JP2015154453A

JP2015154453A - 電源電圧調整装置

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Publication number: JP2015154453A
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Inventors: 幸二高橋; Koji Takahashi; 真大歯; Makoto Oba
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Abstract

【課題】位相雑音の発生を抑えつつ、スイッチング回路の低消費電力化を図ること。【解決手段】スイッチング動作を行うスイッチング回路１に供給する電源電圧を調整する電源電圧調整装置１００は、基準電圧を生成する基準電圧発生回路１０１と、基準電圧を増幅して電源電圧を出力するオペアンプ１０２と、スイッチング回路１は、オペアンプ１０２の出力端子とグラウンドとの間に接続され、オペアンプ１０２の出力端子とグラウンドとの間にスイッチング回路１と並列接続され、スイッチング回路１を構成するＭＯＳトランジスタと略同一形状のＭＯＳトランジスタを用いて構成され、発振信号を生成するリングオシレータ１０３と、発振信号の発振周波数、スイッチング回路１の温度、および、スイッチング回路１の動作周波数に応じて、電源電圧を調整する制御部１０４、１０５、１０６と、を具備する。【選択図】図１

Description

本発明は、電子機器の電源電圧調整装置に関する。

スイッチング回路（交流信号を扱う回路）の低消費電力化において、従来技術として、スイッチング回路の電源側とＧＮＤ（グラウンド）側とにそれぞれ可変抵抗を接続する構成が提案されていた（例えば、特許文献１を参照）。例えば、図１１は、従来技術における、スイッチング回路に電源電圧を供給する電源電圧調整装置の構成例を示す。この構成では、スイッチング回路の信号振幅が検出され、検出結果に応じて可変抵抗（Ｒ１、Ｒ２）が制御される。すなわち、スイッチング回路が動作可能な範囲において可変抵抗を大きくすることにより、当該可変抵抗がスイッチング回路の電流制限抵抗の役割を果たし、スイッチング回路の低消費電力化を図っている。

特開昭６２−２２５００６号公報

しかしながら、上記従来技術では、各可変抵抗のスイッチング回路との接続側のノードにおいて、スイッチングによる電流可変によって電圧揺れが発生し、スイッチング信号の位相雑音（ジッタ）特性が劣化してしまうという課題がある。

本発明の目的は、位相雑音の発生を抑えつつ、スイッチング回路の低消費電力化を図ることができる電源電圧調整装置を提供することである。

本発明の一態様に係る電源電圧調整装置は、スイッチング動作を行うスイッチング回路に供給する電源電圧を調整する電源電圧調整装置であって、基準電圧を生成する基準電圧発生回路と、前記基準電圧を増幅して前記電源電圧を出力するオペアンプと、前記スイッチング回路は、前記オペアンプの出力端子とグラウンドとの間に接続され、前記オペアンプの出力端子とグラウンドとの間に前記スイッチング回路と並列接続され、前記スイッチング回路を構成するＭＯＳトランジスタと略同一形状のＭＯＳトランジスタを用いて構成され、発振信号を生成するリングオシレータと、前記発振信号の発振周波数、前記スイッチング回路の温度、および、前記スイッチング回路の動作周波数に応じて、前記電源電圧を調整する制御部と、を具備する構成を採る。

本発明によれば、位相雑音の発生を抑えつつ、スイッチング回路の低消費電力化を図ることができる。

本発明の実施の形態１に係る電源電圧調整装置及びスイッチング回路の構成を示す図スイッチング回路の構成例を示す図（インバータ多段接続回路）スイッチング回路の構成例を示す図（水晶発振器回路）スイッチング回路の構成例を示す図（ＶＣＯ回路）リングオシレータの構成例を示す図本発明の実施の形態１に係る基準電圧の制御処理を示す図本発明の実施の形態１に係る電源電圧の温度特性を示す図本発明の実施の形態１に係るスイッチング回路（ＶＣＯ回路以外の回路）の動作周波数と電源電圧との関係を示す図本発明の実施の形態１に係るスイッチング回路（ＶＣＯ回路）の動作周波数と電源電圧との関係を示す図本発明の実施の形態２に係る電源電圧調整装置の構成を示す図従来の電源電圧調整装置の構成例を示す図

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。ただし、実施の形態において、同一の構成要素には、同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

（実施の形態１）
図１は、本実施の形態に係る電源電圧調整装置及びスイッチング回路の構成を示す図である。図１に示す電源電圧調整装置１００は、スイッチング回路１に供給する電源電圧（REGOUT（VDD））を調整する。

［スイッチング回路の構成］
スイッチング回路１は、スイッチング動作を行う。スイッチング回路１は、交流信号を扱う回路であって、定電流を有さないスイッチング回路である。図１に示すように、スイッチング回路１は、ＬＤＯ１０２の出力端子（REGOUT（VDD））とＧＮＤとの間に接続される。

スイッチング回路１の一例として、インバータ多段接続回路（図２）、水晶発振器回路（図３）、電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage controlled Oscillator）回路（図４）、フリップフロップ回路（図示せず）、および、ＮＡＮＤ回路（図示せず）などが挙げられる。これらのスイッチング回路は、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタなどの素子によって構成される。

以下、インバータ多段接続回路、水晶発振器回路及びＶＣＯ回路の構成について説明する。なお、図２〜図４に示すREGOUT（VDD）及びVSSは、図１に示すREGOUT（VDD）及びGND（VSS）にそれぞれ対応する。

例えば、図２は、インバータ多段接続回路の構成例を示す。図２に示すインバータ多段接続回路において、各インバータは、入出力（IN及びOUT）間において直列に接続される。なお、各インバータは、例えば、ＰｃｈＭＯＳトランジスタ及びＮｃｈＭＯＳトランジスタにより構成される（図示せず）。

また、図３は、水晶発振器回路の構成例を示す。図３に示す水晶発振器回路では、インバータの入出力間に、インバータの出力を入力側に帰還させる抵抗Ｒｆを接続し、かつ、インバータの入力側と出力側に水晶Ｘ１及び負荷容量ＣＬを接続させた構成を採る。図２と同様、インバータは、例えば、ＭＯＳトランジスタにより構成される。なお、一般に、図３に示す破線で囲まれた構成は集積回路において生成されている。

また、図４に示すＶＣＯ回路の一例では、２個のＮｃｈＭＯＳトランジスタ、２個のＰｃｈＭＯＳトランジスタ、インダクタＬ、２個のバラクタドダイオード（可変容量ダイオード）Ｃから構成される。図４に示すＶＣＯ回路では、各ＰｃｈＭＯＳトランジスタのソース端子がREGOUTに接続され、ドレイン端子が他方のＰｃｈＭＯＳトランジスタのゲート端子及びＮｃｈＭＯＳトランジスタのドレイン端子に接続される。また、各ＮｃｈＭＯＳトランジスタのソース端子がＧＮＤ（VSS）に接続され、ドレイン端子が他方のＮｃｈＭＯＳトランジスタのゲート端子及びＰｃｈＭＯＳトランジスタのドレイン端子に接続される。また、各ＭＯＳトランジスタのドレイン端子に、インダクタ、バラクタドダイオード及び出力端子（OUT、OUTB）が接続される。ＶＣＯ回路は、１／（２π√(ＬＣ)）の周波数において発振する。

なお、スイッチング回路１の構成は、上述した構成例に限定されるものではない。

［電源電圧調整装置の構成］
図１に示す電源電圧調整装置１００は、基準電圧発生回路１０１と、ＬＤＯ（Low Drop Out。オペアンプ）１０２と、リングオシレータ１０３と、第１制御部１０４と、第２制御部１０５と、第３制御部１０６と、出力抵抗１０７，１０８（以下、出力抵抗Ｒ２、Ｒ３と呼ぶこともある）と、を備えている。

基準電圧発生回路１０１は、基準電圧Vrefを生成する。具体的には、基準電圧発生回路１０１は、可変定電流Irefを可変抵抗Ｒ１へ流し込み、電流電圧変換された基準電圧Vrefを、ＬＤＯ１０２の一方の入力端子に入力する。なお、基準電圧発生回路１０１では、後述する、リングオシレータ１０３の発振周波数に基づく制御を行う第１制御部１０４、スイッチング回路１の温度特性に基づく制御を行う第２制御部１０５、および、スイッチング回路の動作周波数に基づく制御を行う第３制御部１０６によって、可変定電流Irefおよび可変抵抗Ｒ１の値が制御される。また、可変定電流Irefには、温度に対して単調増加する定電流回路が備えられているものとする。この可変定電流Irefの単調増加の傾きは、スイッチング回路１の温度特性に応じた傾きを有するものとする。

ＬＤＯ１０２の一方の入力端子には基準電圧Vrefが入力され、他方の入力端子には出力抵抗Ｒ３とＲ２との中点からの帰還電圧が入力される。よって、ＬＤＯ１０２の出力である電源電圧REGOUT（VDD）として（Vref/R3）*（R2+R3）の電圧が出力される。すなわち、基準電圧Vrefが変化すると、電源電圧REGOUTも変化する。このように、ＬＤＯ１０２は、基準電圧Vrefを増幅して電源電圧REGOUTを出力する。なお、可変抵抗Ｒ１の一部と、出力抵抗Ｒ３の一部には、ダイオードを直列接続してもよい。また、出力する電圧値によっては、出力抵抗Ｒ２を備えない構成でもよい。

リングオシレータ１０３は、ＬＤＯ１０２の出力端子（REGOUT（VDD））とＧＮＤとの間に、スイッチング回路１と並列接続される。リングオシレータ１０３は、発振信号を生成し、発振信号を第１制御部１０４へ出力する。また、リングオシレータ１０３は、スイッチング回路１を構成するＭＯＳトランジスタと略同一形状（サイズ）のＭＯＳトランジスタを用いて構成される。例えば、図５は、リングオシレータ１０３の構成例を示す。図５に示すように、リングオシレータ１０３は、例えば、複数のインバータと複数の遅延回路とが交互に接続されたリング状の構成を採る。例えば、図５に示すインバータは、スイッチング回路１を構成すＭＯＳトランジスタと略同一形状のＭＯＳトランジスタを用いて構成される。

なお、図５に示すREGOUT（VDD）、VSS及び出力端子OUTは、図１に示すREGOUT（VDD）、VSS及び出力端子OUTにそれぞれ対応する。また、リングオシレータ１０３の構成は、図５に示す構成例に限定されるものではない。

第１制御部１０４は、リングオシレータ１０３の発振信号の発振周波数に応じて、基準電圧Vrefを設定することにより、電源電圧REGOUTを調整する。具体的には、第１制御部１０４は、リングオシレータ１０３の発信周波数に応じて、基準電圧発生回路１０１の可変定電流Iref又は可変抵抗Ｒ１を制御する。

第２制御部１０５は、スイッチング回路１の温度特性に応じて、基準電圧Vrefを設定することにより、電源電圧REGOUTを調整する。具体的には、第２制御部１０５は、スイッチング回路１の温度特性に応じて、基準電圧発生回路１０１の可変定電流Iref又は可変抵抗Ｒ１を制御する。

第３制御部１０６は、スイッチング回路１の動作周波数に応じて、基準電圧Vrefを設定することにより、電源電圧REGOUTを調整する。具体的には、第３制御部１０６は、スイッチング回路１の動作周波数に応じて、基準電圧発生回路１０１の可変定電流Iref又は可変抵抗Ｒ１を制御する。

以上のように、電源電圧調整装置１００は、リングオシレータ１０３の発振信号の発信周波数、スイッチング回路１の温度、および、スイッチング回路１の動作周波数に応じて、電源電圧を調整する。具体的には、電源電圧調整装置１００は、リングオシレータ１０３の発振周波数、スイッチング回路１の温度、および、スイッチング回路１の動作周波数に応じて、基準電圧発生回路１０１における可変定電流Iref又は可変抵抗Ｒ１を設定することにより、基準電圧Vrefを生成する。この基準電圧Vrefが高いほど、電源電圧はより高くなる。

つまり、電源電圧調整装置１００は、基準電圧Vrefを制御することにより、電源電圧を調整する。

なお、リングオシレータ１０３は、第１制御部１０４において電源電圧の初期値を調整するために用いられるので、オン／オフ制御部（図示せず）によって電源電圧調整後に動作をオフされるように制御されてもよい。こうすることで、電源電圧の調整後にリングオシレータ１０３の電力消費が生じないので、更なる低消費電力化を図ることができる。

また、図１に示すようにリングオシレータ１０３の出力周波数（検査周波数）を、外部装置を用いて測定（モニタ）するための端子を設けてもよい。外部装置での測定結果を第１制御部１０４へ出力することにより、第１制御部１０４は、上述した動作のうち、基準電圧発生回路１０１への制御処理のみを行えばよい。また、この際、リングオシレータ１０３の出力周波数を、外部装置において測定可能な周波数まで下げるための分周器（図示せず）を更に接続してもよい。

［電源電圧調整装置の動作］
次に、上述した電源電圧調整装置１００における電源電圧の調整方法について詳細に説明する。

図６は、電源電圧調整装置１００における基準電圧Vrefの制御に関する構成部を示す図である。

図１に示す可変定電流Irefの値は、図６に示す定電流Iref0〜Iref6の組み合わせによって決定される。定電流Iref1〜Iref6は、スイッチSW-I1〜SW-I6によってそれぞれオン／オフを切り替えられる。より詳細には、定電流Iref1、Iref2は、第２制御部１０５によって制御されるスイッチSW-I1、SW-I2によってオン／オフが切り替えられ、定電流Iref3、Iref4は、第３制御部１０６によって制御されるスイッチSW-I3、SW-I4によってオン／オフが切り替えられ、定電流Iref5、Iref6は、第１制御部１０４によって制御されるスイッチSW-I5、SW-I6によってオン／オフが切り替えられる。

また、図１に示す可変抵抗Ｒ１の値は、図６に示す直列接続された抵抗R1-0〜R1-6の組み合わせによって決定される。抵抗R1-1〜R1-6は、スイッチSW-R11〜SW-R16によってそれぞれオン／オフを切り替えられる。より詳細には、抵抗R1-1、R1-2は、第２制御部１０５によって制御されるスイッチSW-R11、SW-R12によってオン／オフが切り替えられ、抵抗R1-3、R1-4は、第３制御部１０６によって制御されるスイッチSW-R13、SW-R14によってオン／オフが切り替えられ、抵抗R1-5、R1-6は、第１制御部１０４によって制御されるスイッチSW-R15、SW-R16によってオン／オフが切り替えられる。

なお、抵抗R1-0にはダイオードを直列接続してもよい。また、基準電圧発生回路１０１において可変定電流Irefを構成する複数の定電流の個数、および、可変抵抗Ｒ１を構成する複数の抵抗の個数は、図６に示す構成例の場合に限定されず、２個以上あればよい。

まず、リングオシレータ１０３の発振周波数に応じた基準電圧Vrefの制御方法について説明する。

ＭＯＳトランジスタの特性を表す値の一つに、ドレイン電流が急激に流れ出す電圧を示すしきい値（しきい値電圧と呼ぶこともある）がある。このしきい値は、製造ばらつきにより、素子毎にばらつくことが考えられる。このため、上記しきい値のばらつきに起因して、スイッチング回路１を動作させるのに必要な最小電流は、当該スイッチング回路１を構成するＭＯＳトランジスタによって異なってくる。

また、ＭＯＳトランジスタには、しきい値が低いほど、出力周波数が高くなるという特性がある。ここで、上述したように、リングオシレータ１０３には、スイッチング回路１を構成するＭＯＳトランジスタと同一サイズ（形状）のＭＯＳトランジスタが使用されているとする。この場合、上述したＭＯＳトランジスタの出力周波数の特性は、リングオシレータ１０３とスイッチング回路１との間で同程度になることが考えられる。

そこで、本実施の形態では、第１制御部１０４は、リングオシレータ１０３の出力周波数を測定（モニタ）して、測定された出力周波数に応じて基準電圧Vrefを制御する。すなわち、第１制御部１０４は、スイッチング回路１の代わりにリングオシレータ１０３の発振周波数を用いて、スイッチング回路１の素子ばらつきを考慮した基準電圧Vrefの制御を行う。例えば、第１制御部１０４による基準電圧Vrefの制御動作は、電源電圧調整装置１００を備える電子機器の検査工程時又は電源投入時に行われてもよい。また、例えば、第１制御部１０４は、Eヒューズ（E-fuse）を有し、Eヒューズが基準電圧Vrefの設定を行ってもよい。

具体的には、第１制御部１０４は、リングオシレータ１０３の発振周波数が高いほど、基準電圧Vrefをより低く設定するように、可変定電流Iref又は可変抵抗R1を制御する。例えば、図６では、第１制御部１０４は、周波数の測定結果に応じて、スイッチSW-I5（定電流Iref5）、SW-I6（定電流Iref6）、SW-R15（抵抗R1-5）、SW-R16（抵抗R1-6）を切り替えることにより、基準電圧Vrefを制御する。このように、第１制御部１０４は、リングオシレータ１０３の発振周波数が高いほど、基準電圧Vrefをより低く設定することにより、電源電圧をより低く設定する。

次いで、スイッチング回路１の温度特性に応じた基準電圧Vrefの制御方法について説明する。

上述したように、図１に示す可変定電流Irefには、温度に対して単調増加する定電流回路が備えられているものとする。この単調増加の傾きは、スイッチング回路１の温度特性に応じた傾きを有する。すなわち、スイッチング回路１の温度が高いほど、可変定電流Irefはより大きくなる。

また、第２制御部１０５は、スイッチング回路１の温度が高いほど、基準電圧Vrefをより高く設定するように、可変定電流Iref又は可変抵抗R1を制御する。例えば、図６では、
第２制御部１０５は、スイッチング回路１の温度特性に応じて、スイッチSW-I1（定電流Iref1）、SW-I2（定電流Iref2）、SW-R11（抵抗R1-1）、SW-R12（抵抗R1-2）を切り替えることにより、基準電圧Vrefを制御する。このように、第２制御部１０５は、スイッチング回路１の温度が高いほど、基準電圧Vrefをより高く設定することにより、電源電圧をより高く設定する。

例えば、第２制御部１０５は、スイッチング回路１の温度特性を測定する温度センサ回路と、基準電圧Vrefを制御する制御回路とを有する。

このようにして、基準電圧発生回路１０１は、温度に対して単調増加する定電流回路を有する定電流Irefに加えて、第２制御部１０５による温度特性に応じた制御により、スイッチング回路１（ＭＯＳトランジスタ）の温度特性に適した基準電圧Vrefを発生させる。

これにより、電源電圧調整装置１００では、スイッチング回路１の温度が高いほど、電源電圧はより高く設定される。図７は、電源電圧（REGOUT）の温度特性を示す。図７に示すように、温度が高いほど電源電圧はより高くなる（単調増加する）ことが分かる。なお、前述した通り、図７に示すように、リングオシレータ１０３の出力周波数に応じて電源電圧の大きさは異なっている。

ＭＯＳトランジスタは、温度が上昇すると周波数特性が劣化する（動作速度が遅くなる）。これに対して、本実施の形態のように、スイッチング回路１の温度が高いほど、電源電圧をより高く設定することにより、温度上昇によるスイッチング回路１での周波数特性の劣化を抑えることが可能となる。

なお、第２制御部１０５は、スイッチング回路１の温度特性に応じて、温度に対する可変定電流Irefの変動（単調増加）の傾きを可変に設定してもよい。例えば、第２制御部１０５は、図６に示す可変定電流Iref0〜Iref6に対して、各可変定電流における温度に対する電流の増加度合いを表す傾きをそれぞれ異ならせてもよい。

最後に、スイッチング回路１の動作周波数に応じた基準電圧Vrefの制御方法について説明する。

第３制御部１０６は、スイッチング回路１の動作周波数に応じて、図６に示すスイッチSW-I3（定電流Iref3）、SW-I4（定電流Iref4）、SW-R13（抵抗R1-3）、SW-R14（抵抗R1-4）を切り替えることにより、基準電圧Vrefを制御する。すなわち、第３制御部１０６は、スイッチング回路１の動作周波数に応じて基準電圧Vrefを設定することにより、電源電圧を設定する。

ここで、スイッチング回路１の動作周波数は予め把握されている。このため、第３制御部１０６は、例えば、ロジック回路の周波数設定レジスタを用いて、スイッチング回路１の動作周波数に応じた制御信号を出力することにより、基準電圧Vrefを設定する。

図８は、スイッチング回路１がＶＣＯ回路以外の回路である場合の動作周波数に対する電源電圧の特性を示す。図８に示すように、スイッチング回路１の動作周波数が高くなるほど、電源電圧はより高くなる特性となる。なお、図７と同様、図８に示すように、リングオシレータ１０３の出力周波数に応じて電源電圧の大きさは異なっている。

つまり、第３制御部１０６は、スイッチング回路１がＶＣＯ回路以外の回路である場合、スイッチング回路１の動作周波数が高いほど基準電圧Vrefをより高く設定することにより、電源電圧をより高く設定する。

一方、図９は、スイッチング回路１がＶＣＯ回路（図４参照）である場合の動作周波数に対する電源電圧の特性を示す。図９に示すように、スイッチング回路１の動作周波数が高くなるほど、電源電圧はより低くなる特性となる。なお、図７と同様、図９に示すように、リングオシレータ１０３の出力周波数に応じて電源電圧の大きさは異なっている。

つまり、第３制御部１０６は、スイッチング回路１がＶＣＯ回路である場合、スイッチング回路１の動作周波数が高いほど基準電圧Vrefをより低く設定することにより、電源電圧をより低く設定する。

ＶＣＯ回路において動作周波数が高くなるほど電源電圧が低くなる理由は以下の通りである。図４に示すように、ＶＣＯ回路では、発振周波数を可変させる手段として可変容量（Ｃ）が用いられており、可変容量を小さくすることにより発振周波数を高くしており、この可変容量を駆動するために必要な共振器のｇｍ値となる図４に示すＰｃｈＭＯＳトランジスタとＮｃｈＭＯＳトランジスタに流れるドレイン電流が抑えられるためである。

以上のように、電源電圧調整装置１００は、リングオシレータ１０３の発振周波数を用いて、スイッチング回路１の素子（例えば、ＭＯＳトランジスタ）の製造ばらつき等のばらつき状態に基づいて基準電圧Vrefを制御する。また、電源電圧調整装置１００は、スイッチング回路１の温度特性および動作周波数、つまり、スイッチング回路１が動作する環境状態に基づいて基準電圧Vrefを制御する。

こうすることで、電源電圧調整装置１００は、スイッチング回路１の素子の状態及び動作環境に応じた基準電圧を生成することにより、スイッチング回路１の動作に最適な電源電圧を供給することができる。すなわち、電源電圧調整装置１００は、スイッチング回路１の動作に必要最小限の電源電圧を供給することが可能となり、低消費電力化を図ることができる。

更に、電源電圧調整装置１００は、基準電圧Vrefを制御することにより電源電圧を調整する。また、電源電圧調整装置１００は、スイッチング回路１と略同一形状のＭＯＳトランジスタから構成されるリングオシレータ１０３を用いることにより、スイッチング回路１の素子のばらつき状態を特定し、基準電圧Vrefを制御する。つまり、電源電圧調整装置１００では、従来のようにスイッチング回路１に可変抵抗を接続する必要が無い。

つまり、本実施の形態では、図１に示すように、スイッチング回路１は、ＬＤＯ１０２の出力端子（REGOUT）とＧＮＤとにそれぞれ直結される。換言すると、スイッチング回路１には、従来のような電流制御用の抵抗が接続されない。

これにより、本実施の形態では、スイッチング回路１のスイッチング電流に起因して電源側およびＧＮＤ側の電圧揺れが発生しないので、スイッチング信号の位相雑音特性の劣化を回避することができる。すなわち、本実施の形態によれば、良好な位相雑音（ジッタ）特性を確保することができる。

よって、本実施の形態によれば、位相雑音の発生を抑えつつ、スイッチング回路の低消費電力化を図ることができる。

（実施の形態２）
図１０は、本実施の形態に係る電源電圧調整装置の構成を示す。図１０おいて、図１と同様の構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。

本実施の形態の電源電圧調整装置２００は、図１０に示すように、図１と同様の構成に加えて、分周器２０１と、基準周波数発生回路２０２と、周波数カウンタ回路２０３とを有する。

分周器２０１は、リングオシレータ１０３の発振信号出力（高周波数）をＮ（Ｎは任意の正の数）分周して、低周波数の信号を得る。

基準周波数発生回路２０２は、例えば、クリスタルオシレータであって、周波数カウンタ回路２０３での動作の基準となる周波数（基準周波数）を有する基準信号を生成する。なお、基準周波数発生回路２０２としては、例えば、電源電圧調整装置２００以外の他の装置において使用されているクリスタルオシレータを流用してもよい。

周波数カウンタ回路２０３は、基準信号（基準周波数）に基づいて、分周器２０１の所定期間の出力周波数をカウントする。周波数カウンタ回路２０３は、ロジック回路である。すなわち、周波数カウンタ回路２０３は、分周器２０１の出力信号と基準信号とを比較して周波数をカウントすることにより、リングオシレータ１０３の発振周波数を特定する。

そして、第１制御部１０４は、周波数カウンタ回路２０３によって特定されたリングオシレータ１０３の発振周波数に基づいて基準電圧Vrefを設定する。

このようにして、本実施の形態では、電源電圧調整装置２００は、分周器２０１および周波数カウンタ回路２０３を用いて、リングオシレータ１０３の出力周波数を測定する。これにより、高周波数の出力をそのまま用いて周波数をモニタする場合と比較して、当該モニタの処理を簡易化することが可能となる。

以上、本発明の各実施の形態について説明した。

電源電圧を用いる何れの電子機器にも上記実施の形態に係る電源電圧調整装置１００を備えることが可能である。

上記実施の形態の説明に用いた各ブロックは、典型的には集積回路であるＩＣとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部又は全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＩＣとしたが、集積度の違いにより、ＬＳＩ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法はＩＣに限るものではなく、専用回路で実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。

さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて回路の集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。

本発明は、スイッチング回路を具備した電子機器に利用可能である。

１スイッチング回路
１００、２００電源電圧調整装置
１０１基準電圧発生回路
１０２ＬＤＯ
１０３リングオシレータ
１０４第１制御部
１０５第２制御部
１０６第３制御部
１０７，１０８出力抵抗
２０１分周器
２０２基準周波数発生回路
２０３周波数カウンタ回路

Claims

スイッチング動作を行うスイッチング回路に供給する電源電圧を調整する電源電圧調整装置であって、
基準電圧を生成する基準電圧発生回路と、
前記基準電圧を増幅して前記電源電圧を出力するオペアンプと、
前記スイッチング回路は、前記オペアンプの出力端子とグラウンドとの間に接続され、
前記オペアンプの出力端子とグラウンドとの間に前記スイッチング回路と並列接続され、前記スイッチング回路を構成するＭＯＳトランジスタと略同一形状のＭＯＳトランジスタを用いて構成され、発振信号を生成するリングオシレータと、
前記発振信号の発振周波数、前記スイッチング回路の温度、および、前記スイッチング回路の動作周波数に応じて、前記電源電圧を調整する制御部と、
を具備する電源電圧調整装置。
前記制御部は、前記発振周波数、前記スイッチング回路の温度、および、前記動作周波数に応じて、前記基準電圧発生回路における可変定電流又は可変抵抗の値を設定することにより、前記基準電圧を制御し、
前記基準電圧が高いほど、前記電源電圧はより高い、
請求項１に記載の電源電圧調整装置。
前記制御部は、前記発振周波数が高いほど、前記基準電圧をより低く設定する、
請求項２に記載の電源電圧調整装置。
前記リングオシレータの発振信号出力をＮ（Ｎは任意の正の数）分周する分周器と、
前記分周器の出力信号と基準信号とを比較して周波数をカウントすることにより、前記発振周波数を特定する周波数カウンタ回路と、
を更に具備し、
前記制御部は、前記周波数カウンタ回路によって特定された前記発振周波数に基づいて前記基準電圧を設定する、
請求項３に記載の電源電圧調整装置。
前記スイッチング回路は、前記出力端子と前記グラウンドとにそれぞれ直結される、
請求項１に記載の電源電圧調整装置。
前記制御部は、前記スイッチング回路の温度が高いほど、前記電源電圧をより高く設定する、
請求項１に記載の電源電圧調整装置。
前記スイッチング回路の温度が高いほど、前記基準電圧発生回路の可変定電流はより大きくなり、
前記制御部は、前記スイッチング回路の温度が高いほど、前記基準電圧をより高く設定する、
請求項６に記載の電源電圧調整装置。
前記制御部は、前記スイッチング回路の温度特性に応じて、温度に対する前記可変定電流の変動の傾きを可変に設定する、
請求項７に記載の電源電圧調整装置。
前記制御部は、温度センサ回路、及び、前記基準電圧を制御する制御回路を有する、
請求項６に記載の電源電圧調整装置。
前記制御部は、前記動作周波数に応じて前記基準電圧を設定する、
請求項１に記載の電源電圧調整装置。
前記制御部は、論理回路のレジスタ回路を用いて前記基準電圧を設定する、
請求項１０に記載の電源電圧調整装置。
前記スイッチング回路はＶＣＯ回路以外の回路であって、
前記制御部は、前記動作周波数が高いほど前記基準電圧をより高く設定する、
請求項１０に記載の電源電圧装置。
前記スイッチング回路はＶＣＯ回路であって、
前記制御部は、前記動作周波数が高いほど前記基準電圧をより低く設定する、
請求項１０に記載の電源電圧装置。
請求項１に記載の電源電圧調整装置を有する集積回路。
請求項１に記載の電源電圧調整装置を有する電子機器。