプ状の格好をしている点である。本実施例では分布定数型の共振器４１０は、ストライプ状の素子４０１の長手方向（以降、縦方向と呼ぶ）に沿った利得導波路型の共振器であって、電磁波は共振器４１０に腹、節、腹などと定在波として分布している。端面は開放端のため、開放端に電磁波の電界の腹が定在する。

本実施例では両端が開放端なので、第一の金属層（第一の導体層）４０２（以下、「金属層４０２」と呼ぶ）の縦方向の長さをｌ_３とすると、最低次の共振はｌ_３＝λ／２を満たす波長の電磁波である。２次の共振はｌ_３＝２×λ／２、３次の共振はｌ_３＝３×λ／２を満たす波長の電磁波で、次数が多くなるにつれて共振周波数が高くなる。

それ以外の構成部品である金属層４０２、第二の金属層（第二の導体層）４０３（以下、「金属層４０３」と呼ぶ）、第三の金属層（第三の導体層）４０４（以下、「金属層４０４」と呼ぶ）、ｎ−ＩｎＰ基板４０５は、実施例１と同様である。第２の実施形態のように２つの金属層に挟まれたＲＴＤ４０１を用いてもよく、その際の基板４０５はＲＴＤ４０１とは格子整合系でなくてもよい。

金属層４０２と金属層４０３とが、誘電体としてのＢＣＢ４２を挟み、かつ、ＢＣＢチャネル部４１５、４１６で電気的に短絡して接続されている。波長λは、真空中の波長λ_０ではなく、ＢＣＢ４２の誘電率や金属層４０２、金属層４０３の形状の効果によって波長短縮効果を受けた実効的な波長である。

共振器４１０は、利得導波型であるため、金属層４０２、金属層４０３の形状依存性の他、ＲＴＤ４０１の半導体多層膜にも依存し、比較的強い波長短縮効果がある。これは、導波モードとして、ＲＴＤ４０１内におけるＴＭ０モードすなわち準ＴＥＭモードが選択されるからである。本実施例の場合、共振器４１０はＢＣＢ４２で満たされており、また、ＢＣＢチャネル部４１５、４１６で閉じられている。したがって、ＢＣＢ４２が充填されている領域では磁力線が縦方向に成分Ｈ_ｚを持つＴＥモードとなる。

それゆえ、ＲＴＤ４０１とＢＣＢチャネル部４１５、４１６との距離ｌ_２は次のようにして設計する。まず、磁力線の縦方向成分Ｈ_ｚ及び電気力線の上述の縦横に直交する成分Ｅ_ｘは、ＢＣＢ４２が充填されている側壁領域では（６）式、（７）式のように表すことができる。ここで、負性抵抗素子４０１の長手方向（縦方向）をｚ方向、これを直交する方向（横方向）をｙ方向とする。（６）式、（７）式は、縦方向成分Ｈ_ｚ及び成分Ｅ_ｘを、虚数単位をｊ、電磁波の振動数をω、時間ｔによる時間振動成分をｅｘｐ（ｊωｔ）、ｙ方向の波数をβ_ｙ、ｚ方向の波数をβ_ｚとして、係数Ａ、Ｂを伴った一般解形式で表したものである。
Ｈ_ｚ＝Ａｅｘｐ（ｊωｔ＋ｊβ_ｚｚ＋ｊβ_ｙｙ）＋Ｂｅｘｐ（ｊωｔ＋ｊβ_ｚｚ−ｊβ_ｙｙ）・・・ （６）
Ｅｘ＝ωμβ_ｙ／（ｋ_０ ^２−β_ｚ ^２）×｛Ａｅｘｐ（ｊωｔ＋ｊβ_ｚｚ＋ｊβ_ｙｙ）＋Ｂｅｘｐ（ｊωｔ＋ｊβ_ｚｚ−ｊβ_ｙｙ）｝・・・ （７）

なお、本実施例では、構造はｙ方向に対称のため、Ａ＝Ｂである。（６）式及び（７）式より、ｙ方向の波数β_ｙは、ｚ方向の波数β_ｚと（８）式に示す関係がある。
β_ｙ ^２＝ｋ_０ ^２−β_ｚ ^２・・・ （８）

波長短縮β_ｚ／ｋ_０が比較的大きな本実施例の場合、右辺第１項は第２項より十分小さいため、（９）式のように表すことができる。
β_ｙ ^２＝−β_ｚ ^２・・・ （９）

それゆえ、ｙ方向の電磁波の広がりは、ｚ方向の波数を用いて１／β_ｚ程度となるため、ｌ_２＞１／β_ｚと設計すると望むβ_ｚの導波モードでの発振が可能になる。最低次の共振の場合、ｌ_３＝λ／２＝π／β_ｚであるから、ｌ_２＞ｌ_３／πとなる設計が望まれる。典型的なアスペクト比はｌ_２：ｌ＝１：３以下となる。このように、ｌ_２を小さく設計することは出来ないためインダクタンスＬ_１には下限があるが金属層４０３と金属層４０４とが重なりあう面積を調整することにより、周波数ｆ_１を調整することはできる。

本実施例では、発振周波数０．３ＴＨｚの利得導波型発振素子を設計し、第一の金属層４０２の縦方向の長さｌ_３＝約１００μｍ、ＲＴＤ４０１とＢＣＢチャネル部４１５、４１６との距離ｌ_２＝約３５μｍとする。ＢＣＢチャネル部４１５、４１６からの２箇所から給電されるため、金属層４０２に起因する共振器４１０のインダクタンスＬ_１も直列抵抗Ｒ_ｓもカウントが半減される。しかし、１０^−１１ＨのオーダーのインダクタンスＬ_１が残る。

ゆえに、共振器４１０を構成する第二の金属層４０３と第三の金属層４０４とが重なりあう面積を調整し、容量Ｃは例えば１０ｎＦを確保できるように設計する。具体的には、約０．１×約５ｍｍの重なり面積と厚さ約２０ｎｍのハフニア膜４３を用いる。こうした手段を用いて容量Ｃを確保すると、周波数ｆ_１は５００ＭＨｚとなる。こうして、発振素子４００を用いれば、寄生発振を抑制するべき帯域をＤＣ以上ｆ_１＝５００ＭＨｚ未満の周波数領域に絞りこむことが出来る。

発振素子４００に電源回路を接続した発振器４５０は、第二の実施形態を用いるとよい。電源４３１はＲＴＤ４０１の負性抵抗領域約０．７から０．９Ｖにバイアスできるように約０．８Ｖの電圧源を用意する。電線４３２は、直列抵抗Ｒ_ｓ２が焼く０．１Ωの比較的太めの電線を用いて、インダクタンスＬ_２への要求を１０^−８Ｈ以下とする。したがって、電線４３２と発振素子４００とは、１０^−９Ｈ程度のワイヤボンディング等を使用して接続しもよく、もちろん電線４３２を複数本並列させて使用してもよい。

こうすることで、ＤＣ以上ｆ_１＝５００ＭＨｚ未満の周波数領域における寄生発振を抑制できる。また、第１の実施形態のようなシャント素子を用いた電源回路を用いてもよい。

本実施例の発振素子によれば、寄生発振を減衰させる周波数範囲を従来よりも狭くできる。

以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明はこれらの実施形態に限定されず、その要旨の範囲内で種々の変形及び変更が可能である。

例えば、上述の実施形態及び実施例の発振素子及びそれを用いた発振器と、ミリ波・テラヘルツ波を画像として検出する画像形成装置とを含むイメージングシステムを構成してもよい。ミリ波帯からテラヘルツ帯までの周波数領域では、赤外領域とは異なり、背景黒体輻射のエネルギーが小さいので、通常、こうした発振素子、発振器によるアクティブ照明を使用する。

電磁波の画像形成装置としては、ショットキー障壁ダイオード、ＦＥＴなどの整流素子を有する電子デバイスや、マイクロボロメータ、パイロ検出器、ゴーレイセルなどの熱変換デバイスでもよい。被写体を照射し、透過あるいは反射された被写体の情報を有するテラヘルツ波は画像形成装置で取得される。その際、画像形成装置と被検体との間に対物レンズを備えれば、本イメージングシステムは焦点面アレイ型となり、１ショットでの撮像を実施できる。

上述の実施形態及び実施例の発振素子及びこれを用いた発振器は、製造管理、医療画像診断、安全管理などに用いることができるミリ波・テラヘルツ波によるアクティブ照明を行う照射手段として、或いは超高速の通信機の送信手段として応用が期待できる。

１０１ 負性抵抗素子
１０４ 第二の導体
１０６ 第一の導体
１１０ 共振器

Claims (16)

1. 電磁波を発振する発振素子であって、
   負性抵抗素子と、
   第一の導体と第二の導体とを有する共振器と、を有し、
   前記負性抵抗素子及び前記共振器は、基板上に配置されており、
   前記負性抵抗素子は、前記第一の導体及び前記第二の導体と電気的に接続しており、
   前記第一の導体と前記第二の導体とは、容量結合しており、
   前記共振器の直列共振周波数ｆ_１は、前記第一の導体と前記第二の導体との間の容量をＣ、前記第一の導体及び前記第二の導体のインダクタンスをＬ_１、発振される前記電磁波の真空中の速度をＣ_０、前記基板の比誘電率をε_ｒ、前記基板の対角線の長さをｄとすると、
   
   
   を満たす
   ことを特徴とする発振素子。
2. 前記直列共振周波数ｆ_１は、３ＧＨｚ未満である
   ことを特徴とする請求項１に記載の発振素子。
3. 前記直列共振周波数ｆ_１は、１００ＭＨｚ以上である
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の発振素子。
4. 発振される前記電磁波の発振周波数ｆ_ｏｓｃは、０．１ＴＨｚ以下であり、
   前記容量Ｃは、０．１ｎＦ以上である
   ことを特徴とする請求項１に記載の発振素子。
5. 発振される前記電磁波の発振周波数ｆ_ｏｓｃは、１ＴＨｚ以下であり、
   前記容量Ｃは、１ｎＦ以上である
   ことを特徴とする請求項１に記載の発振素子。
6. 発振される前記電磁波の発振周波数ｆ_ｏｓｃは、１０ＴＨｚ以下であり、
   前記容量Ｃは、１０ｎＦ以上である
   ことを特徴とする請求項１に記載の発振素子。
7. 前記基板は、導電性である
   ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか一項に記載の発振素子。
8. 電磁波を発振する発振素子であって、
   負性抵抗素子と、分布定数型の共振器と、を有し、
   前記共振器は、第一の導体層と、第二の導体層と、第三の導体層と、を有し、
   前記第一の導体層と前記第二の導体層とは、短絡しており、
   前記負性抵抗素子は、前記第一の導体層及び前記第三の導体層と接続されており、
   前記第二の導体層と前記第三の導体層とは、対向して配置されており、且つ、容量結合している
   ことを特徴とする発振素子。
9. 前記負性抵抗素子と前記共振器とは、基板上に配置されており、
   前記共振器の直列共振周波数ｆ_１は、前記第二の導体層と前記第三の導体層との間の容量をＣ、前記第一の導体層、前記第二の導体層及び前記第三の導体層のインダクタンスをＬ_１、発振される前記電磁波の真空中の速度をＣ_０、前記基板の比誘電率をε_ｒ、前記基板の対角線の長さをｄとすると、
   
   
   を満たす
   ことを特徴とする請求項８に記載の発振素子。
10. 前記電磁波の発振周波数ｆ_ｏｓｃは、０．１ＴＨｚ以下であり、
    前記第二の導体層と前記第三の導体層との間の容量Ｃは、０．１ｎＦ以上である
    ことを特徴とする請求項８又は９に記載の発振素子。
11. 前記電磁波の発振周波数ｆ_ｏｓｃは、１ＴＨｚ以下であり、
    前記第二の導体層と前記第三の導体層との間の容量Ｃは、１ｎＦ以上である
    ことを特徴とする請求項８又は９に記載の発振素子。
12. 前記電磁波の発振周波数ｆ_ｏｓｃは、１０ＴＨｚ以下であり、
    前記第二の導体層と前記第三の導体層との間の容量Ｃは、１０ｎＦ以上である
    ことを特徴とする請求項８又は９に記載の発振素子。
13. 請求項１乃至１１のいずれか一項に記載の発振素子と、
    前記発振素子にバイアス電圧を供給する電源回路と、を有し、
    前記電源回路は、電源と、前記電源と前記発振素子とを電気的に接続する導体とを備える
    ことを特徴とする発振器。
14. 前記電源と前記発振素子とを電気的に接続する前記導体は、電線である
    ことを特徴とする請求項１３に記載の発振器。
15. シャント素子を有し、
    前記シャント素子は、前記電源と前記発振素子との間で前記電線と接続されており、
    前記発振素子と前記シャント素子との間の前記電線の長さは、前記発振素子の直列共振周波数ｆ_１に対応する波長の１／４以下である
    ことを特徴とする請求項１３又は１４に記載の発振器。
16. 前記電源回路は、前記発振素子が有する負性抵抗素子の負性抵抗を−Ｒ_ｄ、前記電線の直列抵抗をＲ_ｓ２、前記電線のインダクタンスをＬ_２とすると、Ｒ_ｄ＞Ｒ_ｓ２＞Ｌ_２／ＣＲ_ｄを満たす
    ことを特徴とする請求項１３乃至１５のいずれか一項に記載の発振器。