JP2015053583A - 高調波ミキサ - Google Patents

Abstract

【課題】第１信号の２逓倍と第２信号との乗算処理を十分に行い、漏洩信号を抑制できるようにした高調波ミキサを提供する。
【解決手段】電界効果トランジスタＭ１及びＭ２の各ソース電極が短絡して接地され、電界効果トランジスタＭ３のソース電極は電界効果トランジスタＭ１及びＭ２の各ドレイン電極を短絡した端子に接続されている。電界効果トランジスタＭ１のゲート電極には第１信号の正相が入力され、電界効果トランジスタＭ２のゲート電極には第１信号の逆相が入力され、電界効果トランジスタＭ３のゲート電極に第２信号が入力され、この電界効果トランジスタＭ３のドレイン電極から信号を出力する。
【選択図】図１

Description

本発明は、半導体回路に関し、高周波信号を逓倍する回路ならびに逓倍した信号と他の信号を混合する高調波ミキサに関するものである。

高調波ミキサは、例えば高周波信号（ＲＦ信号）を入力しダウンコンバートするときに、ローカル差動信号（ＬＯ差動信号）を入力し当該ＬＯ差動信号をＲＦ信号と混合することでダウンコンバートする（例えば、特許文献１参照）。

国際公開第ＷＯ０１／００１５６４号

発明者らは、特許文献１記載の構成では、ＬＯ信号（第１信号）の２逓倍とＲＦ信号（第２信号）との乗算処理が十分ではなく、しかも漏洩信号が大きくなってしまうことを見出している。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、第１信号の２逓倍と第２信号との乗算処理を十分に行い、漏洩信号を抑制できるようにした高調波ミキサを提供することにある。

請求項１記載の発明によれば、第１および第２の電界効果トランジスタの各ソース電極が短絡して接地され、第３の電界効果トランジスタのソース電極は第１及び第２の電界効果トランジスタの各ドレイン電極を短絡した端子に接続されている。第１の電界効果トランジスタのゲート電極には第１信号の正相が入力され、第２の電界効果トランジスタのゲート電極には第１信号の逆相が入力され、第３の電界効果トランジスタのゲート電極に第２信号が入力され、この第３の電界効果トランジスタのドレイン電極から信号を出力する。

請求項２記載の発明によれば、第１および第２のバイポーラトランジスタの各エミッタ電極が短絡して接地され、第３のバイポーラトランジスタのエミッタ電極は、第１及び第２のバイポーラトランジスタの各コレクタ電極を短絡した端子に接続されている。第１のバイポーラトランジスタのゲート電極には第１信号の正相が入力され、第２のバイポーラトランジスタのゲート電極には第１信号の逆相が入力され、第３のバイポーラトランジスタのゲート電極に第２信号が入力され、この第３のバイポーラトランジスタのコレクタ電極から信号を出力する。

請求項３記載の発明によれば、第１および第２のｎ型電界効果トランジスタの各ソース電極が短絡して接地され、第３のｐ型電界効果トランジスタのドレイン電極は、第１及び第２の電界効果トランジスタの各ドレイン電極を短絡した端子に接続されている。第１のｎ型電界効果トランジスタのゲート電極には第１信号の正相が入力され、第２のｎ型電界効果トランジスタのゲート電極には第１信号の逆相が入力され、第３のｐ型電界効果トランジスタのゲート電極に第２信号を入力し、第３のｐ型電界効果トランジスタのドレイン電極から信号を出力する。

請求項４記載の発明によれば、第１および第２の電界効果トランジスタの各ソース電極が短絡して接地され、第３の電界効果トランジスタのソース電極は、第１及び第２の電界効果トランジスタの各ドレイン電極を短絡した端子に接続されている。第１の電界効果トランジスタのゲート電極には第１信号の正相が入力され、第２の電界効果トランジスタのゲート電極には第１信号の逆相が入力され、第３の電界効果トランジスタのゲート電極に第２信号の正相信号を入力し、第３の電界効果トランジスタのドレイン電極から出力信号の逆相信号を取り出す。

また、第４および第５の電界効果トランジスタの各ソース電極が短絡して接地され、第６の電界効果トランジスタのソース電極は、第４及び第５の電界効果トランジスタの各ドレイン電極を短絡した端子に接続されている。第４の電界効果トランジスタのゲート電極には第１信号の正相が入力され、第５の電界効果トランジスタのゲート電極には第１信号の逆相が入力され、第６の電界効果トランジスタのゲート電極に第２信号の正相信号を入力し、第６の電界効果トランジスタのドレイン電極から出力信号の正相信号を取り出す。

前記発明によれば、第１信号の２逓倍と第２信号との乗算処理を十分に行うことができ、漏洩信号を抑制できるようになる。

本発明の第１実施形態に係る高調波ミキサの回路構成図 ＦＦＴ波形の計算例 （ａ）は時間特性波形の計算例、（ｂ）は時間特性波形の一部拡大図 比較対象例となる高調波ミキサの回路構成図 比較対象例となるＦＦＴ波形の計算例（図２相当図） （ａ）（ｂ）は比較対象例の時間特性波形の計算結果（図３（ａ）、図３（ｂ）相当図） 本発明の第２実施形態に係る高調波ミキサの回路構成図 本発明の第３実施形態に係る高調波ミキサの回路構成図 本発明の第４実施形態に係る高調波ミキサの回路構成図 本発明の第５実施形態に係る高調波ミキサの回路構成図

以下、高調波ミキサの幾つかの実施形態について図面を参照しながら説明する。各実施形態において実質的に同一又は類似部分には同一符号を付して必要に応じて説明を省略し、各実施形態では特徴部分を中心に説明する。

（第１の実施形態）
図１は高調波ミキサの回路構成例を示す。高調波ミキサ１は、第１〜第３の電界効果トランジスタとしてのトランジスタＭ１〜Ｍ３、および、インダクタＬ１を備える。トランジスタＭ１〜Ｍ３はそれぞれＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴにより構成される。

Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴを用いるのはシリコン（Ｓｉ）などの半導体を使用してＦＥＴを製造したときにカットオフ周波数などの特性において高い性能を保持でき高周波回路に適しているためである。インダクタＬ１は例えば半導体基板に生成するときにはスパイラル形状となるように金属配線を施すことで構成される。

トランジスタＭ１及びＭ２はそれらのドレインが互いに共通接続されると共に、それらのソースが互いに共通接続され当該ソース共通接続ノードはグランドＧＤに接地されている。トランジスタＭ１及びＭ２のドレイン共通接続ノードをノードＮ１とする。電源電圧ＶＢの端子Ｔ１とグランドＧＤとの間には、インダクタＬ１、トランジスタＭ３のドレイン・ソース、トランジスタＭ１及びＭ２のドレイン共通接続ノード・ソース共通接続ノード、が直列接続されている。ここで、特許文献１記載の技術と異なるところは、トランジスタ対Ｍ１及びＭ２のドレインにトランジスタＭ３のソースが接続されているところにある。

トランジスタＭ１のゲートは入力端子Ｔin1に接続されており、入力端子Ｔin1にはＬＯ差動信号（第１信号相当）の正相が入力される。また、トランジスタＭ２のゲートは入力端子Ｔin2に接続されておりＬＯ差動信号の逆相が入力される。なお、ＬＯは（Local Oscillator：局部発振器）の略を示す。

またトランジスタＭ３のゲートは入力端子Ｔin3に接続されており、入力端子Ｔin3にはＲＦ信号（高周波信号(Radio Frequency Signal):第２信号相当）が入力される。インダクタＬ１とトランジスタＭ３のドレインとの共通接続ノードが出力端子ＯＵＴに接続されている。

図１に示す回路構成では、各トランジスタＭ１、Ｍ２のゲート・ソース間に与えられる直流バイアス電圧は当該トランジスタＭ１、Ｍ２の閾値電圧付近に設定されている。したがって、各トランジスタＭ１、Ｍ２は各ゲートに与えられるゲート信号が正となるほぼ半周期間だけオンする。差動信号は、各トランジスタＭ１、Ｍ２のゲートに相補的に与えられるため、一方のトランジスタ（例えばＭ１）がオンするときには他方のトランジスタ（例えばＭ２）がオフする。

このとき、ＬＯ信号の２逓倍の周波数（２×ｆ_ＬＯ）の信号が発生する。発生した２逓倍の信号はＲＦ信号用の増幅回路であるトランジスタＭ３のソースに入力される。他方、トランジスタＭ３のゲートにはＲＦ信号が与えられるため、トランジスタＭ３のゲート・ソース間においては、２逓倍のＬＯ信号とＲＦ信号とが有効に乗算されることになる。

この乗算された結果発生したＩＦ信号は、トランジスタＭ３のドレイン電流となり出力端子ＯＵＴに出力されることになる。図１の回路特性のシミュレーション結果を図２および図３に示す。図２は出力端子ＯＵＴに生じる信号のＦＦＴ波形（横軸→周波数、縦軸→検出電圧の大きさ）を示し、図３（ａ）は出力端子ＯＵＴに生じる信号のタイムスケール波形（横軸→時間、縦軸→電圧値）を示し、図３（ｂ）はその一部拡大波形を示す。

ここで、ＲＦ信号の周波数は７９．０００１ＧＨｚ（図２中のｍ２）に設定した。またＬＯ信号の周波数は３９．５ＧＨｚに設定することで、ＬＯ信号の２逓倍を７９ＧＨｚ（図２中のｍ３）に設定した。入力端子Ｔin1−Ｔin2に入力されるＬＯ信号は、出力１ｍＷ、信号源の出力インピーダンス５０Ω、入力端子Ｔin3に入力されるＲＦ信号は、出力０．０１ｍＷ、信号源の出力インピーダンス５０Ω、として計算を行った。

図２に示すＦＦＴ波形において、ＲＦ信号ｍ２はｍａｇ＝０．１１５２３、ＬＯ信号の２逓倍ｍ３はｍａｇ＝０．０２０４７、混合信号ｍ１はｍａｇ＝０．１２０と得られた。
＜比較対象例の回路説明＞
図４は比較対象例の回路構成（特許文献１記載の構成）を示している。この図４記載のミキサ１００は、トランジスタＭ１〜Ｍ３及びインダクタＬ１を図示形態に接続して構成される。トランジスタＭ１及びＭ２のドレインは共通接続されると共に、トランジスタＭ１及びＭ２のソースは共通接続されている。ここで、トランジスタＭ１及びＭ２のドレイン共通接続ノードをノードＮ２とし、ソース共通接続ノードをノードＮ３とする。

そして、トランジスタＭ３は、そのドレイン・ソース間がトランジスタＭ１及びＭ２のソース共通接続ノードＮ３とグランドＧＤとの間に接続されている。また、トランジスタＭ１及びＭ２のドレイン共通接続ノードＮ２と正電源電圧ＶＢの供給端子Ｔ１との間にはインダクタＬ１が接続されている。ノードＮ２は出力端子ＯＵＴに設定されている。

トランジスタＭ３のゲートは入力端子Ｔin3に接続されている。この入力端子Ｔin3にはＲＦ信号が入力される。また、トランジスタＭ１，Ｍ２のゲートはそれぞれ入力端子Ｔin1、Ｔin2に接続されている。これらの入力端子Ｔin1、Ｔin2にはＬＯ差動信号が入力される。ここで、入力端子Ｔin1にはＬＯ差動信号の正相が入力され、入力端子Ｔin2にはＬＯ差動信号の逆相が入力される。すると、トランジスタＭ１のドレインには、ＬＯ信号の正相、および、その高調波とＲＦ信号の混合波を生じる。逆に、トランジスタＭ２のドレインには、ＬＯ信号の逆相、および、その高調波とＲＦ信号の混合波を生じる。

＜解析結果の説明＞
図１の回路構成も図４の回路構成も、ダウンコンバート後の基本波信号（例えば周波数ｆ＝ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ）は、出力端子ＯＵＴにおいて互いに逆相の関係となるため原理的に出力されない。また、ＬＯ信号の奇数次の高調波（２ｎ−１）ｆ_ＬＯ（但しｎは１以上の整数）とＲＦ信号の混合波も互いに逆相の関係となる。このため、出力端子ＯＵＴには原理的に出力されない。

この結果、出力端子ＯＵＴの出力信号が同相となるのは、ＬＯ信号の偶数次の高調波（２ｎ・ｆ_ＬＯ）とＲＦ信号の混合波となり、これらの周波数２ｎ・ｆ_ＬＯ±ｍ・ｆ_ＲＦ（ｍは１以上の整数）である。

この現象は、下記の式により表される。

したがって、ＬＯ信号の２逓倍とＲＦ信号が有効に乗算されることでＩＦ信号（ｆ_ＲＦ−２ｆ_ＬＯ）を生じさせることができる。

トランジスタＭ１、Ｍ２はＬＯ差動信号の半周期だけオンし他の半周期はオフすることになるため、ＬＯ信号の２逓倍信号を発生させることになる。他方、トランジスタＭ３はＲＦ信号を増幅する回路である。

しかしながら、図４に示す回路構成を用いたときには、トランジスタＭ３が増幅したＲＦ信号は、トランジスタＭ１及びＭ２において有効に混合されず出力端子４に漏洩してしまうことが確認されている。

この図４に示す回路を用いたときの計算結果を図５、図６（ａ）及び図６（ｂ）に示す。図５は出力端子ＯＵＴに生じる信号のＦＦＴ波形（横軸→周波数、縦軸→電圧の大きさ）を示し、図６（ａ）は出力端子に生じる信号のタイムスケール波形（横軸→時間、縦軸→電圧値）を示し、図６（ｂ）は図６（ａ）のＤ部分の一部拡大波形を示す。

ここで、図２と同様のスケールで示すため、ＲＦ信号の周波数を７９．０００１ＧＨｚ（図５中のｍ２）に設定した。また、ＬＯ信号の周波数を３９．５ＧＨｚに設定することでＬＯ信号の２逓倍を７９ＧＨｚ（図５中のｍ３）に設定した。入力のＬＯ信号は、出力１ｍＷ、信号源の出力インピーダンス５０Ω、ＲＦ信号は、出力０．０１ｍＷ、信号源の出力インピーダンス５０Ωに設定して計算を行った。

図５のＦＦＴ波形において、ＲＦ信号ｍ２はｍａｇ＝０．０６２４７、ＬＯ信号の２逓倍ｍ３はｍａｇ＝０．１６７５、混合信号ｍ１はｍａｇ＝０．０１２と得られた。
出力端子ＯＵＴには、トランジスタＭ３において増幅されたＲＦ信号と、トランジスタＭ１およびＭ２により発生させる２逓倍周波数（２×ｆ_ＬＯ）の信号が大きく現れることが確認された。しかし、必要なＩＦ信号（１００ｋＨｚ）は大変小さいことが確認された。したがって図４に示す回路構成ではＲＦ信号と２逓倍信号とが有効に混合されていないことが確認された。

またタイムスケールで分析すると、図６（ａ）に示すように、ＲＦ信号の周波数ｆ_ＲＦとＬＯ信号の２逓倍の周波数２×ｆ_ＬＯとが単純に加算された振幅変調波形を示している。すなわち、図４の出力端子ＯＵＴに現れる信号は、

となり、図６（ａ）に示す波形は、（２）式のｃｏｓ（ω_ＲＦ−２・ω_ＬＯ）ｔ／２の項の影響で振幅変動していることが確認された。また、図６（ｂ）に示す電圧変動は、前述（２）式のｃｏｓ（ω_ＲＦ＋２・ω_ＬＯ）ｔ／２の項の影響によるものである。高調波ミキサは、（１）式に示すようにＲＦ信号とＬＯ信号の２逓倍は適切に乗算されなければ十分なＩＦ信号の振幅を得ることができない。

本実施形態の図１の構成を適用すると、図２のＦＦＴ波形に示すように、混合ＩＦ信号ｍ１は図５に示すｍ１よりも格段に大きく得られていることがわかる。また、ＬＯ信号の２逓倍ｍ３は、図５に示すｍ３よりも格段に小さく得られており、ＬＯ信号の漏れも少なくなることがわかる。
このことから、図１に示す回路構成では、図４に示す比較対象回路に比較して有効に混合処理され格段に大きなＩＦ信号を得られることがわかる。

図３（ａ）は出力端子ＯＵＴに生じる信号の時間波形を示す。この図３（ａ）に示すように、ＩＦ信号成分は図６（ａ）と比較したとしても明らかなように格段に大きく得られることがわかる。

以上説明したように、本実施形態によれば、高調波ミキサ１はＬＯ信号の２逓倍周波数の信号を発生しＲＦ信号と有効に混合することで、比較対象構成に比較して格段に高いＩＦ信号出力を得ることができる。

（第２実施形態）
図７は第２実施形態を示す回路である。この図７に示す高調波ミキサ１１が図１に示す高調波ミキサ１と異なるところは、インダクタＬ１として誘導性を示す伝送線路１０を用いているところである。

前述実施形態で説明したインダクタＬ１は、例えば半導体基板に生成するときに金属配線をスパイラル形状となるように施すことで形成できるが、これは低動作周波数領域において実用的となる。しかし、ミリ波帯のような高周波数領域では、集積回路内に作成しても金属配線間の寄生容量に応じてインダクタＬ１が共振を起こすことがある。そこで、本実施形態では誘導性負荷が伝送線路１０を用いて構成されている。すると、動作周波数が高くなったとしても、伝送線路１０を誘導性負荷として正常に機能させることができる。

図７に一例を示すように、トランジスタＭ３のドレインには伝送線路１０及びコンデンサＣ１を介してグランドＧＤに接地されている。この伝送線路１０は、例えばマイクロストリップ線路又はコプレーナ線路などの各種線路を用いて構成され、線路長が動作周波数において誘導性を示す所定長に設定されている。伝送線路１０はこれらの線路を組み合わせて構成しても良い。

コンデンサＣ１は、ＲＦ信号、ＬＯ信号の周波数（例えば数十ＧＨｚ）ではショートと見做せると共に、ＩＦ信号帯では負荷抵抗として見做せる値（例えば数ｐＦ）に設定されている。集積回路内に構成するときには、コンデンサＣ１は信号配線間容量などを用いることができる。このコンデンサＣ１及び伝送線路１０の共通接続ノードには抵抗Ｒ１を通じて電源電圧ＶＢが供給されている。
電源電圧ＶＢの出力インピーダンスが適切に設定されていれば抵抗Ｒ１は必要に応じて設ければ良い。本実施形態においても前述実施形態と同様の作用効果を奏する。

（第３実施形態）
図８は第３実施形態を示す回路である。この図８に示す高調波ミキサ２１が図１に示す高調波ミキサ１と異なるところは、ＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ３に代えてバイポーラトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ３を用いているところである。

すなわち図８に示すように、第１実施形態におけるトランジスタＭ１〜Ｍ３のゲート電極、ドレイン電極、ソース電極は、それぞれ、第３実施形態におけるトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ３のベース電極、コレクタ電極、エミッタ電極に対応して構成されており、第１実施形態と同様に電気的に接続されている。

トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ２はｎｐｎ形バイポーラトランジスタにより構成されており、ＬＯ信号の２逓倍周波数の信号を発生させるトランジスタ対として用いられる。また、トランジスタＴｒ３もまたｎｐｎ形バイポーラトランジスタにより構成され、ＲＦ信号を増幅する。作用は第１実施形態と同様であるため説明を省略する。このような第３実施形態においても前述実施形態とほぼ同様の作用効果を奏する。

（第４実施形態）
図９は第４実施形態を示す回路である。この図９に示す高調波ミキサ３１が図１の高調波ミキサ１と異なるところは、（１）Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＭ３に代えて、ＲＦ信号を増幅するトランジスタＭｐ３がＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴを用いて構成されていること、（２）出力端子ＯＵＴがトランジスタＭ１及びＭ２のドレイン共通接続ノードＮ４とトランジスタＭｐ３のドレインとの共通接続ノードとされていること、（３）電源電圧ＶＢを印加するためのインダクタＬ１が不要であること、である。

トランジスタＭ１、Ｍ２のゲートに互いに位相が反転されたＬＯ信号が入力されると、前述実施形態で説明した原理と同様の原理から２逓倍のＬＯ信号を発生させることができる。ここで、トランジスタＭｐ３にはＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴを用いているため、インダクタなどの負荷を介することなく、電源端子Ｔ１をトランジスタＭｐ３のソースに直接接続することができる。

電源端子Ｔ１の交流電位は接地状態であるため、出力端子ＯＵＴをトランジスタＭｐ３のドレインから取得すると、前述実施形態とほぼ同様の作用効果を得ることができる。この図９に示す回路は、図１に示す回路と同様の動作原理となるが、当該図９に示す回路の利点は、ＲＦ信号を増幅するトランジスタ１２０がＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴにより構成されるため、フリッカ雑音（１／ｆ雑音）がＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴよりも低くなり低雑音にできることである。

このため、出力が低周波のＩＦ信号のときには、雑音電力を低く抑えることができる。しかも、前述実施形態に比較すると、インダクタＬ１を削減できるため、高調波ミキサ３１の小型化、低コスト化を実現できる。

（第５実施形態）
図１０は第５実施形態を示す回路である。この図１０に示す高調波ミキサ４１の特徴は、図１に示す高調波ミキサ１を２組ダブルバランスドミキサタイプに設けているところである。

高調波ミキサ４１の一方の回路構成要素に添え字「ａ」を付し、他方の回路構成要素に添え字「ｂ」を付している。
すなわち、高調波ミキサ４１は、トランジスタＭ１ａ〜Ｍ３ａ及びインダクタＬ１ａを備えると共に、これらの各トランジスタＭ１ａ〜Ｍ３ａと対に構成されるトランジスタをトランジスタＭ１ｂ〜Ｍ１ｃとして備え、インダクタＬ１ａと対に構成されるインダクタをインダクタＬ１ｂとして備えている。

この場合、一方の高調波ミキサのトランジスタＭ３ａのゲートにはＲＦ信号の正相が与えられると共に、他方の高調波ミキサのトランジスタＭ３ｂのゲートにはＲＦ信号の逆相が与えられる。

また、一方の高調波ミキサのトランジスタＭ１ａのゲート電極は入力端子Ｔin1aに接続されており、他方の高調波ミキサのトランジスタＭ１ｂのゲート電極は入力端子Ｔin1bに接続されているが入力端子Ｔin1a及びＴin1bには共にＬＯ信号の逆相が与えられる。

また、一方の高調波ミキサのトランジスタＭ２ａのゲート電極は入力端子Ｔin2aに接続されており、他方の高調波ミキサのトランジスタＭ２ｂのゲート電極は入力端子Ｔin2bに接続されているが入力端子Ｔin2a及びＴin2bには共にＬＯ信号の正相が与えられる。

そして、この差動高調波ミキサ４１は、一方の高調波ミキサの出力端子ＯＵＴａから正相信号を取得すると共に、他方の高調波ミキサの出力端子ＯＵＴｂから逆相信号を取得するよう構成されている。

本実施形態はＲＦ信号が差動信号である場合に有効な実施形態である。本実施形態では図１の高調波ミキサ１を２組用いることで差動型高調波ミキサ４１を構成した例を示したが、第２実施形態で説明した図７に示す高調波ミキサ１１を２組組み合わせることで差動型高調波ミキサを構成しても良いし、第３実施形態で説明した図８に示す高調波ミキサ２１を２組組み合わせることで差動型高調波ミキサを構成しても良い。さらに、第４実施形態で説明した図９に示す高調波ミキサ３１を２組組み合わせて差動型高調波ミキサを構成しても良い。すると、前述した効果と同様の効果が得られる。

（他の実施形態）
前述実施形態に限定されるものではなく、例えば、以下に示す変形又は拡張が可能である。
前述実施形態１〜５に示した回路構成例、ＲＦ信号の入力端子、ＬＯ信号の入力端子、ＩＦ信号出力端子にはインピーダンス整合を図るための回路は省略しているが、他回路との接続を考慮し適宜インピーダンスマッチング回路を構成すると良い。

例えば、トランジスタＭ１〜Ｍ３と信号源（図示せず）とを接続する場合、もしくは、ＩＦ信号の出力端子の外部回路（図示せず）と接続する場合にインピーダンス整合を図ることが必要なときは、インダクタ成分、容量成分（例えば伝送線路等）を用いて適宜整合を図ると良い。

第１〜第５実施形態では、ＬＯ信号（第１信号）の２逓倍とＲＦ信号（第２信号）とを混合しＩＦ信号を出力するダウンコンバート処理について示したが、他の適用例として、例えばトランジスタＭ３のゲート入力信号を低周波のＩＦ信号（第２信号）とし、トランジスタＭ１及びＭ２のゲート入力信号としてＬＯ信号（第１信号）とし、ＬＯ信号の２逓倍とＩＦ信号とを混合しＲＦ信号を出力するアップコンバータに適用しても良い。

なお、特許請求の範囲に付した括弧付き符号は本願明細書の構成要素に対応する符号を付したものであり構成要素の一例を挙げたものである。したがって、本願に係る発明は当該特許請求の範囲の構成要素に付した符号に限られるわけではなく、特許請求の範囲内の用語又はその均等の範囲で様々な拡張が可能であることは言うまでもない。

図面中、Ｍ１はＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ（第１の電界効果トランジスタ）、Ｍ２はＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ（第２の電界効果トランジスタ）、Ｍ３はＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ（第３の電界効果トランジスタ）、Ｍ３ｐはＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ、Ｌ１はインダクタ、１０は伝送線路、Ｔｒ１はｎｐｎ形バイポーラトランジスタ（第１のバイポーラトランジスタ）、Ｔｒ２はｎｐｎ形バイポーラトランジスタ（第２のバイポーラトランジスタ）、Ｔｒ３はｎｐｎ形バイポーラトランジスタ（第３のバイポーラトランジスタ）、を示す。

Claims (4)

1. ゲート電極に第１信号の正相が入力される第１の電界効果トランジスタ（Ｍ１）と、
   ゲート電極に第１信号の逆相が入力され、ソース電極に前記第１の電界効果トランジスタのソース電極が短絡して接地された第２の電界効果トランジスタ（Ｍ２）と、
   前記第１及び第２の電界効果トランジスタ（Ｍ１及びＭ２）の各ドレイン電極を短絡した端子にソース電極が接続された第３の電界効果トランジスタ（Ｍ３）と、を備え、
   前記第３の電界効果トランジスタ（Ｍ３）のゲート電極に第２信号を入力し該第３の電界効果トランジスタ（Ｍ３）のドレイン電極から信号を出力することを特徴とする高調波ミキサ。
2. ベース電極に第１信号の正相が入力される第１のバイポーラトランジスタ（Ｔｒ１）と、
   ベース電極に第１信号の逆相が入力され、エミッタ電極に前記第１のバイポーラトランジスタのエミッタ電極が短絡して接地された第２のバイポーラトランジスタ（Ｔｒ２）と、
   前記第１及び第２のバイポーラトランジスタの各コレクタ電極を短絡した端子にエミッタ電極が接続された第３のバイポーラトランジスタ（Ｔｒ３）と、を備え、
   前記第３のバイポーラトランジスタ（Ｔｒ３）のベース電極に第２信号を入力し当該第３のバイポーラトランジスタ（Ｔｒ３）のコレクタ電極から信号を出力することを特徴とする高調波ミキサ。
3. ゲート電極に第１信号の正相が入力される第１のｎ型電界効果トランジスタ（Ｍ１）と、
   ゲート電極に第１信号の逆相が入力され、ソース電極に前記第１のｎ型電界効果トランジスタのソース電極が短絡して接地された第２のｎ型電界効果トランジスタ（Ｍ２）と、
   前記第１及び第２の電界効果トランジスタ（Ｍ１及びＭ２）の各ドレイン電極を短絡した端子にドレイン電極を接続した第３のｐ型電界効果トランジスタ（Ｍ３ｐ）と、を備え、
   前記第３のｐ型電界効果トランジスタ（Ｍ３ｐ）のゲート電極に第２信号を入力し該第３のｐ型電界効果トランジスタ（Ｍ３ｐ）のドレイン電極から信号を出力することを特徴とする高調波ミキサ。
4. ゲート電極に第１信号の正相が入力される第１の電界効果トランジスタ（Ｍ１ａ）と、
   ゲート電極に第１信号の逆相が入力され、ソース電極に前記第１の電界効果トランジスタのソース電極が短絡して接地された第２の電界効果トランジスタ（Ｍ２ａ）と、
   前記第１及び第２の電界効果トランジスタの各ドレイン電極を短絡した端子にソース電極を接続した第３の電界効果トランジスタ（Ｍ３ａ）と、を備え、
   前記第３の電界効果トランジスタのゲート電極に第２信号の正相信号が入力され前記第３の電界効果トランジスタのドレイン電極から出力信号の逆相信号を取り出すと共に、
   ゲート電極に第１信号の正相が入力される第４の電界効果トランジスタ（Ｍ１ｂ）と、
   ゲート電極に第１信号の逆相が入力され、ソース電極に前記第４の電界効果トランジスタのソース電極が短絡して接地された第５の電界効果トランジスタ（Ｍ２ｂ）と、
   前記第４及び第５の電界効果トランジスタの各ドレイン電極を短絡した端子にソース電極を接続した第６の電界効果トランジスタ（Ｍ３ｂ）と、を備え、
   前記第６の電界効果トランジスタのゲート電極に第２信号の逆相信号が入力され前記第６の電界効果トランジスタのドレイン電極から出力信号の正相信号を取り出すことを特徴とする高調波ミキサ。

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