JP2015162979A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】遅れ位相で動作させる共振型インバータの出力電流が進み位相となったことを、ＩＧＢＴの両端電圧と制御信号との関係から検出し、保護回路を即座に動作させ、制御回路から次のオン信号が出されても、ＩＧＢＴをオンさせないようにして、さらに装置を停止させるようにしている。このため、負荷の急変や異常、ノイズ印加による誤動作などにより装置が停止に至る頻度が高くなり、適用範囲が制限される。
【解決手段】インバータ回路の半導体スイッチとして、ワイドバンドギャップ半導体素子を使用し、出力電流が進み位相になった場合には、半導体スイッチの両端電圧と制御信号との関係からこれを検出し、各スイッチング毎に連続して複数回カウントした時に、次のオン制御信号を阻止して半導体スイッチのゲートに伝達させない。
【選択図】図１

Description

本発明は、出力に共振コンデンサ、共振リアクトルを含む負荷回路を接続し、出力電圧に対し、出力電流を遅れ位相で運転する電力変換装置の保護回路技術に関する。

図５に、特許文献１に記載された従来技術として、背景技術を説明するための回路図を、図６にその動作波形図を示す。最初に、図５に示す回路図について説明する。
直流電源８を直流入力として接続した電力変換器７は、直流コンデンサ７ｉ、半導体スイッチ７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄ（この例ではダイオード７ｅ、７ｆ、７ｇ、７ｈが逆並列接続されたＩＧＢＴ）により構成される単相矩形波出力の電圧形フルブリッジインバータである。
その出力には、共振コンデンサ９、インダクタンス成分１０ａと抵抗成分１０ｂからなる誘導加熱負荷１０が接続され、全体で共振回路を構成している。ここで、図示しない制御回路から出力された周波数指令値はパルス生成回路１１に入力され、制御信号が生成される。制御信号はゲート駆動回路１２に入力され、その出力は、電力変換器７の半導体スイッチ７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄ（ＩＧＢＴ）のゲートに入力される。
次に、図６について説明する。

半導体スイッチ７ａ、７ｄと半導体スイッチ７ｂ、７ｃを交互にオンオフすることにより変換回路７の出力には高周波の交流を出力する。電力変換器７の出力電圧Ｖｏは矩形波であるが、その出力には共振コンデンサ９とインダクタンス成分１０ａからなる共振回路が接続されているため、その共振曲線の共振点付近の出力周波数で運転しているとき、出力電流Ｉｏは、正弦波に近い波形となる。また、共振点より高い出力周波数で運転しているため、出力電圧Ｖｏに対し、出力電流Ｉｏは遅れ位相となる。
正常な動作状態である遅れ位相での運転期間のＡ点でゲート信号Ｇ７ａ、Ｇ７ｄをオフすると、ＩＧＢＴ７ａ、７ｄの両端電圧Ｖ７ａ、Ｖ７ｄが立上り、ＩＧＢＴに流れている電流Ｉ７ａ、Ｉ７ｄは７ａ、７ｄから７ｂ、７ｃに転流する。転流後のＩ７ｂ、Ｉ７ｃの極性は負であるので、フリーホイールダイオードに流れているが、出力に接続されている共振回路により、徐々に電流が減少して、極性が正となった後電流が増加する。ここで、Ａ点からある一定時間後のフリーホイールダイオードに流れている期間のＢ点で、ゲート信号Ｇ７ｂ、Ｇ７ｃをオンすることで、電流はフリーホイールダイオードからＩＧＢＴにスムーズに切り替わる。

次に、異常な動作状態である進み位相での運転期間のＣ点を見てみる。誘導加熱負荷１０の異常（インダクタンス成分１０ａ、具体的には加熱用コイルの短絡）などで、共振周波数が高くなった場合で、ＩＧＢＴの電流Ｉ７ａ、Ｉ７ｄは、ゲート信号Ｇ７ａ、Ｇ７ｄがオフする前に、極性が負になっており、フリーホイールダイオードに流れている。すなわち、出力電圧Ｖｏに対し、出力電流Ｉｏは進み位相となっている。
そのため、Ｃ点でゲート信号Ｇ７ａ、Ｇ７ｄがオフになっても、電流はＩＧＢＴ７ｂ、７ｃに転流せずに７ａ、７ｄのフリーホイールダイオードにそのまま流れている。その後、Ｃ点からある一定時間（デッドタイム）後のＤ点で、ゲート信号Ｇ７ｂ、Ｇ７ｃをオンするとＩＧＢＴ７ａ、７ｄのフリーホイールダイオードが急峻に逆回復し電流Ｉ７ａ、Ｉ７ｄは、ＩＧＢＴ７ｂ、７ｃに転流する。

この場合、例えば小電流などの電流領域においては、フリーホイールダイオードの急峻な逆回復により、サージ電圧が発生し、半導体素子が破壊することがある。また、電力変換器の半導体素子にＭＯＳＦＥＴを用い、寄生ダイオードをフリーホイールダイオードとして用いている場合、急峻な逆回復をすることだけで破壊する。特許文献１に、出力電圧に対して出力電流の位相が進み位相になった場合の保護回路の従来例が記載されている。
図７に、従来例を説明するための回路図を、その波形図を図６に示す。
通常の出力電圧Ｖｏに対し、出力電流Ｉｏが遅れ位相のときのＢ点で、ゲート信号Ｇ７ｂ、Ｇ７ｃをオンするとき、オンするＩＧＢＴ７ｂ、７ｃのフリーホイールダイオードに電流が流れており、ＩＧＢＴ７ｂ、７ｃの電圧はダイオード導通時の順方向降下電圧の−数Ｖ程度である。

誘導加熱負荷の異常、ノイズによる誤動作などで、出力電圧Ｖｏに対し、出力電流Ｉｏが進み位相のときのＤ点では、ゲート信号Ｇ７ｂ、Ｇ７ｃをオンするとき、対抗アームのＩＧＢＴ７ａ、７ｄのフリーホイールダイオードに電流が流れており、ＩＧＢＴ７ｂ、７ｃの電圧は直流コンデンサ７ｅの電圧Ｅｄが印加され、本電源では数百Ｖ以上となる。
この電圧の違いを利用して、保護を行うのが、本実施例である。
半導体スイッチ７Ｘの主電極間の電圧を検出した値を分圧する抵抗Ｒ１、Ｒ２からなる分圧抵抗１とそれを電圧設定値と比較するコンパレータ２、制御信号がオン信号となる際のタイミングをとるフリップフロップ３、ディレイ回路４、およびＡＮＤ回路５、ゲート信号を生成する増幅回路６から構成される。
半導体スイッチ７Ｘの主電極間の電圧を分圧抵抗１により取り扱いの容易な数Ｖ程度の電圧に分圧した後、コンパレータ２は電圧設定値とこの値を比較し、半導体素子７Ｘの主電極間の電圧が、上述のダイオードの導通時の電圧の−数Ｖ程度のときは、ハイ（Ｈｉ）を出力し、直流中間コンデンサ７ｅの電圧（本電源では数百Ｖ以上）のときはロー（Ｌｏ）を出力する。

通常の出力電圧Ｖｏに対し、出力電流Ｉｏが遅れ位相のときのＢ点では、コンパレータ２はハイ（Ｈｉ）を出力しているため、制御信号がオン、すなわちロー（Ｌｏ）→ハイ（Ｈｉ）になったとき、フリップフロップ３はハイ（Ｈｉ）を出力する。フリップフロップ３の入力→出力の遅れ時間以上に設定されたディレイ回路４の出力がロー（Ｌｏ）→ハイ（Ｈｉ）になったとき、ＡＮＤ回路５の他方の入力もハイ（Ｈｉ）であるので、出力もハイ（Ｈｉ）となり、増幅回路６を介して、半導体素子７ＸのＩＧＢＴをオンする。
誘導加熱負荷の異常などで、出力電圧Ｖｏに対し、出力電流Ｉｏが進み位相のときのＤ点では、コンパレータ２はＬｏを出力しているため、制御信号がオン、すなわちロー（Ｌｏ）→ハイ（Ｈｉ）になったとき、フリップフロップ３はロー（Ｌｏ）を出力する。ディレイ回路４の出力がロー（Ｌｏ）→ハイ（Ｈｉ）になったとき、ＡＮＤ回路５の他方の入力はロー（Ｌｏ）であるので、出力はロー（Ｌｏ）のままでＩＧＢＴ７Ｘはオンしない。
同時に、フリップフロップ３の出力がロー（Ｌｏ）となったとき、故障信号が図示しない制御回路に入力され、変換装置の運転を停止させる。

特開２０１０−２５９３１３号公報

従来例では、インバータの出力電流が出力電圧に対して進み位相となったことを、ＩＧＢＴの両端電圧と制御信号との関係から検出し、保護回路を即座に動作させ、制御回路から次のオン信号が出されても、ＩＧＢＴをオンさせないようにして、さらに装置を停止させるようにしている。このため、負荷の急変や異常、ノイズ印加による誤動作などにより装置が停止に至る頻度が高くなり、適用範囲が制限される。
従って、解決しようとする課題は、出力に共振コンデンサと共振リアクトルを含む負荷を接続し、定常時は出力電圧に対して出力電流を遅れ位相で運転する電力変換装置に関し、負荷の異常などで、出力電圧に対して出力電流が進み位相となった場合に装置を即座に停止させずに所定時間以上運転継続可能な電力変換装置を提供することである。

上述の課題を解決するために、第1の発明においては、それぞれダイオードが逆並列接続された二つの半導体スイッチを直列接続した回路を直流電源と並列に２回路接続したフルブリッジインバータ回路の出力に共振コンデンサと共振リアクトルとを含む負荷を接続し、出力電圧に対して出力電流を遅れ位相で運転する電力変換装置において、
前記それぞれの半導体スイッチを構成するダイオードはワイドバンドギャップ半導体で構成し、前記半導体スイッチの主端子間電圧を検出する電圧検出回路と、電圧設定値と前記電圧検出回路の検出値とを比較する電圧比較回路と、を備え、
オン信号が印加される時点の前記半導体スイッチのオフ信号期間に前記電圧設定値と前記電圧検出値とを比較して、連続した複数回の前記オフ信号期間で、前記電圧検出値が大であるとき、制御信号がオン信号になっても、前記半導体スイッチをオンしない半導体スイッチの保護回路を備える。

第２の発明においては、第１の発明における前記半導体スイッチはワイドバンドギャップ半導体で構成したＭＯＳＦＥＴとし、逆並列接続されたダイオードは前記ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードとする。
第３の発明においては、第１の発明における前記連続した複数回のオフ信号期間は、前記半導体スイッチのスイッチング周波数と同期したスイッチング周期を複数回カウンタ回路でカウントした時間とする。
第４の発明においては、第１の発明における前記連続した複数回のオフ信号期間は、前記半導体スイッチのスイッチング周期の時間の複数倍の時間に相当するタイマー回路で構成する。

本発明によれば、直流電源と並列にそれぞれダイオードが逆並列接続された二つの半導体スイッチを直列接続した回路を２回路接続したフルブリッジインバータ回路の交流出力に共振回路を含む負荷を接続し、それぞれの半導体スイッチを構成するダイオードはワイドバンドギャップ半導体で構成し、インバータ回路の出力電圧に対する出力電流の位相が進み位相となったことをスイッチング信号と同期して複数回検出した時に、制御回路からのオン信号を半導体スイッチの制御端子に伝達させないようにし、さらに外部の制御回路に対して故障信号を送出し、制御回路で変換装置を停止させるようにしている。
この結果、負荷の短時間の異常、ノイズによる誤動作などにより変換装置が停止する頻度が少なくなり、装置の適用範囲を拡大することができる。

本発明の第１の実施例を示す回路図である。 本発明の第１の実施例の動作図例である。 本発明の第２の実施例を示す回路図である。 本発明のＮ回動作図例を示す。 本発明が対象とする主回路図である。 図５の各部の動作をしめす波形図である。 従来の実施例を示す回路図である。

本発明の要点は、出力に共振コンデンサと共振リアクトルを含む負荷を接続し、出力電圧に対して出力電流を遅れ位相で運転する電力変換装置において、半導体スイッチとしてワイドバンドギャップ半導体を使用した素子を使用し、半導体スイッチの主端子間電圧を検出する電圧検出回路と、電圧設定値と前記電圧検出値を比較する電圧比較回路と、を備え、オン信号が印加される時点の前記半導体スイッチの前記オフ信号期間に前記電圧設定値と前記電圧検出値を比較して、連続した複数回の前記オフ信号期間で、前記電圧検出値が大であるとき、前記半導体スイッチをオンしないようにしている点である。半導体スイッチとしてＩＧＢＴなどのＳｉ（シリコン）半導体を用いた場合には逆並列接続するダイオードをワイドバンドギャップ半導体とし、ワイドバンドギャップ半導体を用いたＭＯＳＦＥＴを用いる場合には、ダイオードはＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを用いる場合に適用する。

図１に、本発明の実施例を説明するための回路図を、図２に動作モード図を示す。
半導体スイッチ７Ｘの主電極間の電圧を検出した値を分圧する抵抗Ｒ１、Ｒ２からなる分圧抵抗１とそれを電圧設定値と比較するコンパレータ２、制御信号がオン信号となる際のタイミングをとるフリップフロップ３、ディレイ回路４、ＡＮＤ回路５、ゲート信号を生成する増幅回路６及びカウンタ１３から構成される。
半導体スイッチ７Ｘの主電極間の電圧を分圧抵抗１により取り扱いの容易な数Ｖ程度の電圧に分圧した後、コンパレータ２は電圧設定値とこの値を比較し、半導体素子７Ｘの主電極間の電圧が、上述のダイオードの導通時の電圧の−数Ｖ程度のときは、ハイ（Ｈｉ）を出力し、直流中間コンデンサ７ｅの電圧（本電源では数百Ｖ以上）のときはロー（Ｌｏ）を出力する。

通常の出力電圧Ｖｏに対し、出力電流Ｉｏが遅れ位相のときのＥ点では、コンパレータ２はハイ（Ｈｉ）を出力しているため、制御信号がオン、すなわちロー（Ｌｏ）→ハイ（Ｈｉ）になったとき、フリップフロップ３のＱ出力はハイ（Ｈｉ）を出力する。フリップフロップ３の入力→出力の遅れ時間以上に設定されたディレイ回路４の出力がロー（Ｌｏ）→ハイ（Ｈｉ）になったとき、ＡＮＤ回路５の他方の入力もハイ（Ｈｉ）であるので、出力もハイ（Ｈｉ）となり、増幅回路６を介して、半導体スイッチ７Ｘ（ＩＧＢＴ）をオンする。

負荷の異常などで、出力電圧Ｖｏに対し、出力電流Ｉｏが進み位相のときのＥ点では、コンパレータ２はロー（Ｌｏ）を出力しているため、制御信号がオン、すなわちロー（Ｌｏ）→ハイ（Ｈｉ）になったとき、フリップフロップ３のＱ端子出力はロー（Ｌｏ）を出力する。制御信号がハイ（Ｈ）→ロー（Ｌｏ）になった時点でフリップフロップ３をプリセットするとＱ出力はハイ（Ｈｉ）となる。図４に示すように、この動作をカウンタ１３でＮ回数えて所定回数になった場合にカウンタの出力がロー（Ｌｏ）となるように設定する。この動作は、ゲート信号がロー（Ｌｏ）からハイ（Ｈｉ）になったタイミングとなる。次に制御信号がハイ（Ｈｉ）になり、ディレイ回路４の出力がロー（Ｌｏ）→ハイ（Ｈｉ）になったとき、ＡＮＤ回路５の他方の入力はロー（Ｌｏ）であるので、出力はロー（Ｌｏ）のままでＩＧＢＴ７Ｘはオンしない。図４は、半導体スイッチ７ｂ、７ｃを示しているが、７ａ、７ｄについても同様の動作となる。

主回路において、出力電圧に対して出力電流が進み位相になった場合には、制御回路で遅れ位相になるように周波数制御するが、この制御に必要な時間よりもカウンタ１３のカウント回数で決まる時間が長くなるように設定する。また、制御信号をブロックするタイミングは、制御信号に同期させることが望ましい。制御信号のオン信号期間の途中でオン信号をブロックすると大きな電流を遮断することになり、遮断時の跳ね上がり電圧を抑制するスナバを大型化する必要が生じる。

また、この実施例では、進み位相になって複数回はダイオードがオフ（逆回復相当）するモードとなるが、ダイオードとして、ＳｉＣ（炭化珪素）、ＧａＮ（窒化ガリウム）などのワイドバンドギャップ半導体を使用した主回路構成としているため、破壊されることなく運転を継続することができる。ここで、ワイドバンドギャップ半導体を使用したダイオードには逆回復電流は流れないため、Ｓｉ（シリコン）半導体を使用した場合のように逆回復破壊することはない。また、カウンタ１３の出力がロー（Ｌｏ）となったとき、故障信号が図示しない制御回路に入力され、変換装置の運転を停止させる。上述のように、本実施例ではカウンタ１３がカウントアップするまで、複数回連続して進み位相であることが検出された場合に変換装置が停止されることになり、従来に比べて装置が停止する頻度が少なくなる。

図３に第２の実施例を示す。第１の実施例との違いは、第１の実施例におけるカウンタ１３の代わりにタイマー１４をフリップフロップ３のＱ出力に接続し、フリップフロップ３のＱ出力と制御信号を入力としたＡＮＤ回路１５の出力で、タイマーをリセットするようにしている点である。
出力電圧Ｖｏに対し、出力電流Ｉｏが遅れ位相のときのＥ点では、コンパレータ２はハイ（Ｈｉ）を出力しているため、制御信号がオン、すなわちロー（Ｌｏ）→ハイ（Ｈｉ）になったとき、フリップフロップ３のＱ出力はハイ（Ｈｉ）となる。また制御信号の立下りでフリップフロップ３をプリセットするが、この時もフリップフロップ３のＱ出力はハイ（Ｈｉ）となる。このように遅れ位相のときは、フリップフロップ３のＱ出力は常にハイ（Ｈｉ）であり、制御信号のオン信号でリセットされた状態となり、タイマーとしてカウントしない。

一方、出力電圧Ｖｏに対し、出力電流Ｉｏが進み位相のときのＥ点では、コンパレータ２はロー（Ｌｏ）を出力しているため、制御信号がオン、すなわちロー（Ｌｏ）→ハイ（Ｈｉ）になったとき、フリップフロップ３のＱ出力はロー（Ｌｏ）となる。また制御信号の立下りでフリップフロップ３をプリセットするが、この時フリップフロップ３のＱ出力はハイ（Ｈｉ）となる。このように、フリップフロップ３のＱ出力はハイ（Ｈｉ）とロー（Ｌｏ）を繰り返す動作となり、これをカウントすることによりタイマーを形成する。タイマーがカウントアップした時点で、タイマー１４の出力はローとなり、次に制御信号がハイ（Ｈｉ）になり、ディレイ回路４の出力がロー（Ｌｏ）→ハイ（Ｈｉ）になったとき、ＡＮＤ回路５の他方の入力はロー（Ｌｏ）であるので、出力はロー（Ｌｏ）のままでＩＧＢＴ７Ｘはオンしない。
主回路において、出力電圧に対して出力電流が進み位相になった場合には、制御回路で遅れ位相になるように周波数制御するが、この制御に必要な時間よりもタイマーの時間が長くなるように設定する。

また、この実施例では、進み位相になって複数回ダイオードがオフ（逆回復相当）するモードとなるが、ダイオードとして、ＳｉＣ（炭化珪素）、ＧａＮ（窒化ガリウム）などのワイドバンドギャップ半導体を使用した主回路構成としているため、破壊されることなく運転を継続することができる。ここで、ワイドバンドギャップ半導体を使用したダイオードには逆回復電流は流れないため、Ｓｉ（シリコン）半導体を使用した場合のように逆回復破壊することはない。また、カウンタ１３の出力がロー（Ｌｏ）となったとき、故障信号が図示しない制御回路に入力され、変換装置の運転を停止させる。上述のように、本実施例ではタイマー１４がカウントアップするまで、複数回連続して進み位相であることが検出された場合に変換装置が停止されることになり、従来に比べて装置が停止する頻度が少なくなる。

本願では共振コンデンサと共振リアクトルを含む負荷に高周波の電力を供給する変換装置について説明したが、具体的には共振回路を使用するスイッチング電源、ＤＣ−ＤＣコンバータ、誘導加熱電源などに適用可能である。

１・・・分圧抵抗 ２・・・コンパレータ ５、１５・・・ＡＮＤ回路
３・・・フリップフロップ ４・・・ディレイ回路
６・・・増幅回路 ７・・・電力変換器 ９・・・共振コンデンサ
７Ｘ、７ａ〜７ｄ・・・半導体スイッチ（ＩＧＢＴ） １０・・・誘導加熱負荷
７ｅ〜７ｈ・・・ダイオード
７ｉ・・・直流コンデンサ ８・・・直流電源
１０ａ・・・インダクタンス成分 １０ｂ・・・抵抗成分
１１・・・パルス生成回路 １２・・・ゲート駆動回路
１３・・・カウンタ １４・・・タイマー

Claims (4)

1. それぞれダイオードが逆並列接続された二つの半導体スイッチを直列接続した回路を直流電源と並列に２回路接続したフルブリッジインバータ回路の出力に共振コンデンサと共振リアクトルとを含む負荷を接続する電力変換装置において、
   前記それぞれの半導体スイッチを構成するダイオードはワイドバンドギャップ半導体で構成し、前記半導体スイッチの主端子間電圧を検出する電圧検出回路と、電圧設定値と前記電圧検出回路の検出値とを比較する電圧比較回路と、を備え、
   オン信号が印加される時点の前記半導体スイッチのオフ信号期間に前記電圧設定値と前記電圧検出値とを比較して、連続した複数回の前記オフ信号期間で、前記電圧検出値が大であるとき、制御信号がオン信号になっても、前記半導体スイッチをオンしない半導体スイッチの保護回路を備えたことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記半導体スイッチはワイドバンドギャップ半導体で構成したＭＯＳＦＥＴとし、逆並列接続されたダイオードは前記ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードとすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記連続した複数回のオフ信号期間は、前記半導体スイッチのスイッチング周波数と同期したスイッチング周期をカウンタで複数回カウントした期間とすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記連続した複数回のオフ信号期間は、前記半導体スイッチのスイッチング周期の複数倍の時間に相当するタイマーで構成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。

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