JP2015159562A

JP2015159562A - 能動ノイズ低減

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Publication number: JP2015159562A
Application number: JP2015071204A
Authority: JP
Inventors: クリストフマルクス; Markus Christoph
Original assignee: Harman Becker Automotive Systems GmbH
Current assignee: Harman Becker Automotive Systems GmbH
Priority date: 2012-05-21
Filing date: 2015-03-31
Publication date: 2015-09-03
Anticipated expiration: 2033-03-26
Also published as: US10325586B2; CN107257524B; EP2667379B1; US20170162184A1; CN103428608A; CN107257524A; EP2667379A1; CN103428608B; US20130308785A1; JP6196255B2; US9583090B2; JP6169871B2; JP2013242532A

Abstract

【課題】フィードバックおよびフィードフォワードループを含むノイズ低減システムに於いて、より高性能な能動ノイズ消去／制御システムを提供する。【解決手段】第１のマイク１は、第１の位置においてノイズ源４からのノイズ信号をピックアップし、第１のマイク出力２に接続され、スピーカ７は、スピーカ入力経路６に接続され、第２の位置においてノイズ低減音を放射する。第２のマイク１１は、第２のマイク出力１２へ接続され、第３の位置において残留ノイズをピックアップする。残留ノイズは、１次経路５を介して受信されたノイズと、２次経路８を介して受信されたノイズ低減音とを重畳し、第１の能動ノイズ低減フィルター３は、第１のマイクロホン出力経路２間に接続し、スピーカ入力経路６への加算器１４を介して接続される。第２の能動ノイズ低減フィルター１３は、第２のマイク出力１２と接続され、スピーカ入力６への加算器１４を介して接続される。【選択図】図１

Description

本明細書中開示されるのは、能動ノイズ低減システムであり、詳細には、フィードバックおよびフィードフォワードループを含むノイズ低減システムである。

一般的に利用されている能動ノイズ低減システム（能動ノイズ消去／制御（ＡＮＣ）システムとしても知られる）においては、ノイズ低減後、マイクロホンを用いて音響エラー信号（「残留」信号とも呼ばれる）をピックアップし、このエラー信号をＡＮＣフィルターへと返送する。この種のＡＮＣシステムは、フィードバックＡＮＣシステムと呼ばれる。フィードバックＡＮＣシステム内のＡＮＣフィルターは典型的には、エラーフィードバック信号の位相を逆転させるように構成され、また、エラーフィードバック信号の統合、周波数応答の等化および／または遅延の整合または最小化を行うようにも構成され得る。そのため、フィードバックＡＮＣシステムの質は、ＡＮＣフィルターの質に大きく依存する。いわゆるフィードフォワードまたは他の適切なノイズ低減構造を有するＡＮＣシステムの場合も、同様の問題が発生する。フィードフォワードＡＮＣシステムにおいて、ＡＮＣフィルターによって生成される信号（２次ノイズ）は、外乱信号（１次ノイズ）は振幅および周波数が同じであるが、位相は反対である。そのため、より高性能なＡＮＣシステムを提供することが一般的に必要とされている。

ノイズ低減システムが開示される。上記ノイズ低減システムは、以下を含む：第１の位置においてノイズ信号をピックアップする第１のマイクロホンであって、上記第１のマイクロホンは、第１のマイクロホン出力経路へと電気的に接続される第１のマイクロホンと；、ラウドスピーカ入力経路へと電気的に接続されたラウドスピーカであって、上記ラウドスピーカは、ノイズ低減音を第２の位置において放射する、ラウドスピーカと、上記ノイズと上記ノイズ低減音とからの残留ノイズを第３の位置においてピックアップする第２のマイクロホンであって、上記第２のマイクロホンは、第２のマイクロホン出力経路へと電気的に接続される、第２のマイクロホンと、上記第１のマイクロホン出力経路と上記ラウドスピーカ入力経路との間に接続された第１の能動ノイズ低減フィルターと、上記第２のマイクロホン出力経路と上記ラウドスピーカ入力経路との間に接続された第２の能動ノイズ低減フィルター。上記第１の能動ノイズ低減フィルターは、シェルビングまたは等化フィルターであるか、または、少なくとも１つのシェルビングまたは等化フィルターまたは両方を含む。

多様なある実施形態について、図面中に示す例示的実施形態に基づいて以下に詳細に説明する。他に明記無き限り、類似または同一の構成要素は、全図面中同じ参照符号で示す。

例えば、本願発明は以下の項目を提供する。
（項目１）
ノイズ低減システムであって、
第１の位置においてノイズ信号をピックアップする第１のマイクロホンであって、上記第１のマイクロホンは、第１のマイクロホン出力経路へと電気的に接続される、第１のマイクロホンと、
ラウドスピーカ入力経路へと電気的に接続されたラウドスピーカであって、上記ラウドスピーカは、第２の位置においてノイズ低減音を放射するする、ラウドスピーカと、
上記ノイズと上記ノイズ低減音とからの残留ノイズを第３の位置においてピックアップする第２のマイクロホンであって、上記第２のマイクロホンは、第２のマイクロホン出力経路へと電気的に接続される、第２のマイクロホンと、
上記第１のマイクロホン出力経路と、上記ラウドスピーカ入力経路との間に接続された第１の能動ノイズ低減フィルターと、
上記第２のマイクロホン出力経路と、上記ラウドスピーカ入力経路との間に接続された第２の能動ノイズ低減フィルターと、
を含み、
上記第１の能動ノイズ低減フィルターは、シェルビングまたは等化フィルターであるか、または、少なくとも１つのシェルビングまたは等化フィルターまたは両方を含む、
システム。
（項目２）
上記シェルビングおよび／または等化フィルターは能動または受動アナログフィルターである、上記項目に記載のシステム。
（項目３）
上記シェルビングフィルターは、少なくとも二次フィルター構造を有する、上記項目のうちのいずれか一項に記載のシステム。
（項目４）
上記シェルビングフィルターは、第１の線形増幅器と、少なくとも１つの受動フィルターネットワークとを含む、上記項目のうちのいずれか一項に記載のシステム。
（項目５）
受動フィルターネットワークは、上記第１の線形増幅器のフィードバック経路を形成する、上記項目のうちのいずれか一項に記載のシステム。
（項目６）
受動フィルターネットワークは、上記第１の線形増幅器と直列接続される、上記項目のうちのいずれか一項に記載のシステム。
（項目７）
上記能動ノイズ低減フィルターは、少なくとも１つの等化フィルターを含む、上記項目のうちのいずれか一項に記載のシステム。
（項目８）
上記能動ノイズ低減フィルターは、ジャイレータを含む、上記項目のうちのいずれか一項に記載のシステム。
（項目９）
上記能動ノイズ低減フィルターは、第１の演算増幅器および第２の演算増幅器を含み、上記第１の演算増幅器および第２の演算増幅器は、反転入力、非反転入力および出力をし、
上記第１の演算増幅器の上記非反転入力は、基準電位へと接続され、
上記第１の演算増幅器の上記反転入力は、第１のノードへ第１のレジスタを通じてかつ第１のコンデンサを通じて第２のノードへと接続され、
上記第２のノードは、第２のレジスタを通じて上記基準電位へと接続され、第２のコンデンサを通じて上記第１のノードへと接続され、
上記第１のノードは、第３のレジスタを通じて上記第２の演算増幅器の上記反転入力へと接続され、その反転入力は、第４のレジスタを通じてその出力へとさらに接続され、
上記第２の演算増幅器は非反転入力へ入力信号Ｉｎが供給され、上記第２の演算増幅器の出力から出力信号が提供され、
２つの端部およびタップを有するオーム分圧器は各端部に上記入力信号Ｉｎおよび上記出力信号Ｏｕｔが供給され、上記タップは、第５のレジスタを通じて上記第２のノードへと接続される、
上記項目のうちのいずれか一項に記載のシステム。
（項目１０）
上記入力信号は、第６のレジスタを通じて上記第２の演算増幅器の上記非反転入力へと供給される、上記項目のうちのいずれか一項に記載のシステム。
（項目１１）
上記オーム分圧器は、調節可能なポテンショメータである、上記項目のうちのいずれか一項に記載のシステム。
（項目１２）
上記第２のＡＮＣフィルターは、シェルビングまたは等化フィルターであるか、または、少なくとも１つのさらなるシェルビングまたは等化フィルターを含む、上記項目のうちのいずれか一項に記載のシステム。
（項目１３）
上記さらなるシェルビングまたは等化フィルターは、少なくとも二次フィルター構造を有する、上記項目のうちのいずれか一項に記載のシステム。
（項目１４）
上記さらなるシェルビングまたは等化フィルターは、能動または受動アナログフィルターである、上記項目のうちのいずれか一項に記載のシステム。
（項目１５）
上記第１のＡＮＣフィルターは、少なくとも１つのデジタル有限インパルス応答フィルターであるかまたは少なくとも１つのデジタル有限インパルス応答フィルターを含む、上記項目のうちのいずれか一項に記載のシステム。

（摘要）
ノイズ低減システムが開示される。上記ノイズ低減システムは、第１の位置においてノイズ信号をピックアップする第１のマイクロホンであって、上記第１のマイクロホンは、第１のマイクロホン出力経路へと電気的に接続される、第１のマイクロホンと、ラウドスピーカ入力経路へと電気的に接続されたラウドスピーカであって、上記ラウドスピーカは、第２の位置においてノイズ低減音を放射する、ラウドスピーカと、上記ノイズと上記ノイズ低減音とからの残留ノイズを第３の位置においてピックアップする第２のマイクロホンであって、上記第２のマイクロホンは、第２のマイクロホン出力経路へと電気的に接続される、第２のマイクロホンと、上記第１のマイクロホン出力経路と、上記ラウドスピーカ入力経路との間に接続された第１の能動ノイズ低減フィルターと、上記第２のマイクロホン出力経路と上記ラウドスピーカ入力経路との間に接続された第２の能動ノイズ低減フィルターとを含む。上記第１の能動ノイズ低減フィルターは、シェルビングまたは等化フィルターであるか、または、少なくとも１つのシェルビングまたは等化フィルターまたは両方を含む。

ハイブリッド型能動ノイズ低減システムのブロック図である。上記ハイブリッド型能動ノイズ低減システムにおいて、フィードフォワードおよびフィードバック型能動ノイズ低減システムが組み合わされる。規模周波数応答図であり、図１のシステムにおいて適用可能なシェルビングフィルター伝達特性を示す。アナログ能動一次低音ブーストシェルビングフィルターの構造を示すブロック図である。アナログ能動一次低音カットシェルビングフィルターの構造を示すブロック図である。アナログ能動一次高音強調シェルビングフィルターの構造を示すブロック図である。アナログ能動一次高音カットシェルビングフィルターの構造を示すブロック図である。アナログ能動一次高音カットシェルビングフィルターの別の構造を示すブロック図である。シェルビングフィルター構造およびさらなる等化フィルターを含むＡＮＣフィルターを示すブロック図である。線形増幅器および受動フィルターネットワークを含む別のＡＮＣフィルターを示すブロック図である。アナログ受動一次低音（高音カット）シェルビングフィルターの構造を示すブロック図である。アナログ受動一次高音（低音カット）シェルビングフィルターの構造を示すブロック図である。アナログ受動二次低音（高音カット）シェルビングフィルターの構造を示すブロック図である。アナログ受動二次高音（低音カット）シェルビングフィルターの構造を示すブロック図である。汎用ＡＮＣ（能動）フィルター構造を示すブロック図である。上記汎用ＡＮＣ（能動）フィルター構造は、ブーストまたはカット等化フィルターの調節を高品質および／または低利得で行うことが可能である。図１のシステムにおいて適用することが可能なデジタル有限インパルス応答フィルター（ＦＩＲ）を示すブロック図である。上記１次経路の伝達関数および上記向上したシステムの感度関数を示すボード線図である。開ループシステム、閉ループシステムおよび組み合わされた（すなわち、ハイブリッドシステム）の１次経路の伝達関数および感度関数を示す頭である。

図１を参照して、向上したノイズ低減システムは、第１のマイクロホン１を含む。第１のマイクロホン１は、第１の位置においてノイズ源４からのノイズ信号をピックアップし、第１のマイクロホン出力経路２へと電気的に接続される。ラウドスピーカ７は、ラウドスピーカ入力経路６へと電気的に接続され、第２の位置においてノイズ低減音を放射する。第２のマイクロホン１１は、第２のマイクロホン出力経路１２へと電気的に接続され、第３の位置において残留ノイズをピックアップする。上記残留ノイズは、１次経路５を介して受信されたノイズと、２次経路８を介して受信されたノイズ低減音とを重畳することにより、生成される。第１の能動ノイズ低減フィルター３は、第１のマイクロホン出力経路２間に接続され、ラウドスピーカ入力経路６への加算器１４を介して接続される。第２の能動ノイズ低減フルター１３は、第２のマイクロホン出力経路１２へと接続され、ラウドスピーカ入力経路６への加算器１４を介して接続される。第２の能動ノイズ低減フィルター１３は、少なくとも１つのシェルビングまたは等化（ピーキング）フィルターであるかまたは少なくとも１つのシェルビングまたは等化（ピーキング）フィルターを含む。これらのフィルター（単数または複数）は、例えば二次フィルター構造を持ち得る。

図１のシステムにおいて、開ループ１５および閉ループ１６を組み合わせることにより、いわゆる「ハイブリッド」システムを形成する。開ループ１５は、第１のマイクロホン１と、第１のＡＮＣフィルター３とを含む。閉ループ１６は、第２のマイクロホン１１と、第２のＡＮＣフィルター１３とを含む。第１のマイクロホン出力経路２および第２のマイクロホン出力経路１２ならびにラウドスピーカ入力経路６は、アナログ増幅器と、アナログフィルターまたはデジタルフィルターと、アナログ／デジタル変換器と、デジタル／アナログ変換器または（簡潔差さのために図示していない）他の要素などを含み得る。第１のＡＮＣフィルター３は、少なくとも１つのシェルビングまたは等化フィルターであってもよいし、あるいは少なくとも１つのシェルビングまたは等化フィルターを含んでもよい。

第１のＡＮＣフィルターのシェルビングまたは等化フィルターは、能動アナログフィルターまたは受動アナログフィルターであってもよいし、あるいはデジタルフィルターであってもよい。第２のＡＮＣフィルター内のシェルビングフィルターは、能動アナログフィルターまたは受動アナログフィルターであり得る。例えば、第１のＡＮＣフィルターは、少なくとも１つのデジタル有限インパルス応答フィルターであってもよいし、あるいは少なくとも１つのデジタル有限インパルス応答フィルターを含んでもよい。適切なアナログフィルターおよびデジタルフィルターについて、図２〜図１５を参照して以下に説明する。

図１に示すシステムの感度は、以下の方程式によって記述することができる。
Ｎ（ｚ）＝（Ｈ（ｚ）−Ｗ_ＯＬ（ｚ）・Ｓ_ＣＬ（ｚ）／（１−Ｗ_ＣＬ（ｚ）・Ｓ_ＣＬ（ｚ））、
式中、Ｈ（ｚ）は１次経路５の伝達特性であり、Ｗ_ＯＬ（ｚ）は第１のＡＮＣフィルター３の伝達特性であり、Ｓ_ＣＬ（ｚ）は２次経路８の伝達特性であり、Ｗ_ＣＬ（ｚ）は第２のＡＮＣフィルター１３の伝達特性である。有利なことに、第１のＡＮＣフィルター３（閉ループ）および第２のＡＮＣフィルター１３（閉ループ）は、別個かつ容易に最適化することが可能である。

図２は、図１を参照して説明したシステムにおいて適用可能なアナログシェルビングフィルターの伝達特性１８および１９の模式図である。詳細には、一次高音強調（＋９ｄＢ）シェルビングフィルター（１８）と、低音カット（−３ｄＢ）シェルビングフィルター（１９）とが図示されている。スペクトル形成機能の範囲は線形フィルターの理論によって決定されるが、これらの機能の調節と、これらの機能の調節可能性の柔軟性とは、回路のトポロジーと、満足させるべき要件とに応じて異なる。

単一のシェルビングフィルターは、最小位相（通常は一次のみの）フィルターであり、コーナー周波数よりもずっと高いかまたはずっと低い周波数間の相対利得を変更する。ローシェルビングフィルターまたは低音シェルビングフィルターは、コーナー周波数を超える周波数には影響を与えないようにしつつ、より低い周波数の利得に影響を与えるように、調節される。ハイシェルビングフィルターまたは高音シェルビングフィルターは、より高い周波数の利得のみを調節する。

一方、単一の等化器フィルターは、二次フィルター機能を実行する。この機能においては、以下の３つの調節が行われる：すなわち、中心周波数の選択、品質（Ｑ）係数の調節（品質（Ｑ）係数により、帯域の鮮鋭度ならびにレベルまたは利得が決定され、その結果、選択された中心周波数を周波数に相対して（大幅に）超えてまたは下回ってどのくらいブーストまたはカットするかが決定される）。

換言すれば、ローシェルビングフィルターは、全周波数を通過させるが、シェルビングフィルター周波数よりも低い周波数を指定量だけ増加または低減させる。ハイシェルビングフィルターは、全周波数を通過させるが、シェルビングフィルター周波数を上回る周波数を指定量だけ増加または低減させる。等化（ＥＱ）フィルターは、周波数応答においてピークまたは下落を発生させる。

ここで図３を参照して、アナログ能動一次低音ブーストシェルビングフィルターの１つの任意選択のフィルター構造が図示されている。この図示の構造は、演算増幅器２０を含む。演算増幅器２０は一般的には、反転入力（−）と、非反転入力（＋）と、出力とを有する。フィルター入力信号Ｉｎは、演算増幅器２０の非反転入力へと供給され、演算増幅器２０の出力において、フィルター出力信号Ｏｕｔが提供される。入力信号Ｉｎおよび出力信号Ｏｕｔは、（本例および以下の例において）電圧ＶｉおよびＶｏである。電圧ＶｉおよびＶｏは、基準電位Ｍと呼ばれる。受動フィルター（フィードバック）ネットワークは、２つのレジスタ２１および２２と、コンデンサ２３とを含む。上記受動フィルター（フィードバック）ネットワークは、基準電位Ｍと、演算増幅器２０の反転入力と、演算増幅器２０の出力との間に接続され、これにより、レジスタ２２およびコンデンサ２３が演算増幅器２０の反転入力および出力の間において相互に並列接続される。さらに、レジスタ２１は、演算増幅器２０反転入力と、基準電位Ｍとの間に接続される。

図３のフィルターの複素周波数に対する伝達特性Ｈ（ｓ）は、以下のようになる。
Ｈ（ｓ）＝Ｚ_ｏ（ｓ）／Ｚ_ｉ（ｓ）＝１＋（Ｒ_２２／Ｒ_２１）・（１／（１＋ｓＣ_２３Ｒ_２２））、
式中、Ｚ_ｉ（ｓ）は上記フィルターの入力インピーダンスであり、Ｚ_ｏ（ｓ）は上記フィルターの出力インピーダンスであり、Ｒ_２１はレジスタ２１の抵抗であり、Ｒ_２２はレジスタ２２の抵抗であり、Ｃ_２３はコンデンサ２３のキャパシタンスである。上記フィルターのコーナー周波数ｆ_０において、ｆ_０＝１／２πＣ_２３Ｒ_２２である。より低い周波数（≒０Ｈｚ）における利得Ｇ_ＬはＧ_Ｌ＝１＋（Ｒ_２２／Ｒ_２１）であり、より高い周波数（≒∞Ｈｚ）における利得Ｇ_ＨはＧ_Ｈ＝１である。利得Ｇ_Ｌおよびコーナー周波数ｆ_０は、例えば、用いられる音響システム（ラウドスピーカ−室内−マイクロホンシステム）によって決定される。あるーナー周波数ｆ_０において、レジスタ２１および２２の抵抗Ｒ_２１およびＲ_２２は、以下のようになる。
Ｒ_２２＝１／２πｆ_０Ｃ_２３
Ｒ_２１＝Ｒ_２２／（Ｇ_Ｌ−１）。

上記の２つの方程式から分かるように、３つの変数がありまた方程式は２つしかないため、これは過剰決定方程式系である。よって、さらなる任意の要求またはパラメータ（例えば、機械的サイズおよびよってコンデンサ２３の容量Ｃ_２３に依存する、当該フィルターの機械的サイズ）に基づいてフィルター設計者が１つの変数を選択する必要がある。

図４は、アナログ能動一次低音カットシェルビングフィルターの任意選択のフィルター構造を示す。この図示の構造は、演算増幅器２４を含む。演算増幅器２４の非反転入力は基準電位Ｍへと接続され、演算増幅器２４の反転入力は受動フィルターネットワークへと接続される。この受動フィルターネットワークには、フィルター入力信号Ｉｎおよびフィルター出力信号Ｏｕｔが供給される。この受動フィルターネットワークは、３つのレジスタ２５、２６および２７と、コンデンサ２８とを含む。演算増幅器２４の反転入力は、レジスタ２５を通じて入力信号Ｉｎへと接続され、レジスタ２６を通じて出力信号Ｏｕｔへと接続される。レジスタ２７およびコンデンサ２８は、相互に直列接続され、全体的にはレジスタ２５と並列接続される（すなわち、演算増幅器２４の反転入力も、レジスタ２７およびコンデンサ２８を通じて入力信号Ｉｎへと接続される）。

図４のフィルターの伝達特性Ｈ（ｓ）を以下に示す。
Ｈ（ｓ）＝Ｚ_ｏ（ｓ）／Ｚ_ｉ（ｓ）
＝（Ｒ_２６／Ｒ_２５）・（（１＋ｓＣ_２８（Ｒ_２５＋Ｒ_２７））／（１＋ｓＣ_２８Ｒ_２７））
式中、Ｒ_２５はレジスタ２５の抵抗であり、Ｒ_２６はレジスタ２６の抵抗であり、Ｒ_２７はレジスタ２７の抵抗であり、Ｃ_２８はコンデンサ２８のキャパシタンスである。上記フィルターのコーナー周波数ｆ_０は、ｆ_０＝１／２πＣ_２８Ｒ_２７である。より低い周波数（≒０Ｈｚ）における利得Ｇ_ＬはＧ_Ｌ＝（Ｒ_２６／Ｒ_２５）であり、より高い周波数（≒∞Ｈｚ）における利得ＧＨはＧ_Ｈ＝Ｒ_２６・（Ｒ_２５＋Ｒ_２７）／（Ｒ_２５・Ｒ_２７）であり、１となるべきである。利得Ｇ_Ｌおよびコーナー周波数ｆ_０は、例えば、用いられる音響システム（ラウドスピーカ−室内−マイクロホンシステム）によって決定される。あるコーナー周波数ｆ_０について、レジスタ２５および２７の抵抗Ｒ_２５およびＲ_２７は以下のようになる。
Ｒ_２５＝Ｒ_２６／Ｇ_Ｌ
Ｒ_２７＝Ｒ_２６／（Ｇ_Ｈ−Ｇ_Ｌ）
コンデンサ２８のキャパシタンスは、以下のようになる。
Ｃ_２８＝（Ｇ_Ｈ−Ｇ_Ｌ）／２πｆ_０Ｒ_２６
ここでも、過剰決定方程式系がある。この場合、過剰決定方程式系内には４つの変数があるが、方程式は３つのみである。そのため、フィルター設計者は、１つの変数（例えば、レジスタ２６の抵抗Ｒ_２６）を選択する必要がある。

図５は、アナログ能動一次高音強調シェルビングフィルターの任意選択のフィルター構造を示す。この図示の構造は、演算増幅器２９を含む。演算増幅器２９内において、フィルター入力信号Ｉｎが、演算増幅器２９の非反転入力へと供給される。コンデンサ３０および２つのレジスタ３１および３２を含む受動フィルター（フィードバック）ネットワークが、基準電位Ｍと、演算増幅器２９の反転入力と、演算増幅器２９の出力との間に接続され、これにより、レジスタ３１およびコンデンサ３０が上記反転入力と基準電位Ｍとの間において相互に直列接続される。さらに、レジスタ３２は、演算増幅器２９の反転入力と、演算増幅器２９の出力との間に接続される。

図５のフィルターの伝達特性Ｈ（ｓ）を以下に示す。
Ｈ（ｓ）＝Ｚ_ｏ（ｓ）／Ｚ_ｉ（ｓ）＝（１＋ｓＣ_３０（Ｒ_３１＋Ｒ_３２））／（１＋ｓＣ_３０Ｒ_３１）
式中、Ｃ_３０はコンデンサ３０のキャパシタンスであり、Ｒ_３１はレジスタ３１の抵抗であり、Ｒ_３２はレジスタ３２の抵抗である。このフィルターのコーナー周波数ｆ_０は、ｆ_０＝１／２πＣ_３０Ｒ_３１である。より低い周波数（≒０Ｈｚ）における利得Ｇ_ＬはＧ_Ｌ＝１であり、より高い周波数（≒\Ｈｚ）における利得Ｇ_ＨはＧ_Ｈ＝１＋（Ｒ_３２／Ｒ_３１）である。利得Ｇ_Ｈおよびコーナー周波数ｆ_０は、例えば、用いられる音響システム（ラウドスピーカ−室内−マイクロホンシステム）によって決定される。あるコーナー周波数ｆ_０について、レジスタ３１および３２の抵抗Ｒ_３１およびＲ_３２は、以下のようになる。
Ｒ_３１＝１／２πｆ_０Ｃ_３０
Ｒ_３２＝Ｒ_３１／（Ｇ_Ｈ−１）。

ここでも、過剰決定方程式系がある。この場合、上記過剰決定方程式系内には３つの変数があるが、方程式は２つしかない。そのため、フィルター設計者は、他の任意の要求またはパラメータ（例えば、レジスタ３２の抵抗Ｒ_３２）に基づいて１つの変数を選択する必要がある。これは、有利である。なぜならば、レジスタ３２内を流れている演算増幅器の出力電流を低く保持するためには、レジスタ３２を過度に小さくしてはならないからである。

図６は、アナログ能動一次高音カットシェルビングフィルターの任意選択のフィルター構造を示す。この図示の構造は、演算増幅器３３を含む。演算増幅器３３の非反転入力は基準電位Ｍおよびへと接続され、演算増幅器３３の反転入力は受動フィルターネットワークへと接続される。この受動フィルターネットワークには、フィルター入力信号Ｉｎおよびフィルター出力信号Ｏｕｔが供給される。この受動フィルターネットワークは、コンデンサ３４と、３つのレジスタ３５、３６および３７とを含む。演算増幅器３３の反転入力は、レジスタ３５を通じて入力信号Ｉｎへと接続され、レジスタ３６を通じて出力信号Ｏｕｔへと接続される。レジスタ３７およびコンデンサ３４は、相互に直列接続され、全体的にはレジスタ３６と並列接続される（すなわち、演算増幅器３３の反転入力も、レジスタ３７およびコンデンサ３４を通じて出力信号Ｏｕｔへと接続される）。

図６のフィルターの伝達特性Ｈ（ｓ）を以下に示す。

Ｈ（ｓ）＝Ｚ_ｏ（ｓ）／Ｚ_ｉ（ｓ）
＝（Ｒ_３６／Ｒ_３５）・（１＋ｓＣ_３４Ｒ_３７）／（１＋ｓＣ_３４（Ｒ_３６＋Ｒ_３７））
式中、Ｃ_３４はコンデンサ３４のキャパシタンスであり、Ｒ_３５はレジスタ３５の抵抗であり、Ｒ_３６はレジスタ３６の抵抗であり、Ｒ_３７はレジスタ３７の抵抗である。

上記フィルターのコーナー周波数ｆ_０は、ｆ_０＝１／２πＣ_３４（Ｒ_３６＋Ｒ_３７）である。より低い周波数（≒０Ｈｚ）における利得Ｇ_Ｌは、Ｇ_Ｌ＝（Ｒ_３６／Ｒ_３５）であり、１となるべきである。より高い周波数（≒∞Ｈｚ）における利得Ｇ_Ｈは、Ｇ_Ｈ＝Ｒ_３６・Ｒ_３７／（Ｒ_３５・（Ｒ_３６＋Ｒ_３７））である。利得Ｇ_Ｌおよびコーナー周波数ｆ_０は、例えば、用いられる音響システム（ラウドスピーカ−室内−マイクロホンシステム）によって決定される。あるコーナー周波数ｆ_０について、レジスタ３５、３６および３７の抵抗Ｒ_３５、Ｒ_３６およびＲ_３７は、以下のようになる。
Ｒ_３５＝Ｒ_３６
Ｒ_３７＝Ｇ_Ｈ・Ｒ_３６／（１−Ｇ_Ｈ）
コンデンサ３４のキャパシタンスは、以下のようになる。
Ｃ_３４＝（１−Ｇ_Ｈ）／２πｆ_０Ｒ_３６。

レジスタ３６内を流れている上記演算増幅器の出力電流を低く保持するために、レジスタ３６を過度に小さくすべきではない。

図７は、別のフィルター構造のアナログ能動一次高音カットシェルビングフィルターを示す。この図示の構造は、演算増幅器３８を含む。演算増幅器３８において、フィルター入力信号Ｉｎは、レジスタ３９を介して演算増幅器３８の非反転入力へと供給される。コンデンサ４０およびレジスタ４１を含む受動フィルターネットワークが、基準電位Ｍと演算増幅器３８の非反転入力との間に接続され、これにより、コンデンサ３０およびレジスタ４１が上記非反転入力と基準電位Ｍとの間において相互に直列接続される。さらに、レジスタ４２は、反転入力と演算増幅器３８の出力との間において信号フィードバックのために接続される。

図７のフィルターの伝達特性Ｈ（ｓ）を以下に示す。
Ｈ（ｓ）＝Ｚ_ｏ（ｓ）／Ｚ_ｉ（ｓ）＝（１＋ｓＣ_４０Ｒ_４１）／（１＋ｓＣ_４０（Ｒ_３９＋Ｒ_４１））
式中、Ｒ_３９はレジスタ３９の抵抗であり、Ｃ_４０はコンデンサ４０のキャパシタンスであり、Ｒ_４１はレジスタ４１の抵抗であり、Ｒ_４２はレジスタ４２の抵抗である。上記フィルターのコーナー周波数ｆ_０は、ｆ_０＝１／２πＣ_４０（Ｒ_３９＋Ｒ_４１）である。より低い周波数（≒０Ｈｚ）における利得Ｇ_ＬはＧ_Ｌ＝１であり、より高い周波数（≒∞Ｈｚ）における利得Ｇ_ＨはＧ_Ｈ＝Ｒ_４１／（Ｒ_３９＋Ｒ_４１）＜１である。利得Ｇ_Ｈおよびコーナー周波数ｆ_０は、例えば、用いられる音響システム（ラウドスピーカ−室内−マイクロホンシステム）によって決定される。あるコーナー周波数ｆ_０について、レジスタ３９および４１の抵抗Ｒ_３９およびＲ_４１は以下のようになる。
Ｒ_３９＝Ｇ_ＨＲ_４２／（１−Ｇ_Ｈ）
Ｒ_４１＝（１−Ｇ_Ｈ）／２πｆ_０Ｒ_４２
レジスタ４２内を流れている演算増幅器の出力電流を低く保持するために、レジスタ４２を過度に小さくすべきではない。

図８に示すＡＮＣフィルターは、図５に関連して上述したシェルビングフィルター構造に基づく。このＡＮＣフィルターは、２つのさらなる等化フィルター４３および４４を含む。そのうち１つの等化フィルター４３は、第１の周波数帯のためのカット等化フィルターであり得、他方のフィルターは、第２の周波数帯のためのブースト等化フィルターであり得る。一般的に、等化は、１つの信号内の周波数帯間のバランスを調節するプロセスである。

等化フィルター４３は、ジャイレータを含み、一端において基準電位Ｍへと接続され、他端において演算増幅器２９の非反転入力へと接続される。ここで、入力信号Ｉｎは、レジスタ４５を通じて非反転入力へと供給される。等化フィルター４３は、演算増幅器４６を含む。演算増幅器４６の反転入力および出力は、相互に接続される。演算増幅器４６の非反転入力は、レジスタ４７を通じて基準電位Ｍへと接続され、２つの直列接続されたコンデンサ４８および４９を通じて演算増幅器２９の非反転入力へと接続される。２つのコンデンサ４８および４９間のタップは、レジスタ５０を通じて演算増幅器４６の出力へと接続される。

等化フィルター４４は、ジャイレータを含み、一端において基準電位Ｍへと接続され、他端において演算増幅器２９の反転入力へと接続される（すなわち、等化フィルター４４は、コンデンサ３０およびレジスタ３１の直列接続と並列に接続される）。等化フィルター４４は、演算増幅器５１を含む。演算増幅器５１の反転入力および出力は、相互に接続される。演算増幅器４６の非反転入力は、レジスタ５２を通じて基準電位Ｍへと接続され、２つの直列接続されたコンデンサ５３および５４を通じて演算増幅器２９の反転入力へと接続される。２つのコンデンサ５３および５４間のタップは、レジスタ５５を通じて演算増幅器５１の出力へと接続される。

電池から電力供給を受けるモバイルデバイスにおけるＡＮＣフィルターにおける問題として、用いられる演算増幅器が多いほど、電力消費も高くなる点がある。しかし、電力消費が高くなった場合、望ましい動作時間が同じである場合、より大型でありかつより大きな占有空間を必要とする電池が必要となり、あるいは、同じ種類の電池の場合、上記モバイルデバイスの作動時間が低減する。演算増幅器の数をさらに低減するための１つのアプローチとして、線形増幅のみのための演算増幅器を用い、上記演算増幅器の下流（または上流）（または２つの増幅器間に）接続された受動ネットワークを用いてフィルタリング機能を実行する方法がある。このようなＡＮＣフィルター構造の例示的構造を図９に示す。

図９のＡＮＣフィルターにおいて、演算増幅器５６の非反転入力において、入力信号Ｉｎが供給される。２つのレジスタ５７および５８を含む受動型の非フィルタリングネットワークが、基準電位Ｍへと接続され、演算増幅器５６の反転入力および出力により、線形増幅器ならびにレジスタ５７および５８が形成される。詳細には、レジスタ５７は、基準電位Ｍと、演算増幅器５６の反転入力との間に接続され、レジスタ５８は、演算増幅器５６の出力および反転入力間に接続される。受動フィルタリングネットワーク５９は、演算増幅器の下流に接続される（すなわち、ネットワーク５９の入力は、演算増幅器５６の出力へと接続される）。ＡＮＣフィルターの全般的ノイズ挙動の観点からみると、下流接続の方が上流接続よりも有利である。図９のＡＮＣフィルターにおいて適用することが可能な受動フィルタリングネットワークの例について、以下において図１０〜図１３と関連して例示する。

図１０は、アナログ受動一次低音（高音カット）シェルビングフィルターのフィルター構造を示す。この構造において、フィルター入力信号Ｉｎは、レジスタ６１を通じてノードへと供給される。上記ノードにおいて、出力信号Ｏｕｔが提供される。コンデンサ６０およびレジスタ６２の直列接続は、基準電位Ｍとこのノードとの間に接続される。図１０のフィルターの伝達特性Ｈ（ｓ）を以下に示す。
Ｈ（ｓ）＝Ｚ_ｏ（ｓ）／Ｚ_ｉ（ｓ）＝（１＋ｓＣ_６０Ｒ_６２）／（１＋ｓＣ_６０（Ｒ_６１＋Ｒ_６２））
式中、Ｃ_６０はｏコンデンサ６０のキャパシタンスであり、Ｒ_６１はレジスタ６１の抵抗であり、Ｒ６２はレジスタ６２の抵抗である。フィルターのコーナー周波数ｆ_０は、ｆ_０＝１／２πＣ_４０（Ｒ_６１＋Ｒ_６２）である。より低い周波数（≒０Ｈｚ）における利得Ｇ_ＬはＧ_Ｌ＝１であり、より高い周波数（≒∞Ｈｚ）における利得Ｇ_Ｈは、Ｇ_Ｈ＝Ｒ_６２／（Ｒ_６１＋Ｒ_６２）である。あるコーナー周波数ｆ_０について、レジスタ６１および６２の抵抗Ｒ_６１およびＲ_６２を以下に示す。
Ｒ_６１＝（１−Ｇ_Ｈ）／２πｆ_０Ｃ_６０、
Ｒ_６２＝Ｇ_Ｈ／２πｆ_０Ｃ_６０。

フィルター設計者は、１つの変数を選択する必要がある（例えば、コンデンサ６０のキャパシタンスＣ_６０）。

図１１は、アナログ受動一次高音（低音カット）シェルビングフィルターのフィルター構造を示す。この構造において、フィルター入力信号Ｉｎがレジスタ６３を通じてノードへと供給される。上記ノードにおいて、出力信号Ｏｕｔが提供される。レジスタ６４は、基準電位Ｍとこのノードとの間において接続される。さらに、コンデンサ６５は、レジスタ６３と並列接続される。図１１のフィルターの伝達特性Ｈ（ｓ）を以下に示す。
Ｈ（ｓ）＝Ｚ_ｏ（ｓ）／Ｚ_ｉ（ｓ）＝Ｒ_６４（１＋ｓＣ_６５Ｒ_６３）／（（Ｒ_６３＋Ｒ_６４）＋ｓＣ_６５Ｒ_６３Ｒ_６４）
式中、Ｒ_６３はレジスタ６３の抵抗であり、Ｒ_６４はレジスタ６４の抵抗であり、Ｃ_６５はコンデンサ６５のキャパシタンスである。このフィルターのコーナー周波数ｆ_０は、ｆ_０＝（Ｒ_６３＋Ｒ_６４）／２πＣ_６５Ｒ_６３Ｒ_６４）である。より高い周波数（≒∞Ｈｚ）における利得Ｇ_ＨはＧ_Ｈ＝１であり、より低い周波数（≒０Ｈｚ）にある利得Ｇ_ＬはＧ_Ｌ＝Ｒ_６４／（Ｒ_６３＋Ｒ_６４）である。あるコーナー周波数ｆ_０について、レジスタ６１および６２の抵抗Ｒ_６１およびＲ_６２は、以下のようになる。
Ｒ_６３＝１／２πｆ_０Ｃ_６５Ｇ_Ｌ、
Ｒ_６４＝１／２πｆ_０Ｃ_６５（１−Ｇ_Ｌ）
図１２は、アナログ受動二次低音（高音カット）シェルビングフィルターのフィルター構造である。この構造において、フィルター入力信号Ｉｎは、インダクタ６６およびレジスタ６７の直列接続を通じてノードへと供給される。上記ノードにおいて、出力信号Ｏｕｔが供給される。レジスタ６８、インダクタ６９およびコンデンサ７０の直列接続は、基準電位Ｍと、このノードとの間に接続される。図１２のフィルターの伝達特性Ｈ（ｓ）を以下に示す。
Ｈ（ｓ）＝Ｚ_ｏ（ｓ）／Ｚ_ｉ（ｓ）
＝（１＋ｓＣ_７０Ｒ_６８＋ｓ^２Ｃ_７０Ｌ_６９）／（１＋ｓＣ_７０（Ｒ_６７＋Ｒ_６８）＋ｓ^２Ｃ_７０（Ｌ_６６＋Ｌ_６９））
式中、Ｌ_６６はインダクタ６６のインダクタンスであり、Ｒ_６７はレジスタ６７の抵抗であり、Ｒ_６８はレジスタ６８の抵抗であり、Ｌ_６９はインダクタ６９のインダクタンスであり、Ｃ_７０はコンデンサ７０のキャパシタンスであえる。フィルターのコーナー周波数ｆ_０は、ｆ_０＝１／（２π（Ｃ_７０（Ｌ_６６＋Ｌ_６９））^−１／２）および品質係数Ｑ＝（１／（Ｒ_６７＋Ｒ_６８））・（（Ｌ_６６＋Ｌ_６９）／Ｃ_７０）^−１／２）を有する。より低い周波数（≒０Ｈｚ）における利得Ｇ_ＬはＧ_Ｌ＝１であり、より高い周波数（≒∞Ｈｚ）における利得Ｇ_ＨはＧ_Ｈ＝Ｌ_６９／（Ｌ_６６＋Ｌ_６９）である。あるコーナー周波数ｆ_０について、抵抗Ｒ_６７、キャパシタンスＣ_７０およびインダクタンスＬ_６９は以下のようになる。
Ｌ_６９＝（Ｇ_ＨＬ_６６）／（１−Ｇ_Ｈ）、
Ｃ_７０＝（１−Ｇ_Ｈ）／（（２πｆ０）^２Ｌ_６６）、および
Ｒ_６８＝（（Ｌ_６６＋Ｌ_６９）／Ｃ_７０）^−１／２−Ｒ_６７Ｑ）／Ｑ。

図１３は、アナログ受動二次高音（低音カット）シェルビングフィルターのフィルター構造を示す。この構造において、フィルター入力信号Ｉｎは、コンデンサ７１およびレジスタ７２の直列接続を通じてノードへと供給される。上記ノードにおいて、出力信号Ｏｕｔが提供される。レジスタ７３、インダクタ７４およびコンデンサ７５の直列接続は、基準電位Ｍとこのノードとの間に接続される。図１３のフィルターの伝達特性Ｈ（ｓ）を以下に示す。

Ｈ（ｓ）＝Ｚ_ｏ（ｓ）／Ｚ_ｉ（ｓ）
＝Ｃ_７１（１＋ｓＣ_７５Ｒ_７３＋ｓ^２Ｃ_７５Ｌ_７４）／（（Ｃ_７１＋Ｃ_７５）＋ｓＣ_７１Ｃ_７５（Ｒ_７２＋Ｒ_７３）＋ｓ^２Ｃ_７１Ｃ_７５Ｌ_７４）
式中、Ｃ_７１はコンデンサ７１のキャパシタンスであり、Ｒ_７２はレジスタ７２の抵抗であり、Ｒ_７３はレジスタ７３の抵抗であり、Ｌ_７４はインダクタ７４のインダクタンスであり、Ｃ_７５はコンデンサ７５のキャパシタンスである。フィルターのコーナー周波数ｆ_０は、ｆ_０＝（（Ｃ_７１＋Ｃ_７５）／（４π^２（Ｌ_７４Ｃ_７１Ｃ_７５））^−１／２および品質係数Ｑ＝（１／（Ｒ_７２＋Ｒ_７３））・（（Ｃ_７１＋Ｃ_７５）Ｌ_７４／（Ｃ_７１Ｃ_７５））^−１／２を有する。より高い周波数（≒∞Ｈｚ）における利得Ｇ_ＨはＧ_Ｈ＝１であり、より低い周波数（≒０Ｈｚ）における利得Ｇ_ＬはＧ_Ｌ＝Ｃ_７１／（Ｃ_７１＋Ｃ_７５）である。あるコーナー周波数ｆ_０について、抵抗Ｒ_７３、キャパシタンスＣ_７５およびインダクタンスＬ_７４は、以下のようになる。
Ｃ_７５＝（１−Ｇ_Ｌ）Ｃ_７１／Ｇ_Ｌ、
Ｌ_７４＝１／（（２πｆ_０）^２Ｃ_７１（１−Ｇ_Ｌ））、および
Ｒ_７３＝（（Ｌ_７４／（Ｃ_７０（１−Ｇ_Ｌ）））^−１／２／Ｑ）−Ｒ_７２。

上記例において用いられる全インダクタの代わりに、適切に構成されたジャイレータを用いてもよい。

図１４を参照して、汎用能動フィルター構造について説明する。この構造は、ブーストまたはカット等化において調節可能である。上記フィルターは、線形増幅器としての演算増幅器７６と、修正ジャイレータ回路とを含む。詳細には、上記汎用能動フィルター構造は、別の演算増幅器７７を含む。演算増幅器７７の非反転入力は、基準電位Ｍへと接続される。演算増幅器７７の反転入力は、レジスタ７８を通じて第１のノード７９へと接続され、コンデンサ８０を通じて第２のノード８１へと接続される。第２のノード８１は、レジスタ８２を通じて基準電位Ｍへと接続され、コンデンサ８３を通じて第１のノード７９へと接続される。第１のノード７９は、レジスタ８４を通じて演算増幅器７６の反転入力へと接続され、その反転入力は、レジスタ８５を通じて出力へとさらに接続される。演算増幅器７６の非反転入力は、レジスタ８６を通じて入力信号Ｉｎへと供給される。ポテンショメータ８７は、２つの部分的レジスタ８７ａおよび８７ｂと共に調節可能なオーム分圧器を形成し、２つの端部を有する。調節可能なタップに、各端部において入力信号Ｉｎおよび出力信号Ｏｕｔが供給される。上記タップは、レジスタ８８を通じて第２のノード８１へと接続される。

図１４のフィルターの伝達特性Ｈ（ｓ）を以下に示す。
Ｈ（ｓ）＝（ｂ_０＋ｂ_１ｓ＋ｂ_２ｓ^２）／（ａ_０＋ａ_１ｓ＋ａ_２ｓ^２）
ｂ_０＝Ｒ_８４Ｒ_８７ａＲ_８８＋Ｒ_８７ｂＲ_８８Ｒ＋Ｒ_８７ａＲ_８８Ｒ＋Ｒ_８４Ｒ_８７ｂＲ_８８＋Ｒ_８４Ｒ_８７ｂＲ_８２＋Ｒ_８４Ｒ_８７ａＲ_８２＋Ｒ_８４Ｒ_８７ａＲ_８７ｂ＋Ｒ_８７ａＲ_８７ｂＲ＋ＲＲ_８７ｂＲ_８２＋ＲＲ_８７ａＲ_８２、
ｂ１＝Ｒ_８７ａＣ_８０Ｒ_８２ＲＲ_８８＋ＲＣ_８３Ｒ_８８Ｒ_８２Ｒ_８７ｂ＋Ｒ_８４Ｒ_８７ｂＲ_８８Ｃ_８３Ｒ_８２＋Ｒ_８７ａＣ_８３Ｒ_８２ＲＲ_８８＋Ｒ_８４Ｒ_８７ａＲ_８８Ｃ_８３Ｒ_８２＋Ｒ_８４Ｒ_８７ａＲ_８７ｂＣ_８０Ｒ_８２＋Ｒ_８４Ｒ_８７ａＲ_８８Ｃ_８０Ｒ_８２＋Ｒ_８４Ｒ_８７ｂＲ_８８Ｃ_８０Ｒ_８２＋Ｒ_８７ａＣ_８０Ｒ_８２ＲＲ_８７ｂ＋Ｃ_８０Ｒ_８２Ｒ_７８ＲＲ_８７ｂ＋ＲＣ_８０Ｒ_８８Ｒ_８２Ｒ_８７ｂ＋Ｒ_８４Ｒ_８７ａＲ_８７ｂＣ_８３Ｒ_８２＋Ｒ_８７ａＣ_８３Ｒ_８２ＲＲ_８７ｂ、
ｂ_２＝Ｒ_８７ａＲ_８２Ｒ_８８ＲＣ_８０Ｃ_８３Ｒ_７８＋ＲＲ_８７ｂＲ_８８Ｃ_８０Ｃ_８３Ｒ_８２Ｒ_７８＋Ｒ_８４Ｒ_８７ｂＲ_８８Ｃ_８０Ｃ_８３Ｒ_８２Ｒ_７８＋Ｒ_８４Ｒ_８７ａＲ_８８Ｃ_８０Ｃ_８３Ｒ_８２Ｒ_７８＋Ｒ_８４Ｒ_８７ａＲ_８７ｂＣ_８０Ｃ_８３Ｒ_８２Ｒ_７８＋ＲＲ_８７ａＲ_８７ｂＣ_８０Ｃ８３Ｒ_８２Ｒ_７８
ａ_０＝Ｒ_８４Ｒ_８７ｂＲ_８２＋Ｒ_８４Ｒ_８７ａＲ_８２＋Ｒ_８４Ｒ_８７ｂＲ_８８＋Ｒ_８４Ｒ_８７ａＲ_８８＋Ｒ_８４Ｒ_８７ａＲ_８７ｂ、
ａ_１＝Ｒ_８４Ｒ_８７ｂＲ_８８Ｃ_８０Ｒ_８２＋Ｒ_８４Ｒ_８７ｂＲ_８８Ｃ_８３Ｒ_８２＋Ｒ_８４Ｒ_８７ａＲ_８８Ｃ_８３Ｒ_８２＋Ｒ_８４Ｒ_８７ａＲ_８８Ｃ_８０Ｒ_８２＋Ｒ_８４Ｒ_８７ａＲ_８７ｂＣ_８３Ｒ_８２＋Ｒ_８４Ｒ_８７ａＲ_８７ｂＣ_８０Ｒ_８２-Ｒ_８７ａＲ_８２Ｃ_８０ＲＲ_７８、
ａ_２＝Ｒ_８４Ｒ_８７ｂＲ_８８Ｃ_８０Ｃ_８３Ｒ_８２Ｒ_７８＋Ｒ_８４Ｒ_８７ａＲ_８８Ｃ_８０Ｃ_８３Ｒ_８２Ｒ_７８＋Ｒ_８４Ｒ_８７ａＲ_８７ｂＣ_８０Ｃ_８３Ｒ_８２Ｒ_７８
式中、レジスタＸは、抵抗Ｒ_Ｘ（Ｘ＝７８、８２、８４、８５、８６、８７ａ、８７ｂ、８８）を有する。コンデンサＹは、キャパシタンスＣ_Ｙ（Ｙ＝８０、８３）およびＲ_８５＝Ｒ_８６＝Ｒを有する。

一般的にはシェルビングフィルターおよび詳細には二次シェルビングフィルターは、等化フィルターと同様に、ＡＮＣフィルターへの適用において設計を注意深くする必要があるが、多くの利点も提供する（例えば、最小位相特性、小さな空間およびエネルギー消費）。

図１５は、図１のシステム中の第１のＡＮＣフィルター３としてまたは図１のシステム中の第１のＡＮＣフィルター３内において用いることが可能なデジタル有限インパルス応答ＦＩＲフィルターを示す。このＦＩＲフィルターは、例えば、４個の直列接続された遅延要素９０〜９３を含む。これらの遅延要素９０〜９３のうち第１の遅延要素へ、デジタル入力信号Ｘ（ｚ）が供給される。遅延要素９０〜９３の入力信号ｘ（ｚ）および出力信号は、係数要素９４〜９８を通じて特定の係数ｈ（０）、ｈ（１）−ｈ（４）と共に図示のように加算器へまたは４つの加算器９９〜１０２へと供給され、これにより、係数要素９４〜９８からの信号を加算し、これにより出力信号Ｙ（ｚ）が得られる。係数ｈ（０）、ｈ（１）〜ｈ（４）に基づいて、フィルター特性が決定される。上記フィルター特性は、シェルビング特性または他の任意の特性（例えば、等化特性）であり得る。

図１６から分かるように、開ループシステムを閉ループシステムと組み合わせることにより、より広い周波数範囲においてより顕著な減衰特性を達成することが可能になる。図１６に示す上図において、上記組み合わされたシステムの例示的周波数特性を、周波数に対する規模として示している。図１６の下図は、周波数に対する例示的位相特性を位相として示す。各図は、以下を示す：ａ）受動伝達特性（すなわち、１次経路５の伝達特性Ｈ（ｚ））、およびｂ）組み合わされた開ループおよび閉ループシステムの感度関数Ｎ（ｚ）。

開ループシステム１５および閉ループシステム１６それぞれの占有部分が、ノイズの全体的低減に貢献する様子を図１７に示す。図１７は、１次経路の伝達特性Ｈ（ｚ）の例示的規模周波数応答と、開ループシステム（Ｎ_ＯＬ）、閉ループシステム（Ｎ_ＣＬ）および組み合わされたシステム（Ｎ_ＯＬ＋_ＣＬ）の感度関数とを示す。これらの図によれば、閉ループシステム１６は、より低い周波数範囲においてより高効率になり、開ループシステム１５は、より高い周波数範囲においてより高効率になる。

図示のシステムは、第２のＡＮＣフィルターがアナログフィルターでありかつ第１のフィルターがアナログまたはデジタルフィルターである多様な用途（例えば、ＡＮＣヘッドフォン）に適している。

本発明を実現する多様な例について開示してきたが、当業者にとって、本発明の利点のうちいくつかを達成する多様な変更および改変が（本発明の意図および範囲から逸脱することなく）可能であることが明らかである。当業者であれば、同一機能を行う他の構成要素を適切に代用することが可能であることを理解する。本発明に対するこのような変更は、添付の特許請求の範囲によって網羅されることが意図される。

Claims

本明細書に記載の発明。