JP2015126235A - 無線通信装置及び無線通信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】伝送フォーマットに依らず、妨害波を高精度で検出すること。
【解決手段】ＬＴＦ及びＳＩＧを含む、第１帯域又は第２帯域の少なくともいずれか１つの帯域を用いる複数の伝送フォーマットのいずれか１つを用いた受信信号のうち、プリアンブルを構成するシンボル及び制御信号を構成するシンボルを含む複数のシンボルを用いて、妨害波を検出する。信号品質検出部２１０において、シンボル間差動演算部２５２、２５６は、第１の帯域及び第２の帯域の各々において、複数のシンボルのうち、予め設定された位置の所定数のシンボルに対して、時間領域において隣接するシンボル間の差動演算を行い、２乗演算部２５３、２５７は、差動演算の結果の２乗演算を行い、妨害判定部２５９は、２乗演算の結果を用いて、第１の帯域及び第２の帯域の各々における妨害波の有無を判定する。
【選択図】図７

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式を利用したＩＥＥＥ８０２．１１ａｈ規格に基づいた通信において、妨害波環境における妨害検出、及び、スループットの低下を改善する無線通信装置及び無線通信方法に関する。

これまで、ＩＥＥＥ８０２．１１における無線ＬＡＮ規格の取り組みとしては、屋内通信をメインターゲットとし、物理層の規格として８０２．１１ｂ（最大１１Ｍｂｐｓ）、８０２．１１ａ、１１ｇ（最大５４Ｍｂｐｓ）、８０２．１１ｎ（最大６００Ｍｂｐｓ）、及び、８０２．１１ａｃ（最大６．９Ｇｂｐｓ）等と主に伝送容量の増大を主点とした規格の追加が続いている。一方、スマートグリットを実現するためのスマートメータの検討が本格化しているのに伴い、屋外における低レート・長距離伝送の必要性も高まってきている。このような用途に向けた特定小電力無線の使用可能な周波数の割り当てなどの議論も続いている。これらの背景から、サブＧＨｚ帯（１ＧＨｚよりやや低い周波数帯）を用いた新たな通信規格策定へ向けた検討が始まり、ＩＥＥＥ８０２．１１においても１ＧＨｚ以下の周波数帯を用いた無線ＬＡＮ規格を検討内容としたタスクグループであるＴＧａｈ（８０２．１１ａｈ）が２０１０年に立ち上がっている。ＴＧａｈ（８０２．１１ａｈ）における主な要求仕様は、「データレート１００ｋｂｐｓ以上・最大伝送距離１ｋｍ」である。

ＴＧａｈ（８０２．１１ａｈ）を含めて、ＯＦＤＭ変調方式を用いるＩＥＥＥ８０２．１１ａ以降の規格では、パケット先頭のプリアンブルを用いて各種同期を確立してバースト通信が行われる。プリアンブルは、ＡＧＣ（Automatic Gain Control）又は粗調整のＡＦＣ（Automatic Frequency Control）に用いられるＳＴＦ（Short Training Field。ショートプリアンブルと称されることもある）と、微調整のＡＦＣ又は伝送路特性の推定に用いられるＬＴＦ（Long Training Field。ロングプリアンブルと称されることもある）とで構成される。また、プリアンブルの後続には、データフィールド（「ＤＡＴＡ」と表すこともある）を制御するためのＳＩＧＮＡＬ情報が配置される。ＳＩＧＮＡＬ情報は、外乱に強いＢＰＳＫ変調によって多重されている。

ＴＧａｈ（８０２．１１ａｈ）では、８０２．１１ｎの方式の２０ＭＨｚ／４０ＭＨｚチャネルの共存環境と同様にして、１ＭＨｚ／２ＭＨｚチャネルの共存環境が提案されている。

例えば、特許文献１には、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎの２０ＭＨｚ帯域幅を有する隣接するチャネルを２つ束ねて使用することにより、４０ＭＨｚ通信を実現することが開示されている。２つのチャネルのうち片方は「プライマリチャネル（primary channel）」と呼ばれ、２０ＭＨｚ通信又はＢＳＳ（Basic Service Set）管理のための制御情報の交換に使用される。他方のチャネルは「セカンダリチャネル（secondary channel）」と呼ばれ、４０ＭＨｚ通信時に帯域を拡張するためのチャネルとして使用される。

ここで、特許文献１には、セカンダリチャネル上に存在する他のシステム又は無線ＬＡＮからの妨害量が多い場合には、４０ＭＨｚ帯域幅ではなく、２０ＭＨｚ帯域幅のプライマリチャネルのみを用いてフレームを送信することにより、フレーム送受信成功率を高めることでスループット特性を向上させることが開示されている。また、上記妨害量は、４０ＭＨｚ受信及び２０ＭＨｚ受信のフレーム誤り率と、プライマリチャネル及びセカンダリチャネルの受信電力とから求められている。

また、特許文献２には、８０２．１１ａｈにおいて、１ＭＨｚ／２ＭＨｚの共存環境におけるＢＳＳのオーバラップを考慮して、新しいＢＳＳのプライマリチャネルをアクセスポイント（ＡＰ：Access Point）によるチャネルスキャン又は既存のＢＳＳのＡＰ間通信により決定する方法が開示されている。特許文献２では、新しいＢＳＳのプライマリチャネルは、既存のＢＳＳのセカンダリチャネルと同一にならないように決定され、ＢＳＳ確立時にプライマリチャネルを全装置にアナウンスすることで、オーバラップ環境でのスループット低下を抑えることを実現している。

特許第４４１３９３４号公報 米国特許出願公開第２０１３／０１０７８３０号明細書

特許文献１のようにフレーム誤り率と受信電力とから妨害を算出する従来の方法では、妨害波と希望波とを区別できないため、高精度に妨害量を算出できないという課題がある。このため、例えば、不必要なチャネル切り替えが発生し、スループット特性が低下してしまう場合がある。

さらに、８０２．１１ａｈでは、従来よりも長い最大伝送距離１ｋｍを準備していることから、弱電界環境下でも高精度な妨害検出が望まれる。また、８０２．１１ａｈでは、１ＭＨｚ／２ＭＨｚ帯域幅の通信において、１ＭＨｚ、１ＭＨｚ Ｄｕｐｌｉｃａｔｅ、２ＭＨｚ ｓｈｏｒｔ、２ＭＨｚ ｌｏｎｇの４つの異なるフォーマットが用いられる。そのため、フォーマットに依存しない妨害検出方法も望まれる。

本発明の目的は、伝送フォーマットに依らず、妨害波を高精度で検出することができる無線通信装置及び無線通信方法を提供することである。

本発明の一態様の無線通信装置は、パイロット信号が多重されたプリアンブル、及び、前記パイロット信号がマッピングされた位相と同相又は直交関係にある位相を用いた変調方式によって変調された制御信号を含む、第１の帯域又は第２の帯域の少なくともいずれか１つの帯域を用いる複数の伝送フォーマットのいずれか１つを用いた受信信号のうち、前記プリアンブルを構成するシンボル及び前記制御信号を構成するシンボルを含む複数のシンボルを用いて、妨害波を検出する検出部と、前記妨害波が検出された場合、前記受信信号に対する前記妨害波の影響を抑圧する制御部と、を具備し、前記検出部は、前記第１の帯域及び前記第２の帯域の各々において、前記複数のシンボルのうち、予め設定された位置の所定数のシンボルに対して、時間領域において隣接するシンボル間の差動演算を行う差動演算部と、前記差動演算の結果の２乗演算を行う２乗演算部と、前記２乗演算の結果を用いて、前記第１の帯域及び前記第２の帯域の各々における前記妨害波の有無を判定する判定部と、を具備する構成を採る。

本発明の一態様の無線通信方法は、パイロット信号が多重されたプリアンブル、及び、前記パイロット信号がマッピングされた位相と同相又は直交関係にある位相を用いた変調方式によって変調された制御信号を含む、第１の帯域又は第２の帯域の少なくともいずれか１つの帯域を用いる複数の伝送フォーマットのいずれか１つを用いた受信信号のうち、前記プリアンブルを構成するシンボル及び前記制御信号を構成するシンボルを含む複数のシンボルを用いて、妨害波を検出する工程と、前記妨害波が検出された場合、前記受信信号に対する前記妨害波の影響を抑圧する工程と、を具備し、前記妨害波を検出する工程は、前記第１の帯域及び前記第２の帯域の各々において、前記複数のシンボルのうち、予め設定された位置の所定数のシンボルに対して、時間領域において隣接するシンボル間の差動演算を行う工程と、前記差動演算の結果の２乗演算を行う工程と、前記２乗演算の結果を用いて、前記第１の帯域及び前記第２の帯域の各々における前記妨害波の有無を判定する工程と、を具備する構成を採る。

本発明によれば、伝送フォーマットに依らず、妨害波を高精度で検出することができる。

本発明の各実施の形態に係る無線通信システムの構成例を示す図 ８０２．１１ａｈにおいて使用されるチャネルの一例を示す図 ８０２．１１ａｈにおいて使用される伝送フォーマットの一例を示す図 セカンダリチャネルに妨害波が存在する場合を示す図 本発明の実施の形態１に係る無線通信装置の要部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１に係る無線通信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１に係る信号品質検出部の内部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１に係る妨害検出処理を示す図 本発明の実施の形態１に係る妨害波の抑圧処理を示すフロー図（動作例１） 本発明の実施の形態１に係る妨害波抑圧の様子を示す図（動作例１） 本発明の実施の形態１に係る妨害波の抑圧処理を示すフロー図及び妨害波抑圧の様子を示す図（動作例２） 本発明の実施の形態１に係る妨害波の抑圧処理を示すフロー図及び妨害波抑圧の様子を示す図（動作例３） 本発明の実施の形態１に係る妨害波の抑圧処理を示すフロー図及び妨害波抑圧の様子を示す図（動作例４） 本発明の実施の形態２に係る信号品質検出部の内部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態３に係る信号品質検出部の内部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態３に係る妨害検出処理を示す図

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

［無線通信システムの概要］
図１は、本発明の各実施の形態に係る無線通信システムの構成の一例を示す図である。図１に示す無線通信システムでは、例えば、８０２．１１ａｈ方式を用いた、伝送距離が比較的長い「遠距離ＢＳＳ」がアクセスポイントＡＰ_Ｌと、無線端末ＳＴＡ_Ｌとの接続によって形成されている。

また、図１に示す無線通信システムには、８０２．１１ａｈを用いた、伝送距離が比較的短い「近距離ＢＳＳ」がアクセスポイントＡＰ_Ｓと端末ＳＴＡ_Ｓとの接続によって形成されている。近距離ＢＳＳは、遠距離ＢＳＳにオーバラップして形成されている。

また、図１に示す無線通信システムには、近距離ＢＳＳ及び遠距離ＢＳＳの通信方式と異なる他方式サービスがアクセスポイントＡＰ_Ｏと端末ＳＴＡ_Ｏとの接続によって形成されている。他方式サービスは、無線端末ＳＴＡ_Ｌの付近において形成されている。すなわち、無線端末ＳＴＡ_Ｌに対して、他方式サービスは、アクセスポイントＡＰ_Ｌと比較して十分に近い距離に存在する。

遠距離ＢＳＳではＡＰ_Ｌが集中管理し、近距離ＢＳＳではＡＰ_Ｓが集中管理し、他方式サービスではＡＰ_Ｏが集中管理を行う。

また、図１において、各ＢＳＳのアクセスポイントＡＰ_Ｓ及びＡＰ_Ｌは、チャネルスキャン又はＡＰ間通信によって空きチャネルを特定し、各ＳＴＡが使用するチャネルを決定している。図１では、遠距離ＢＳＳのＡＰ_Ｌと、他方式サービス（ＡＰ_Ｏ、ＳＴＡ_Ｏ）との間に障害物が存在する。よって、ＡＰ_Ｌは、チャネルスキャンによって他方式サービスの信号を検出できない。図１の場合、ＳＴＡ_Ｌでは、ＡＰ_Ｌとの伝送距離と比較して、他方式サービス（ＳＴＡ_Ｏ、ＡＰ_Ｏ）との伝送距離が非常に近い。よって、ＳＴＡ_Ｌでは、ＡＰ_Ｌからの信号（希望波）の受信電界強度と比較して、他方式サービスからの信号（妨害波）の受信電界強度が非常に大きいことが想定される。つまり、他方式サービスの装置（ＡＰ_Ｏ、ＳＴＡ_Ｏ）は、ＡＰ_Ｌに対する「隠れ端末」であると言える。

［通信チャネル］
８０２．１１ａｈ方式を用いたＢＢＳでは、周波数帯域幅の異なる２種類のチャネルを使用してパケットフレームの送受信が行われる。具体的には、１ＭＨｚの通信帯域幅を有する第１チャネルと、その倍の２ＭＨｚの通信帯域幅を有する第２チャネルである。

図２は、８０２．１１ａｈ方式におけるチャネルを示す。図２Ａに示すチャネル１Ｍ＿ｃｈ＿ａは、Ｘ［ＭＨｚ］〜Ｘ＋１［ＭＨｚ］の周波数帯域を用いる１ＭＨｚの通信帯域幅を有するチャネルである。また、図２Ｂに示すチャネル２Ｍ＿ｃｈは、Ｘ［ＭＨｚ］〜Ｘ＋２［ＭＨｚ］の周波数帯域を用いる２ＭＨｚの通信帯域幅を有するチャネルである。

従って、Ｘ［ＭＨｚ］〜Ｘ＋１［ＭＨｚ］の周波数帯域は、１ＭＨｚの通信帯域幅を有するチャネル１Ｍ＿ｃｈ＿ａと２ＭＨｚの通信帯域幅を有するチャネル２Ｍ＿ｃｈとで重複して利用される。この重複して利用されるチャネルは「プライマリチャネル（primary channel）」と呼ばれる。

また、図２Ａに示す他方のチャネル１Ｍ＿ｃｈ＿ｂは、Ｘ＋１［ＭＨｚ］〜Ｘ＋２［ＭＨｚ］の周波数帯域を用いる他方の１ＭＨｚの通信帯域幅を有するチャネルである。１Ｍ＿ｃｈ＿ｂは、１Ｍ＿ｃｈ＿ａと合わせて、２ＭＨｚｎｏ通信帯域幅を有するチャネルを形成する。この１Ｍ＿ｃｈ＿ｂは「セカンダリチャネル（secondary channel）」と呼ばれる。セカンダリチャネル単独ではＢＳＳの１ＭＨｚ通信には使用されないが、他のシステムでは使用される場合がある。セカンダリチャネルを使用する伝送フォーマットには、後述する、１ＭＨｚ Ｄｕｐｌｉｃａｔｅフォーマット、２ＭＨｚ ｓｈｏｒｔフォーマット及び２ＭＨｚ ｌｏｎｇフォーマットがある。

また、チャネルは、複数のサブキャリアにおいて、予め定められた位相と振幅とを多重したパイロットキャリア、又は、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ変調されたデータを多重したデータキャリアを用いた、マルチキャリア方式の１つであるＯＦＤＭ信号によって構成される。なお、キャリア間隔は、１ＭＨｚの通信帯域幅を用いる場合（１ＭＨｚフォーマット）と２ＭＨｚの通信帯域幅を用いる場合（２ＭＨｚフォーマット）とで同一である。

［伝送フォーマット］
図３は、８０２．１１ａｈにおいて使用される伝送フォーマットのタイミングチャートを示す。図１において、横軸は時間領域を表し、縦軸は周波数領域を表す。

伝送フォーマットは、大きく分けて４つある。具体的には、１ＭＨｚフォーマット、１ＭＨｚ Ｄｕｐｌｉｃａｔｅフォーマット（Ｄｕｐｌｉｃａｔｅモードと呼ばれることもある）、２ＭＨｚ ｓｈｏｒｔフォーマット、２ＭＨｚ ｌｏｎｇフォーマットである。

図３に示すように、各伝送フォーマットは、パイロット信号によって構成されるプリアンブル（ＳＴＦ及びＬＴＦ）と、データフィールドの制御情報（ＳＩＧＮＡＬ情報）が多重されたシグナルフィールド（ＳＩＧ）と、データが多重されたデータフィールド（ＤＡＴＡ）とが時分割多重されて構成される。

具体的には、１ＭＨｚフォーマットは、１ＭＨｚ帯域幅（つまり、プライマリチャネルのみ）を使用し、ＳＴＦ、ＬＴＦ１、ＳＩＧ、ＬＴＦ２〜ＬＴＦＮ及びＤＡＴＡから構成される。ＳＴＦ、ＬＴＦ１、ＳＩＧは、それぞれ４シンボル、４シンボル、６シンボルで構成される。以下では、ＬＴＦ１の４シンボルは、例えば、ＬＴＳ（Long Training Symbol）１〜４と表すこともある。

１ＭＨｚ Ｄｕｐｌｉｃａｔｅフォーマットは、プライマリチャネルと同じフレームパケット（１ＭＨｚ帯域幅の信号）をセカンダリチャネルに多重して得られる２ＭＨｚ幅（つまり、プライマリチャネル及びセカンダリチャネル）を使用する。

２ＭＨｚ ｓｈｏｒｔフォーマットは、２ＭＨｚ帯域幅（つまり、プライマリチャネル及びセカンダリチャネル）を使用する。２ＭＨｚ ｓｈｏｒｔフォーマットは、ＳＴＦ、ＬＴＦ１、ＳＩＧ、ＬＴＦ２〜ＬＴＦＮ及びＤＡＴＡから構成される。ＳＴＦ、ＬＴＦ１、ＳＩＧは、それぞれ２シンボル、２シンボル、２シンボルで構成され、ＬＴＦ２〜ＬＴＦＮは、１ＬＴＦあたり１シンボルで構成される。以下では、ＬＴＦ１の２シンボルはＬＴＳ１、２と表され、ＳＩＧの２シンボルはＳＩＧ１、２と表すこともある。

２ＭＨｚ ｌｏｎｇフォーマットは、２ＭＨｚ帯域幅（つまり、プライマリチャネル及びセカンダリチャネル）を使用する。２ＭＨｚ ｌｏｎｇフォーマットは、ＳＴＦ、ＬＴＦ、ＳＩＧ−Ａ、Ｄ−ＳＴＦ、Ｄ−ＬＴＦ１〜Ｄ−ＬＴＦＮ、ＳＩＧ−Ｂ及びＤＡＴＡから構成される。ＳＴＦ、ＬＴＦ、ＳＩＧＮＡＬは、それぞれ２シンボル、２シンボル、２シンボルで構成され、Ｄ−ＳＴＦ、各Ｄ−ＬＴＦ、ＳＩＧ−Ｂは１シンボルでそれぞれ構成される。以下の説明では、ＬＴＦの２シンボルはＬＴＳ１、２と表され、ＳＩＧ−Ａの２シンボルはＳＩＧＡ１、２と表されることもある。

すなわち、８０２．１１ａｈでは、１ＭＨｚの帯域（プライマリチャネル）を用いる伝送フォーマット、及び、他の１ＭＨｚの帯域（セカンダリチャネル）とを用いる伝送フォーマットを含む複数の伝送フォーマットが用いられる。

各伝送フォーマットにおいて、ＳＴＦは、ＡＧＣ、粗調整のＡＦＣ又はパケット検出に用いられる。すなわち、図３に示すタイミングチャートは、ＳＴＦによってパケット検出が行われた場合の各フォーマット間の相対時間の関係を表している。

ＬＴＦは、ＡＦＣ又は伝送路（チャネル）推定に用いられる。また、ＬＴＦでは、サブキャリア毎のパイロットの位相は、０度又は１８０度に予め定められている。すなわち、ＬＴＦのパイロットの位相は、ＢＰＳＫ変調における信号のマッピングと同じ特徴を有する。また、ＬＴＦでは、１ＭＨｚフォーマットと２ＭＨｚフォーマットとの間で相関が極力無いようなパイロットの位相パターンを多重している。

ＳＩＧ（又はＳＩＧ−Ａ）は、伝送フォーマット毎に異なる。図３に示すように、１ＭＨｚフォーマット（Ｄｕｐｌｉｃａｔｅを含む）では、６シンボル全てに対してＢＰＳＫ変調が用いられる。一方、２ＭＨｚ ｓｈｏｒｔフォーマットでは、２シンボル全てに対して、ＱＢＰＳＫ（quadrature BPSK）変調が用いられる。ＱＢＰＳＫ変調は、９０度、２７０度に位相変調される方式であって、つまり、ＢＰＳＫ変調と位相が９０度異なる方式である。また、２ＭＨｚ ｌｏｎｇフォーマットでは、２シンボルのうち、１シンボル目に対してＱＢＰＳＫ変調が用いられ、２シンボル目に対してＢＰＳＫ変調が用いられる。

［本発明の各実施の形態において想定される妨害波の一例］
図４は、本発明の各実施の形態において想定される妨害波の一例を示す。上述したように、８０２．１１ａｈでは、遠距離ＢＳＳのアクセスポイントとＳＴＡとの距離が比較的離れることが想定される。このため、当該アクセスポイントと比較してＳＴＡとの距離が十分に近い装置からの信号が妨害波の発生源となる場合には、図４に示すように、ＳＴＡでは、アクセスポイントからの信号（希望波）の信号強度よりも、妨害波となる信号の信号強度の方が十分に大きくなってしまう。

［実施の形態１］
図５は、本実施の形態に係る無線通信装置１の要部構成を示したブロック図である。図５に示す無線通信装置１において、信号品質検出部２１０は、パイロット信号が多重されたプリアンブル（ＬＴＦ）、及び、パイロット信号がマッピングされた位相と同相又は直交関係にある位相を用いた変調方式（ＢＰＳＫ又はＱＢＰＳＫ変調）によって変調された制御信号（ＳＩＧ）を含む、第１の帯域又は第２の帯域を用いる複数の伝送フォーマットのいずれか１つを用いた受信信号のうち、上記プリアンブルを構成するシンボル（ＬＴＳ）及び上記制御信号を構成するシンボル（ＳＩＧ）を含む複数のシンボルを用いて、妨害波を検出する。フレーム送受信制御部３０２は、妨害波が検出された場合、信号に対する妨害波の影響を抑圧する。ここで、信号品質検出部２１０では、シンボル間差動演算部２５２，２５６が上記第１の帯域及び第２の帯域の各々において、複数のシンボルのうち、予め設定された位置の所定数のシンボルに対して、時間領域において隣接するシンボル間の差動演算を行い、２乗演算部２５３，２５７が差動演算の結果の２乗演算を行い、妨害判定部２５９が２乗演算の結果を用いて、第１の帯域及び第２の帯域の各々における妨害波の有無を判定する。

［無線通信装置１の構成］
図６は、本実施の形態に係る無線通信装置１の構成を示したブロック図である。無線通信装置１は、例えば、図１に示す遠距離ＢＳＳのＳＴＡ_Ｌである。すなわち、無線通信装置１は、１ＭＨｚ／２ＭＨｚの通信帯域幅を用いて動作可能な無線装置である。

なお、図６において、細線矢印は実信号を表し、太線矢印はＩＱ信号を表す。

図６に示す無線通信装置１は、ＲＦ帯域の信号を送受信するアンテナ１０、物理層においてＲＦ信号からパケットを抽出する受信処理部２０、ＭＡＣ（Media Access Control）層においてパケットに対する処理を行うＭＡＣ処理部３０、及び、物理層において入力されたパケットからＲＦ信号を生成する送信処理部４０から構成される。

［受信処理部２０の構成］
受信処理部２０は、アンテナ１０を介してＲＦ信号を受信し、ＭＡＣ処理部３０からの制御信号に基づいて受信処理を行い、得られたパケット及び受信信号品質情報（信号品質検出結果）をＭＡＣ処理部３０へ出力する。

受信処理部２０が受信する信号は、例えば、図３に示す複数の伝送フォーマットのいずれか１つを用いた信号（ＯＦＤＭ）を含む。すなわち、受信処理部２０が受信する信号には、パイロット信号が多重されたプリアンブル（ＬＴＦ）と、パイロット信号がマッピングされた位相と同相又は直交関係にある位相を用いた変調方式（ＢＰＳＫ又はＱＢＰＳＫ）によって変調された信号が多重された制御信号（ＳＩＧ）とを含む。

受信処理部２０は、アンプ２０１、直交検波部２０２、可変フィルタ２０３、ＡＧＣアンプ２０４、ＡＤ変換器２０５、ＡＧＣ制御部２０６、同期検出部２０７、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部２０８、誤り訂正部２０９、信号品質検出部２１０、及び、ローカル発振器２１１から構成される。

アンプ２０１は、アンテナ１０を介してＲＦ信号を受信し、ＲＦ信号に対して、所定レベルの増幅を施し、増幅後の信号を直交検波部２０２に出力する。

直交検波部２０２は、アンプ２０１から受け取る信号に対して、ローカル発振器２１１の周波数（ローカル発振周波数）に基づいて直交検波を行い、得られた信号をＩＱベースバンド信号（アナログ信号又は複素ベースバンド信号）として可変フィルタ２０３に出力する。

可変フィルタ２０３は、直交検波部２０２から受け取るＩＱベースバンド信号に対して、設定されている通過帯域外の帯域の成分を除去（抑圧）して、除去後の信号をＡＧＣアンプ２０４に出力する。可変フィルタ２０３は、後述するＭＡＣ処理部３０（フレーム送受信制御部３０２）からの制御信号に基づいて通過帯域を変更する。

ＡＧＣアンプ２０４は、ＡＤ変換器２０５への入力レベルが一定となるように、可変フィルタ２０３から受け取るＩＱベースバンド信号のゲイン調整を行い、調整後の信号をＡＤ変換器２０５に出力する。

ＡＤ変換器２０５は、ＡＧＣアンプ２０４から受け取るＩＱベースバンド信号（アナログ信号）をデジタル信号に変換し、デジタル値となったＩＱベースバンド信号を、ＡＧＣ制御部２０６、同期検出部２０７及びＦＦＴ部２０８に出力する。

ＡＧＣ制御部２０６は、ＡＤ変換器２０５から受け取るＩＱベースバンド信号を用いて平均電力を算出し、算出した平均電力と、基準電力との差が小さくなるようにＡＧＣアンプ２０４を制御する。

同期検出部２０７は、ＡＤ変換器２０５から受け取るＩＱベースバンド信号と、例えば８０２．１１ａｈの伝送フォーマットのＳＴＦとのパターンマッチングを行い、フレームパケットの先頭を検出する（例えば、図３参照）。また、同期検出部２０７は、ＦＦＴ部２０８におけるシンボル単位でのＦＦＴ窓を制御する。

ＦＦＴ部２０８は、同期検出部２０７から指示されるＦＦＴ窓に基づいてＦＦＴ処理を行い、ＡＤ変換器２０５から受け取る時間領域のＩＱベースバンド信号を、周波数領域のＩＱベースバンド信号へシンボル単位で変換する。ＦＦＴ部２０８は、フーリエ変換後の信号を、誤り訂正部２０９及び信号品質検出部２１０に出力する。８０２．１１ａｈの伝送フォーマットを受信した場合、周波数領域のＩＱベースバンド信号は、サブキャリアのキャリア間隔と一致しているので、この場合、サブキャリアに多重された変調信号又はパイロット信号の解析が容易となる。また、周波数領域のＩＱベースバンド信号は、シンボル単位のサブキャリアデータとなる。

誤り訂正部２０９は、ＦＦＴ部２０８から受け取るＩＱベースバンド信号に対して、誤り訂正処理を行い、フレームパケットを得る。誤り訂正部２０９は、例えば、ＬＴＦを用いて送信されたパイロット信号に基づいて得られる伝送路推定値（チャネル推定値）を用いて、ＩＱベースバンド信号の等化処理と誤り訂正処理としてビタビ復号を施す。誤り訂正部２０９は、得られたフレームパケットをＭＡＣ処理部３０（誤り検出部３０１）に出力する。

信号品質検出部２１０は、ＦＦＴ部２０８から受け取るＩＱベースバンド信号を用いて、信号品質を検出する。具体的には、信号品質検出部２１０は、ＩＱベースバンド信号から、ＬＴＦを構成するシンボル（ＬＴＳ）及びＳＩＧを構成するシンボルを含む複数のシンボルを用いて妨害波を検出する。具体的には、信号品質検出部２１０は、各帯域において、上記複数のシンボルのうち、予め設定された位置の所定数のシンボルに対して、時間領域において隣接するシンボル間の差動演算を行い、当該差動演算の結果の２乗演算を行い、２乗演算の結果を用いて、各帯域における妨害波の有無を判定する。信号品質検出部２１０は、判定結果を受信信号品質情報として、ＭＡＣ処理部３０（フレーム送受信制御部３０２）に出力する。なお、信号品質検出部２１０における信号品質の検出方法の詳細については後述する。

ローカル発振器２１１は、後述するＭＡＣ処理部３０（フレーム送受信制御部３０２）からの制御信号に基づいて定められたローカル発振周波数を変更する。例えば、図２に示す２ＭＨｚ帯域幅の信号について、Ｘ＋１［ＭＨｚ］を０［ＭＨｚ］のＩＱベースバンド信号に直交検波するには、ローカル発振周波数をＸ＋１［ＭＨｚ］とすればよい。

［ＭＡＣ処理部３０の構成］
ＭＡＣ処理部３０は、受信処理部２０から受け取るフレームパケット及び受信信号品質情報に基づいて、受信処理部２０の可変フィルタ２０３又はローカル発振器２１１を制御する制御信号を受信処理部２０へ出力する。また、ＭＡＣ処理部３０は、フレームパケット及び受信信号品質情報に基づいて、アクセスポイント又は通信相手の端末装置に対する要求を決定し、要求を示す制御情報を多重したフレームを生成して、送信処理部４０へ出力する。

ＭＡＣ処理部３０は、誤り検出部３０１、フレーム送受信制御部３０２、フレーム生成部３０３、及び、誤り検出符号化部３０４から構成される。

誤り検出部３０１は、受信処理部２０から受け取るフレームパケット（つまり、通信相手において誤り検出符号化されたパケット信号）に対して誤り検出処理を行い、フレームパケットが誤っているか否かを検出する。誤り検出部３０１は、誤り検出結果を示すフレーム誤り情報をフレーム送受信制御部３０２に出力する。

フレーム送受信制御部３０２は、誤り検出部３０１から受け取るフレーム誤り情報、又は、受信処理部２０（信号品質検出部２１０）から受け取る受信信号品質情報に基づいて、可変フィルタ２０３又はローカル発振器２１１を制御する。例えば、フレーム送受信制御部３０２は、フレーム誤りが有り、妨害波が存在する場合、フレーム誤りの原因が妨害波である判断し、妨害波を抑圧するように可変フィルタ２０３又ローカル発振器２１１を制御する。

また、フレーム送受信制御部３０２は、フレーム誤りが無く、無線通信装置１に設定されたチャネルにおいて妨害波が存在する場合、妨害波の影響を抑圧する。

例えば、フレーム送受信制御部３０２は、セカンダリチャネルにおいて妨害波が存在する場合、妨害波を抑圧するように可変フィルタ２０３又ローカル発振器２１１を制御する。

また、フレーム送受信制御部３０２は、２ＭＨｚの通信帯域幅を使用している場合に妨害波が存在すると判断した場合、通信相手の端末装置に対して、１ＭＨｚの通信帯域幅を使用して通信するように要求する要求信号を生成し、フレーム生成部３０３に出力する。

また、フレーム送受信制御部３０２は、プライマリチャネルにおいて妨害波が存在すると判断した場合、アクセスポイントに対して、プライマリチャネルの変更を要求する要求信号を生成し、フレーム生成部３０３に出力する。

なお、フレーム送受信制御部３０２における妨害波の影響を抑圧する制御方法の詳細については後述する。

フレーム生成部３０３は、フレーム送受信制御部３０２から受け取る要求信号をフレームパケットに多重する。

誤り検出符号化部３０４は、送信先において誤り検出ができるように、フレーム生成部３０３から受け取るフレームパケットに対してブロック符号化を行い、フレームパケットに冗長部を付加する。誤り検出符号化部３０４は、符号化後のフレームパケットを送信処理部４０（誤り訂正符号化部４０１）に出力する。

［送信処理部４０の構成］
送信処理部４０は、ＭＡＣ処理部３０から受け取るフレームパケットに対して送信処理を施し、得られた所望のチャネルのＲＦ信号を、アンテナ１０を介して送信する。

送信処理部４０は、誤り訂正符号化部４０１、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）部４０２、ＤＡ変換器４０３、直交変調部４０４、及び、アンプ４０５から構成される。

誤り訂正符号化部４０１は、送信先において誤り訂正が可能なように、ＭＡＣ処理部３０から受け取るフレームパケットに対して、例えば、畳み込み符号化を行う。さらに、誤り訂正符号化部４０１は、フレームフォーマットに従ってプリアンブル信号を時分割多重し、得られた信号を周波数領域のＩＱベースバンド信号としてＩＦＦＴ部４０２に出力する。

ＩＦＦＴ部４０２は、ＩＦＦＴ処理を行い、誤り訂正符号化部４０１から受け取る周波数領域のＩＱベースバンド信号を、時間領域のＩＱベースバンド信号へシンボル単位で変換する。

ＤＡ変換器４０３は、ＩＦＦＴ部４０２から受け取るＩＱベースバンド信号（デジタル信号）をアナログ信号に変換し、アナログ信号となったＩＱベースバンド信号を、直交変調部４０４に出力する。

直交変調部４０４は、ＤＡ変換器４０３から受け取るＩＱベースバンド信号を、受信チャネルと同じチャネルに直交変調して周波数変換することにより、ＲＦ信号を生成する。

アンプ４０５は、直交変調部４０４から受け取るＲＦ信号を所定の出力レベルに増幅して、アンテナ１０を介して空中に放射する。

［信号検出部２１０の動作］
次に、図６に示す無線通信装置１の信号品質検出部２１０における信号品質の検出方法の詳細について説明する。

図７は、信号品質検出部２１０の内部構成を表すブロック図である。

図７に示す信号品質検出部２１０は、Ｌｏｗｅｒ妨害検出部２５１、Ｕｐｐｅｒ妨害検出部２５５、妨害判定部２５９から構成される。

Ｌｏｗｅｒ妨害検出部２５１は、無線通信装置１が使用する２ＭＨｚ帯域のうち低い方の１ＭＨｚ帯域のチャネル（以下、Lowerチャネルと呼ぶ）に関する妨害波を検出する。一方、Ｕｐｐｅｒ妨害検出部２５５は、無線通信装置１が使用する２ＭＨｚ帯域のうち、高い方の１ＭＨｚ帯域のチャネル（以下、Upperチャネルと呼ぶ）に関する妨害波を検出する。

Ｌｏｗｅｒ妨害検出部２５１は、シンボル間差動演算部２５２、２乗演算部２５３、累積加算部２５４から構成され、Ｕｐｐｅｒ妨害検出部２５５は、シンボル間差動演算部２５６、２乗演算部２５７、累積加算部２５８から構成される。

シンボル間差動演算部２５２、２５６は、ＬＴＦ又はＳＩＧにおけるシンボル間の差動演算を行う。シンボル間差動演算部２５２は、２ＭＨｚの通信帯域の中心から低い周波数のサブキャリアを抽出し、抽出したサブキャリア毎にシンボル間差動演算を行う。一方、シンボル間差動演算部２５６は、２ＭＨｚの通信帯域の中心から高い周波数のサブキャリアを抽出し、抽出したサブキャリア毎にシンボル間差動演算を行う。

シンボル間差動演算部２５２、２５６においてシンボル間差動演算を行うシンボルは、無線通信装置１が受信する信号に用いられている伝送フォーマットに依らず同一である。例えば、シンボル間差動演算部２５２、２５６は、パケット検出された位置（パケット先頭。図３に示すＬＴＦ（ＬＴＦ１）の先頭）から所定の位置（例えば、２シンボル〜４シンボル目）だけ離れたＬＴＦ又はＳＩＧのシンボルに対してシンボル間差動演算を行う。すなわち、シンボル間差動演算部２５２，２５６は、Lowerチャネル及びUpperチャネルの各々において、ＬＴＦ又はＳＩＧの複数のシンボルのうち、予め設定された位置の所定数のシンボルに対して、時間領域において隣接するシンボル間の差動演算を行う。

例えば、パイロット又はデータが多重されたサブキャリアのサブキャリア番号をｋとし、２ＭＨｚの通信帯域の中心のサブキャリア番号をｋ＝０とする。また、パケット先頭からのシンボル番号をＮとする。この場合、シンボル番号Ｎとシンボル番号Ｎ−１のシンボルに対するシンボル間差動演算は、Ｙ^＊（ｋ，Ｎ−１）Ｙ（ｋ，Ｎ）で表される。ただし、Ｙは、サブキャリア番号ｋ、シンボル番号Ｎの信号を表し、上添字＊は、複素共役を表す。

２乗演算部２５３、２５７は、各サブキャリアにおいて、シンボル間差動演算部２５２、２５６の演算結果に対して２乗演算を行う。例えば、シンボル番号Ｎとシンボル番号Ｎ−１のシンボルに対するシンボル間差動演算結果の２乗演算は、（Ｙ^＊（ｋ，Ｎ−１）Ｙ（ｋ，Ｎ））^２で表される。

累積加算部２５４、２５８は、２乗演算部２５３、２５７のサブキャリア毎の演算結果を累積加算（ベクトル加算）する。例えば、Lowerチャネルの累積加算結果をXLower（diff）とすると、XLower（diff）＝Σ（Ｙ^＊（ｋ，Ｎ−１）Ｙ（ｋ，Ｎ））^２ （ｋ＜０の累積加算）で表される。また、Upperチャネルの累積加算結果をXUower（diff）とすると、XUpper（diff）＝Σ（Ｙ^＊（ｋ，Ｎ−１）Ｙ（ｋ，Ｎ））^２ （ｋ＞０の累積加算）で表される。ただし、diffは、得られたシンボル差動演算結果にそれぞれ付されるインデクスを表す。例えば、３シンボル（例えばＮ＝２、３、４）についてシンボル間差動演算した場合、diff＝１，２となり、XLower（１）、XUpper（１）はＮ＝２、３のシンボル間差動演算に対応し、XLower（２）、XUpper（２）はＮ＝３、４のシンボル間差動演算に対応する。

妨害判定部２５９は、Ｌｏｗｅｒ妨害検出部２５１及びＵｐｐｅｒ妨害検出部２５５から受け取る演算結果に基づいて、Lowerチャネル及びUpperチャネルの各々における妨害波の有無を判定する。

［妨害波検出方法］
図８は、信号品質検出部２１０における妨害波の検出方法の原理の説明に供する図である。

図８Ｄに示すように、ＢＰＳＫでは信号がＩ軸上にマッピングされ、ＱＢＰＳＫでは信号がＱ軸上にマッピングされる。上述したように、ＳＩＧ（又はＳＩＧ−Ａ）における変調方式はＢＰＳＫ又はＱＢＰＳＫである。また、ＬＴＦ（ＬＴＦ１）に含まれる各ＬＴＳにおけるパイロット信号のマッピングは、ＢＰＳＫのマッピングと同一である。

以下では、シンボル間差動演算部２５２、２５６は、８０２．１１ａｈの伝送フォーマット（図３参照）のパケット先頭（パケット検出位置）から２、３、４番目のシンボル（上記Ｎ＝２、３、４）を抽出して、シンボル間差動演算を行う。

すなわち、１ＭＨｚフォーマット（Ｄｕｐｌｉｃａｔｅを含む）の場合、図８Ａに示すように、ＬＴＦ１のＬＴＳ２〜４の３シンボルが抽出される。上述したように、ＬＴＳ２〜４には、サブキャリア毎に予め定められた０度又は１８０度の位相（ＢＰＳＫ変調と同等）、及び、一定の振幅を有するパイロット信号が多重されている。よって、任意のサブキャリア番号のシンボル間に位相差は無い。よって、図８Ａに示すように、ＬＴＳ２とＬＴＳ３とのシンボル間、及び、ＬＴＳ３とＬＴＳ４とのシンボル間におけるシンボル間差動演算結果はいずれもＩ軸上の信号となる。

また、２ＭＨｚ ｓｈｏｒｔフォーマットの場合、図８Ｂに示すように、ＬＴＦ１内のＬＴＳ２、及び、ＳＩＧ内のＳＩＧ１、２が抽出される。上述したように、ＬＴＳ２には、サブキャリア毎に予め定められた０度又は１８０度の位相及び一定の振幅を有するパイロット信号が多重されているのに対して、ＳＩＧ１、２には、９０度又は２７０度で位相変調されたデータが多重されている。よって、任意のサブキャリア番号のＬＴＳ２とＳＩＧ１とのシンボル間には９０度又は２７０度の位相差が存在する。また、任意のサブキャリア番号のＳＩＧ１とＳＩＧ２とのシンボル間の位相差は０度または１８０度となる。よって、図８Ｂに示すように、ＬＴＳ２及びＳＩＧ１のシンボル間の差動演算結果はＱ軸上の信号となり、ＳＩＧ１及びＳＩＧ２のシンボル間の差動演算結果はＩ軸上の信号となる。

同様に、２ＭＨｚ ｌｏｎｇフォーマットの場合、図８Ｃに示すように、ＬＴＦ内のＬＴＳ２、及び、ＳＩＧ−Ａ内のＳＩＧＡ１、２が抽出される。上述したように、ＬＴＳ２には、サブキャリア毎に予め定められた０度又は１８０度の位相及び一定の振幅を有するパイロット信号が多重されている。また、ＳＩＧＡ１には、９０度又は２７０度で位相変調されたデータが多重され、ＳＩＧＡ２には、０度又は１８０度で位相変調されたデータが多重されている。よって、任意のサブキャリア番号の何れのシンボル間にも９０度又は２７０度の位相差が存在する。よって、図８Ｃに示すように、ＬＴＳ２とＳＩＧＡ１とのシンボル間、及び、ＳＩＧＡ１とＳＩＧＡ２とのシンボル間の差動演算結果はいずれもＱ軸上の信号となる。

すなわち、図８Ａ〜図８Ｃに示すように、ＢＰＳＫ変調又はＱＢＰＳＫ変調の信号のマッピング位置を有するシンボル間の差動演算結果（位相差）は、０度、９０度、１８０度、２７０度の４つの位相のいずれかになる。

次いで、２乗演算部２５３、２５７は、各シンボル間の差動演算結果に対して２乗演算を行う。

１ＭＨｚフォーマットの場合、図８Ａに示すように、２乗演算結果はいずれもＩ軸上の正の信号となる。

２ＭＨｚ（ｓｈｏｒｔ）フォーマットの場合、図８Ｂに示すように、ＬＴＳ２及びＳＩＧ１のシンボル間の２乗演算結果はＩ軸上の負の信号となり、ＳＩＧ１及びＳＩＧ２のシンボル間の２乗演算結果はＩ軸上の正の信号となる。

２ＭＨｚ（ｌｏｎｇ）フォーマットの場合、図８Ｃに示すように、２乗演算結果はいずれもＩ軸上の負の信号となる。

すなわち、図８Ａ〜図８Ｃに示すように、上述したような０度、９０度、１８０度、２７０度の４つの位相のいずれかであるシンボル間差動演算結果の２乗演算結果は、全てＩ軸上に信号（ベクトル）が集中する。

このように、パケット先頭から２、３、４番目のシンボル（上記Ｎ＝２、３、４）は、パイロット信号がＢＰＳＫと同等の位相にマッピングされているＬＴＦのシンボル、及び、ＬＴＦ内のパイロット信号がマッピングされた位相と同相又は直交関係にある位相を用いた変調方式によって変調されているＳＩＧのシンボルのいずれかとなる。よって、これらのシンボル間の差動演算及び２乗演算は、ＢＰＳＫ又はＱＢＰＳＫによって変調されたシンボル間の差動演算及び２乗演算であって、これらの演算結果は必ずＩ軸上に現れることになる。

つまり、無線通信装置１が受信する信号のうち、無線通信装置１が属するＢＳＳのアクセスポイントから送信される信号（希望波）に関するシンボル間の差動演算及び２乗演算の結果は、Ｉ軸上に集中する。換言すると、無線通信装置１に対する希望波に関するシンボル間の差動演算及び２乗演算の結果は、Ｉ軸成分のみによって表される。

一方、無線通信装置１と異なる他方式サービス（妨害波）は、上述したＬＴＦ及びＳＩＧのようなマッピングの関係を有しているとは限らない。よって、無線通信装置１に対する妨害波に関するシンボル間の差動演算及び２乗演算の結果は、Ｉ軸上以外の領域にも現れることが考えられる。換言すると、無線通信装置１に対する妨害波に関するシンボル間の差動演算及び２乗演算の結果は、Ｑ軸成分も含む。

そこで、信号品質検出部２１０は、シンボル間の差動演算及び２乗演算の結果のうち、Ｉ軸成分を希望波成分とし、Ｑ軸成分を妨害波成分（妨害量）とみなして検出する。すなわち、Ｌｏｗｅｒ妨害検出部２５１及びＵｐｐｅｒ妨害検出部２５５は、ＬＴＦ及びＳＩＧに相当するシンボル期間においてシンボル間の差動演算及び２乗演算を行うことにより、希望波と妨害波とを、Ｉ軸成分とＱ軸成分とに分ける。

また、Ｌｏｗｅｒ妨害検出部２５１及びＵｐｐｅｒ妨害検出部２５５は、図８に示す演算をサブキャリア毎に行い、得られた全サブキャリアの２乗演算結果を累積加算する。こうすることで、サブキャリア毎に得られる希望波及び妨害波の有無を平均化することができ、希望波と妨害波とを、Ｉ軸とＱ軸とに精度良く分けることが可能となる。

そして、妨害判定部２５９は、Ｌｏｗｅｒ妨害検出部２５１及びＵｐｐｅｒ妨害検出部２５５から受け取る演算結果に基づいて、各帯域（Lowerチャネル及びUpperチャネル）の各々における妨害波の有無を判定する。

具体的には、妨害判定部２５９は、各帯域に対して以下の処理を行う。

以下では、Ｌｏｗｅｒ妨害検出部２５１から受け取る演算結果XLower、及び、Ｕｐｐｅｒ妨害検出部２５５から受け取る演算結果XUpperの双方を表す値として「Ｘ（diff）」（つまり、Ｘ＝XLower(diff)又はXUpper(diff)）を用いる。

また、以下では、３シンボルが抽出される場合（シンボル間差動を２回演算する場合）について説明する。すなわち、diff＝１、２とする。

まず、妨害判定部２５９は、演算結果Ｘ（diff）を用いて、希望波の信号レベルを表す希望波レベル指標Ｐ_Ｃ、及び、妨害波の信号レベルを表す妨害波レベル指標Ｐ_Ｉを算出する。
希望波レベル指標Ｐ_Ｃ＝｜Ｒｅ Ｘ（１）｜＋｜Ｒｅ Ｘ（２）｜ …（式１）
妨害波レベル指標Ｐ_Ｉ＝｜Ｉｍ Ｘ（１）｜＋｜Ｉｍ Ｘ（２）｜ …（式２）

ここで、｜Ｒｅ Ｘ｜はＸ（複素数）の実部（Ｉ軸成分）を表し、｜Ｉｍ Ｘ｜はＸの虚部（Ｑ軸成分）を表す。

次いで、妨害判定部２５９は、算出したＰ_Ｃ及びＰ_Ｉと、所定の閾値とを比較して、妨害波の有無を判定する。例えば、妨害判定部２５９は、希望波と妨害波との比率（妨害比）をＰ_Ｉ／Ｐ_Ｃと定義する。そして、妨害判定部２５９は、Ｐ_Ｉ／Ｐ_Ｃが閾値１以上（Ｐ_Ｉ／Ｐ_Ｃ≧閾値１）であり、かつ、Ｐ_Ｉが閾値２以上（Ｐ_Ｉ≧閾値２）である場合、妨害波が有ると判断する。妨害判定部２５９は、上記以外の場合（Ｐ_Ｉ／Ｐ_Ｃ＜閾値１又はＰ_Ｉ＜閾値２）、妨害波が無いと判定する。すなわち、妨害判定部２５９は、希望波成分を表すＰ_Ｃに対する妨害波成分を表すＰ_Ｉの比率が閾値１以上、かつ、Ｐ_Ｃの値が閾値２以上である場合、無線通信装置１の通信に影響を及ぼす妨害波が存在すると判定する。

妨害判定部２５９は、上記処理を各帯域（チャネル）に対して行うことにより、Upperチャネル及びLowerチャネルでの妨害波の有無を判定する。

このようにして、本実施の形態では、無線通信装置１は、受信信号のシンボル間の差動演算及び２乗演算を行って、希望波と妨害波とをＩ軸成分とＱ軸成分とに区別する。このため、本実施の形態では、例えば特許文献１のように受信電力から妨害量を算出する方法と比較して、妨害量を高精度に算出することができる。よって、本実施の形態によれば、妨害波の誤検出による不必要なチャネル切り替えの発生を防ぎ、スループット特性の低下を防ぐことができる。

さらに、本実施の形態では、希望波と妨害波とをＩ軸成分とＱ軸成分とに区別することにより妨害波を検出しているため、ＴＧａｈ（８０２．１１ａｈ）のように従来よりも長い最大伝送距離１ｋｍを想定している弱電界環境下において希望波と妨害波との信号強度の差が大きくなる場合でも、高精度な妨害検出が可能となる。

また、本実施の形態によれば、予め設定された位置の所定数のシンボル（図８ではＬＴＦの先頭から２〜４シンボル）を用いて妨害波の検出が行われる。これにより、伝送フォーマットに依存しない妨害検出方法を実現することができる。

以上のように、本実施の形態によれば、伝送フォーマットに依らず、妨害波を高精度で検出することができる。

［無線通信装置１の妨害波検出時の動作］
次に、無線通信装置１における妨害波検出時の動作について詳細に説明する。

＜動作例１（図９、図１０）＞
動作例１では、１ＭＨｚフォーマットを用いた際にセカンダリチャネルにおいて妨害波を検出した場合について説明する。図９は、動作例１における無線通信装置１の処理の流れを示すフロー図である。

図１０Ａは、妨害波の検出前（フレーム送受信制御部３０２の制御前）における可変フィルタ２０３でのＩＱベースバンド信号の波形を示す図である。図１０Ｂ〜図１０Ｄは、妨害波の検出後における可変フィルタ２０３でのＩＱベースバンド信号の波形を示す図である。図１０Ａ〜図１０Ｄにおいて、横軸は周波数を表し、縦軸は信号強度を表す。また、図１０Ａ〜図１０Ｄにおいて、破線は、可変フィルタ２０３の通過帯域を示す。

無線通信装置１において、信号品質検出部２１０は、図１０Ａに示すセカンダリチャネルにおいて妨害波を検出する（図９に示すステップ（以下「ＳＴ」と呼ぶ）１０１）。

セカンダリチャネルにおいて妨害波を検出すると、フレーム送受信制御部３０２は、可変フィルタ２０３に対してフィルタリングの変更を指示、及び／又は、ローカル発振器２１１に対してローカル発振周波数の変更を指示する（ＳＴ１０２）。すなわち、フレーム送受信制御部３０２は、１ＭＨフォーマットを用いる際に、セカンダリチャネルにおいて妨害波を検出した場合、ローカル発振周波数、又は、可変フィルタ２０３の通過帯域を制御して、妨害波を抑圧する。

図１０Ａに示すように、妨害波の検出前では、ローカル発振器２１１は２ＭＨｚの周波数帯域の中心をローカル発振周波数（０［ＭＨｚ］）とし、可変フィルタ２０３はローカル発振周波数を中心とする２ＭＨｚの通過帯域を有する左右対称なフィルタである。

一方、セカンダリチャネルにおいて妨害波が検出された場合、例えば、図１０Ｂに示すように、フレーム送受信制御部３０２は、可変フィルタ２０３に対する制御を行わずに、ローカル発振器２１１に対して、ローカル発振周波数Ｌｏを変更させてもよい。図１０Ｂでは、ローカル発振周波数（０［ＭＨｚ］）は、図１０Ａに示す周波数（２ＭＨｚの周波数帯域の中心）から、プライマリチャネルの信号の最も低い周波数へ変更されている。これにより、プライマリチャネルを通過させて、セカンダリチャネルの妨害波を抑圧する。すなわち、フレーム送受信制御部３０２は、セカンダリチャネルが可変フィルタ２０３の通過帯域外となるように、ローカル発振周波数を変更させる。図１０Ｂの動作によれば、無線通信装置１は、ローカル発振周波数の変更のみを行えばよく、１つのフィルタがあればよいので、回路規模を増加させることなく、妨害波を抑圧することができる。

または、図１０Ｃに示すように、フレーム送受信制御部３０２は、ローカル発振器２１１に対する制御を行わずに、可変フィルタ２０３に対して、狭帯域フィルタリングを行わせてもよい。例えば、図１０Ｃでは、可変フィルタ２０３において、ローカル発振周波数（０［ＭＨｚ］）に対して２ＭＨｚの通過帯域を有する左右対称なフィルタから、１ＭＨｚの通過帯域を有する左右非対称な複素フィルタに切り替えられている。これにより、プライマリチャネルを通過させて、セカンダリチャネルの妨害波を抑圧する。すなわち、フレーム送受信制御部３０２は、プライマリチャネルのみが可変フィルタ２０３の通過帯域となるように、可変フィルタ２０３を制御する。図１０Ｃの動作によれば、フレーム送受信制御部３０２の制御前後においてプライマリチャネルの周波数配置は変わらないので、無線通信装置１がデータ受信中であっても、妨害波を抑圧するための制御が可能である。さらに、図１０Ｃに示すセカンダリチャネル（プライマリチャネルよりも高周波数）の妨害波のみでなく、プライマリチャネルよりも低周波数側の妨害波が存在する場合でも、当該妨害波を抑圧することができる。

または、図１０Ｄに示すように、フレーム送受信制御部３０２は、ローカル発振器２１１に対してローカル発振周波数Ｌｏを変更させ、かつ、可変フィルタ２０３に対して狭帯域フィルタリングを行わせてもよい。図１０Ｄでは、ローカル発振周波数（０［ＭＨｚ］）は、図１０Ａに示す周波数（２ＭＨｚの周波数帯域の中心）から、プライマリチャネルの中心周波数へ変更されている。また、可変フィルタ２０３において、ローカル発振周波数（０［ＭＨｚ］）に対して２ＭＨｚの通過帯域を有する左右対称なフィルタから、１ＭＨｚの通過帯域を有する左右対称な実フィルタに切り替えられている。これにより、プライマリチャネルを通過させて、セカンダリチャネルの妨害波を抑圧する。すなわち、フレーム送受信制御部３０２は、セカンダリチャネルが可変フィルタ２０３の通過帯域外となるようにローカル発振周波数を変更させ、かつ、プライマリチャネルのみが可変フィルタ２０３の通過帯域となるように可変フィルタ２０３を制御する。図１０Ｄの動作によれば、可変フィルタ２０３を左右対称な実フィルタにより簡易に構成でき、かつ、図１０Ｄに示すセカンダリチャネル（プライマリチャネルよりも高周波数）の妨害波のみでなく、プライマリチャネルよりも低周波数側の妨害波が存在する場合でも、当該妨害波を抑圧することができる。

以上のように、フレーム送受信制御部３０２が可変フィルタ２０３又ローカル発振器２１１を制御することにより、セカンダリチャネルに存在する妨害波を、可変フィルタ２０３の通過帯域外に位置することにより、セカンダリチャネルに存在する妨害波を抑圧することができる。これにより、妨害波が抑圧された信号が、ＡＧＣアンプ２０４によってレベルを一定にされてＡＤ変換器２０５に入力されるので、妨害波に起因するＡＤ変換器２０５の量子化雑音による、希望波に対する受信特性の劣化を抑えることができる。

＜動作例２（図１１Ａ〜図１１Ｃ）＞
動作例２では、２ＭＨｚ（ｓｈｏｒｔ又はｌｏｎｇ）を用いた際にセカンダリチャネルにおいて妨害波を検出した場合について説明する。図１１Ａは、動作例２における無線通信装置１の処理の流れを示すフロー図である。なお、図１１Ａにおいて、図９に示す処理と同一処理には同一符号を付し、その説明を省略する。

セカンダリチャネルにおいて妨害波を検出すると（ＳＴ１０１）、フレーム送受信制御部３０２は、無線通信装置１の通信相手である送信元（図示せず）に対して１ＭＨｚの伝送フォーマットを用いて信号を送信することを要求する制御信号をフレーム生成部３０３へ出力する（ＳＴ２０１）。フレーム生成部３０３は、上記要求を示す制御信号をフレームパケットに多重する。こうすることで、当該要求は、所定の送信処理が施され、アンテナ１０を介して送信元へ通知される。

また、フレーム送受信制御部３０２は、可変フィルタ２０３及びローカル発振器２１１に対して、１ＭＨｚフォーマットを用いて信号を受信するための制御を行う（ＳＴ２０２）。これにより、無線通信装置１が受信する信号の伝送フォーマットは、図１１Ｂに示す２ＭＨｚフォーマットから、図１１Ｃに示す１ＭＨｚフォーマットへ変更される。すなわち、無線通信装置１が受信する信号は、図１１Ｂに示すプライマリチャネル及びセカンダリチャネルに渡る２ＭＨｚ帯域幅の信号から、図１１Ｃに示すプライマリチャネルのみを占有する１ＭＨｚ帯域幅の信号となる。

すなわち、フレーム送受信制御部３０２は、２ＭＨｚフォーマットを用いる際に、セカンダリチャネルにおいて妨害波を検出した場合、無線通信装置１の送信相手に対して、Lowerチャネル（プライマリチャネル）のみを用いて通信することを要求する。

こうすることで、プライマリチャネルのみを占有する希望波と、セカンダリチャネルに存在する妨害波とが重複しないので、希望波に対する妨害波の影響を低減させることができる。

また、フレーム送受信制御部３０２は、動作例１（図１０Ｂ〜図１０Ｄを参照）と同様にして、可変フィルタ２０３又ローカル発振器２１１によってセカンダリチャネルの妨害波を抑圧してもよい。これにより、希望波に対する妨害波の影響を更に低減することができる。

＜動作例３（図１２Ａ〜図１２Ｃ）＞
動作例３では、１ＭＨｚフォーマットを用いた際にプライマリチャネルにおいて妨害波を検出した場合について説明する。図１２Ａは、動作例３における無線通信装置１の処理の流れを示すフロー図である。

図１２Ｂは、例えば、新規のＢＳＳを立ち上げるアクセスポイントによってプライマリチャネルを決定する際に、当該アクセスポイントによるスキャンでは他のシステムのサービスが特定チャネルを使用していることが検出されず、かつ、８０２．１１ａｈの既存のＢＳＳが当該特定チャネルを使用していない場合に、新規ＢＳＳが、当該特定チャネルをプライマリチャネルに割り当てた場合を示す。すなわち、図１２Ｂでは、他のシステムのサービスの信号が新規のＢＳＳのＳＴＡ（無線通信装置１）に対して１ＭＨｚフォーマット受信の同一チャネル妨害となっている場合を示す。

信号品質検出部２１０は、図１２Ｂに示すプライマリチャネルにおいて妨害波を検出する（ＳＴ３０１）。

プライマリチャネルにおいて妨害波を検出すると、フレーム送受信制御部３０２は、アクセスポイントに対してプライマリチャネルの変更（移動）を要求する制御信号をフレーム生成部３０３へ出力する（ＳＴ３０２）。フレーム生成部３０３は、上記要求を示す制御信号をフレームパケットに多重する。こうすることで、当該要求は、所定の送信処理が施され、アンテナ１０を介してアクセスポイントへ通知される。

当該要求が通知されるアクセスポイントは、上述したように、プライマリチャネルに妨害波が存在することを検出できないアクセスポイントである。このアクセスポイントは、無線通信装置１からプライマリチャネルの変更要求を受け取ると、プライマリチャネルの変更に問題が無いことをアクセスポイント間で確認できた場合、全端末装置に対してプライマリチャネルの変更を通知する。無線通信装置１は、アクセスポイントからプライマリチャネルの変更通知を受け取る（ＳＴ３０３）。

フレーム送受信制御部３０２は、可変フィルタ２０３及びローカル発振器２１１に対して、変更されたプライマリチャネルを用いて信号を受信するための制御を行う（ＳＴ３０４）。これにより、無線通信装置１が信号を受信するプライマリチャネルは、図１２Ｂに示す周波数Ｘ〜Ｘ＋１［ＭＨｚ］から、図１２Ｃに示す周波数Ｘ＋１〜Ｘ＋２［ＭＨｚ］に変更される。図１２Ｂ及び図１２Ｃでは、変更前後において、プライマリチャネルとセカンダリチャネルとが入れ替わる。すなわち、無線通信装置１が受信する信号は、図１２Ｂに示す妨害波が存在する帯域の信号から、図１２Ｃに示す妨害波が存在しない帯域の信号となる。

すなわち、フレーム送受信制御部３０２は、１ＭＨｚフォーマットを用いる際に、プライマリチャネルにおいて妨害波を検出した場合、無線通信装置１の通信を管理するアクセスポイントに対して、プライマリチャネルが割り当てられる周波数帯域の変更（ここでは、LowerチャネルからUpperチャネルへの変更）を要求する。

こうすることで、アクセスポイントにおいてプライマリチャネルの妨害が検出できず、かつ、ＢＳＳ内のＳＴＡ（無線通信装置１）にとって同一チャネル妨害となる場合でも、通信が可能となる。すなわち、図１２Ｃに示すように、希望波と妨害波とが重複しないので、希望波に対する妨害波の影響を低減させることができる。

また、動作例１（図１０Ｂ〜図１０Ｄ）と同様にして、可変フィルタ２０３又ローカル発振器２１１によってセカンダリチャネルの妨害波を抑圧してもよい。これにより、希望波に対する妨害波の影響を更に低減することができる。なお、図１２Ｃにおいて、妨害波の信号レベルが隣接チャネル妨害としてプライマリチャネルへの影響を及ぼさないレベルの場合には、動作例１のようなセカンダリチャネルの抑圧（ＳＴ３０４）を省略してもよい。

＜動作例４（図１３Ａ〜図１３Ｃ）＞
動作例４では、２ＭＨｚ（ｓｈｏｒｔ又はｌｏｎｇ）フォーマットを用いた際にプライマリチャネルにおいて妨害波を検出した場合について説明する。図１３Ａは、動作例４における無線通信装置１の処理の流れを示すフロー図である。なお、図１３Ａにおいて、図９及び図１２Ａに示す処理と同一処理には同一符号を付し、その説明を省略する。

プライマリチャネルにおいて妨害波を検出すると（ＳＴ３０１）、フレーム送受信制御部３０２は、アクセスポイントに対してプライマリチャネルの変更（移動）を要求する制御信号をフレーム生成部３０３へ出力する（ＳＴ３０２）。アクセスポイントは、無線通信装置１からプライマリチャネルの変更要求を受け取ると、プライマリチャネルの変更に問題が無いことをアクセスポイント間で確認できた場合、全端末装置に対してプライマリチャネルの変更を通知する。無線通信装置１は、アクセスポイントからプライマリチャネルの変更通知を受け取る（ＳＴ３０３）。

また、フレーム送受信制御部３０２は、無線通信装置１の通信相手である送信元（図示せず）に対して１ＭＨｚフォーマットを用いて信号を送信することを要求する制御信号をフレーム生成部３０３へ出力する（ＳＴ２０１）。

そして、フレーム送受信制御部３０２は、可変フィルタ２０３及びローカル発振器２１１に対して、変更されたプライマリチャネル及び伝送フォーマットを用いて信号を受信するための制御を行う（ＳＴ４０１）。これにより、無線通信装置１が受信する信号の伝送フォーマットは、図１３Ｂに示す２ＭＨｚの伝送フォーマットから、図１３Ｃに示す１ＭＨｚの伝送フォーマットへ変更される。更に、無線通信装置１が信号を受信するプライマリチャネルは、図１３Ｂに示す周波数Ｘ〜Ｘ＋１［ＭＨｚ］から、図１３Ｃに示す周波数Ｘ＋１〜Ｘ＋２［ＭＨｚ］に変更される。すなわち、無線通信装置１が受信する信号は、図１３Ｂに示す妨害波が存在する帯域を含む信号から、図１３Ｃに示す妨害波が存在しない帯域の信号となる。

すなわち、フレーム送受信制御部３０２は、２ＭＨｚフォーマットを用いる際に、プライマリチャネルにおいて妨害波を検出した場合、無線通信装置１の通信を管理するアクセスポイントに対して、プライマリチャネルが割り当てられる周波数帯域の変更を要求し、かつ、無線通信装置１の送信相手に対して、プライマリチャネルのみを用いて通信することを要求する。

こうすることで、アクセスポイントにおいてプライマリチャネルの妨害が検出できず、かつ、ＢＳＳ内のＳＴＡ（無線通信装置１）にとって同一チャネル妨害となる場合でも、通信が可能となる。すなわち、図１３Ｃに示すように、プライマリチャネルのみを占有する希望波と、セカンダリチャネルに存在する妨害波とが重複しないので、希望波に対する妨害波の影響を低減させることができる。

また、動作例１（図９のＳＴ１０２）と同様にして、可変フィルタ２０３又ローカル発振器２１１によってセカンダリチャネルの妨害波を抑圧してもよい。これにより、希望波に対する妨害波の影響を更に低減することができる。なお、図１３Ｃにおいて、妨害波の信号レベルが隣接チャネル妨害としてプライマリチャネルへの影響を及ぼさないレベルの場合には、動作例１のようなセカンダリチャネルの抑圧（ＳＴ１０２）を省略してもよい。

以上、無線通信装置１における妨害波検出時の動作について説明した。

ここで、従来の無線ＬＡＮ規格のＢＳＳ範囲は半径十数メートル範囲であるのに対して、ＴＧａｈ（８０２．１１ａｈ）は、最大伝送距離１ｋｍを準備している。そのため、８０２．１１ａｈでは、隣接チャネル妨害環境が発生した場合、妨害による影響が従来の無線ＬＡＮ規格よりも著しく大きくなる場合があり、この場合、受信特性が大幅に劣化してしまうおそれがある。例えば、プライマリチャネルの希望波が遠距離から送信されることにより、ＳＴＡでの当該希望波の受信電界強度が小さく、セカンダリチャネルの妨害波が近距離から送信されることにより、ＳＴＡでの当該妨害波の受信電界強度が大きい場合、希望波対妨害波のレベル比が従来の無線ＬＡＮ規格と比較して著しく大きくなるおそれがある。

この場合、希望波よりも受信電界強度が大きいセカンダリチャネルの妨害波が、ＳＴＡのデジタル信号処理の前段に配置されるＡＤコンバータのダイナミックレンジを占有してしまう可能性がある。このため、特許文献１に開示されたようにプライマリチャネルのみを用いた通信に切り替えるだけでは、セカンダリチャネルでの妨害波の影響を除去することができなくなる。具体的には、セカンダリチャネルの妨害波がＡＤコンバータのダイナミックレンジを占有すると、ＡＤコンバータの量子化雑音がプライマリチャネルの希望波に対して無視できないレベルで重畳されるので、受信特性が劣化してしまう。

これに対して、本実施の形態では、無線通信装置１は、１ＭＨｚフォーマットを用いる際にセカンダリチャネルにおいて妨害波が検出された場合、可変フィルタ２０３及びローカル発振器２１１を制御することにより、希望波に対する妨害波の影響を抑圧する。すなわち、図６に示すように、無線通信装置１のＡＤ変換器２０５には、上記妨害波の抑圧後の信号が入力される。こうすることで、セカンダリチャネルの妨害波が、受信機のデジタル信号処理の前段に配置されるＡＤ変換器２０５（ＡＤコンバータ）のダイナミックレンジを占有してしまうことを防止することができる。

また、図１に示すようにＡＰが検出できないような端末（ＡＰに対する隠れ端末）による、受信端末（ＳＴＡ）のプライマリチャネルに配置された妨害波（例えば、図１２Ｂ、図１３Ｂを参照）によって、スループットが低下するおそれもある。例えば、特許文献２では、最大伝送距離が長くなると、別システムの装置がＡＰに対する隠れ端末となる場合がある。この場合、ＡＰによるチャネルスキャンによって別システムの信号が検出されず、かつ、既存ＢＳＳにとって空きチャネルがある場合、ＡＰは、別システムの信号が有る場合であっても、当該空きチャネルを受信端末のプライマリチャネルとして決定してしまう。このとき、例えば、ＳＴＡに対してＡＰが遠距離にあり、別システムのサービスが近距離にある場合、ＳＴＡでは、別システムのサービスからの信号の受信電界強度は、ＡＰからの信号の受信電界強度よりも非常に大きくなってしまう。よって、ＳＴＡでは、プライマリチャネルでの受信を、同一チャネル妨害波として受信することとなるので、スループットが低下してしまう。

これに対して、本実施の形態では、無線通信装置１は、プライマリチャネルにおいて妨害波が検出された場合、プライマリチャネルが設定される周波数帯域の変更をアクセスポイントに要求する。また、２ＭＨｚフォーマットを用いている場合には、無線通信装置１は、更に、１ＭＨｚ帯域のみを用いるように送信相手に要求する。こうすることで、アクセスポイントが、他方式サービスの信号を検出できずに、他方式サービスの信号が配置されるチャネルと同一チャネルを無線通信装置１に設定する場合でも、妨害波の影響を低減することができる。よって、本実施の形態によれば、同一チャネル妨害波によるスループットの低下を防止することができる。

＜実施の形態２＞
本実施の形態では、実施の形態１と比較して、無線通信装置１（図６）の信号品質検出部の動作が異なる。

図１４は、本実施の形態に係る信号品質検出部２１０ａの内部構成を示すブロック図である。なお、図１４において、図７と同一の動作を行う構成部には同一の符号を付し、その説明を省略する。

図１４に示す信号品質検出部２１０ａにおいて、Ｌｏｗｅｒ妨害検出部２６１は、シンボル間差動演算部２５２、２乗演算部２５３、累積加算部２５４に加え、サブキャリア電力算出部２６２、２シンボル平均演算部２６３及び累積加算部２６４を含む。また、Ｕｐｐｅｒ妨害検出部２６５は、シンボル間差動演算部２５６、２乗演算部２５７、累積加算部２５８に加え、サブキャリア電力算出部２６６、２シンボル平均演算部２６７及び累積加算部２６８を含む。

サブキャリア電力算出部２６２、２６６は、各サブキャリアの電力を算出する。

２シンボル平均演算部２６３、２６７は、サブキャリア電力算出部２６２、２６６において算出された各サブキャリアの電力に対して２シンボル平均演算を行う。

累積加算部２６４、２６８は、２シンボル平均演算部２６３、２６７の演算結果を累積加算することにより、UpperチャネルおよびLowerチャネルそれぞれのサブキャリアの電力総和を算出する。

妨害判定部２６９は、累積加算部２５４、２５８から受け取る演算結果（シンボル間差動演算の２乗）、及び、累積加算部２６４、２６８から受け取る演算結果（全サブキャリアの電力）に基づいて、Lowerチャネル及びUpperチャネルの妨害波の有無を判定する。具体的には、妨害判定部２６９は、LowerチャネルとUpperチャネルとの間で、どちらのチャネルの妨害量がどれくらい大きいかを閾値判定することにより、妨害量の大きい方のチャネルに妨害波が存在すると判断する。

［妨害波検出方法］
次に、本実施の形態に係る信号品質検出部２１０ａにおける妨害波検出方法の詳細について説明する。

以下の説明では、Ｌｏｗｅｒ妨害検出部２６１の累積加算部２５４から出力される演算結果から得られる希望波レベル指標（式（１）参照）を「Ｐ_ＣＬｏｗ」とし、妨害波レベル指標（式（２）参照）を「Ｐ_ＩＬｏｗ」とする。

また、Ｕｐｐｅｒ妨害検出部２６５の累積加算部２５８から出力される演算結果から得られる希望波レベル指標を「Ｐ_ＣＵｐ」とし、妨害波レベル指標を「Ｐ_ＩＵｐ」とする。

また、Ｌｏｗｅｒ妨害検出部２６１の累積加算部２６４から出力される全サブキャリアの電力を「Ｐ_{ＡｌｌＬｏｗ}」とし、Ｕｐｐｅｒ妨害検出部２６５の累積加算部２６８から出力される全サブキャリアの電力を「Ｐ_{ＡｌｌＵｐ}」とする。

希望波レベル指標Ｐ_ＣＬｏｗ及びＰ_ＣＵｐは、実施の形態１で説明したように、シンボル間差動の２乗である。ここで、シンボル間差動演算でも２乗演算が行われるので、シンボル間差動の２乗はシンボルの信号強度を４乗した値（つまり、シンボルの電力の２乗）と等価である。そこで、ディメンションを合わせるために、Ｐ_ＣＬｏｗ及びＰ_ＣＵｐの平方根である√Ｐ_ＣＬｏｗ及び√Ｐ_ＣＵｐを希望波の電力と見なす。

また、各チャネル（Lowerチャネル、Upperチャネル）の全サブキャリアの電力は、熱雑音電力と希望波電力と妨害波電力との加算値である。ここで、受信信号に含まれる熱雑音の電力（熱雑音電力）を「Ｐ_ｎ」とする。熱雑音電力は、チャネルに依存しないことが想定されるので、Lowerチャネル及びUpperチャネルにおいて「Ｐ_ｎ」は同程度であるとみなせる。

すなわち、Lowerチャネルでは、全サブキャリアの電力Ｐ_{ＡｌｌＬｏｗ}＝熱雑音電力Ｐ_ｎ＋希望波電力√Ｐ_ＣＬｏｗ＋妨害波電力Ｐ_ＩＬｏｗとなる。また、Upperチャネルでは、全サブキャリアの電力Ｐ_{ＡｌｌＵｐ}＝熱雑音電力Ｐ_ｎ＋希望波電力√Ｐ_ＣＵｐ＋妨害波電力Ｐ_ＩＵｐとなる。

そこで、妨害判定部２６９は、各チャネルの妨害波として、（全サブキャリアの電力−希望波電力）の値、つまり、（熱雑音電力＋妨害波電力）の値を算出する。すなわち、妨害判定部２６９は、Lowerチャネルの妨害波として（Ｐ_{ＡｌｌＬｏｗ}−√Ｐ_ＣＬｏｗ）を算出し、Upperチャネルの妨害波として（Ｐ_{ＡｌｌＵｐ}−√Ｐ_ＣＵｐ）を算出する。

そして、妨害判定部２６９は、妨害波の有無の判定基準として、次式（３）に示す妨害推定値を算出する。

そして、妨害判定部２６９は、算出した妨害推定値に基づいて、妨害波の有無を判定する。具体的には、妨害判定部２６９は、式（３）に示す妨害推定値が０未満であり（妨害推定値＜０）、妨害推定値の絶対値が閾値３以上（｜妨害推定値｜≧閾値３）である場合、Upperチャネルに妨害があると判定する。また、妨害判定部２６９は、式（３）に示す妨害推定値が０以上であり（妨害推定値≧０）、妨害推定値の絶対値が閾値３以上（｜妨害推定値｜≧閾値３）である場合、Lowerチャネルに妨害があると判定する。

また、妨害判定部２６９は、式（３）に示す妨害推定値の絶対値が閾値３未満（｜妨害推定値｜＜閾値３）である場合、妨害が無いと判定する。

このように、妨害判定部２６９は、シンボル間差動の２乗演算の結果のうちＩ軸成分の平方根を希望波電力とする。また、妨害判定部２６９は、サブキャリア電力の２シンボル平均演算の合計（つまり全サブキャリアの電力）から、希望波電力を減算した値を妨害波電力とする。そして、妨害判定部２５９は、Upperチャネル（プライマリチャネル）の妨害波電力から、Lowerチャネル（セカンダリチャネル）の妨害波電力を減算した減算値が０未満の場合、かつ、上記減算値が第３閾値以上の場合、Upperチャネルに妨害波が存在すると判定し、上記減算値が０以上の場合、かつ、上記減算値が第３閾値以上の場合、Lowerチャネルに妨害波が存在すると判定する。

すなわち、妨害波判定部２６９は、全サブキャリア信号の電力及び希望波電力に基づいて、妨害波の有無を判定する。式（３）に示すように、妨害推定値は、Lowerチャネル及びUpperチャネルに共通して含まれる熱雑音電力Ｐ_ｎが相殺されることにより、妨害推定値は妨害波電力の差（Ｐ_ＩＬｏｗ−Ｐ_ＩＵｐ）と等価である。つまり、妨害判定部２６９は、いずれのチャネルの妨害波が大きいかを算出することにより、妨害波の有無を判定する。

このようにして、本実施の形態に係る信号品質検出部２１０ａは、熱雑音がチャネルに依存しないことを利用して、シンボル間差動の２乗演算値（希望波電力に対応）と、全サブキャリアの電力とを用いたチャネル間の比較によって、妨害波を判定する。こうすることで、本実施の形態によれば、実施の形態１と同様、伝送フォーマットに依らず、妨害波を高精度で検出することができる。

なお、式（３）に示すように、妨害波推定値は、上述したように妨害波電力の差（Ｐ_ＩＬｏｗ−Ｐ_ＩＵｐ）によって表すことができる。よって、Ｌｏｗｅｒ妨害波検出部２６１及びＵｐｐｅｒ妨害波検出部２６５は、図１４に示す構成の代わりに、サブキャリア電力算出部２６２、２６６、２シンボル平均演算部２６３、２６７、累積加算部２６４、２６８を備えずに、妨害波電力に対応する指標であるＰ_ＩＬｏｗ、Ｐ_ＩＵｐのみを妨害波判定部２６９へ出力してもよい。この場合でも、本実施の形態と同様、妨害判定部２６９が妨害推定値（＝Ｐ_ＩＬｏｗ−Ｐ_ＩＵｐ）に基づいて妨害波の判定を行うことができる。

＜実施の形態３＞
実施の形態１では、シンボル間の差動演算及び２乗演算を行うことにより、妨害波を判定する場合について説明した。これに対して、本実施の形態では、シンボル間の差動演算、２乗絶対値演算、及び、シンボル間差分演算を行うことにより、妨害波を判定する場合について説明する。

図１５は、本実施の形態に係る信号品質検出部２１０ｂの内部構成を示すブロック図である。なお、図１５において、図７と同一の動作を行う構成部には同一の符号を付し、その説明を省略する。

図１５に示す信号品質検出部２１０ｂにおいて、Ｌｏｗｅｒ妨害検出部２７１は、シンボル間差動演算部２５２、２乗演算部２５３、累積加算部２５４に加え、絶対値算出部２７２、シンボル間差分算出部２７３及び累積加算部２７４を含む。また、Ｕｐｐｅｒ妨害検出部２７５は、シンボル間差動演算部２５６、２乗演算部２５７、累積加算部２５８に加え、絶対値算出部２７６、シンボル間差分算出部２７７及び累積加算部２７８を含む。

なお、本実施の形態では、シンボル間差動演算部２５２において、少なくとも３つのシンボルを用いてシンボル間差動演算が行われるものとする。すなわち、シンボル間差動演算結果は少なくとも２つ得られる。

絶対値算出部２７２、２７６は、各サブキャリアについて、２乗演算部２５３、２５７から受け取る２乗演算結果の絶対値を算出する。

シンボル間差分算出部２７３、２７７は、各サブキャリアについて、絶対値算出部２７２、２７６から受け取る絶対値の差分をとり、そのベクトル差分の大きさを算出する。

累積加算部２７４、２７８は、シンボル間差分算出部２７３、２７７のサブキャリア毎の演算結果を累積加算する。

妨害判定部２７９は、累積加算部２５４、２５８から受け取る演算結果、及び、累積加算部２７４、２７８から受け取る演算結果に基づいて、Lowerチャネル及びUpperチャネルの妨害波の有無を判定する。

［妨害波検出方法］
図１６は、信号品質検出部２１０ｂにおける妨害波の検出方法の一例を示す。

図１６に示すように、実施の形態１（図８）と同様、ＳＩＧ（又はＳＩＧ−Ａ）における変調方式はＢＰＳＫ又はＱＢＰＳＫであり、ＬＴＦ（ＬＴＦ１）に含まれる各ＬＴＳにおけるパイロット信号のマッピングはＢＰＳＫのマッピングと同一である。

実施の形態１と同様、図１６に示す一例では、シンボル間差動演算部２５２、２５６は、８０２．１１ａｈの伝送フォーマット（図３参照）のパケット先頭（ＬＴＦ（ＬＴＦ１）の先頭）から２、３、４番目のシンボル（上記Ｎ＝２、３、４）を抽出して、シンボル間差動演算を行う。次いで、２乗演算部２５３、２５７は差動演算結果に対して２乗演算を行い、絶対値算出部２７２、２７６は２乗演算結果の絶対値を算出する。実施の形態１で説明したように、ＬＴＦ又はＳＩＧについての２乗演算結果の信号は、全てＩ軸上に集中する。

この結果、図１６Ａ〜図１６Ｃに示すように、絶対値算出部２７２、２７６の絶対値演算結果は、伝送フォーマットがいずれの場合でもＩ軸上の正の信号となる。

次いで、シンボル間差分算出部２７３、２７７は、２乗絶対値演算結果の差分をとり、その差分ベクトルの大きさを算出する。上述したように、ＬＴＦ又はＳＩＧについての２乗絶対値演算結果は、全てＩ軸上の正の信号となる。よって、図１６Ａ〜図１６Ｃに示すように、伝送フォーマットがいずれの場合でもシンボル間差分演算結果は原点に収束する。

このように、いずれの伝送フォーマットにおいてもシンボル間差分演算結果は原点に現れることになる。換言すると、シンボル間差分演算結果が原点に現れない場合には、Ｉ軸及びＱ軸の各々の振幅成分を、各サブキャリアに妨害波が重畳した影響によるものとみなすことができる。

そこで、信号品質検出部２１０ｂは、シンボル間差分演算結果を、妨害波指標として使用する。具体的には、信号品質検出部２１０ｂは、シンボル間差分演算結果のベクトルの大きさを妨害波成分とする。また、信号品質検出部２１０ｂは、実施の形態１と同様、シンボル間差動の２乗演算の結果のうちＩ軸成分を希望波成分とする。

このように、Ｌｏｗｅｒ妨害検出部２７１及びＵｐｐｅｒ妨害検出部２７５は、ＬＴＦ及びＳＩＧに相当する期間においてシンボル間の差動演算、２乗演算、絶対値演算、シンボル間の差分後の差分ベクトルの大きさを演算することにより、原点を基準としたベクトルの大きさを妨害波の大きさとして取り扱う。

妨害判定部２７９は、Ｌｏｗｅｒ妨害検出部２７１及びＵｐｐｅｒ妨害検出部２７５から受け取る演算結果に基づいて、どの帯域（Lowerチャネル及びUpperチャネル）に妨害波が存在するかを判定する。具体的には、妨害判定部２７９は、各帯域に対して以下の処理を行う。

以下では、Ｌｏｗｅｒ妨害検出部２７１から受け取るシンボル間差分演算結果を妨害波レベル指標Ｐ_{Ｉ２Ｌｏｗｅｒ}とし、Ｕｐｐｅｒ妨害検出部２７５から受け取るシンボル間差分演算結果を妨害波レベル指標Ｐ_{Ｉ２Ｕｐｐｅｒ}とする。

また、実施の形態１と同様、シンボル間の差動の２乗演算結果から式（１）によって得られる、Ｌｏｗｅｒチャネルの希望波レベル指標をＰ_{ＣＬｏｗｅｒ}とし、Ｕｐｐｅｒチャネルの希望波レベル指標をＰ_{ＣＵｐｐｅｒ}とする。

妨害判定部２７９は、Ｌｏｗｅｒチャネルの妨害波レベル指標とＵｐｐｅｒチャネルの妨害波レベル指標の差分（＝Ｐ_{Ｉ２Ｌｏｗｅｒ}−Ｐ_{Ｉ２Ｕｐｐｅｒ}）を妨害推定値として算出する。

次いで、妨害判定部２７９は、妨害推定値及び希望波レベル指標Ｐ_Ｃを用いて、妨害波の有無を判定する。具体的には、妨害判定部２７９は、妨害推定値が０未満であり（妨害推定値＜０）、Ｐ_{ＣＵｐｐｅｒ}に対する妨害推定値の絶対値の比率が閾値４以上の場合（｜妨害推定値｜／Ｐ_{ＣＵｐｐｅｒ}≧閾値４）、Ｕｐｐｅｒチャネルに妨害波が有ると判断する。また、妨害判定部２７９は、妨害推定値が０以上であり（妨害推定値≧０）、Ｐ_{ＣＬｏｗｅｒ}に対する妨害推定値の絶対値の比率が閾値４以上の場合（｜妨害推定値｜／Ｐ_{ＣＬｏｗｅｒ}≧閾値４）、Ｌｏｗｅｒチャネルに妨害波が有ると判断する。

妨害判定部２７９は、上記以外の場合、妨害波が無いと判定する。

すなわち、妨害判定部２７９は、Lowerチャネルの妨害波成分からUpperチャネルの妨害波成分を減算した減算値（妨害推定値）が０未満の場合、かつ、Upperチャネルの希望波成分に対する妨害推定値の絶対値が第４閾値以上の場合、Upperチャネルに妨害波が存在すると判定し、妨害推定値が０以上の場合、かつ、Lowerチャネルの希望波成分に対する妨害推定値の絶対値が第４閾値以上の場合、Lowerチャネルに妨害波が存在すると判定する。

このようにして、本実施の形態では、信号品質検出部２１０ｂは、２乗絶対値のシンボル間差分を算出することにより、希望波の影響をキャンセルした状態（複素平面の原点に収束させた状態）において妨害波レベルを算出する。そして、信号品質検出部２１０ｂは、算出した各チャネルの妨害波レベルの差分を算出することにより、チャネル間の妨害波レベルの相対差を算出する。そして、信号品質検出部２１０ｂは、当該相対差の絶対値と、妨害量の大きいチャネルの希望波レベルとの比を算出することにより、希望波に対する妨害波の影響を精度良く検出することができる。

こうすることで、本実施の形態によれば、実施の形態１と同様、伝送フォーマットに依らず、妨害波を高精度で検出することができる。

以上、本発明の各実施の形態について説明した。

なお、上記各実施の形態で説明した妨害検出方法は、シンボル間の変調信号の位相が直交関係にある場合（信号の位相差が０度、９０度、１８０度、２７０度となる場合）に適用可能である。よって、使用される変調方式は、ＢＰＳＫ、ＱＢＰＳＫに限定されず、例えば、ＱＰＳＫを用いてもよい。

また、上記各実施の形態の説明に用いた無線通信装置の各構成要素（機能ブロック）は、集積回路であるＬＳＩとして実現してもよい。このとき、各構成要素は、個別に１チップ化されてもよいし、一部もしくは全てを含むように１チップ化されてもよい。また、ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後にプログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、又は、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセサを利用してもよい。

さらに、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてあげられる。

また、上記各実施の形態で示した無線通信装置及び無線通信方法は、記載した処理の少なくとも一部を行う方法を用いて実現してもよい。

また、上記各実施の形態で示した無線通信装置の動作の手順の少なくとも一部をプログラムに記載し、例えばＣＰＵ（Central Processing Unit）がメモリに記憶された当該プログラムを読み出して実行するようにしてもよいし、上記プログラムを記録媒体に保存して頒布等するようにしてもよい。

また、上記各実施の形態を実現する処理の一部を行ういかなる装置、方法、回路、又はプログラムを組み合わせて上記各実施の形態を実現してもよい。例えば、上記各実施の形態で説明した無線通信装置の構成の一部を無線通信装置又は集積回路で実現し、その一部を除く構成が行う動作の手順をプログラムに記載し、例えばＣＰＵがメモリに記憶された当該プログラムを読み出して実行することによって実現してもよい。

本発明は、ショートプリアンブルを含むプリアンブルを用いた無線通信システムに利用可能であり、隣接チャネルの漏洩電力により生じる等の周波数選択性妨害の影響による受信性能劣化を改善するために有用である。

１ 無線通信装置
１０ アンテナ
２０ 受信処理部
３０ ＭＡＣ処理部
４０ 送信処理部
２０１，４０５ アンプ
２０２ 直交検波部
２０３ 可変フィルタ
２０４ ＡＧＣアンプ
２０５ ＡＤ変換部
２０６ ＡＧＣ制御部
２０７ 同期検出部
２０８ ＦＦＴ部
２０９ 誤り訂正部
２１０，２１０ａ，２１０ｂ 信号品質検出部
２１１ ローカル発振器
２５１，２６１，２７１ Ｌｏｗｅｒ妨害検出部
２５２，２５６ シンボル間差動演算部
２５３，２５７ ２乗演算部
２５４，２５８，２６４，２６８，２７４，２７８ 累積加算部
２５５，２６５，２７５ Ｕｐｐｅｒ妨害検出部
２５９，２６９，２７９ 妨害判定部
２６２，２６６ サブキャリア電力算出部
２６３，２６７ ２シンボル平均演算部
２７２，２７６ 絶対値算出部
２７３，２７７ シンボル間差分算出部
３０１ 誤り検出部
３０２ フレーム送受信制御部
３０３ フレーム生成部
３０４ 誤り検出符号化部
４０１ 誤り訂正符号化部
４０２ ＩＦＦＴ部
４０３ ＤＡ変換器
４０４ 直交変調部

Claims (12)

1. パイロット信号が多重されたプリアンブル、及び、前記パイロット信号がマッピングされた位相と同相又は直交関係にある位相を用いた変調方式によって変調された制御信号を含む、第１の帯域又は第２の帯域の少なくともいずれか１つの帯域を用いる複数の伝送フォーマットのいずれか１つを用いた受信信号のうち、前記プリアンブルを構成するシンボル及び前記制御信号を構成するシンボルを含む複数のシンボルを用いて、妨害波を検出する検出部と、
   前記妨害波が検出された場合、前記受信信号に対する前記妨害波の影響を抑圧する制御部と、
   を具備し、
   前記検出部は、前記第１の帯域及び前記第２の帯域の各々において、前記複数のシンボルのうち、予め設定された位置の所定数のシンボルに対して、時間領域において隣接するシンボル間の差動演算を行う差動演算部と、
   前記差動演算の結果の２乗演算を行う２乗演算部と、
   前記２乗演算の結果を用いて、前記第１の帯域及び前記第２の帯域の各々における前記妨害波の有無を判定する判定部と、を具備する、
   無線通信装置。
2. 前記判定部は、前記２乗演算の結果のうち、Ｉ軸成分を希望波成分とし、Ｑ軸成分を妨害波成分として、前記希望波成分に対する前記妨害波成分の比率が第１閾値以上、かつ、前記妨害波成分が第２閾値以上の場合、前記妨害波が存在すると判定する、
   請求項１記載の無線通信装置。
3. 前記検出部は、
   前記所定数のシンボルの各々における前記第１の帯域と前記第２の帯域のそれぞれのサブキャリア全体の電力を算出する電力算出部と、
   前記所定数のシンボルの前記電力に対して、２シンボル平均演算を行う２シンボル平均演算部と、をさらに具備し、
   前記判定部は、
   前記２乗演算の結果のうちＩ軸成分の平方根を希望波成分とし、前記２シンボル平均演算の結果から前記希望波成分を減算した値を妨害波成分として、
   前記第１の帯域の前記妨害波成分から、前記第２の帯域の前記妨害波成分を減算した減算値が０未満の場合、かつ、前記減算値が第３閾値以上の場合、前記第２の帯域に妨害波が存在すると判定し、
   前記減算値が０以上の場合、かつ、前記減算値が前記第３閾値以上の場合、前記第１の帯域に妨害波が存在すると判定する、
   請求項１記載の無線通信装置。
4. 前記所定数は少なくとも３であって、
   前記検出部は、
   少なくとも２つの前記２乗演算の結果に対して絶対値演算を行い、少なくとも２つの２乗絶対値を得る絶対値演算部と、
   前記少なくとも２つの２乗絶対値間の差分演算を行う差分演算部と、をさらに具備し、
   前記判定部は、
   前記２乗演算の結果のうちＩ軸成分を希望波成分とし、前記差分演算の結果であるベクトルの大きさを妨害波成分として、
   前記第１の帯域の前記妨害波成分から、前記第２の帯域の前記妨害波成分を減算した減算値が０未満の場合、かつ、前記第２の帯域の前記希望波成分に対する前記減算値の絶対値が第４閾値以上の場合、前記第２の帯域に妨害波が存在すると判定し、
   前記減算値が０以上の場合、かつ、前記第１の帯域の前記希望波成分に対する前記減算値の絶対値が前記第４閾値以上の場合、前記第１の帯域に妨害波が存在すると判定する、
   請求項１記載の無線通信装置。
5. 前記第１の帯域及び前記第２の帯域を用いる第２の伝送フォーマットを用いる際に、前記検出部が前記第２の帯域において前記妨害波を検出した場合、
   前記制御部は、前記無線通信装置の送信相手に対して、前記第１の帯域のみを用いて通信することを要求する、
   請求項１に記載の無線通信装置。
6. 前記第１の帯域のみを用いる第１の伝送フォーマットを用いる際に、前記検出部が前記第１の帯域において前記妨害波を検出した場合、
   前記制御部は、前記無線通信装置の通信を管理するアクセスポイントに対して、前記第１の帯域が割り当てられる周波数帯域の変更を要求する、
   請求項１に記載の無線通信装置。
7. 前記第１の帯域及び前記第２の帯域を用いる第２の伝送フォーマットを用いる際に、前記検出部が前記第１の帯域において前記妨害波を検出した場合、
   前記制御部は、前記無線通信装置の通信を管理するアクセスポイントに対して、前記第１の帯域が割り当てられる周波数帯域の変更を要求し、かつ、前記無線通信装置の送信相手に対して、前記第１の帯域のみを用いて通信することを要求する、
   請求項１に記載の無線通信装置。
8. 前記第１の帯域のみを用いる第１の伝送フォーマットを用いる際に、前記検出部が前記第２の帯域において前記妨害波を検出した場合、
   前記制御部は、ローカル発振周波数又はフィルタの通過帯域を制御して、前記妨害波を抑圧する、
   請求項１に記載の無線通信装置。
9. 前記制御部は、前記第２の帯域が前記通過帯域外となるように、前記ローカル発振周波数を変更させる、
   請求項８に記載の無線通信装置。
10. 前記制御部は、前記第１の帯域のみが前記通過帯域内となるように、前記フィルタを制御する、
    請求項８に記載の無線通信装置。
11. 前記制御部は、前記第２の帯域が前記通過帯域外となるように、前記ローカル発振周波数を変更させ、前記第１の帯域のみが前記通過帯域内となるように、前記フィルタを制御する、
    請求項８に記載の無線通信装置。
12. パイロット信号が多重されたプリアンブル、及び、前記パイロット信号がマッピングされた位相と同相又は直交関係にある位相を用いた変調方式によって変調された制御信号を含む、第１の帯域又は第２の帯域の少なくともいずれか１つの帯域を用いる複数の伝送フォーマットのいずれか１つを用いた受信信号のうち、前記プリアンブルを構成するシンボル及び前記制御信号を構成するシンボルを含む複数のシンボルを用いて、妨害波を検出する工程と、
    前記妨害波が検出された場合、前記受信信号に対する前記妨害波の影響を抑圧する工程と、
    を具備し、
    前記妨害波を検出する工程は、
    前記第１の帯域及び前記第２の帯域の各々において、前記複数のシンボルのうち、予め設定された位置の所定数のシンボルに対して、時間領域において隣接するシンボル間の差動演算を行う工程と、
    前記差動演算の結果の２乗演算を行う工程と、
    前記２乗演算の結果を用いて、前記第１の帯域及び前記第２の帯域の各々における前記妨害波の有無を判定する工程と、を具備する、
    無線通信方法。

Images