JP2015159418A - 伝送路特性調整回路及び伝送路特性調整装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 伝送路特性を高精度に調整する伝送路特性調整回路及び伝送路特性調整装置を提供する。
【解決手段】 伝送路調整回路は、伝送路を伝搬する信号のエッジを検出することにより、前記信号と同じ波高値の矩形波を生成する生成部と、前記矩形波と前記信号の波形を比較し、当該比較結果に応じて、前記伝送路の特性を変化させる回路素子に印加される電圧を調整する調整部とを有する。
【選択図】図３

Description

本件は、伝送路特性調整回路及び伝送路特性調整装置に関する。

伝送路を介して音声やデータなどの情報を伝送する場合、情報は、符号化され、信号に収容されて伝送される。符号化方式としては、例えば、ＲＺ（Return to Zero）方式、ＮＲＺ（Non Return to Zero）方式、ＮＲＺＩ（Non Return to Zero Inversion）方式、ＡＭＩ（Alternate Mark Inversion）方式、ＣＭＩ（Code Mark Inversion）方式、及びマンチェスタ方式が挙げられる。

経年劣化などにより伝送路特性が劣化すると、信号に誤差が生ずるため、伝送品質が低下する。このため、伝送路特性の変化に応じて、伝送路特性を調整する技術が用いられる。

伝送路特性の調整に関し、例えば特許文献１には、距離ごとの伝送線路の特性を補正する回路が開示されている。

特公昭６１−２６２５４号公報

しかし、特許文献１に開示された回路は、信号の出力波形のピーク値と所定の基準値を差動増幅することにより制御電圧を生成するため、基準値の精度が低いと、伝送線路特性の調整の精度が低くなるという問題がある。

そこで本件は上記の課題に鑑みてなされたものであり、伝送路特性を高精度に調整する伝送路特性調整回路及び伝送路特性調整装置を提供することを目的とする。

本明細書に記載の伝送路調整回路は、伝送路を伝搬する信号のエッジを検出することにより、前記信号と同じ波高値の矩形波を生成する生成部と、前記矩形波と前記信号の波形を比較し、当該比較結果に応じて、前記伝送路の特性を変化させる回路素子に印加される電圧を調整する調整部とを有する。

本明細書に記載の伝送路特性調整装置は、伝送路の特性を変化させる回路素子と、前記伝送路を伝搬する信号のエッジを検出することにより、前記信号と同じ波高値の矩形波を生成する生成部と、前記矩形波と前記信号の波形を比較し、当該比較結果に応じて、前記回路素子に印加される電圧を調整する調整部とを有する。

伝送路特性を高精度に調整できる。

伝送システムの一例を示す構成図である。 符号化の一例を示す図である。 実施例に係る伝送路特性調整装置を示す構成図である。 信号波形の波高値の検出例を示す波形図である。 矩形波の整形例を示す波形図である。 矩形波と信号波形の比較例を示す波形図である。 可変容量ダイオードの電圧に対する静電容量の変化特例の例を示すグラフである。 伝送路のフィルタ特性の例を示す波形図である。

図１は、伝送システムの一例を示す構成図である。伝送システムは、伝送路４ａ，４ｂと、伝送路特性調整装置１と、伝送装置５ａ，５ｂとを有する。

伝送路４ａ，４ｂは、金属線により形成され、伝送装置５ａ，５ｂの間に施設されている。伝送装置５ａ，５ｂは、一対の伝送路４ａ，４ｂを介して、互いに差動信号（正相信号及び逆相信号）を送受信する。差動信号は、音声やデータなどの情報が含まれる。本例では、伝送路４ａ，４ｂを伝搬する信号として、差動信号を挙げるが、これに限られず、シングルエンド信号が用いられてもよい。なお、伝送路４ａ，４ｂの形態としては、例えば、同軸ケーブル、電線、及びＬＡＮ（Local Area Network）ケーブルが挙げられる。

伝送装置５ａ，５ｂとしては、例えばＩＳＤＮ（Integrated Service Digital Network）の交換機、及び加入者宅に設置された回線終端装置（DSU: Digital Service Unit）が挙げられる。ＩＳＤＮでは、ＡＭＩ方式により符号化された信号が用いられる。伝送装置５ａ，５ｂは、これに限定されず、イーサネット（登録商標、以下同様）の通信装置であってもよい。この場合、マンチェスタ方式により符号化された信号が用いられる。

図２（ａ）は、マンチェスタ方式による符号化の一例を示す。ここで、符号化前のデータは、「１」、「０」、「１」、「１」、「１」、「０」（２進数）とする。

本方式では、１ビットのデータが、２ビットのデータに符号化される。より具体的には、「０」は、「０１」に変換され、「１」は、「１０」に変換される。このため、上記のデータは、「１０」、「０１」、「１０」、「１０」、「１０」、「０１」に変換される。なお、図２（ａ）では、符号化後のデータは、信号電圧のレベルにより示されている。

したがって、本方式によると、無信号状態がなく、常にデータ（信号電圧のレベル）の変化が生ずるため、受信側の伝送装置５ａ，５ｂにおいて、データからクロックを抽出する処理が容易である。これにより、クロック抽出回路の構成を簡易化できるので、装置コストが低減される。

しかし、本方式では、データの１ビットずれなどの障害が発生した場合、「１」の連続データが、「０」の連続データとして誤検出されるなどの問題が生ずる。このため、本方式を用いた場合の伝送品質は、伝送路特性の劣化に影響されやすい。

伝送システムで用いられる符号化方式は、マンチェスタ方式に限定されず、例えばＣＭＩ方式であってもよい。

図２（ｂ）は、ＣＭＩ方式による符号化の一例を示す。ここで、符号化前のデータは、「１」、「０」、「１」、「１」、「１」、「０」（２進数）とする。

本方式では、１ビットのデータが、２ビットのデータに符号化される。より具体的には、「０」は、「１０」に変換され、「１」は、「１１」及び「００」に交互に変換される。このため、上記のデータは、「１１」、「１０」、「００」、「１１」、「００」、「１０」に変換される。なお、図２（ｂ）では、符号化後のデータは、信号電圧のレベルにより示されている。

したがって、本方式では、無信号状態がないため、受信側の伝送装置５ａ，５ｂにおいて、データの同期処理が容易である。これにより、同期回路の構成を簡易化できるので、装置コストが低減される。

しかし、本方式では、伝送路４ａ，４ｂの遠端において特性が劣化した場合、信号変化に誤差が生じることにより、「０」及び「１」の誤検出が頻発する。このため、本方式を用いた場合、長距離伝送の障害が発生しやすい。

このように、各方式により符号化された信号は、伝送路特性の劣化に影響される。伝送路特性の劣化の要因としては、例えば、対地間不平衡伝送、漏話、及びインピーダンス変動が挙げられる。

対地間不平衡伝送は、例えば、グランド（接地電位）に対する伝送路４ａ，４ｂの寄生抵抗Ｒａ，Ｒｂの不平衡状態により生ずる。寄生抵抗Ｒａ，Ｒｂは、伝送路４ａ，４ｂが最初に設置されたとき、ともに無限大（∞）であるが、例えば伝送ケーブルの被覆が経年劣化することで、不平衡状態（Ｒａ≪ＲｂまたはＲａ≫Ｒｂ）となる。

漏話は、伝送路４ａ，４ｂ間における交流的なインピーダンスＲｍの漏れにより生ずる。インピーダンス変動は、インピーダンスの容量成分及びインダクタンス成分の変動により生ずる。

このような伝送路特性の劣化に対し、伝送路特性調整装置１は、伝送路特性を調整することで、伝送路４ａ，４ｂの通信回線を保守する。伝送路特性調整装置１は、伝送路特性調整回路２と、インピーダンス補正回路３と、コネクタＣＮとを有する。

伝送路特性調整回路２は、伝送路４ａ，４ｂを伝搬する信号のエッジを検出することにより、信号と同じ波高値の矩形波を生成し、矩形波と信号波形の比較結果に応じた電圧を、インピーダンス補正回路３に印加することで、伝送路特性を高精度に調整する。インピーダンス補正回路３は、伝送路４ａ，４ｂに設けられ、伝送路４ａ，４ｂの特性を変化させる。インピーダンス補正回路３は、後述するように、可変容量ダイオード（バラクタ）を含み、伝送路特性調整回路２から印加される電圧に応じたフィルタ特性を示す。これにより、一定の伝送品質が維持されるように、伝送路特性が調整される。

また、伝送路特性調整回路２は、コネクタＣＮを介して、着脱自在にインピーダンス補正回路３及び伝送路４ａ，４ｂに接続される。後述するように、インピーダンス補正回路３は、伝送路特性調整装置１が取り外された場合でも、伝送路特性調整回路２が印加する電圧と同じ電圧が、内蔵電源から印加される。このため、伝送路特性調整回路２は、伝送路特性の調整後、伝送路４ａ，４ｂから取り外されて、使い回すことが可能である。これにより、伝送路４ａ，４ｂの保守に要するコストが低減される。

さらに、伝送路特性調整装置１は、伝送路４ａ，４ｂ上に設けられる構成として、アンプなどの能動素子を有していないので、故障が発生した場合でも、少なくとも信号伝送が中断されることはない。以下に、伝送路特性調整装置１の詳細を述べる。

図３は、実施例に係る伝送路特性調整装置１を示す構成図である。伝送路特性調整装置１は、伝送路特性調整回路２と、インピーダンス補正回路３と、コネクタＣＮとを有する。また、トランスＴＲは、伝送路４ａ，４ｂ上に設けられ、インピーダンスを変換する。なお、図３において、コネクタＣＮの図示は省略されている。

インピーダンス補正回路３は、電源Ｖｏ１，Ｖｏ２と、半固定ボリュームＲｖ１，Ｒｖ２と、ショートプラグ８１，８２と、可変容量ダイオード（回路素子）Ｃ１１〜Ｃ１４，Ｃ２１〜Ｃ２４と、抵抗器Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ２１，Ｒ２２とを有する。可変容量ダイオードＣ１１〜Ｃ１４及び抵抗器Ｒ１１，Ｒ１２は、伝送路４ａ，４ｂ上に設けられている。すなわち、可変容量ダイオードＣ１１〜Ｃ１４及び抵抗器Ｒ１１，Ｒ１２は、伝送路４ａ，４ｂに対して直列接続されている。

可変容量ダイオードＣ１１，Ｃ１３のカソードは、可変容量ダイオードＣ１２，Ｃ１４のカソードとそれぞれ接続されている。抵抗器Ｒ１１は、可変容量ダイオードＣ１１，Ｃ１２に並列接続され、抵抗器Ｒ１２は、可変容量ダイオードＣ１３，Ｃ１４に並列接続されている。

可変容量ダイオードＣ２１〜Ｃ２４及び抵抗器Ｒ２１，Ｒ２２は、伝送路４ａ，４ｂとグランド（接地電位）の間に設けられている。すなわち、可変容量ダイオードＣ２１〜Ｃ２４及び抵抗器Ｒ２１，Ｒ２２は、伝送路４ａ，４ｂに対して並列接続されている。

可変容量ダイオードＣ２１，Ｃ２３のカソードは、可変容量ダイオードＣ２２，Ｃ２４のカソードとそれぞれ接続されている。抵抗器Ｒ２１は、可変容量ダイオードＣ２１，Ｃ２２に並列接続され、抵抗器Ｒ２２は、可変容量ダイオードＣ２３，Ｃ２４に並列接続されている。

このように、インピーダンス補正回路３は、アンプのような能動素子を備えていないので、故障が発生した場合でも、伝送路４ａ，４ｂが切断されることがなく、信号伝送が継続される。

可変容量ダイオードＣ１１〜Ｃ１４，Ｃ２１〜Ｃ２４の容量は、伝送路特性調整回路２から入力される電圧Ｖ１，Ｖ２に応じて調整される。より具体的には、伝送路特性調整回路２は、可変容量ダイオードＣ１１〜Ｃ１４の静電容量と可変容量ダイオードＣ２１〜Ｃ２４の静電容量のバランスを調整する。

これにより、伝送路特性調整回路２は、ハイパスフィルタの特性またはローパスフィルタの特性を強めるように、伝送路特性を調整する。なお、電源Ｖｏ１，Ｖｏ２、半固定ボリュームＲｖ１，Ｒｖ２、及びショートプラグ８１，８１は、後述するように、伝送路特性調整回路２の分離後、電圧Ｖ１，Ｖ２を可変容量ダイオードＣ１１〜Ｃ１４，Ｃ２１〜Ｃ２４に印加し続けるために用いられる。

伝送路特性調整回路２は、入力アンプ２０と、差動アンプ２１と、コンパレータ２２と、第１フィルタ２３と、スライサ２４と、加算器２５と、差分検出器２６と、第２フィルタ２７と、第１出力アンプ２８と、第２出力アンプ２９とを有する。伝送路特性調整回路２は、アナログ回路を用いて構成されてもよいが、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）などのデジタル演算回路を用いて構成されてもよい。

入力アンプ２０は、伝送路４ｂ，４ａから端子１１，Ｐ１２を介してそれぞれ入力された正相信号Ｓｐ及び逆相信号Ｓｎを増幅する。入力アンプ２０は、伝送路特性に影響しないように、伝送路４ｂ，４ａとの間でインピーダンス整合がなされておらず、高いインピーダンス（Ｈｉ−Ｚ）で正相信号Ｓｐ及び逆相信号Ｓｎを検出する。

差動アンプ２１は、増幅された正相信号Ｓｐ及び逆相信号Ｓｎ（差動信号）をシングルエンド信号Ｓに変換する。シングルエンド信号Ｓは、差動信号とは異なり、所定の基準電圧からの電圧変化でデータを示す。シングルエンド信号Ｓは、第１フィルタ２３及び加算器２５に入力される。

コンパレータ２２は、伝送路４ａ，４ｂを伝搬する信号Ｓｐ，Ｓｎのエッジを検出することにより、矩形波Ｓｏを生成する。コンパレータ２２の非反転入力端子（＋）及び反転入力端子（−）には、正相信号Ｓｐ及び逆相信号Ｓｎがそれぞれ入力される。このため、コンパレータ２２は、正相信号Ｓｐの電位が、逆相信号Ｓｎの電位を下回ったとき、ハイレベルの電圧を出力し、逆相信号Ｓｎの電位が、正相信号Ｓｐの電位を下回ったとき、ローレベルの電圧を出力する。

すなわち、コンパレータ２２は、信号Ｓｐ，Ｓｎの立ち上がりエッジを検出したとき、ハイレベルの電圧を出力し、信号Ｓｐ，Ｓｎの立ち下がりエッジを検出したとき、ローレベルの電圧を出力することにより、矩形波Ｓｏを生成する。生成された矩形波Ｓｏは、第１フィルタ２３の出力電圧に基づいてスライサ２４により整形される。これにより、シングルエンド信号Ｓの波形の比較対象となる基準波形が生成される。

第１フィルタ２３は、例えばローパスフィルタ（LPF: Low-Pass Filter）であり、シングルエンド信号Ｓの波形の波高値（高電圧レベル）を検出して、スライサ２４に出力する。すなわち、第１フィルタ２３は、シングルエンド信号ＳのＡＭ（Amplitude Modulation）検波によりピークホールドを行う。

図４は、信号波形の波高値の検出例を示す波形図である。シングルエンド信号Ｓは、伝送路４ａ，４ｂのフィルタ特性に応じた波形を有する。シングルエンド信号Ｓの波形は、伝送路４ａ，４ｂがローパスフィルタの特性を示す場合、図４（ａ）に示されるように、立ち上がり及び立下りが緩やかとなる。なお、立ち上がり及び立下りが緩やかであることを、以降の説明において「波形がなまる」と表記する。

一方、伝送路４ａ，４ｂがハイパスフィルタ（HPF: High-Pass Filter）の特性を示す場合、シングルエンド信号Ｓの波形は、図４（ｂ）に示されるように、立ち上がり及び立下りが鋭くなり、オーバーシュート及びアンダーシュートが生ずる。

第１フィルタ２３は、シングルエンド信号Ｓの波形がなまっているとき、図４（ａ）に示されるように、信号波形から、最大電圧を波高値Ｖｈとして検出する。また、第１フィルタ２３は、シングルエンド信号Ｓの波形にオーバーシュートＶｘが生じているとき、図４（ｂ）に示されるように、信号波形のオーバーシュートＶｘを除いた部分から、最大電圧を波高値Ｖｈとして検出する。このとき、信号波形のオーバーシュートＶｘの部分は、第１フィルタ２３のフィルタリングにより、検出対象から除外される。

スライサ２４は、第１フィルタ２３の波高値の検出結果に基づき、コンパレータ２２により生成された矩形波Ｓｏの波高値を、シングルエンド信号Ｓと同じ値に調整する。これにより、シングルエンド信号Ｓの信号波形の比較対象となる基準波形が容易に生成される。

図５は、矩形波Ｓｏの整形例を示す波形図である。図５（ａ）及び図５（ｂ）には、整形前後の矩形波Ｓｏがそれぞれ示されている。

スライサ２４は、シングルエンド信号Ｓの波高値Ｖｈに合わせるように、矩形波Ｓｏの高電圧レベルを低減させる。これにより、矩形波Ｓｏ及びシングルエンド信号Ｓの波形の波高値が、同じ値Ｖｈにそろえられる。なお、矩形波Ｓｏの波高値の調整手段は、スライサ２４に限られず、例えば、矩形波Ｓｏのパワーを調整する減衰回路が用いられてもよい。

このように、コンパレータ２２、第１フィルタ２３、及びスライサ２４は、伝送路４ａ，４ｂを伝搬する信号Ｓｐ，Ｓｎのエッジを検出することにより、信号Ｓｐ，Ｓｎと同じ波高値Ｖｈの矩形波Ｓｏを生成する生成部２ａとして機能する。波高値Ｖｈが調整された矩形波Ｓｏは、加算器２５に入力される。

加算器２５は、スライサ２４から入力された矩形波Ｓｏと、差動アンプ２１から入力されたシングルエンド信号Ｓの波形を合波して、差分検出器２６に出力する。差分検出器２６は、矩形波Ｓｏの時間幅Δｔの範囲内で、矩形波Ｓｏ及びシングルエンド信号Ｓの波形を比較し、比較結果に応じた制御電圧Ｖｃを生成する。

図６は、矩形波Ｓｏと信号波形の比較例を示す波形図である。図６（ａ）には、シングルエンド信号Ｓの波形がオーバーシュートを有する場合の比較例が示され、図６（ｂ）には、シングルエンド信号Ｓの波形がなまっている場合の比較例が示されている。

差分検出器２６は、矩形波Ｓｏを基準波形とし、矩形波Ｓｏの時間幅Δｔにおいて、シングルエンド信号Ｓの波形の基準波形に対する差分を検出する。より具体的には、差分検出器２６は、基準電位（低電圧レベル）を示す基準線Ｇと矩形波Ｓｏで囲まれる第１面積と、基準線Ｇとシングルエンド信号Ｓの波形で囲まれる第２面積の大小を判定する。

シングルエンド信号Ｓの波形がオーバーシュートを有する場合（図６（ａ）参照）、差分検出器２６は、当該オーバーシュートの波形と矩形波Ｓｏで囲まれる部分を、差分領域Ｄａとして検出する。すなわち、差分検出器２６は、第１面積＜第２面積と判定する。ここで、シングルエンド信号Ｓの立下りのアンダーシュート部分Ｗａは、時間幅Δｔの範囲外であるため、比較対象外である。

この場合、差分検出器２６は、伝送路４ａ，４ｂが、高周波成分を通過させやすいハイパスフィルタの特性を有していると判定し、ハイパスフィルタの特性を弱めるように、つまりローパスフィルタの特性を強めるように制御電圧Ｖｃを生成する。ハイパスフィルタの特性の度合いは、差分領域Ｄａの面積に比例するため、差分検出器２６は、差分領域Ｄａの面積に応じて、制御電圧Ｖｃの大きさを決定する。

一方、シングルエンド信号Ｓの波形がなまっている場合（図６（ｂ）参照）、差分検出器２６は、当該なまっている立ち上がり波形と矩形波Ｓｏで囲まれる部分を、差分領域Ｄｂとして検出する。すなわち、差分検出器２６は、第１面積＞第２面積と判定する。ここで、シングルエンド信号Ｓのなまった立下り部分Ｗｂは、時間幅Δｔの範囲外であるため、比較対象外である。

この場合、差分検出器２６は、伝送路４ａ，４ｂが、低周波成分を通過させやすいローパスフィルタの特性を有していると判定し、ローパスフィルタの特性を弱めるように、つまりハイパスフィルタの特性を強めるように制御電圧Ｖｃを生成する。ローパスフィルタの特性の度合いは、差分領域Ｄｂの面積に比例するため、差分検出器２６は、差分領域Ｄｂの面積に応じて、制御電圧Ｖｃの大きさを決定する。制御電圧Ｖｃは、第２フィルタ２７により雑音成分を除去された後、第１出力アンプ２８及び第２出力アンプ２９に入力される。

このように、加算器２５、差分検出器２６、及び第２フィルタ２７は、矩形波Ｓｏとシングルエンド信号Ｓの波形を比較し、当該比較結果に応じて、インピーダンス補正回路３に印加される電圧を調整する調整部として機能する。

第１出力アンプ２８は、制御電圧Ｖｃを増幅し、出力端子Ｐｏｕｔを介して外部の他装置に出力する。このため、例えば、オシロスコープなどの測定機器を出力端子Ｐｏｕｔに接続して、制御電圧Ｖｃを観測することにより、伝送路４ａ，４ｂの特性を監視することができる。

また、第２出力アンプ２９は、制御電圧Ｖｃを差動電圧Ｖ１，Ｖ２に変換し、出力端子Ｐ２１，Ｐ２２をそれぞれ介してインピーダンス補正回路３に出力する。インピーダンス補正回路３において、差動電圧Ｖ１は、接点Ｐ３１，Ｐ５１を介して可変容量ダイオードＣ２１〜Ｃ２４に印加され、差動電圧Ｖ２は、接点Ｐ３２，Ｐ５２を介して可変容量ダイオードＣ１１〜Ｃ１４に印加される。

図７は、可変容量ダイオードＣ１１〜Ｃ１４，Ｃ２１〜Ｃ２４の電圧Ｖに対する静電容量Ｃの変化特例の例を示すグラフである。可変容量ダイオードＣ１１〜Ｃ１４，Ｃ２１〜Ｃ２４は、ダイオードの逆方向に印加された電圧Ｖに応じて、空乏層の厚みが変化することにより静電容量Ｃが変化する。可変容量ダイオードＣ１１〜Ｃ１４，Ｃ２１〜Ｃ２４は、印加される電圧Ｖが増加するほど、空乏層が厚くなり、静電容量Ｃが減少する。

したがって、伝送路特性調整装置２は、差動電圧Ｖ１，Ｖ２を調整することにより、伝送路４ａ，４ｂのフィルタ特性を調整することができる。

図８は、伝送路４ａ，４ｂのフィルタ特性の例を示す波形図である。差動電圧Ｖ１を増加させた場合、可変容量ダイオードＣ２１〜Ｃ２４の静電容量は小さくなるため、可変容量ダイオードＣ１１〜Ｃ１４の静電容量が、相対的に大きくなる。これにより、伝送路４ａ，４ｂのハイパスフィルタの特性が強められ、図８（ａ）に示されるように、伝送路４ａ，４ｂを伝搬する信号波形として、オーバーシュート及びアンダーシュートを有する波形が観測される。

一方、差動電圧Ｖ２を増加させた場合、可変容量ダイオードＣ１１〜Ｃ１４の静電容量は小さくなるため、可変容量ダイオードＣ２１〜Ｃ２４の静電容量が、相対的に大きくなる。これにより、伝送路４ａ，４ｂのローパスフィルタの特性が強められ、図８（ｂ）に示されるように、伝送路４ａ，４ｂを伝搬する信号波形として、立ち上がり及び立下りがなまった波形が観測される。

上述したように、差分検出器２６は、シングルエンド信号Ｓを、基準波形である矩形波Ｓｏと比較した結果に基づいて、伝送路４ａ，４ｂのフィルタの特性を判定する。差分検出器２６は、伝送路４ａ，４ｂがハイパスフィルタの特性を有していると判定した場合（図６（ａ））、ローパスフィルタの特性を強めるように差動電圧Ｖ２を強める（図８（ｂ））。一方、差分検出器２６は、伝送路４ａ，４ｂがローパスフィルタの特性を有していると判定した場合（図６（ｂ））、ハイパスフィルタの特性を強めるように差動電圧Ｖ１を強める（図８（ａ））。

すなわち、差分検出器２６は、伝送路４ａ，４ｂのフィルタ特性が相殺されるように、制御電圧Ｖｃを調整する。これにより、伝送路４ａ，４ｂのフィルタ特性は、ハイパスフィルタ及びローパスフィルタの何れにも偏らない状態に調整されるので、伝送路４ａ，４ｂを伝搬する信号波形は、オーバーシュート及びアンダーシュートやなまりがない、矩形波Ｓｏのような波形となる。なお、本実施例では、可変容量ダイオードＣ１１〜Ｃ１４，Ｃ２１〜Ｃ２４の静電容量を調整することで、伝送路特性を調整したが、これに限られず、例えばインダクタンス素子のような他の回路素子のパラメータを調整することで、伝送路特性を調整してもよい。

本実施例において、伝送路特性調整回路２は、伝送路４ａ，４ｂを伝搬する信号Ｓｐ，Ｓｎから直接的に矩形波Ｓｏを生成する。このため、矩形波Ｓｏは、伝送路４ａ，４ｂの環境（温度や湿度など）、及び伝送路４ａ，４ｂ上の位置（端点からの距離）に依存しない、信号Ｓｐ，Ｓｎ（シングルエンド信号Ｓ）の正確な比較対象となる基準波形として用いられる。したがって、伝送路特性調整回路２は、高精度に伝送路特性を調整できる。なお、特許文献１に開示された回路は、伝送路の信号の比較対象である基準値が一定であるため、基準値の精度が低いと、伝送線路特性の調整の精度が低くなる。

伝送路特性調整回路２は、上述したように、伝送路特性の調整後、伝送路４ａ，４ｂ及びインピーダンス補正回路３から分離することができる。これにより、伝送路特性調整回路２の使い回し、つまり、他の伝送路特性調整装置１での再利用が可能となるので、伝送路４ａ，４ｂの保守に要するコストが低減される。

インピーダンス補正回路３において、伝送路特性調整回路２の分離に先立って、電源Ｖｏ１，Ｖｏ２の出力電圧は、伝送路特性調整回路２から入力される電圧Ｖ１，Ｖ２と同じ値にそれぞれ調整される。これにより、伝送路特性調整回路２の分離後も、調整済みの伝送路特性が維持される。電源Ｖｏ１，Ｖｏ２の出力電圧は、可変抵抗器である半固定ボリュームＲｖ１，Ｒｖ２を調整することにより調整される。

電源Ｖｏ１の出力電圧を調整する場合、作業者は、電圧計９を接点Ｐ４１，Ｐ３１に接続する。ここで、接点Ｐ４１は、半固定ボリュームＲｖ１に接続された端子であり、電源Ｖｏ１の出力電圧の調整値を示す。接点Ｐ３１は、伝送路特性調整回路２の出力端子Ｐ２１に接続された端子であり、伝送路特性調整回路２から印加される電圧Ｖ１を示す。作業者は、電圧計９を見ながら、各接点Ｐ４１，Ｐ３１の電圧が同じ値となるように、半固定ボリュームＲｖ１を操作し、固定する。

作業者は、半固定ボリュームＲｖ１を固定した後、可変容量ダイオードＣ２１〜Ｃ２４に接続された接点Ｐ５１及び接点Ｐ３１間を短絡するショートプラグ８１を、接点Ｐ５１及び接点Ｐ４１間に付け替える。

また、電源Ｖｏ２の出力電圧を調整する場合、作業者は、電圧計９を接点Ｐ４２，Ｐ３２に接続する。ここで、接点Ｐ４２は、半固定ボリュームＲｖ２に接続された端子であり、電源Ｖｏ２の出力電圧の調整値を示す。接点Ｐ３２は、伝送路特性調整回路２の出力端子Ｐ２２に接続された端子であり、伝送路特性調整回路２から印加される電圧Ｖ２を示す。作業者は、電圧計９を見ながら、各接点Ｐ４２，Ｐ３２の電圧が同じ値となるように、半固定ボリュームＲｖ２を操作し、固定する。

作業者は、半固定ボリュームＲｖ２を固定した後、可変容量ダイオードＣ１１〜Ｃ１４に接続された接点Ｐ５２及び接点Ｐ３２間を短絡するショートプラグ８２を、接点Ｐ５２及び接点Ｐ４２間に付け替える。これにより、可変容量ダイオードＣ１１〜Ｃ１４，Ｃ２１〜Ｃ２４は、伝送路特性調整回路２の分離後も、電源Ｖｏ１，Ｖｏ２から電圧Ｖ１，Ｖ２がそれぞれ印加される。なお、接点同士の短絡手段としては、ショートプラグ８１，８２に限られず、例えばスイッチなどが用いられてもよい。

これまで述べたように、実施例に係る伝送路特性調整回路２は、生成部２ａと、調整部２ｂとを有する。生成部２ａは、伝送路４ａ，４ｂを伝搬する信号Ｓｐ，Ｓｎ（シングルエンド信号Ｓ）のエッジを検出することにより、信号Ｓｐ，Ｓｎと同じ波高値Ｖｈの矩形波Ｓｏを生成する。調整部２ｂは、矩形波Ｓｏと信号Ｓｐ，Ｓｎの波形を比較し、当該比較結果に応じて、伝送路４ａ，４ｂの特性を変化させる回路素子（可変容量ダイオード）Ｃ１１〜Ｃ１４，Ｃ２１〜Ｃ２４に印加される電圧Ｖ１，Ｖ２を調整する。

上記の構成によると、伝送路特性調整回路２は、伝送路４ａ，４ｂを伝搬する信号Ｓｐ，Ｓｎから直接的に矩形波Ｓｏを生成する。このため、矩形波Ｓｏは、伝送路４ａ，４ｂの環境（温度や湿度など）、及び伝送路４ａ，４ｂ上の位置（端点からの距離）に依存しない、信号Ｓｐ，Ｓｎ（シングルエンド信号Ｓ）の正確な比較対象となる基準波形として用いられる。調整部２ｂは、基準波形と信号Ｓｐ，Ｓｎの波形の比較結果に応じて、伝送路４ａ，４ｂに設けられた回路素子Ｃ１１〜Ｃ１４，Ｃ２１〜Ｃ２４に印加される電圧Ｖ１，Ｖ２を調整する。

したがって、実施例に係る伝送路特性調整回路２によると、伝送路特性を高精度に調整することができる。

また、実施例に係る伝送路特性調整装置１は、伝送路の特性を変化させる回路素子（可変容量ダイオード）Ｃ１１〜Ｃ１４，Ｃ２１〜Ｃ２４と、伝送路特性調整回路２とを有する。伝送路特性調整回路２は、生成部２ａと、調整部２ｂとを有する。

生成部２ａは、伝送路４ａ，４ｂを伝搬する信号Ｓｐ，Ｓｎ（シングルエンド信号Ｓ）のエッジを検出することにより、信号Ｓｐ，Ｓｎと同じ波高値Ｖｈの矩形波Ｓｏを生成する。調整部２ｂは、矩形波Ｓｏと信号Ｓｐ，Ｓｎの波形を比較し、当該比較結果に応じて、伝送路４ａ，４ｂに設けられた回路素子（可変容量ダイオード）Ｃ１１〜Ｃ１４，Ｃ２１〜Ｃ２４に印加される電圧Ｖ１，Ｖ２を調整する。

実施例に係る伝送路特性調整装置１は、上記の伝送路特性調整回路２と同様の構成を含むので、上述した内容と同様の作用効果を奏する。

上述した実施形態は本発明の好適な実施の例である。但し、これに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変形実施可能である。

なお、以上の説明に関して更に以下の付記を開示する。
（付記１） 伝送路を伝搬する信号のエッジを検出することにより、前記信号と同じ波高値の矩形波を生成する生成部と、
前記矩形波と前記信号の波形を比較し、当該比較結果に応じて、前記伝送路の特性を変化させる回路素子に印加される電圧を調整する調整部とを有することを特徴とする伝送路特性調整回路。
（付記２） 前記生成部は、前記矩形波の波高値を前記信号と同じ値に調整するスライサを有することを特徴とする付記１に記載の伝送路特性調整回路。
（付記３） 前記電圧を外部に出力するための出力端子を、さらに有することを特徴とする付記１または２に記載の伝送路特性調整回路。
（付記４） 前記伝送路及び前記回路素子に対して着脱自在であることを特徴とする付記１乃至３の何れかに記載の伝送路特性調整回路。
（付記５） 伝送路の特性を変化させる回路素子と、
伝送路特性調整回路とを有し、
前記伝送路特性調整回路は、
前記伝送路を伝搬する信号のエッジを検出することにより、前記信号と同じ波高値の矩形波を生成する生成部と、
前記矩形波と前記信号の波形を比較し、当該比較結果に応じて、前記回路素子に印加される電圧を調整する調整部とを有することを特徴とする伝送路特性調整装置。
（付記６） 前記生成部は、前記矩形波の波高値を前記信号と同じ値に調整するスライサを有することを特徴とする付記５に記載の伝送路特性調整装置。
（付記７） 前記電圧を外部に出力するための出力端子を、さらに有することを特徴とする付記５または６に記載の伝送路特性調整装置。
（付記８） 前記伝送路特性調整回路は、前記伝送路及び前記回路素子に対して着脱自在であることを特徴とする付記５乃至７の何れかに記載の伝送路特性調整装置。

１ 伝送路特性調整装置
２ 伝送路特性調整回路
２ａ 生成部
２ｂ 調整部
２２ コンパレータ
２４ スライサ
２６ 差分検出器
Ｐｏｕｔ 第１出力端子（出力端子）
Ｃ１１〜Ｃ１４，Ｃ２１〜Ｃ２４ 可変容量ダイオード（回路素子）

Claims (5)

1. 伝送路を伝搬する信号のエッジを検出することにより、前記信号と同じ波高値の矩形波を生成する生成部と、
   前記矩形波と前記信号の波形を比較し、当該比較結果に応じて、前記伝送路の特性を変化させる回路素子に印加される電圧を調整する調整部とを有することを特徴とする伝送路特性調整回路。
2. 前記生成部は、前記矩形波の波高値を前記信号と同じ値に調整するスライサを有することを特徴とする請求項１に記載の伝送路特性調整回路。
3. 前記電圧を外部に出力するための出力端子を、さらに有することを特徴とする請求項１または２に記載の伝送路特性調整回路。
4. 前記伝送路及び前記回路素子に対して着脱自在であることを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載の伝送路特性調整回路。
5. 伝送路の特性を変化させる回路素子と、
   伝送路特性調整回路とを有し、
   前記伝送路特性調整回路は、
   前記伝送路を伝搬する信号のエッジを検出することにより、前記信号と同じ波高値の矩形波を生成する生成部と、
   前記矩形波と前記信号の波形を比較し、当該比較結果に応じて、前記回路素子に印加される電圧を調整する調整部とを有することを特徴とする伝送路特性調整装置。

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