JP2015070464A - 発振回路 - Google Patents

Abstract

【課題】トランジスタのフリッカーノイズによる影響を低減して出力周波数を安定させた発振回路を提供する。【解決手段】発振回路１は、電流源１０として設けられる複数のトランジスタ１１，１２，１３，１４と、複数のトランジスタ１１，１２，１３，１４のうちから選択されるトランジスタの出力電流により充電を行うコンデンサ１６，１７と、コンデンサ１６，１７を放電させることによりコンデンサ１６，１７の充電電圧Ｖａ，ＶｂをリセットするスイッチＳＦ１，ＳＦ２と、コンデンサ１６，１７の充電電圧Ｖａ，Ｖｂに基づいて所定周波数の発振信号ＳＧＮ１を生成する信号生成回路３０と、発振信号ＳＧＮ１に基づき、複数のトランジスタ１１，１２，１３，１４のうちから、コンデンサ１６，１７を充電するトランジスタを循環的に切り替えて選択する制御回路２０とを備える構成である。【選択図】図１

Description

本発明は、トランジスタを電流源としてコンデンサを充電することにより発振信号を生成する発振回路に関する。

従来、コンデンサを充放電することによって三角波を生成し、インバータやコンパレータなどを用いてその三角波から矩形波を生成して出力する発振回路が知られている（例えば特許文献１，２）。この種の発振回路では、コンデンサを充電するための電流源として一般にトランジスタが用いられる。すなわち、トランジスタから出力される電流によって充電されるコンデンサの充電電圧が所定電圧になればコンデンサを放電させる動作を繰り返し行うことにより、所定周波数の三角波が生成され、その三角波から矩形波状の発振信号を生成する。このような発振回路では、三角波の周波数が発振周波数となるため、コンデンサの容量と、トランジスタから出力される電流とにより、発振周波数を定めることができる。

特開２００４−３４９８３１号公報 特開２０００−２２４０１０号公報

ところで、電流源として用いるトランジスタには様々なノイズ（雑音）があり、出力電流はそのノイズの影響により変動する。そのため、コンデンサを充電する際の電流を設計値で安定させることができず、発振周波数が変動するという問題が発生する。例えば、トランジスタに含まれるノイズのうち、熱ノイズによる影響は、発振回路で生成される矩形波の周波数を分周して出力周波数を低下させることにより、低減することが可能である。しかし、トランジスタのフリッカーノイズ（１／ｆノイズ）は、低周波域に集中しているため、矩形波の周波数を分周して低下させてもフリッカーノイズの影響を低減することができない。

例えばフリッカーノイズによりトランジスタの出力電流が設計値よりも低下している場合、その電流によって充電されるコンデンサの充電電圧は、図５（ａ）に示す傾きＬｘで変化し、設計値に基づく理想的な傾きＬｄよりも小さくなる。そのため、コンデンサの充電電圧が所定電圧となるまでの充電期間が長くなり、三角波、ひいては矩形波の周期が長くなる。その結果、図５（ｂ）に示すように発振周波数が目標周波数よりも低下してしまうという現象が発生する。また、これとは逆に、フリッカーノイズによりトランジスタの出力電流が設計値よりも高い場合には、発振周波数が目標周波数よりも高くなる。このような現象が発生すると、発振周波数を目標周波数で安定させることが困難である。

本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであり、フリッカーノイズの影響を低減して出力周波数を安定させることを可能にした発振回路を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明に係る発振回路は、電流源として設けられる複数のトランジスタと、複数のトランジスタのうちから選択される少なくとも１つのトランジスタの出力電流により充電を行うコンデンサと、コンデンサを放電させることによりコンデンサの充電電圧をリセットするスイッチと、コンデンサの充電電圧に基づいて所定周波数の発振信号を生成する信号生成回路と、発振信号に基づき、複数のトランジスタのうちから、コンデンサを充電するトランジスタを循環的に切り替えて選択する制御回路と、を備える構成である。

また上記発振回路は、信号生成回路で生成される発振信号を入力し、所定周波数よりも低い周波数の出力信号を生成して出力する周波数変換回路を更に備える構成とすることが好ましい。また制御回路は、コンデンサを充電するトランジスタとして、複数のトランジスタに含まれる２以上のトランジスタを選択するように構成することがより好ましい。さらに上記発振回路において、コンデンサは、第１のコンデンサと、第２のコンデンサとを備えた構成とし、制御回路は、コンデンサを充電するトランジスタを循環的に切り替えるとき、第１及び第２のコンデンサのうちから充電対象を交互に切り替えて選択するように構成することがより好ましい。

本発明によれば、制御回路が、電流源として設けられている複数のトランジスタのうちから、コンデンサを充電するトランジスタを循環的に切り替えて選択するため、複数のトランジスタに含まれる低周波成分のフリッカーノイズを高周波域へ遷移させることができると共に、所定周波数を中心に発振する発振信号を安定して生成することができる。そのため、フリッカーノイズの影響を低減して出力周波数を安定させることが可能である。

本発明の一実施形態である発振回路の一構成例を示す図である。 制御回路による各スイッチのオンオフ状態の一例を示すタイミングチャートである。 第１及び第２のコンデンサの充電電圧及びその充電電圧に基づいて生成される発振信号の一例を示す図である。 信号生成回路で生成される発振信号の特性を示す図である。 フリッカーノイズによる発振周波数への影響を示す図である。

以下、本発明に関する好ましい実施形態について図面を参照しつつ詳細に説明する。尚、以下に説明する実施形態において互いに共通する部材には同一符号を付しており、それらについての重複する説明は省略する。

図１は、本実施形態における発振回路１の一構成例を示す図である。この発振回路１は、電流源１０と、抵抗１５と、第１のコンデンサ１６と、第２のコンデンサ１７と、制御回路２０と、信号生成回路３０と、周波数変換回路４０と、複数のスイッチ群５１，５２，５３とを備えて構成される。ここで、第１及び第２のコンデンサ１６，１７は、静電容量が互いに等しくなるように形成されている。

電流源１０は、複数のＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３，１４を備えて構成される。本実施形態では、４つのＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３，１４により電流源１０が構成される場合を例示する。これら４つのＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３，１４は、１つの半導体基板に対し、同一製造工程で同一サイズの素子として形成されるものである。そしてこれら４つのＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３，１４は、それぞれのソース端子が共通の電源電圧Ｖｄｄに接続されており、ゲート端子に制御回路２０から共通した駆動信号が入力することにより、それぞれのドレイン端子から電流を出力する。各ＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３，１４から出力される電流は互いにほぼ等しい電流となるが、フリッカーノイズの影響により厳密には同一の電流とはならず、若干のバラツキを有している。

スイッチ群５１は、８つのスイッチＳＡ１，ＳＡ２，ＳＢ１，ＳＢ２，ＳＣ１，ＳＣ２，ＳＤ１，ＳＤ２を備えており、制御回路２０から出力される制御信号によりオンオフ動作を行うように構成される。またスイッチ群５２は、２つのスイッチＳＥ１，ＳＥ２を備えており、制御回路２０から出力される制御信号によりオンオフ動作を行うように構成される。

スイッチＳＡ１は、その一端がＭＯＳトランジスタ１１のドレイン端子に接続され、他端がスイッチＳＥ１，ＳＥ２に接続される。またスイッチＳＡ２は、その一端がＭＯＳトランジスタ１１のドレイン端子に接続され、他端が抵抗１５に接続される。これらスイッチＳＡ１，ＳＡ２は、制御回路２０からの制御信号により択一的にオン状態（閉状態）となるように制御される。

スイッチＳＢ１は、その一端がＭＯＳトランジスタ１２のドレイン端子に接続され、他端がスイッチＳＥ１，ＳＥ２に接続される。またスイッチＳＢ２は、その一端がＭＯＳトランジスタ１２のドレイン端子に接続され、他端が抵抗１５に接続される。これらスイッチＳＢ１，ＳＢ２は、制御回路２０からの制御信号により択一的にオン状態となるように制御される。

スイッチＳＣ１は、その一端がＭＯＳトランジスタ１３のドレイン端子に接続され、他端がスイッチＳＥ１，ＳＥ２に接続される。またスイッチＳＣ２は、その一端がＭＯＳトランジスタ１３のドレイン端子に接続され、他端が抵抗１５に接続される。これらスイッチＳＣ１，ＳＣ２は、制御回路２０からの制御信号により択一的にオン状態となるように制御される。

スイッチＳＤ１は、その一端がＭＯＳトランジスタ１４のドレイン端子に接続され、他端がスイッチＳＥ１，ＳＥ２に接続される。またスイッチＳＤ２は、その一端がＭＯＳトランジスタ１４のドレイン端子に接続され、他端が抵抗１５に接続される。これらスイッチＳＤ１，ＳＤ２は、制御回路２０からの制御信号により択一的にオン状態となるように制御される。

スイッチＳＥ１は、その一端がスイッチＳＡ１，ＳＢ１，ＳＣ１，ＳＤ１に接続され、他端が第１のコンデンサ１６に接続される。そのため、スイッチＳＥ１がオン状態になると、電流源１０から出力される電流により第１のコンデンサ１６が充電される。またスイッチＳＥ２は、その一端がスイッチＳＡ１，ＳＢ１，ＳＣ１，ＳＤ１に接続され、他端が第２のコンデンサ１７に接続される。そのため、スイッチＳＥ２がオン状態になると、電流源１０から出力される電流により第２のコンデンサ１７が充電される。これらスイッチＳＥ１，ＳＥ２もまた、制御回路２０からの制御信号により択一的にオン状態となるように制御される。したがって、電流源１０から出力される電流によって充電されるコンデンサは、第１のコンデンサ１６及び第２のコンデンサ１７のうちから択一的に選択されることになる。

スイッチ群５３は、２つのスイッチＳＦ１，ＳＦ２を備えており、制御回路２０から出力される制御信号によりオンオフ動作を行うように構成される。これらスイッチＳＦ１，ＳＦ２は、第１及び第２のコンデンサ１６，１７のそれぞれを放電させるスイッチである。そして、これらスイッチＳＦ１，ＳＦ２もまた、制御回路２０からの制御信号により択一的にオン状態となるように制御される。

制御回路２０は、４つのＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３，１４を駆動して電流を出力させると共に、上記スイッチ群５１，５２，５３に含まれる各スイッチをオンオフさせることにより、第１及び第２のコンデンサ１６，１７に対する充放電が交互に繰り返されるように制御する。このとき、制御回路２０は、４つのＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３，１４のうちから少なくとも１つのＭＯＳトランジスタを選択し、その選択したＭＯＳトランジスタから出力される電流により第１又は第２のコンデンサ１６，１７の充電を行うように制御する。尚、本実施形態では、４つのＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３，１４から３つのＭＯＳトランジスタを順次選択して３つのＭＯＳトランジスタの出力電流で第１又は第２のコンデンサ１６，１７の充電を行う例について説明する。また制御回路２０は、第１及び第２のコンデンサ１６，１７に対する充放電を切り替えるとき、次に充電を行う３つのＭＯＳトランジスタを切り替える。

図２は、制御回路２０による各スイッチのオンオフ状態の一例を示すタイミングチャートである。本実施形態では、電流源１０として４つのＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３，１４が設けられているため、制御回路２０が、上記スイッチ群５１，５２，５３に含まれる各スイッチのオンオフ状態を制御するときには、図２に示すように第１期間、第２期間、第３期間及び第４期間の４つの期間を１サイクルとして制御する。

第１期間では、スイッチＳＡ２がオンであり、スイッチＳＡ１がオフであるため、ＭＯＳトランジスタ１１から出力される電流が抵抗１５に流れる。またスイッチＳＢ１，ＳＣ１，ＳＤ１がオン、スイッチＳＢ２，ＳＣ２，ＳＤ２がオフであると共に、スイッチＳＥ１がオンであるため、ＭＯＳトランジスタ１２，１３，１４から出力される電流により第１のコンデンサ１６が充電される。このとき、スイッチＳＦ２がオンであるため、第２のコンデンサ１７は放電状態であり、第２のコンデンサ１７の充電電圧がリセットされている。

第２期間では、スイッチＳＢ２がオンであり、スイッチＳＢ１がオフであるため、ＭＯＳトランジスタ１２から出力される電流が抵抗１５に流れる。またスイッチＳＡ１，ＳＣ１，ＳＤ１がオン、スイッチＳＡ２，ＳＣ２，ＳＤ２がオフであると共に、スイッチＳＥ２がオンであるため、ＭＯＳトランジスタ１１，１３，１４から出力される電流により第２のコンデンサ１７が充電される。このとき、スイッチＳＦ１がオンであるため、第１のコンデンサ１６は放電状態であり、第１のコンデンサ１６の充電電圧がリセットされる。

第３期間では、スイッチＳＣ２がオンであり、スイッチＳＣ１がオフであるため、ＭＯＳトランジスタ１３から出力される電流が抵抗１５に流れる。またスイッチＳＡ１，ＳＢ１，ＳＤ１がオン、スイッチＳＡ２，ＳＢ２，ＳＤ２がオフであると共に、スイッチＳＥ１がオンであるため、ＭＯＳトランジスタ１１，１２，１４から出力される電流により第１のコンデンサ１６が充電される。このとき、スイッチＳＦ２がオンであるため、第２のコンデンサ１７は放電状態であり、第２のコンデンサ１７の充電電圧がリセットされる。

第４期間では、スイッチＳＤ２がオンであり、スイッチＳＤ１がオフであるため、ＭＯＳトランジスタ１４から出力される電流が抵抗１５に流れる。またスイッチＳＡ１，ＳＢ１，ＳＣ１がオン、スイッチＳＡ２，ＳＢ２，ＳＣ２がオフであると共に、スイッチＳＥ２がオンであるため、ＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３から出力される電流により第２のコンデンサ１７が充電される。このとき、スイッチＳＦ１がオンであるため、第１のコンデンサ１６は放電状態であり、第１のコンデンサ１６の充電電圧がリセットされる。

このように制御回路２０は、４つのＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３，１４の中から３つのＭＯＳトランジスタを選択して第１又は第２のコンデンサ１６，１７を交互に充電すると共に、第１又は第２のコンデンサ１６，１７を充電する３つのＭＯＳトランジスタを循環的に切り替えていくことにより、第１又は第２のコンデンサ１６，１７を充電する電流をチョッピングするように構成される。

信号生成回路３０は、第１のコンデンサ１６の接地側とは異なる側のノードａに現れる充電電圧Ｖａと、第２のコンデンサ１７の接地側とは異なる側のノードｂに現れる充電電圧Ｖｂとに基づき、所定周波数の発振信号ＳＧＮ１を生成する回路である。この信号生成回路３０は、インバータ３１，３２と、論理回路３３とを備えている。インバータ３１は、第１のコンデンサ１６の充電電圧Ｖａが所定電位を越えるタイミングでその出力を反転させる。またインバータ３２は、第２のコンデンサ１７の充電電Ｖｂが所定電位を越えるタイミングでその出力を反転させる。論理回路３３は、インバータ３１，３２の出力に基づいて発振信号ＳＧＮ１を生成する。この論理回路３３は、例えばインバータ３１，３２の出力が反転するタイミングで矩形波の出力を反転させることにより、所定周波数の発振信号ＳＧＮ１を生成する。尚、インバータ３１，３２の代わりにコンパレータを用いても良い。

信号生成回路３０で生成される発振信号ＳＧＮ１は、制御回路２０へとフィードバックされる。そして制御回路２０は、その発振信号ＳＧＮ１に基づき、上述した第１期間、第２期間、第３期間及び第４期間の４つの期間を順に切り替える。例えば、制御回路２０は、発振信号ＳＧＮ１のパルスエッジ（立ち上がり及び立ち下がりエッジ）を検知したタイミングで第１期間、第２期間、第３期間及び第４期間を順次切り替えていく。

周波数変換回路４０は、信号生成回路３０で生成される発振信号ＳＧＮ１の周波数を低下させた出力信号ＳＧＮ２を生成する回路である。例えば、発振信号ＳＧＮ１が２００ｋＨｚである場合、周波数変換回路４０は、２００ｋＨｚの発振信号ＳＧＮ１を２分周することにより１００ｋＨｚの出力信号ＳＧＮ２を生成し、出力する。これにより、発振信号ＳＧＮ１に含まれるノイズ成分を低減することができる。このような周波数変換回路４０は、例えば分周回路やＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路、ローパスフィルタなどによって構成される。

図３は、第１及び第２のコンデンサ１６，１７の充電電圧Ｖａ，Ｖｂ及びその充電電圧Ｖａ，Ｖｂに基づいて生成される発振信号ＳＧＮ１の一例を示す図である。第１期間において３つのＭＯＳトランジスタ１２，１３，１４から出力される電流により第１のコンデンサ１６への充電が行われると、第１のコンデンサ１６の充電電圧Ｖａは、図３に示すように傾きＬ１で増加する三角波となる。また第２期間では、第１期間とは異なる３つのＭＯＳトランジスタ１１，１３，１４で第２のコンデンサ１７への充電が行われるので、第２のコンデンサ１７の充電電圧Ｖｂは、図３に示すように、第１期間の傾きＬ１とは異なる傾きＬ２で増加する三角波となる。また第３期間では、第１期間及び第２期間とは異なる３つのＭＯＳトランジスタ１１，１２，１４で第１のコンデンサ１６への充電が行われるので、第１のコンデンサ１６の充電電圧Ｖａは、図３に示すように、第１期間及び第２期間の傾きＬ１，Ｌ２のそれぞれとは異なる傾きＬ３で増加する三角波となる。さらに第４期間では、第１期間乃至第３期間のそれぞれとは異なる３つのＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３で第２のコンデンサ１７への充電が行われるので、第２のコンデンサ１７の充電電圧Ｖｂは、図３に示すように、第１乃至第３期間のそれぞれの傾きＬ１，Ｌ２，Ｌ３とは異なる傾きＬ４で増加する三角波となる。これら充電電圧Ｖａ，Ｖｂの傾きＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４の相違は、４つのＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３，１４のそれぞれに含まれるフリッカーノイズによるものである。尚、４つのＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３，１４にフリッカーノイズが存在しないと仮定した場合、各期間における充電電圧Ｖａ，Ｖｂは、図３において破線で示すように設計値に基づく理想的な傾きＬｄで増加する。

４つのＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３，１４のそれぞれに含まれるフリッカーノイズには、出力電流を設計値よりも大きくするノイズもあれば、出力電流を設計値よりも小さくするノイズもある。４つのＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３，１４には、そのようなフリッカーノイズがほぼ均等に分散して含まれていると考えられる。そのため、第１乃至第４期間のそれぞれにおいて、４つのＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３，１４の中から第１又は第２のコンデンサ１６，１７を充電する３つのＭＯＳトランジスタを循環的に選択していくことにより、充電電圧Ｖａ，Ｖｂの傾きが理想的な傾きＬｄよりも大きくなる期間と、充電電圧Ｖａ，Ｖｂの傾きが理想的な傾きＬｄよりも小さくなる期間とがほぼ均等に発生するようになる。例えば図３の例では、第１及び第２期間の傾きＬ１，Ｌ２が理想的な傾きＬｄよりも大きく、第３及び第４期間の傾きＬ３，Ｌ４が理想的な傾きＬｄよりも小さくなっている場合を示している。

信号生成回路３０は、上記のような充電電圧Ｖａ，Ｖｂが所定電位Ｖｔｈになったタイミングで矩形波出力を反転させることにより、発振信号ＳＧＮ１を出力する。そして充電電圧Ｖａ，Ｖｂのそれぞれが所定電位Ｖｔｈとなるタイミングは、第１乃至第４期間のそれぞれで異なるタイミングとなるため、発振信号ＳＧＮ１のパルスエッジの間隔が一定ではなくなる。つまり、発振信号ＳＧＮ１のパルスエッジの位置が、各期間において選択された３つのＭＯＳトランジスタに含まれるフリッカーノイズにより変動する。

図４は、信号生成回路３０で生成される発振信号ＳＧＮ１の特性を示す図である。図４（ａ）では、信号生成回路３０で生成される発振信号ＳＧＮ１を実線で示しており、所定周波数の理想的な発振信号を破線で示している。図４（ａ）に示すように、発振信号ＳＧＮ１のパルスエッジは、理想的な発振信号のパルスエッジからずれた状態となる。このようなパルスエッジの位置ずれは、４つのＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３，１４のそれぞれに含まれる低周波成分のフリッカーノイズがチョッピングによって高周波域に遷移することにより現れる。その結果、発振信号ＳＧＮ１による第１乃至第４期間の各期間の長さは、理想的な発振信号の各期間の長さとは異なる長さになる。ただし、第１期間から第４期間へ進む過程において各期間に含まれるフリッカーノイズは順次蓄積されて平均化されるため、第４期間が終了するタイミングでのパルスエッジの位置は、理想的な発振信号のパルスエッジの位置とほぼ等しくなる。

そのような発振信号ＳＧＮ１の周波数特性は、図４（ｂ）に示すような特性となる。すなわち、発振信号ＳＧＮ１は、目標周波数からシフトすることなく、目標周波数を中心にしてフリッカーノイズを含む高周波ノイズ成分による広がりを有する周波数特性となる。したがって、発振信号ＳＧＮ１の発振周波数を目標周波数で安定させることができる。

そして周波数変換回路４０は、そのような発振信号ＳＧＮ１の発振周波数を所定の出力周波数に低下させることにより、フリッカーノイズを含む高周波ノイズ成分を低減した出力信号ＳＧＮ２を出力する。つまり、周波数変換回路４０から出力される出力信号ＳＧＮ２は、フリッカーノイズによる影響が低減された信号となり、しかも所定の出力周波数で安定した信号となる。尚、このような周波数変換回路４０は、発振回路１の外部回路として設けられても良い。その場合、発振回路１は、信号生成回路３０で生成される発振信号ＳＧＮ１を、外部回路として設けられる周波数変換回路４０へ出力することにより、フリッカーノイズによる影響を低減することができる。

以上のように本実施形態の発振回路１は、電流源１０として複数のＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３，１４を設けており、それら複数のＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３，１４のうちから選択される３つのＭＯＳトランジスタの出力電流により第１又は第２のコンデンサ１６，１７を充電し、それら第１又は第２のコンデンサ１６，１７の充電電圧Ｖａ，Ｖｂに基づいて発振信号ＳＧＮ１を生成する。そして制御回路２０は、複数のＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３，１４のうちから、第１又は第２のコンデンサ１６，１７を充電する３つのＭＯＳトランジスタを循環的に順次切り替えて選択するため、複数のＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３，１４のそれぞれに含まれるフリッカーノイズを高周波域へと遷移させることができ、所定の目標周波数を中心に安定して発振する発振信号ＳＧＮ１が得られるようになる。

また周波数変換回路４０がそのような発振信号ＳＧＮ１を入力し、発振信号ＳＧＮ１の発振周波数よりも低い周波数の出力信号ＳＧＮ２を生成して出力することにより、フリッカーノイズが低減された所定周波数の出力信号ＳＧＮ２を得ることができるようになる。

以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は上述したものに限定されるものではなく、種々の変形例が適用可能である。

例えば、上記実施形態では、第１又は第２のコンデンサ１６，１７を充電するときには、電流源１０に含まれる４つのＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３，１４のうちから３つを選択して充電する場合を例示したが、これに限られるものではない。例えば、４つのＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３，１４のうちから１つずつ順に選択して第１又は第２のコンデンサ１６，１７を充電するようにしても良い。ただし、４つのＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３，１４から１つずつ順に選択して充電を行う場合には、各ＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３，１４から出力される電流を上げることが必要となり、各ＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３，１４の素子サイズが大型化する。そのため、制御回路２０は、第１又は第２のコンデンサ１６，１７を充電するとき、電流源１０として設けられている４つのＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３，１４のうちから２以上のＭＯＳトランジスタを選択して充電を行うことにより、素子サイズの大型化を抑制することが好ましい。尚、より好ましくは、上記実施形態で説明したように、電流源１０として設けられている４つのＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３，１４のうち、１つのＭＯＳトランジスタから出力される電流を抵抗１５に流し、他の３つのＭＯＳトランジスタから出力される電流で第１又は第２のコンデンサ１６，１７を充電することである。

また上記実施形態では、電流源１０として４つのＭＯＳトランジスタ１１，１２，１３，１４を設けた場合を例示して説明したが、電流源１０として設けるＭＯＳトランジスタの数は、４つに限られるものではない。すなわち、電流源１０としては２以上の複数のＭＯＳトランジスタが設けられていれば良い。ただし、ＭＯＳトランジスタの数は多くなる程、発振信号ＳＧＮ１のパルスエッジの位置を理想的な位置に近づけることができる。そのため、電流源１０として設けるＭＯＳトランジスタの数は４つ以上とすることが好ましい。

また上記実施形態では、第１及び第２のコンデンサ１６，１７を設け、制御回路２０が第１又は第２のコンデンサ１６，１７を充電するＭＯＳトランジスタを循環的に切り替えるとき、それら第１及び第２のコンデンサ１６，１７のうちから充電対象となるコンデンサを交互に切り替えて選択する構成例について説明した。しかし、電流源１０によって充電されるコンデンサは、必ずしも２つ設ける必要はなく、１つのコンデンサに対して充放電を繰り返すように構成しても構わない。

また上記実施形態では、電流源１０として、ＭＯＳトランジスタを用いる場合を例示したが、これに限られるものでもなく、例えばバイポーラトランジスタによって電流源１０が構成されるものであっても構わない。

１…発振回路、１０…電流源、１１，１２，１３，１４…ＭＯＳトランジスタ、１５…抵抗、１６，１７…コンデンサ、２０…制御回路、３０…信号生成回路、４０…周波数変換回路、５１，５２，５３…スイッチ群

Claims (4)

1. 電流源として設けられる複数のトランジスタと、
   前記複数のトランジスタのうちから選択される少なくとも１つのトランジスタの出力電流により充電を行うコンデンサと、
   前記コンデンサを放電させることにより前記コンデンサの充電電圧をリセットするスイッチと、
   前記コンデンサの充電電圧に基づいて所定周波数の発振信号を生成する信号生成回路と、
   前記発振信号に基づき、前記複数のトランジスタのうちから、前記コンデンサを充電するトランジスタを循環的に切り替えて選択する制御回路と、
   を備えることを特徴とする発振回路。
2. 前記信号生成回路で生成される前記発振信号を入力し、前記所定周波数よりも低い周波数の出力信号を生成して出力する周波数変換回路を更に備えることを特徴とする請求項１に記載の発振回路。
3. 前記制御回路は、前記コンデンサを充電するトランジスタとして、前記複数のトランジスタに含まれる２以上のトランジスタを選択することを特徴とする請求項１又は２に記載の発振回路。
4. 前記コンデンサは、第１のコンデンサと、第２のコンデンサとを備え、
   前記制御回路は、前記コンデンサを充電するトランジスタを循環的に切り替えるとき、前記第１及び第２のコンデンサのうちから充電対象を交互に切り替えて選択することを特徴とする請求項１に記載の発振回路。

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