JP2015169912A

JP2015169912A - 基板型導波路素子、及び、光変調器

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Publication number: JP2015169912A
Application number: JP2014046857A
Authority: JP
Inventors: 岡　徹; Toru Oka; 徹岡
Original assignee: Fujikura Ltd
Current assignee: Fujikura Ltd
Priority date: 2014-03-10
Filing date: 2014-03-10
Publication date: 2015-09-28

Abstract

【課題】第１のコアに入力されたＴＭ偏波を第２のコアから出力する基板型導波路素子において、設計波長から外れたＴＭ偏波に生じる損失を増加させることなく、偏波消光比を上昇できる基板型導波路素子を提供する。
【解決手段】第１のコア１３の第２のコア１４と並走する並走区間の少なくとも一部の区間における断面を、四角形の主要部１３ａと主要部１３ａから突出した四角形の突出部１３ｂとからなる階段形状とし、第２のコア１４の第１のコア１３と並走する並走区間の少なくとも一部の区間における断面を、四角形の主要部１４ａと主要部１４ａから突出した四角形の突出部１４ｂとからなる階段形状とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、第１のコアに入力されたＴＭ偏波を第２のコアから出力する基板型導波路素子に関する。また、そのような基板型導波路素子を備えた光変調器に関する。

光通信により伝送される情報量は増加の一途を辿っている。こうした情報量の増加に対応するために、信号速度を高速化したり、波長多重によりチャンネル数を増やしたりする対策が進められている。特に、高速情報通信を目的とした次世代の１００Ｇｂｐｓデジタルコヒーレント伝送技術では、偏波多重によって単位時間あたりの情報量を倍増させることが検討されている。ここで、偏波多重とは、電界が互いに直交する２つの偏波（例えば、ＴＭ偏波とＴＥ偏波）の各々に異なる情報を重畳することを指す。

しかしながら、偏波多重を行う場合、光変調器の構成が複雑化し、その結果、装置サイズの大型化や製造コストの上昇などの問題を招来する。そこで、加工が容易であり、かつ、集積化による装置サイズの小型化、及び、大量生産による製造コストの低下が可能なシリコン製の導波路を備えた基板型導波路素子によって、波多重方を行う光変調器を実現することが検討されている。

偏波多重を行う光変調器には、例えば、或る情報が重畳されたＴＭ偏波と他の情報が重畳されたＴＥ偏波とを合波する偏波ビームコンバイナが搭載される。基板型導波路素子をこのような偏波ビームコンバイナとして機能させる技術としては、例えば、非特許文献１に記載の技術が知られている。

図８に特許文献１に記載の基板型導波路素子５を示す。図８（ａ）は、基板型導波路素子５の断面図であり、図８（ｂ）〜図８（ｃ）は、基板型導波路素子５の平面図（下部クラッド５１及び上部クラッド５２の図示省略）である。

基板型導波路素子５は、図８（ａ）に示すように、シリカ（ＳｉＯ２）製の下部クラッド５１と、下部クラッド５１上に形成されたシリコン（Ｓｉ）製の２つのコア５３〜５４と、２つのコア５３〜５４を埋設するように下部クラッド５１上に積層されたシリカ製の上部クラッド５２とにより構成されている。２つのコア５３〜５４は、図８（ａ）に示すように、互いに合同な長方形の断面を有し、図８（ｂ）〜図８（ｃ）に示すように、一部の区間（同図において点線で囲まれた区間）において側面同士が互いに近接するように配置される。２つのコア５３〜５４の側面同士が互いに近接する区間のことを、以下、「並走区間」とも記載する。

基板型導波路素子５においては、２つのコア５３〜５４の並走区間の長さＬがＴＭ０偏波に対する結合長に一致するように設計されている。このため、図８（ｂ）に示すように、第１のコア５３にＴＭ０偏波とＴＥ０偏波とを入力すると、ＴＭ０偏波が第２のコア５４から出力され、ＴＥ０偏波が第１のコア５３から出力される。すなわち、基板型導波路素子５は、ＴＭ０偏波とＴＥ０偏波とに分波する偏波ビームスプリッタとして機能する。また、図８（ｃ）に示すように、第１のコア５３にＴＭ０偏波を入力し、第２のコア５４にＴＥ０偏波を入力すると、ＴＭ０偏波とＴＥ０偏波とが第２のコア５４から出力される。すなわち、基板型導波路素子５は、ＴＭ０偏波とＴＥ０偏波とを合波する偏波ビームコンバイナとしても機能する。

なお、本明細書において、「ＴＥ偏波」とは、コアを伝播する光の進行方向に直交する方向のうち、上部クラッドと下部クラッドとの境界面に平行な方向の電界成分が主となる偏波モードのことを指す。特に、実効屈折率が最大となるＴＥ偏波のことを、「ＴＥ０偏波」と呼ぶ。また、本明細書において、「ＴＭ偏波」とは、コアを伝播する光の進行方向に直交する方向のうち、上部クラッドと下部クラッドとの境界面に垂直な方向の電界成分が主となる偏波モードのことを指す。特に、実効屈折率が最大となるＴＭ偏波のことを、「ＴＭ０偏波」と呼ぶ。

基板型導波路素子５においては、上述したように、第１のコア５３に入力されたＴＭ０偏波が第２のコア５４から出力されるのに対して、第１のコア５３に入力されたＴＥ０偏波は主に第１のコア５３から出力され、第２のコア５４に入力されたＴＥ０偏波は主に第２のコア５４から出力される。以下、その理由を説明する。

まず、各偏波モード（以下、着目する偏波モードのことを「対象モード」と記載する）に対する基板型導波路素子５の結合効率Ｔは、２つのコア５３〜５４の並走区間の長さＬの関数として、概ね（１）式によって与えられる。ここで、「結合効率」とは、第１のコア５３に入力された対象モードのパワーに対する、第２のコア５４から出力される対象モードのパワーの比（あるいは、第２のコア５４に入力された対象モードのパワーに対する、第１のコア５３から出力される対象モードのパワーの比）を意味する。（１）式におけるＦ及びｑの定義は、（２）式及び（３）式に示すとおりである。

ここで、δは、第１のコア５３を導波する対象モードの実効屈折率（第２のコア５４が存在しない場合の実効屈折率）と第２のコア５４を導波する対象モードの実効屈折率（第１のコア５３が存在しない場合の実効屈折率）との差をΔＮ_Ｉ、対象モードの波長をλとして、（４）式により定義される係数である。

また、χ（「結合係数」と呼ばれる）は、第１のコア５３のみが存在する場合（第２のコア５４が存在しない場合）のコア断面の屈折率分布をＮ_１、第１のコア５３及び第２のコア５４の両方が存在する場合のコア断面の屈折率分布をＮ、第１のコア５３を導波する対象モードの電界ベクトルをＥ_１、第２のコア５４を導波する対象モードの電界ベクトルをＥ_２として、（５）式により与えられる。

なお、結合係数χは、第１のコア５３を導波する対象モードの電界ベクトルＥ_１と、第２のコア５４を導波する対象モードの電界ベクトルＥ_２との内積を、コア断面において積分したものである。したがって、２つのコア５３〜５４の各々を導波する対象モードのクラッドへの浸み出しが大きいほど、結合係数χは大きくなる。２つのコア５３〜５４の各々を導波する対象モード間の光結合が強いとは、（５）式により定義された結合係数χが大きくなることに他ならない。

また、（１）式に現れるｓｉｎ（ｑＬ）は、２つのコア５３〜５４の並走区間の長さＬが（６）式により定義されるＬ_ｃに一致するときに１になる。（６）式により定義されるＬ_ｃを「結合長」と呼ぶ。なお、結合長Ｌ_ｃは、偏波モード毎に与えられる。以下、ＴＭ０偏波に対する結合長をＬ_ｃ（ＴＭ０）と記載し、ＴＥ０偏波に対する結合長をＬ_ｃ（ＴＥ０）と記載する。

基板型導波路素子５において、第１のコア５３に入力されたＴＭ０偏波が第２のコア５４から出力される理由は、以下のとおりである。すなわち、基板型導波路素子５においては、２つのコア５３〜５４の断面形状が同一である。このため、各偏波モードに対する２つのコア５３〜５４の実効屈折率差ΔＮ_Ｉは０になる。したがって、（１）式に現れるＦは１になる。また、基板型導波路素子５においては、２つのコア５３〜５４の並走区間の長さＬがＴＭ０偏波に対する結合長Ｌ_ｃ（ＴＭ０）に一致するように設計されている。したがって、（１）式に現れるｓｉｎ（ｑＬ）は１になる。このため、ＴＭ０偏波に対する結合効率Ｔ（ＴＭ０）は１になる。これは、第１のコア５３に入力されたＴＭ０偏波が漏れなく第２のコア５４から出力されることを意味する。

ただし、各偏波モードに対する結合長Ｌ_ｃは、波長依存性を有している。例えば、波長λが長くなると、２つのコア５３〜５４の各々を導波するＴＭ０偏波の浸み出しが大きくなる。このため、波長λが長くなると、２つのコア５３〜５４の各々を導波するＴＭ０偏波間の光結合が強くなり、その結果、ＴＭ０偏波に対する結合長Ｌ_ｃ（ＴＭ０）は短くなる。ところで、２つのコア５３〜５４の並走区間の長さＬは、予め定められた設計波長のＴＭ０偏波に対する結合長Ｌ_ｃ（ＴＭ０）に一致するように設計される。したがって、設計波長から外れたＴＭ０偏波に損失が生じることは避けられない。ただし、２つのコア５３〜５４の各々を導波するＴＭ０偏波間の光結合が強くなるほど、結合長Ｌ_ｃ（ＴＭ０）の波長依存性は小さくなる。したがって、設計波長から外れたＴＭ０偏波に生じる損失を小さく抑えるためには、２つのコア５３〜５４の各々を導波するＴＭ０偏波間の光結合を強くすることが好ましい。

基板型導波路素子５において、第１のコア５３に入力されたＴＥ０偏波が主に第１のコア５３から出力され、第２のコア５４に入力されたＴＥ０偏波が主に第２のコア５４から出力される理由は、以下のとおりである。すなわち、ＴＥ０偏波に対する結合長Ｌ_ｃ（ＴＥ０）は、ＴＭ０偏波に対する結合長Ｌ_ｃ（ＴＭ０）とは一致せず、ＴＭ０偏波に対する結合長Ｌ_ｃ（ＴＭ０）よりも長くなる。このため、ＴＥ０偏波に対する結合効率Ｔ（ＴＥ０）は、（７）式に示すように、ＴＭ０偏波に対する結合効率Ｔ（ＴＭ０）＝１よりも小さくなる。このため、第１のコア５３に入力されたＴＥ０偏波は、その一部分のみが第２のコア５４から出力され、残りの部分は第１のコア５３から出力されることになる。同様に、第２のコア５４に入力されたＴＥ偏波は、その一部分のみが第２のコア５４から出力され、残りこの部分は第２のコア５４から出力されることになる。

Hiroshi Fukuda, et al., "Ultrasmall polarization splitter based on silicon wire waveguides," OPTICS EXPRESS, Vol. 14, No. 25, 12401(2006).

従来の基板型導波路素子５を偏波ビームコンバイナとして機能させる際に重要となる性能指標としては、ＴＭ０偏波の損失及び偏波消光比が挙げられる。

ＴＭ０偏波の損失は、第２のコア５４から出力されるＴＭ０偏波のパワーが、第１のコア５３に入力されるＴＭ０偏波のパワーと比べてどれだけ減少するかを示す指標であり、その値は小さい方が好ましい。

一方、偏波消光比は、図９に示すように、同じパワーのＴＭ０偏波とＴＥ０偏波とを第１のコア５３に入力したときに、第２のコア５４から出力されるＴＭ０偏波のパワーと比べて第２のコア５４から出力されるＴＥ０偏波のパワーがどれだけ小さくなるかを示す指標であり、（８）式により定義される。なお、（８）式における「出力ポート」とは、第２のコア５４の出力端のことを指す。

偏波消光比が低くなるほど、信号として第２のコア５４に入力されたＴＥ０偏波は、ＴＭ０偏波に混入したノイズとして第１のコア５３に入力されたＴＥ０偏波に汚染され易くなる。したがって、偏波消光比は、高い方が望ましい。

偏波ビームコンバイナ５の偏波消光比を向上させる第１の方法としては、非特許文献１に記載のように、複数の偏波ビームコンバイナ５を連結する方法が挙げられる。この方法を採用する場合、連結する偏波ビームコンバイナ５の段数に応じて偏波消光比が向上する。しかしながら、この方法を採用する場合、設計波長から外れたＴＭ０偏波を一方のコアから他方のコアへと十分に遷移させることができず、その結果、広い波長範囲に亘ってＴＭ０偏波の損失を小さく抑えることができない。また、連結する偏波ビームコンバイナ５の段数の増加に応じた装置サイズの大型化も避けられない。

また、偏波ビームコンバイナ５の偏波消光比を向上させる第２の方法としては、２つのコア５３〜５４の各々の幅を大きくしたり、２つのコア５３〜５４の間隔を広くしたりする方法が挙げられる。２つのコア５３〜５４の各々の幅を大きくすると、２つのコア５３〜５４の各々へのＴＥ０偏波の閉じ込め及びＴＭ０の偏波の閉じ込めが強くなる。この際、ＴＥ０偏波の閉じ込めが強くなる程度が、ＴＭ０偏波の閉じ込めが強くなる程度を上回るので、偏波消光比が向上する。また、２つのコア５３〜５４の間隔を広げると、２つのコア５３〜５４の各々を導波するＴＥ０偏波間の光結合及びＴＭ０偏波間の光結合が弱くなる。この際、ＴＥ０偏波間の光結合が弱まる程度が、ＴＥ０偏波間の光結合が弱まる程度を上回るので、偏波消光比が向上する。しかしながら、２つのコア５３〜５４の各々の幅を大きくしたり、２つのコア５３〜５４の間隔を広くしたりすると、上述したように、２つのコア５３〜５４の各々へのＴＭ０偏波の閉じ込めが強くなったり、２つのコア５３〜５４の各々を導波するＴＭ０偏波同士の光結合が弱くなったりすることが避けられない。このため、設計波長から外れたＴＭ０偏波に生じる損失が大きくなるという問題を生じる。

なお、上記の問題は、ＴＭ０偏波とＴＥ０偏波とを合波する場合に限らず、より高次の偏波の偏波を合波する場合にも生じ得る。すなわち、ＴＭ偏波（次数を問わず）とＴＥ偏波（次数を問わず）とを合波する偏波ビームコンバイナにおいても、上記の問題と同様の問題が生じ得る。

本発明は、上記の問題に鑑みてなされたものであり、その目的は、第１のコアに入力されたＴＭ偏波を第２のコアから出力する基板型導波路素子において、設計波長から外れたＴＭ偏波に生じる損失を増加させることなく、偏波消光比を上昇させること、あるいは、偏波消光比を低下させることなく、設計波長から外れたＴＭ偏波に生じる損失を減少させることにある。

本発明に係る基板型導波路素子は、下部クラッドと、上記下部クラッド上に形成された第１のコア及び第２のコアと、上記第１のコア及び上記第２のコアを埋設するように上記下部クラッド上に積層された上部クラッドとを備え、上記第１のコアに入力されたＴＭ偏波を上記第２のコアから出力する基板型導波路素子であって、上記第１のコアは、上記第２のコアと並走する並走区間の少なくとも一部において、四角形の主要部と該主要部から突出した四角形の突出部であって、上記第２のコアから遠ざかる方向に突出した突出部とからなる階段形状の断面を有しており、上記第２のコアは、上記第１のコアと並走する並走区間の少なくとも一部において、四角形の主要部と該主要部から突出した四角形の突出部であって、上記第１のコアから遠ざかる方向に突出した突出部とからなる階段形状の断面を有している、ことを特徴とする。

上記のように、第１のコアの断面を第１のコアの突出部が第２のコアから遠ざかる方向に突出した階段形状とし、かつ、第２のコアの断面を第２のコアの突出部が第１のコアから遠ざかる方向に突出した階段形状とすることにより、各コアへのＴＥ偏波の閉じ込め及びＴＭ偏波の閉じ込めが強くなる。この際、ＴＥ偏波の閉じ込めが強くなる程度が、ＴＭ偏波の閉じ込めが強くなる程度を上回る。このため、各コアを伝播するＴＭ偏波同士の光結合に比べて、各コアを伝播するＴＥ偏波同士の光結合を弱くすることが可能になる。したがって、設計波長から外れたＴＭ偏波の損失を増加させることなく、偏波消光比を上昇させること、あるいは、偏波消光比を低下させることなく、設計波長から外れたＴＭ偏波の損失を低下させることが可能となる。

本発明に係る基板型導波路素子は、例えば、上記第１のコアに入力されたＴＭ０偏波を上記第２のコアから出力する基板型導波路素子である。

本発明に係る基板型導波路素子において、上記第１のコアと上記第２のコアとの間の距離は、上記第１のコアの入力端から遠ざかるに従って次第に小さくなるか、又は、上記第１のコアの出力端に近づくに従って次第に大きくなる、ことが好ましい。

上記の構成によれば、第１のコア又は第２のコアにおいて生じ得る反射を抑制することができる。

本発明に係る基板型導波路素子において、上記第１のコアの突出部の幅は、上記第１のコアの入力端から遠ざかるに従って次第に大きくなるか、又は、上記第１のコアの出力端に近づくに従って次第に小さくなる、ことが好ましい。

上記の構成によれば、上記第１のコアを四角形の断面を有する導波路と接続する際に生じ得る損失を抑制することが可能である。

本発明に係る基板型導波路素子において、上記第２のコアの突出部の幅は、上記第２のコアの入力端から遠ざかるに従って次第に大きくなるか、又は、上記第２のコアの出力端に近づくに従って次第に小さくなる、ことが好ましい。

上記の構成によれば、上記第２のコアを四角形の断面を有する導波路と接続する際に生じ得る損失を抑制することが可能である。

本発明に係る基板型導波路素子において、上記上部クラッド及び上記下部クラッドは、シリカ製であり、上記第１のコア及び上記第２のコアは、シリコン製である、ことが好ましい。

上記の構成によれば、加工が容易であり、かつ、集積化による装置サイズの小型化、及び、大量生産による製造コストの低下が可能な基板型導波路素子を実現することができる。

また、上記の構成によれば、上部クラッド、下部クラッド、第１のコア、及び第２のコアが何れもシリカ製である石英系平面光導波路（ＰＬＣ：planar lightwave circuit）と比べて、より高い偏波消光比を得ることができる。

クラッドがシリカ（屈折率１．４４程度）製である場合、コアをシリコン（屈折率３．４４程度）製としたとき（上記の構成）の方がコアをシリカ製としたとき（石英系平面光導波路）よりも高い偏波消光比を得られる理由は、以下のとおりである。すなわち、シリコン製のコアとシリカ製のクラッドとの比屈折率差は、シリカ製のコアとシリカ製のクラッドとの比屈折率差よりも大きくなる。比屈折率差が大きいほど、コア構造の変化に伴う閉じ込めの強さの変化は顕著となる。したがって、クラッドがシリカ製である場合、第１のコア及び第２のコアに突出部を設けた際のＴＥ偏波とＴＭ偏波の閉じ込めの強さの差は、コアをシリコン製としたときの方がコアをシリカ製としたときよりも大きくなる。これは、クラッドがシリカ製である場合、コアをシリコン製としたときの方がコアをシリカ製としたときよりも高い偏波消光比が得られることを意味する。

なお、ＴＭ偏波とＴＥ偏波とを合波する偏波ビームコンバイナとして、上記の基板型導波路素子を備えている光変調器も本発明の範疇に含まれる。このような光変調器においても、上記の基板型導波路素子と同様の効果が得られる。

本発明によれば、設計波長から外れたＴＭ偏波に生じる損失を増加させることなく、偏波消光比を上昇させること、あるいは、偏波消光比を低下させることなく、設計波長から外れたＴＭ偏波に生じる損失を減少させることができる。

本発明の一実施形態に係る基板型導波路素子の構成を示す斜視図である。（ａ）は、図１に示す基板型導波路素子が備える第１のコアを導波するＴＥ０偏波（波長１５８０ｎｍ）の電界（Ｅｘ成分）分布を示すグラフである。（ｂ）は、図１に示す基板型導波路素子が備える第１のコアを導波するＴＭ０偏波（波長１５８０ｎｍ）の電界（Ｅｙ成分）分布を示すグラフである。（ｃ）は、（ａ）及び（ｂ）に示す電界分布を得るために用いた第１のコアの形状を示す断面図である。（ａ）は、実施例に係る基板型導波路素子の平面図であり、（ｂ）は、その基板型導波路素子の断面図である。（ａ）は、比較例に係る基板型導波路素子の平面図であり、（ｂ）は、その基板型導波路素子の断面図である。（ａ）は、図３に示す基板型導波路素子（実施例）の偏波消光比を、２つのコアの突出部の幅Ｗｓを変えながら算出することにより得たグラフである。（ｂ）は、図４に示す基板型導波路素子（比較例）の偏波消光比を、２つのコアの幅Ｗを変えながら算出することにより得たグラフである。（ｃ）は、図３に示す基板型導波路素子（実施例）及び図４に示す基板型導波路素子（比較例）におけるＴＭ０偏波の損失（−１０×ｌｏｇ１０（結合効率））を、入力するＴＭ０偏波の波長を変えながら算出することにより得られたグラフである。（ｄ）は、図３に示す基板型導波路素子（実施例）及び図４に示す基板型導波路素子（比較例）における偏波消光比を、入力するＴＭ０偏波及びＴＥ０偏波の波長を変えながら算出することにより得られたグラフである。（ａ）は、図１に示す基板型導波路素子の第１の変形例を示す平面図であり、（ｂ）は、図１に示す基板型導波路素子の第２の変形例を示す平面図である。図１に示す基板型導波路素子を備えた光変調器の構成を示すブロック図である。（ａ）は、従来の基板型導波路素子の断面図であり、（ｂ）及び（ｃ）は、その基板型導波路素子の平面図である。図８に示す基板型導波路素子の平面図である。

本発明の一実施形態に係る基板型導波路素子について、図面に基づいて説明すれば以下のとおりである。なお、本実施形態においては、ＴＭ０偏波とＴＥ０偏波とを合波する基板型導波路素子については説明するが、本発明の適用範囲は、これに限定されない。すなわち、本発明は、高次のＴＭ偏波とＴＥ偏波とを合波する基板型導波路素子にも適用することが可能である。この場合であっても、本実施形態に係る基板型導波路素子と同様の効果を得ることができる。

〔本実施形態に係る基板型導波路素子の構成〕
まず、本実施形態に係る基板型導波路素子１の構成について、図１を参照して説明する。図１は、基板型導波路素子１の構成を示す斜視図である。

基板型導波路素子１は、図１に示すように、シリカ（ＳｉＯ２）製の下部クラッド１１と、下部クラッド１１上に形成されたシリコン（Ｓｉ）製の２つのコア１３〜１４と、２つのコア１３〜１４を埋設するように下部クラッド１１上に積層されたシリカ（ＳｉＯ２）製の上部クラッド１２とを備えている。２つのコア１３〜１４は、図示した区間において側面同士が互いに近接するように配置される。２つのコア１３〜１４の側面同士が互いに近接する区間のことを、以下、「並走区間」とも記載する。

基板型導波路素子１においては、予め定められた設計波長において、以下の条件（１）〜（３）を満たすように、２つのコア１３〜１４が設計されている。

（１）２つのコア１３〜１４における、それぞれのＴＭ０偏波の実効屈折率が一致する。

（２）２つのコア１３〜１４の並走区間の長さがＴＭ０偏波の結合長Ｌ_ｃ（ＴＭ０）に一致する。

（３）ＴＥ０偏波の２つのコア１３〜１４への閉じ込めがＴＭ０偏波の２つのコア１３〜１４への閉じ込めと比べて強い。

条件（１）及び条件（２）を満たすことによって、第１のコア１３に入力されたＴＭ０偏波を全て第２のコア１４から出力することが可能になる。その理由は、条件（１）を満たすことによって、（１）式に現れるＦが１になり、条件（２）を満たすことによって、（１）式に現れるｓｉｎ（ｑＬ）が１になるので、（１）式により定義される結合効率Ｔが１になるからである。

また、条件（３）を満たすことによって、２つのコア１３〜１４を伝播するＴＭ偏波同士の光結合に比べて、２つのコア１３〜１４を伝播するＴＥ偏波同士の光結合を弱くすることが可能になる。これにより、設計波長から外れたＴＭ偏波の損失を増加させることなく、偏波消光比を上昇させること、あるいは、偏波消光比を低下させることなく、設計波長から外れたＴＭ偏波の損失を低下させることが可能となる。

なお、条件（１）に関して、２つのコア１３〜１４における、それぞれのＴＭ０偏波の実効屈折率は、（４）式により定義されるδが（５）式により定義されるχよりも小さくなる程度に一致していれば十分である。

基板型導波路素子１においては、条件（３）を満たすべく、第１のコア１３及び第２のコア１４の断面形状を以下のものとしている。すなわち、第１のコア１３の断面形状を、長方形の主要部１３ａと、第２のコア１４から遠ざかる方向に向かって主要部１３ａから突出した、主要部１３ａよりも高さの低い長方形の突出部１３ｂとからなる階段形状としている。また、第２のコア１４の断面形状を、長方形の主要部１４ａと、第１のコア１３から遠ざかる方向に向かって主要部１４ａから突出した、主要部１４ａよりも高さの低い長方形の突出部１４ｂとからなる階段形状としている。

また、基板型導波路素子１においては、条件（１）を満たすべく、第１のコア１３の断面と第２のコア１４の断面とを互いに合同にしている。なお、第１のコア１３の断面と第２のコア１４の断面とを互いに合同にすることによって、基板型導波路素子１を製造する際に必要となるエッチング回数を最小化する（２回にする）ことができるという副次的な効果が得られる。なぜなら、第１のコア１３の主要部１３ａの高さと第２のコア１４の主要部１４ａの高さとが一致し、かつ、第１のコア１３の突出部１３ｂの高さと第２のコア１４の突出部１４ｂの高さとが一致するからである。

次に、第１のコア１３の断面及び第２のコア１４の断面を階段形状とすることによって、条件（３）が満たされる理由について、図２を参照して説明する。図２（ａ）は、第１のコア１３を導波するＴＥ０偏波（波長１５８０ｎｍ）の電界（Ｅｘ成分）分布を示すグラフであり、図２（ｂ）は、第１のコア１３を導波するＴＭ０偏波（波長１５８０ｎｍ）の電界（Ｅｙ成分）分布を示すグラフである。図２（ｃ）は、図２（ａ）及び図２（ｂ）に示す電界分布を得るために用いた第１のコア１３の形状を示す断面図である。

図２（ａ）に示すグラフを参照すると、階段形状の断面を有するコア１３，１４を導波するＴＥ０偏波に関して、突出部１３ｂ，１４ｂに形成される電界が強い（ＴＭ０偏波と比較して強い）こと、及び、コア外への電界の浸み出し、特に、突出部１３ｂ，１４ｂ側と反対側への（すなわち、他方のコア１４，１３側への）電界の浸み出しが少ないことが見てとれる。また、図２（ｂ）に示すグラフを参照すると、階段形状の断面を有するコア１３，１４を伝播するＴＭ０偏波に関して、突出部１３ｂ，１４ｂに形成される電界が弱い（ＴＥ０偏波と比較して弱い）こと、及び、コア外への電界の浸み出し、特に、突出部１３ｂ，１４ｂ側と反対側への（すなわち、他方のコア１４，１３側への）電界の浸み出しが多いことが見て取れる。

ここで注目すべきは、第１のコア１３及び第２のコア１４の何れにおいても、ＴＥ０偏波のコア外への浸み出しがＴＭ０偏波のコア外への浸み出しと比べて有意に少ない点、換言すれば、ＴＥ０偏波のコア内への閉じ込めがＴＭ０偏波のコア内への閉じ込めと比べて有意に強い点である。これにより、２つのコア１３〜１４を伝播するＴＭ偏波同士の光結合に比べて、２つのコア１３〜１４を伝播するＴＥ偏波同士の光結合を弱くすることが可能になる。

〔補足事項〕
従来の基板型導波路素子５において、１段分の方向性結合器で偏波消光比を向上するための方法としては、コア５３〜５４の幅を広げる、または、コア５３〜５４の間隔を広げる、という方法が挙げられる。このうち、基板型導波路素子１に関係する方法は、コア５３〜５４の幅を増やす方法であるため、以下に比較として取り上げる。なお、コア５３〜５４の間隔を広げる方法は、一般的な方向性結合器で使用可能なため、ここでは取り上げない。

コア５３〜５４の幅を広げることにより、偏波消光比を上げることができる理由について説明する。ＴＥ０の電界は、幅方向（ｘ方向）の電界成分（Ｅｘ）が主であり、ＴＭ０の電界は、高さ方向（ｙ方向）の電界成分（Ｅｙ）が主である。一般的にコアを大きくすると、光（電界）の閉じ込めが大きくなるが、特にコア５３〜５４の幅を大きくした場合には、ＴＭ０よりも、ＴＥ０の方がその傾向が大きい。これは、電界のコアとクラッドとの間の境界条件から説明できる。マクスウェルの方程式より、コア側面(左右両方)における電界の境界条件は、以下の式（９）、及び式（１０）のように表される。

ここで、Ｅ_x ^cl（側面）は、側面境界上のクラッド側のＥｘ、Ｅ_x ^co（側面）は、側面境界上のコア側のＥｘ、Ｅ_y ^cl（側面）は、側面境界上のクラッド側のＥｙ、Ｅ_y ^co（側面）は、側面境界上のコア側のＥｙ、Ｎ_coは、コアの屈折率、Ｎ_clは、クラッドの屈折率をそれぞれ表している。

ＴＥ０は、式（９）が大きく関係し、ＴＭ０は、式（１０）が大きく関係する。式（９）を見ると、Ｎ_co＞Ｎ_clである為、コア側面境界でＥｘは不連続になり、Ｅ_x ^cl（側面）＞Ｅ_x ^co（側面）より、クラッド側に大きく電界が分布する。その為、コア５３〜５４の幅が大きくなると、外側に大きく分布していたＥｘがコアに分布することになり、コアに大きく電界が閉じ込められる。一方で、式（１０）を見ると、Ｅｙはコア側面境界で連続的に変化する。その為、コア５３〜５４の幅の変化に対して、Ｅｘ成分ほどの変化はない。従って、コア５３〜５４の幅を大きくすると、Ｅｙが主電界であるＴＭ０に比べて、Ｅｘが主電界であるＴＥ０の方が、コアへの光閉じ込めが大きくなる。その結果、結合係数χの減少量が、ＴＭ０よりもＴＥ０の方が大きくなり、偏波消光比を上げることが出来る。しかしながら、上記の方法ではＴＭ０の結合係数χも減少する為、広い波長帯域にわたって、低い損失を維持することができない。

そこで、基板型導波路素子１は、第１のコア１３及び第２のコア１４の幅を広げるのではなく、第１のコア１３及び第２のコア１４の断面形状を階段形状とすることにより、上記の問題を解決した。これは、以下の理由による。まず、高さ方向の閉じ込めについて述べる。マクスウェルの方程式より、コア上下面における電界の境界条件は、以下の式（１１）、及び式（１２）のように表される。

ここで、Ｅ_x ^cl（上下面）は、上下面境界上のクラッド側のＥｘ、Ｅ_x ^co（上下面）は、上下面境界上のコア側のＥｘ、Ｅ_y ^cl（上下面）は、上下面境界上のクラッド側のＥｙ、Ｅ_y ^co（上下面）は、上下面境界上のコア側のＥｙをそれぞれ表している。

コアの上下面境界上においては、コアの側面境界上とは異なり、Ｅｙが不連続で、かつ、Ｅｘが連続的である。その為、高さ方向の変化に関しては、ＴＥ０よりもＴＭ０の方が大きく、コアの高さが低いと、コアへの電界の閉じ込めが小さくなる。従って、コアの断面を階段形状とすることにより、ＴＭ０の閉じ込めは弱くなり、ＴＥ０の閉じ込めは強くなる効果が得られる。

〔副次的な効果と変形例〕
なお、本実施形態に係る基板型導波路素子１は、上述した効果の他に、以下の副次的な効果も奏する。

（１）第１のコア１３において、突出部１３ｂの高さ（厚み）は、主要部１３ａの高さ（厚み）よりも低く、かつ、第２のコア１４において、突出部１４ｂの高さ（厚み）は、主要部１４ａの高さ（厚み）よりも低ければ（薄ければ）よい。したがって、例えば、リブ型位相変調器を含むシリコン光変調器の一部として基板型導波路素子１を構成する場合に、第１のコア１３の突出部１３ｂの高さ、及び、第２のコア１４の突出部１４ｂの高さを、リブ型位相変調器のリブの高さと一致させることができる。この場合、第１のコア１３の突出部１３ｂ及び第２のコア１４の突出部１４ｂをリブ型位相変調器のリブと一括して形成することができるので、シリコン光変調器の製造が容易になる。

（２）エッチングにより２つのコア１３〜１４を形成する場合、これら２つのコア１３〜１４の形状がマスク形状と相違することがある。この際、これら２つのコア１３〜１４における製造誤差の生じ方は、互いに対称となることが一般的である。基板型導波路素子１は、このような左右対称な製造誤差に強い（製造誤差が結合効率Ｔに与える影響が小さい）。なぜなら、左右対称な製造誤差が生じても、２つのコア１３〜１４の合同性が崩れることはないので、（４）式により定義されるδを０に保つことができ、その結果、結合効率Ｔを変化させる因子が（５）式により定義されるχのみに限定されるからである。また、エッチングによりコア１３〜１４を形成する場合、コア１３〜１４の断面の角が直角にならず、コア１３〜１４の側面が傾斜することがある。しかしながら、コア１３〜１４の側面が傾斜する場合であっても、その傾斜は左右対称に生じるので、本発明の効果が損なわれることはない。

（３）基板型導波路素子１は、左右非対称な製造誤差にも強い。左右非対称な製造誤差としては、階段状のコアを作製するために行う２回のエッチングの各々に用いるマスクのずれが挙げられる。このようなマスクのずれが生じた場合、コア１３〜１４の１段目が２段目に対してずれてしまい、コア１３〜１４の断面形状が左右非対象になる。そうすると、実効屈折率差ΔＮ_Ｉが０にならず、結合効率が低下し得る。しかしながら、第１のコア１３の突出部１３ｂ、及び、第２のコア１４の突出部１４ｂは、ＴＭ０偏波（高さ方向の電界成分が主となる）の閉じ込めに対して大きな影響を与えるものではないため、実効屈折率差ΔＮ_Ｉは小さい値でとどまる。そのため、コア１３〜１４の断面形状が左右非対象になったとしても、本発明の効果が大きく損なわれることはない。また、コア１３〜１４の側面が左右非対称に傾斜する場合もあるが、これもＴＭ０偏波の閉じ込めに対して大きな影響を与えるものではないため、本発明の効果が大きく備われることはない。

また、本実施形態においては、第１のコア１３の断面を突出部１３ｂが主要部１３ａの下端から突出した階段形状（Ｌ字型）としているが、本発明は、これに限定されない。すなわち、第１のコア１３の断面を突出部１３ｂが主要部１３ａの上端から突出した階段形状（逆Ｌ字型）、又は、突出部１３ｂが主要部１３ａの中間部（上端と下端との間）から突出した階段形状（Ｔ字型）としても構わない。また、本実施形態においては、第２のコア１４の断面を突出部１４ｂが主要部１４ａの下端から突出した階段形状（Ｌ字型）としているが、本発明は、これに限定されない。すなわち、第２のコア１４の断面を突出部１４ｂが主要部１４ａの上端から突出した階段形状（逆Ｌ字型）、又は、突出部１４ｂが主要部１４ａの中間部（上端と下端との間）から突出した階段形状（Ｔ字型）としても構わない。これらの場合であっても、上述した条件（１）及び条件（３）が同時に満たされる。ただし、第１のコア１３の断面を突出部１３ｂが主要部１３ａの下端から突出した階段形状とし、かつ、第２のコア１４の断面を突出部１４ｂが主要部１４ａの下端から突出した階段形状とした方が、基板型導波路素子１の製造をより容易にすることができる。なぜなら、２つのコア１３〜１４の断面形状を上記のように構成した場合、２つのコア１３〜１４を２回のエッチングによって形成することができるからである。

また、本実施形態においては、第１のコア１３の主要部１３ａ及び突出部１３ｂ、並びに、第２のコア１４の主要部１４ａ及び突出部１４ｂの断面形状を長方形としたが、本発明はこれに限定されない。すなわち、第１のコア１３の主要部１３ａ及び突出部１３ｂ、並びに、第２のコア１４の主要部１４ａ及び突出部１４ｂの断面形状は、台形その他の四角形であればよい。なお、ここでいう「四角形」は、巨視的に見たときに四角形と見做せる図形であればよく、微視的に見たときに辺が曲がったり角が丸まったりしていても構わない。

〔実施例〕
本実施形態に係る基板型導波路素子１の一実施例について、図３〜図５を参照して説明する。

図３（ａ）は、実施例に係る基板型導波路素子１の平面図であり、図３（ｂ）は、その基板型導波路素子１の断面図である。

本実施例においては、以下の手順に従って、基板型導波路素子１が備える２つのコア１３〜１４の断面形状を設計した。まず、第１のコア１３の断面形状を図３（ｂ）に示す階段形状に決定した。次に、第２のコア１４の断面形状を図３（ｂ）に示す階段形状、すなわち、第１のコア１３の断面形状と合同な階段形状に決定した。なお、２つのコア１３〜１４の並走区間の長さＬは、波長１５８０ｎｍのＴＭ０偏波に対する結合長Ｌ_ｃに一致させた。第１のコア１３の突出部１３ｂ、及び、第２のコア１４の突出部１４ｂの幅Ｗｓは、例えば、５５０ｎｍである。

なお、本実施例に係る基板型導波路素子１は、例えば以下のように製造することができる。まず、シリカ（Ｓｉ０２）層を２枚のシリコン（Ｓｉ）層で挟み込んだＳＯＩ（Silicon on insulator）基板を用意する（中間のシリカ層を下部クラッド１１として用い、上部のシリコン層を２つのコア１３〜１４として用いる）。次に、このＳＯＩ基板の上部のシリコン層に２回のエッチングを施すことによって、２つのコア１３〜１４を形成する。次に、２つのコア１３〜１４を埋設するように他のシリカ層を下部クラッド１１上に積層し、これを上部クラッド１２とする。

以上のように設計・製造された基板型導波路素子１において、第１のコア１３の突出部１３ｂ及び第２のコア１４の突出部１４ｂの幅Ｗｓを変化させながら、波長１５８０ｎｍでの偏波消光比を算出し、図５（ａ）に示すグラフを得た。なお、各Ｗｓに対する偏波消光比の算出に際し、２つのコア１３〜１４の並走区間の長さＬは、そのＷｓに応じて決まるＴＭ０偏波の結合長Ｌ_ｃに一致させた。

図５（ａ）に示すグラフにおいて、Ｗｓ＝４００ｎｍの場合は、第１のコア１３の突出部１３ｂ及び第２のコア１４の突出部１４ｂの幅Ｗｓと、第１のコア１３の主要部１３ａ及び第２のコア１４の主要部１４ａの幅とが一致している。すなわち、２つのコア１３〜１４の断面が四角形状である（２つのコア１３〜１４が突出部を有していない）ことを意味している。図５（ａ）に示すグラフから、第１のコア１３に突出部１３ｂを設け、かつ、第２のコア１４に突出部１４ｂを設けることにより偏波消光比が上昇していること、及び、第１のコア１３の突出部１３ｂ及び第２のコア１４の突出部１４ｂの幅Ｗｓを増加させることにより偏波消光比が上昇していることが読み取れる。

図４（ａ）は、比較例に係る基板型導波路素子２の平面図であり、図４（ｂ）は、その基板型導波路素子２の断面図である。本実施例に係る基板型導波路素子１により、ＴＭ０偏波の損失の波長依存性が改善していることについて、比較例を用いて説明する。なお、以下の説明において、本実施例に係る基板型導波路素子１は、幅Ｗｓが５５０ｎｍであり、波長１５８０ｎｍでの偏波消光比は、１３．２ｄＢである。

本比較例に係る基板型導波路素子２は、シリコン製の下部クラッド２１と、下部クラッド２１上に形成された、シリカ製の２つのコア２３〜２４と、２つのコア２３〜２４を埋設するように下部クラッド２１上に積層された、シリコン製の上部クラッド２２とを備えている。２つのコア２３〜２４の断面形状は、互いに合同な長方形状である。

本比較例においては、以下の手順に従って、基板型導波路素子２が備える２つのコア２３〜２４の断面形状を設計した。まず、２つのコア２３〜２４の高さを、本実施例に係る基板型導波路素子１が備える２つのコア１３〜１４の高さと同じ２２０ｎｍとした。また、２つのコア２３〜２４の間隔を、本実施例に係る基板型導波路素子１が備える２つのコア１３〜１４の間隔と同じ３５０ｎｍとした。次に、２つのコア２３〜２４の幅Ｗを変化させながら、波長１５８０ｎｍでの偏波消光比を算出し、図５（ｂ）に示すグラフを得た。なお、各Ｗに対する偏波消光比の算出に際し、２つのコア２３〜２４の並走区間の長さＬは、そのＷに応じて決まるＴＭ０偏波の結合長Ｌ_ｃに一致させた。図５（ｂ）に示すグラフからは、２つのコア２３〜２４の幅Ｗを４５８ｎｍとしたときに、偏波消光比が本実施例に係る基板型導波路素子１と同じ値１３．２ｄＢとなることが読み取れる。そこで、２つのコア２３〜２４の幅Ｗを、４５８ｎｍとした。

図５（ｃ）は、本実施例に係る基板型導波路素子１及び本比較例に係る基板型導波路素子２におけるＴＭ０偏波の損失（−１０×ｌｏｇ１０（結合効率））を、入力するＴＭ０偏波の波長を変えながら算出することにより得られたグラフである。図５（ｃ）において、本実施例に係る基板型導波路素子１に対応するグラフは、「本発明」タグをつけて実線で描かれたグラフであり、比較例に係る基板型導波路素子２に対応するグラフは、「従来技術」のタグをつけて点線で描かれたグラフである。

図５（ｃ）を参照すると、設計波長（１５８０ｎｍ）の周辺帯域（１４８０ｎｍ〜１６８０ｎｍ）において、本実施例に係る基板型導波路素子１の方が本比較例に係る基板型導波路素子２よりも、ＴＭ０偏波の損失が小さくなることが確かめられる。特に、比較例に係る基板型導波路素子２では、周辺帯域におけるＴＭ０偏波の最大損失が１．０５ｄＢに達するのに対して、実施例に係る基板型導波路素子１では、周辺帯域におけるＴＭ０偏波の最大損失が０．８５ｄＢに抑えられる。このことから、本実施例に係る基板型導波路素子１においては、入力するＴＭ０偏波の波長が設計波長から外れたときに生じるＴＭ０偏波の損失の増大を小さく抑え得ることが確かめられる。

図５（ｄ）は、本実施例に係る基板型導波路素子１及び本比較例に係る基板型導波路素子２における偏波消光比を、入力するＴＭ０偏波及びＴＥ０偏波の波長を変えながら算出することにより得られたグラフである。図５（ｄ）において、本実施例に係る基板型導波路素子１に対応するグラフは、「本発明」タグをつけて実線で描かれたグラフであり、比較例に係る基板型導波路素子２に対応するグラフは、「従来技術」のタグをつけて点線で描かれたグラフである。

図５（ｄ）を参照すると、設計波長（１５８０ｎｍ）の周辺帯域（１４８０ｎｍ〜１６８０ｎｍ）において、本実施例に係る基板型導波路素子１及び本比較例に係る基板型導波路素子２における偏波消光比が同程度であることが確かめられる。

〔変形例１〕
図１に示す基板型導波路素子１においては、直線的なコア１３〜１４（直線導波路）を備える構成が採用されているが、本発明は、これに限定されない。すなわち、曲がったコア１３〜１４（曲げ導波路）を備える構成も本発明の範疇に含まれる。

このような基板型導波路素子１の例を、図６（ａ）に示す。図６（ａ）は、本変形例に係る基板型導波路素子１の平面図である。

本変形例に基板型導波路素子１は、直線的なコア１３〜１４により構成される並走区間の入力端側／出力端側に、曲がったコア１３〜１４により構成される接近区間／離反区間を設けた構成である。接近区間においては、２つのコア１３〜１４の間の距離が入力端から遠ざかるに従って次第に小さくなり、離反区間においては、２つのコア１３〜１４の間の距離が出力端に近づくに従って次第に大きくなる。

このように２つのコア１３〜１４が徐々に接近／離反する構成を採用することによって、２つのコア１３〜１４の入出力部において生じ得る反射を低減することができる。

なお、本変形例においては、第１のコア１３の入力端側及び出力端側、並びに、第２のコア１４の入力端側及び出力端側の４ヶ所すべてを曲げる構成としたが、これに限定されるものではない。すなわち、第１のコア１３の入力端側及び出力端側、並びに、第２のコア１４の入力端側及び出力端側の４ヶ所のうち一部の箇所を曲げる構成としてもよい。

〔変形例２〕
図１に示す基板型導波路素子１においては、第１のコア１３における突出部１３ｂの幅（コア１３を伝播する光の進行方向に直交する方向のうち、下部クラッド１１と上部クラッド１２との境界面に平行な方向の幅）、及び、第２のコア１４における突出部１４ｂの幅（コア１４を伝播する光の進行方向に直交する方向のうち、下部クラッド１１と上部クラッド１２との境界面に平行な方向の幅）が一定となる構成が採用されているが、本発明は、これに限定されない。すなわち、第１のコア１３における突出部１３ｂの幅、及び、第２のコア１４における突出部１４ｂの幅が変化する構成も、本発明の範疇に含まれる。

このような基板型導波路素子１の例を、図６（ｂ）に示す。図６（ｂ）は、本変形例に係る基板型導波路素子１の平面図である。

本変形例に係る基板型導波路素子１は、図６（ａ）に示す基板型導波路素子１と同様、コア１３〜１４が真っ直ぐな並走区間の入力端側／出力端側に、コア１３〜１４が曲がった接近区間／離反区間を設けた構成である。ただし、接近区間においては、第１のコア１３の突出部１３ｂの幅が入力端から遠ざかるに次第に大きくなり、離反区間においては、第１のコア１３の突出部１３ｂの幅が出力端に近づくに従って次第に小さくなるテーパー形状を採用している。

このように、第１のコア１３における突出部１３ｂの幅が徐々に変化する構成を採用することによって、第１のコア１３を外部の導波路と接続する際に生じ得る損失を小さく抑えることが可能になる。

さらに、接近区間において、第２のコア１４の突出部１４ｂの幅が入力端から遠ざかるに次第に大きくなり、離反区間においては、第２のコア１４の突出部１４ｂの幅が出力端に近づくに従って次第に小さくなるテーパー形状を採用している。このように、第２のコア１４における突出部１４ｂの幅が徐々に変化する構成を採用することによって、第２のコア１４を外部の導波路と接続する際に生じ得る損失を小さく抑えることが可能になる。

なお、本変形例においては、第１のコア１３の高さ（コア１３を伝播する光の進行方向に直交する方向のうち、下部クラッド１１と上部クラッド１２との境界面に垂直な方向の幅）が一定となる構成を採用しているが、これに限定されるものではない。すなわち、例えば、接近区間において、第１のコア１３の突出部１３ｂの高さが入力端から遠ざかるに従って次第に高くなり、離反区間において、第１のコア１３の突出部１３ｂの高さが出力端に近づくに従って次第に低くなる構成としてもよい。また、本変形例においては、第２のコア１４の高さ（コア１４を伝播する光の進行方向に直交する方向のうち、下部クラッド１１と上部クラッド１２との境界面に垂直な方向の幅）が一定となる構成を採用しているが、これに限定されるものではない。すなわち、例えば、接近区間において、第２のコア１４の突出部１４ｂの高さが入力端から遠ざかるに従って次第に高くなり、離反区間において、第２のコア１４の突出部１４ｂの高さが出力端に近づくに従って次第に低くなる構成としてもよい。

〔光変調器〕
本実施形態に係る基板型導波路素子１を偏波ビームコンバイナとして含む光変調器３について、図７を参照して説明する。図７は、そのような光変調器３の構成を示すブロック図である。

光変調器３は、ＤＰ−ＱＰＳＫ（Dual Polarization-Quadrature Phase Shift Keying）変調器であり、図７に示すように、（１）ＴＥ０偏波をＱＰＳＫ変調する２つのＱＰＳＫ変調器３１〜３２と、（２）第２のＱＰＳＫ変調器３２により変調されたＴＥ０偏波をＴＭ０偏波に変換する偏波ローテータ３３と、（３）第１のＱＰＳＫ変調器により変調されたＴＥ０偏波と偏波ローテータ３３により得られたＴＭ０偏波とを合波する偏波ビームコンバイナ３４とを備えている。ＱＰＳＫ変調器３１〜３２、偏波ローテータ３３、及び、偏波ビームコンバイナ３４は、何れも、シリコン製の導波路として共通の下部クラッド上に一体的に形成される。なお、ＱＰＳＫ変調器３１〜３２は、これに限定されず、その他の変調器（OOK(On Off Keying)変調器、BPSK(Binary Phase Shift Keying)変調器、QAM(Quadrature Amplitude Modulation)変調器など）に置き換えても構わない。

光変調器３においては、偏波ビームコンバイナ３４として、本実施形態に係る基板型導波路素子１を備えている。このため、光変調器３において、設計波長から外れたＴＭ０偏波に生じる損失を増加させることなく、偏波消光比を上昇させること、あるいは、偏波消光比を低下させることなく、設計波長から外れたＴＭ０偏波に生じる損失を減少させることが可能である。

〔付記事項〕
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能である。すなわち、請求項に示した範囲で適宜変更した技術的手段を組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

本発明は、偏波ビームコンバイナ又は偏波ビームスプリッタとして好適に利用することができる。例えば、シリコン製の導波路により構成された光変調器における偏波ビームコンバイナとして好適に利用することができる。

１基板型導波路素子
１１下部クラッド
１２上部クラッド
１３第１のコア
１３ａ主要部
１３ｂ突出部
１４第２のコア
１４ａ主要部
１４ｂ突出部
３光変調器
３１第１のＱＰＳＫ変調器
３２第２のＱＰＳＫ変調器
３３偏波ローテータ
３４偏波ビームコンバイナ（基板型導波路素子）

Claims

下部クラッドと、上記下部クラッド上に形成された第１のコア及び第２のコアと、上記第１のコア及び上記第２のコアを埋設するように上記下部クラッド上に積層された上部クラッドとを備え、上記第１のコアに入力されたＴＭ偏波を上記第２のコアから出力する基板型導波路素子であって、
上記第１のコアは、上記第２のコアと並走する並走区間の少なくとも一部において、四角形の主要部と該主要部から突出した四角形の突出部であって、上記第２のコアから遠ざかる方向に突出した突出部とからなる階段形状の断面を有しており、
上記第２のコアは、上記第１のコアと並走する並走区間の少なくとも一部において、四角形の主要部と該主要部から突出した四角形の突出部であって、上記第１のコアから遠ざかる方向に突出した突出部とからなる階段形状の断面を有している、
ことを特徴とする基板型導波路素子。
上記第１のコアに入力されたＴＭ０偏波を上記第２のコアから出力する基板型導波路素子である、
ことを特徴とする請求項１に記載の基板型導波路素子。
上記第１のコアと上記第２のコアとの間の距離は、上記第１のコアの入力端から遠ざかるに従って次第に小さくなるか、又は、上記第１のコアの出力端に近づくに従って次第に大きくなる、
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の基板型導波路素子。
上記第１のコアの突出部の幅は、上記第１のコアの入力端から遠ざかるに従って次第に大きくなるか、又は、上記第１のコアの出力端に近づくに従って次第に小さくなる、
ことを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載の基板型導波路素子。
上記第２のコアの突出部の幅は、上記第２のコアの入力端から遠ざかるに従って次第に大きくなるか、又は、上記第２のコアの出力端に近づくに従って次第に小さくなる、
ことを特徴とする請求項１〜４の何れか１項に記載の基板型導波路素子。
上記上部クラッド及び上記下部クラッドは、シリカ製であり、上記第１のコア及び上記第２のコアは、シリコン製である、
ことを特徴とする請求項１〜５の何れか１項に記載の基板型導波路素子。
ＴＭ偏波とＴＥ偏波とを合波する偏波ビームコンバイナとして、請求項１〜６の何れか１項に記載の基板型導波路素子を備えている、
ことを特徴とする光変調器。