JP2015012737A

JP2015012737A - スイッチング電源回路

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Publication number: JP2015012737A
Application number: JP2013137701A
Authority: JP
Inventors: 一之宮島; Kazuyuki Miyajima
Original assignee: New Japan Radio Co Ltd
Current assignee: New Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2013-07-01
Filing date: 2013-07-01
Publication date: 2015-01-19
Anticipated expiration: 2033-07-01
Also published as: JP6145335B2

Abstract

【課題】定電圧出力用途においてもオーバーシュート電圧が小さく、発光ダイオード駆動用途においても適切に機能するスイッチング電源回路を提供する。
【解決手段】スイッチ素子ＭＰ１と、誤差増幅器ＡＭＰ１と、起動時に緩やかに上昇する電圧Ｖ２を出力する第１のソフトスタート回路３Ａと、第１のソフトスタート回路３Ａの出力電圧Ｖ２および誤差電圧Ｖ１の内の低い方の電圧と三角波電圧とを比較する比較器ＣＯＭＰ２と、第１の比較器ＣＯＭＰ２の比較結果に応じてスイッチ素子ＭＰ１の導通／遮断を制御する駆動回路１と、第１のソフトスタート回路３Ａの出力電圧Ｖ２がＶＴＨに達したときに参照電圧ＶＲＥＦをＶＲＥＦＳから目標とする第２の電圧値へ緩やかに上昇させることを開始する第２のソフトスタート回路３Ｂとを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、負荷側に穏やかに電圧供給を開始するソフトスタート回路を備えたスイッチング電源回路に関する。

スイッチング電源回路は、導通／遮断を繰り返すスイッチ素子とインダクタとを組み合わせることで、負荷に対して低損失で電力を供給する電源回路であり、多くの分野において用いられている。

＜従来例１＞
図１０に、従来例１の降圧型のスイッチング電源回路の構成例を示す。ＭＰ１はスイッチ素子としてのＰＭＯＳトランジスタであり、駆動回路１によってその導通／遮断が制御される。Ｌ１はインダクタであり、トランジスタＭＰ１が導通したときに流れる電流ＩＩＮによりエネルギーを蓄えるとともにコンデンサＣ０および負荷ＲＬに供給し、遮断したときに発生する逆起電力をダイオードＤ１で整流してコンデンサＣ０および負荷ＲＬに供給する。負荷ＲＬに供給される電圧ＶＯＵＴは、帰還抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧され、ここで得られた帰還電圧ＶＦＢが、誤差増幅器ＡＭＰ１で参照電圧ＶＲＥＦと比較される。誤差増幅器ＡＭＰ１の出力電圧Ｖ１は、三角波発振器２より出力される固定周期の三角波電圧と比較器ＣＯＭＰ１において比較され、その比較結果に応じて駆動回路１が制御される。図１０の構成の場合、誤差増幅器ＡＭＰ１の出力電圧Ｖ１が高くなると三角波１周期の間でトランジスタＭＰ１が導通している期間が長くなり、低い場合はその期間が短くなることで、帰還電圧ＶＦＢが誤差増幅器ＡＭＰ１に入力する参照電圧ＶＲＥＦに一致するように、出力電圧ＶＯＵＴが制御される。抵抗Ｒ３とコンデンサＣ２はローパスフィルタを構成している。

図１０のスイッチング電源回路では、誤差増幅器ＡＭＰ１を含む経路の負帰還動作により、理想状態においては、出力電圧ＶＯＵＴとトランジスタＭＰ１の導通／遮断の時比率Ｄと入力電圧ＶＩＮの関係は、以下の式のようになる。
ＶＯＵＴ＝Ｄ×ＶＩＮ（１）
また、時比率Ｄは、ＴＯＮをトランジスタＭＰ１の導通時間とし、ＴＳを三角波発振器２の発振波形の１周期の時間とすると、以下の式のようになる。
Ｄ＝ＴＯＮ／ＴＳ（２）
すなわち、スイッチング電源回路の出力電圧ＶＯＵＴは、理想状態においては、トランジスタＭＰ１が導通している期間が長いほど上昇し、短いほど低下する。

スイッチング電源回路は、構成上、出力端子とＧＮＤ間に出力電圧ＶＯＵＴの平滑のためのコンデンサＣ０が必要となる。起動時、トランジスタＭＰ１がスイッチング動作を開始した際には、コンデンサＣ０をまず充電して、目標電圧になるまで出力電圧ＶＯＵＴを引き上げる必要があり、この際に、非常に大きな電流ＩＩＮが電圧ＶＩＮの電源から負荷ＲＬの方向に流れ込む。これを突入電流と呼ぶ。この突入電流が大きすぎると、電源電圧ＶＩＮが不安定になったり、トランジスタＭＰ１に定格以上の電流が流れる可能性がある。

そこで、このような問題を回避するためにソフトスタート回路３が使用される。図１０の回路においては、ソフトスタート回路３はコンデンサＣ１と抵抗Ｒ４で構成されている。起動時にこのソフトスタート回路３で決まる時定数で誤差増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子の電圧が０Ｖから緩やかに上昇する。

結果として、回路全体の負帰還の働きにより、図１１に示すように、出力電圧ＶＯＵＴは０Ｖから、誤差増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子の電圧に比例する形で緩やかに上昇する。このため、このコンデンサＣ０に流入する電流ＩＩＮは低い値に抑えられる。

＜従来例２＞
一方、近年、発光ダイオードＬＥＤの用途の拡大により、その発光ダイオードＬＥＤをスイッチング電源回路を用いて駆動する場合が増えている。発光ダイオードＬＥＤはその特性上、一定の輝度で駆動するためには、そのアノード・カソード間に一定の電圧を印加するのではなく、一定の電流が流れるよう制御する必要がある。このため、スイッチング電源回路の負荷に発光ダイオードＬＥＤを用いる場合は、図１２のような構成になる。

図１２のスイッチング電源回路における抵抗ＲＳは、発光ダイオードＬＥＤに流れる電流ＩＬＥＤを検出するための検出抵抗であり、通常動作において、発光ダイオードＬＥＤに流れる電流ＩＬＥＤは以下のように決まる。
ＩＬＥＤ＝ＶＲＥＦ／ＲＳ（３）

図１３には図１０と図１２のスイッチング電源回路の出力電圧ＶＯＵＴの変化に対する帰還電圧ＶＦＢの変化を表している。図１３（ａ）は図１０のスイッチング電源回路の場合であり、出力電圧ＶＯＵＴの変化に対して帰還電圧ＶＦＢは比例して変化している。図１３（ｂ）は図１２のスイッチング電源回路の場合であり、発光ダイオードＬＥＤを駆動した場合である。発光ダイオードＬＥＤは、そのアノード・カソード間に印加される電圧がその発光ダイオードＬＥＤの閾値電圧以上になるまで、ほとんど電流を流さない。このため、出力電圧ＶＯＵＴが閾値電圧以下の場合、帰還電圧ＶＦＢは０Ｖである。

この結果、図１２のスイッチング電源回路の場合、誤差増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子の電圧が０Ｖかまたはかなり低い電圧であっても、反転入力端子の帰還電圧ＶＦＢは０Ｖのままであり、スイッチング電源回路の回路全体を介した負帰還動作が機能しない。このため、起動時の出力電圧ＶＯＵＴが発光ダイオードＬＥＤの閾値電圧に達するまでは、ソフトスタート回路３が機能せず、図１４に示すように、電流ＩＩＮが過大な突入電流として流れることになる。

＜従来例３＞
こうした問題もあり、従来、発光ダイオードＬＥＤを駆動できるようにしたスイッチング電源回路は、図１５のような構成になっている。図１５では、電流源Ｉ１とコンデンサＣ３とリセット用スイッチＳＷ１からなるソフトスタート回路３Ａが追加されている。ＣＯＭＰ２は比較器であり、２つの非反転入力端子の電圧が双方とも反転入力端子の電圧より高くならなければ、その出力電圧は変化しない。このため、当該２つの非反転入力端子の電圧の内の低い方の電圧によって比較器ＣＯＭＰ２の出力状態が決まり、出力電圧ＶＯＵＴは起動後から緩やかに上昇していく。よって、トランジスタＭＰ１の導通時間は、短い状態から徐々に長くなり、コンデンサＣ０に過大な突入電流が流れることを防止できる。

しかし、この図１５のようなソフトスタート回路３Ａを備えたスイッチング電源回路の欠点として、通常の定電圧出力の制御を行なった場合に問題が発生する。

図１５のスイッチング電源回路では、ソフトスタート時、誤差増幅器ＡＭＰ１の出力電圧Ｖ１はソフトスタート回路３Ａの出力電圧Ｖ２よりも高い状態にある。その後、出力電圧ＶＯＵＴが目標電圧まで上昇し、誤差増幅器ＡＭＰ１を含めた経路の負帰還動作により出力電圧ＶＯＵＴが制御される状態に移行するタイミングにおいて、誤差増幅器ＡＭＰ１の出力電圧Ｖ１は、次第に低下してソフトスタート３Ａの出力電圧Ｖ２より低くなる必要がある。

しかし、誤差増幅器ＡＭＰ１の出力電圧Ｖ１の変化の遅れにより、制御の切り替わりタイミングに遅れが生じ、図１６に示すように、出力電圧ＶＯＵＴが一時的に目標電圧より高くなるオーバーシュート電圧が発生する。この電圧ＶＯＵＴの上昇は負荷ＲＬの耐圧を越え、破壊に至らしめる可能性がある。つまり、図１５のようなソフトスタート回路３Ａを備えたスイッチング電源回路は、定電圧を出力する事を目的とする用途にはあまり適さない。

以上のように、従来のスイッチング電源回路は、定電圧を出力することを目的とする場合（図１０）にはソフトスタート回路３を、発光ダイオードを定電流で駆動する場合（図１５）にはソフトスタート回路３Ａを、それぞれ用いる必要がある。つまり、使用目的に応じて異なるソフトスタート回路を備えたスイッチング電源回路を使い分ける必要があった。

本発明はこのような問題を解決し、定電圧出力用途においてもオーバーシュート電圧が小さく、発光ダイオード駆動用途においても適切に機能するスイッチング電源回路を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明のスイッチング電源回路は、負荷に供給する電圧を導通／遮断するスイッチ素子と、前記負荷に供給される電圧に相当する帰還電圧を参照電圧と比較して得られる誤差電圧を出力する誤差増幅器と、起動時に緩やかに上昇する電圧を出力する第１のソフトスタート回路と、該第１のソフトスタート回路の出力電圧および前記誤差電圧の内の低い方の電圧と一定周期の三角波電圧とを比較する第１の比較器と、該第１の比較器の比較結果に応じて前記スイッチ素子の導通／遮断を制御する駆動回路とを有し、前記スイッチ素子の導通／遮断に応じて負荷に一定電圧を供給するスイッチング電源回路において、前記第１のソフトスタート回路の出力電圧が所定値に達したときに前記参照電圧を第１の電圧値から目標とする第２の電圧値へ緩やかに上昇させることを開始する第２のソフトスタート回路を備えたことを特徴とする。
請求項２にかかる発明のスイッチング電源回路は、負荷に供給する電圧を導通／遮断するスイッチ素子と、前記負荷に供給される電圧に相当する帰還電圧を参照電圧と比較して得られる誤差電圧を出力する誤差増幅器と、起動時に緩やかに上昇する電圧を出力する第１のソフトスタート回路と、該第１のソフトスタート回路の出力電圧および前記誤差電圧の内の低い方の電圧と一定周期の三角波電圧とを比較する第１の比較器と、該第１の比較器の比較結果に応じて前記スイッチ素子の導通／遮断を制御する駆動回路とを有し、前記スイッチ素子の導通／遮断に応じて負荷に一定電圧を供給するスイッチング電源回路において、前記帰還電圧が所定値に達したときに前記参照電圧を第１の電圧値から目標とする第２の電圧値へ緩やかに上昇させる第２のソフトスタート回路を備えたことを特徴とする。
請求項３にかかる発明は、請求項１に記載のスイッチング電源回路において、前記第１のソフトスタート回路は、前記帰還電圧が前記第１の電圧値を超えてから前記第２のソフトスタート回路の出力電圧が前記第１の電圧値を超えるまでの期間中、出力電圧の上昇率がそれ以外の期間の上昇率よりも高くなるよう設定されていることを特徴とする。
請求項４にかかる発明のスイッチング電源回路は、負荷に供給する電圧を導通／遮断するスイッチ素子と、前記負荷に供給される電圧に相当する帰還電圧を参照電圧と比較して得られる誤差電圧を出力する誤差増幅器と、起動時に緩やかに上昇する電圧を出力する第１のソフトスタート回路と、該第１のソフトスタート回路の出力電圧および前記誤差電圧の内の低い方の電圧と一定周期の三角波電圧とを比較する第１の比較器と、該第１の比較器の比較結果に応じて前記スイッチ素子の導通／遮断を制御する駆動回路とを有し、前記スイッチ素子の導通／遮断に応じて負荷に一定電圧を供給するスイッチング電源回路において、前記第１のソフトスタート回路の出力電圧と前記誤差電圧を比較する第２の比較器と、該第２の比較器が前記誤差電圧が前記第１のソフトスタート回路の出力電圧より低いことを判定したとき前記参照電圧を第１の電圧値から目標とする第２の電圧値へ緩やかに上昇させることを開始する第２のソフトスタート回路を備えたことを特徴とする。
請求項５にかかる発明のスイッチング電源回路は、負荷に供給する電圧を導通／遮断するスイッチ素子と、前記負荷に供給される電圧に相当する帰還電圧を参照電圧と比較して誤差電圧を出力する誤差増幅器と、該誤差電圧と一定周期の三角波電圧とを比較する第３の比較器と、該第３の比較器の比較結果に応じて前記スイッチ素子の導通／遮断を制御する駆動回路とを有し、前記スイッチ素子の導通／遮断に応じて負荷に一定電圧を供給するスイッチング電源回路において、起動時に緩やかに上昇する電圧を出力する第１のソフトスタート回路と、前記帰還電圧が所定値に達することにより前記参照電圧を第１の電圧値から目標とする第２の電圧値へ緩やかに上昇させることを開始する第２のソフトスタート回路とを備え、前記スイッチ素子に流れる電流に対応する電圧よりも前記第１のソフトスタート回路の出力電圧が低いとき前記駆動回路が前記第３の比較器の比較結果に応じて制御されるようにしたことを特徴とする。
請求項６にかかる発明のスイッチング電源回路は、負荷に供給する電圧を導通／遮断するスイッチ素子と、前記負荷に供給される電圧に相当する帰還電圧を参照電圧と比較して誤差電圧を出力する誤差増幅器と、該誤差電圧と一定周期の三角波電圧とを比較する第３の比較器と、該第３の比較器の比較結果に応じて前記スイッチ素子の導通／遮断を制御する駆動回路とを有し、前記スイッチ素子の導通／遮断に応じて負荷に一定電圧を供給するスイッチング電源回路において、起動時に緩やかに上昇する電圧を出力する第１のソフトスタート回路と、前記三角波電圧の１又は複数周期の期間にわたって、前記スイッチ素子に流れる電流に対応する電圧よりも前記第１のソフトスタート回路の出力電圧が低いとき、前記参照電圧を第１の電圧値から目標とする第２の電圧値へ緩やかに上昇させることを開始する第２のソフトスタート回路と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、第１のソフトスタート回路によって発光ダイオード駆動用途であっても適切に機能し、第２のソフトスタート回路によって定電圧出力用途においてもオーバーシュート電圧が小さくできる。

本発明の実施例１のスイッチング電源回路の回路図である。実施例１のスイッチング電源回路の定電圧出力の起動時の動作波形図である。実施例１のスイッチング電源回路の負荷を発光ダイオードとしたときの起動時の動作波形図である。実施例１のスイッチング電源回路の要部の具体例の回路図である。本発明の実施例２のスイッチング電源回路の回路図である。実施例２のスイッチング電源回路の要部の変形例の回路図である。本発明の実施例３のスイッチング電源回路の回路図である。本発明の実施例４のスイッチング電源回路の回路図である。本発明の実施例５のスイッチング電源回路の回路図である。従来例１のスイッチング電源回路の回路図である。従来例１のスイッチング電源回路における定電圧出力の起動時の動作波形図である。従来例２のスイッチング電源回路の回路図である。従来例１，２のスイッチング電源回路における起動時の動作波形図である。従来例２のスイッチング電源回路における起動時の動作波形図である。従来例３のスイッチング電源回路の回路図である。従来例３のスイッチング電源回路における起動時の動作波形図である。

＜実施例１＞
図１に、本発明の実施例１のスイッチング電源回路を示す。図１０，図１２，図１５で説明したものと同じものには同じ符号を付けて詳しい説明は省略する。本実施例１では、ソフトスタート回路３Ａの出力電圧Ｖ２が閾値電圧ＶＴＨまで上昇したことを検知する検出回路４Ａを設ける。また、そのソフトスタート回路３Ａの出力電圧Ｖ２が閾値電圧ＶＴＨに達した時点から、出力電圧Ｖ３がＧＮＤ電圧付近の電圧ＶＲＥＦＳから緩やかに上昇し、最終的に参照電圧ＶＲＥＦの値に達するような当該出力電圧Ｖ３を出力する第２のソフトスタート回路３Ｂを設けている。

実施例１のスイッチング電源回路では、出力電圧ＶＯＵＴを定電圧に制御する場合、各部の電圧、電流は図２に示すようになる。起動前、出力電圧ＶＯＵＴは０Ｖであり、ソフトスタート回路３ＡのコンデンサＣ３の両端の電圧Ｖ２も０Ｖである。また同時に、ソフトスタート回路３Ｂの出力電圧Ｖ３は０Ｖでも良いが、誤差増幅器ＡＭＰ１の出力電圧を安定させるために、参照電圧ＶＲＥＦの１／１０程度の初期電圧ＶＲＥＦＳに設定されている。

時刻ｔ０でスイッチング電源回路が動作を開始すると、まず、ソフトスタート回路３Ａの出力電圧Ｖ２が緩やかに上昇を始める。このとき、誤差増幅器ＡＭＰ１の出力電圧Ｖ１は、帰還電圧ＶＦＢが０Ｖであるため、ソフトスタート回路３Ｂの出力電圧Ｖ３（＝ＶＲＥＦＳ）によって上昇し、ソフトスタート回路３Ａの出力電圧Ｖ２よりも高い状態になる。

比較器ＣＯＭＰ２は１つの反転入力端子と２つの非反転入力端子を持ち、２つの非反転入力端子の内の低い電圧を反転入力端子の電圧と比較してその結果を出力する。このため、起動直後は、誤差増幅器ＡＭＰ１の電圧Ｖ１よりも低い電圧であるソフトスタート回路３Ａの出力電圧Ｖ２を元に、トランジスタＭＰ１の導通／遮断の時比率が決まる。

この後、トランジスタＭＰ１の導通／遮断の動作により出力電圧ＶＯＵＴが上昇し、それに比例して帰還電圧ＶＦＢが上昇して、その帰還電圧ＶＦＢがソフトスタート回路３Ｂの前記した初期電圧ＶＲＥＦＳに達する時刻ｔ１になると、誤差増幅器ＡＰ１の出力電圧Ｖ１は、低下してソフトスタート回路３Ａの出力電圧Ｖ２以下になる。

ここで、誤差増幅器ＡＭＰ１を介してスイッチング電源回路全体の負帰還の制御が開始する。電圧ＶＯＵＴＳをソフトスタート回路３Ｂが動作する前のスイッチング電源回路の出力電圧とすると、そのときの帰還電圧ＶＦＢは、
ＶＦＢ＝ＶＲＥＦＳ＝ＶＯＵＴＳ×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）（４）
であるので、出力電圧ＶＯＵＴＳは以下の式により決まる電圧で、一旦、安定する。
ＶＯＵＴＳ＝ＶＲＥＦＳ×（１＋Ｒ２／Ｒ１）（５）

その後の時刻ｔ２において、ソフトスタート回路３Ａの出力電圧Ｖ２が閾値電圧ＶＴＨに達すると、これが検出回路４Ａで検出されて、ソフトスタート回路３Ｂの出力電圧Ｖ３がＶＲＥＦＳから上昇を開始する。その上昇に応じて、出力電圧ＶＯＵＴも上昇して、ソフトスタート回路３Ｂの出力電圧Ｖ３が参照電圧ＶＲＥＦに達するソフトスタート終了の時刻ｔ３になると、同時に出力電圧ＶＯＵＴも目標電圧に達する。このため、図１２や図１５のスイッチング電源回路で問題となった出力電圧のオーバーシュートはほとんど発生しない。

ここで、ソフトスタート回路３Ｂの出力電圧Ｖ３は、以下の条件を満たすことが必要である。
（１）動作開始から帰還電圧ＶＦＢがソフトスタート回路３Ｂの初期電圧ＶＲＥＦＳに達する時間（ｔ０〜ｔ２）を、十分な時間に設定する。
（２）ソフトスタート回路３Ｂの出力電圧Ｖ３の上昇を、ソフトスタート回路３Ａの出力電圧Ｖ２の上昇に比例または、立ち上がりの傾きに応じさせる。

ここで、ソフトスタート回路３Ａの出力電圧Ｖ２が閾値電圧ＶＴＨに達するタイミングｔ２では、帰還電圧ＶＦＢがソフトスタート回路３Ｂの初期電圧ＶＲＥＦＳに確実に達している必要がある。

降圧型のスイッチング電源回路において、出力電圧ＶＯＵＴの目標値が電源電圧ＶＩＮに近い設定の場合、時比率が１に近づくため、閾値電圧ＶＴＨを高く設定する必要がある。このため、その閾値電圧ＶＴＨは、ＶＯＳＣＡを三角波発振器２の出力電圧の振幅、ＶＯＳＣＬをその出力電圧の下限値とすると、以下の式の値に設定する必要がある。
ＶＴＨ≧ＶＯＳＣＡ×（ＶＲＥＦＳ／ＶＲＥＦ）＋ＶＯＳＣＬ（６）

前記した条件（２）は、例えば、ソフトスタート回路３Ａの立ち上がり時間を長くした場合、それに応じてソフトスタート回路３Ｂの立ち上がり時間を長くする必要があることを意味する。ソフトスタート回路３Ｂの立ち上り時間が短すぎると、出力電圧ＶＯＵＴがソフトスタート回路３Ｂの出力電圧に合わせて上昇している最中に、誤差増幅器ＡＭＰ１の出力電圧Ｖ１がソフトスタート回路３Ｂの出力電圧Ｖ２の上昇を追い越し、出力電圧ＶＯＵＴの制御がソフトスタート回路３Ｂの出力電圧Ｖ２による制御に戻る場合がある。このため、出力電圧ＶＯＵＴの上昇が不安となり、オーバーシュート等が発生することが考えられる。

次に、図１のスイッチング電源回路において、発光ダイオードＬＥＤを定電流駆動する場合について説明する。このとき、図１の負荷抵抗ＲＬは発光ダイオードＬＥＤに置き換わり、抵抗Ｒ１，Ｒ２は接続を外され、発光ダイオードＬＥＤに直列の検出抵抗ＲＳが接続される。すなわち、出力回路部分が図１２で説明した回路に置き換わる。各部の電圧、電流は図３に示す通りとなる。

この場合、時刻ｔ０での起動後も、出力電圧ＶＯＵＴが発光ダイオードＬＥＤの閾値電圧に達する時刻ｔ２までは、帰還電圧ＶＦＢは０Ｖである。このため比較器ＣＯＭＰ２の比較結果は、ソフトスタート回路３Ａの出力電圧Ｖ２により決まり、この出力電圧Ｖ２の上昇と共に、トランジスタＭＰ１の導通時間は長くなる。途中の時刻ｔ１でソフトスタート回路３Ｂの出力電圧Ｖ３の上昇が開始するが、帰還電圧ＶＦＢは０Ｖのままであるため、比較器ＣＯＭＰ２の比較結果に影響を与えない。その後の時刻ｔ２で、出力電圧ＶＯＵＴが発光ダイオードＬＥＤの閾値電圧に達すると、帰還電圧ＶＦＢは急激に上昇し始め、上昇している途中の時刻ｔ３で、ソフトスタート回路３Ｂの出力電圧Ｖ３に到達する。この時点ｔ３で、誤差増幅器ＡＭＰ１の出力電圧Ｖ１は低下して、ソフトスタート回路３Ａの出力電圧Ｖ２以下になり、誤差増幅器ＡＭＰ１を含めた負帰還が働き、その後はソフトスタート回路３Ｂの出力電圧Ｖ３の変化に応じて出力電圧ＶＯＵＴが変化して、目標とする電圧に到達する。ソフトスタート動作は電圧Ｖ３が電圧ＶＲＥＦになった時刻ｔ４で終了する。

以上のような動作により、実施例１のスイッチング電源回路は、定電圧出力の電源用途および発光ダイオードＬＥＤを定電流で駆動する電源用途において、最適なソフトスタート動作を可能としている。

図１のスイッチング電源回路に使用するソフトスタート回路３Ｂと検出回路４Ａの最もシンプルな一例を図４に示す。検出回路４Ａは、ソフトスタート回路３Ａの出力電圧Ｖ２をゲートに入力するＮＭＯＳトランジスタＭＮ１で構成される。ソフトスタート回路３Ｂは、参照電圧ＶＲＥＦとＮＭＯＳトランジスタＭＮ１の出力電圧を切り替えるスイッチＳＷ２と、そのスイッチＳＷ２を制御する比較器ＣＯＭＰ５と、電流源Ｉ２と、抵抗Ｒ６とで構成される。

起動時、トランジスタＭＮ１のソースは、ソフトスタート回路３ＢのスイッチＳＷ２を介して抵抗Ｒ６に接続されている。この抵抗Ｒ６の両端には、電流源Ｉ２から流れる電流によって、初期電圧ＶＲＥＦＳ（≒ＶＲＥＦ／１０）が発生している。ソフトスタート回路３Ａの出力電圧Ｖ２が閾値電圧ＶＴＨに達すると、トランジスタＭＮ１が導通してそのトランジスタＭＮ１を流れる電流により抵抗Ｒ６に生じる電圧が初期電圧ＶＲＥＦＳから出力電圧Ｖ２に応じて上昇する。これにより、その抵抗Ｒ６に生じる電圧が参照電圧ＶＲＥＦを超えると、比較器ＣＯＭＰ５によってスイッチＳＷ２が参照電圧ＶＲＥＦ側に切り替わり、ソフトスタート回路３Ｂの出力電圧Ｖ３が参照電圧ＶＲＥＦに固定される。

このような動作により、図２の回路は、図１のスイッチング電源回路の検出回路４Ａとソフトスタート回路３Ｂの役割を果たすことができる。特にこの構成においては、遅延時間の設定用のコンデンサＣ３を共有できるため、ソフトスタート時間の変更を行なう場合に、コンデンサＣ３の値を変更するだけで良いというメリットがある。

＜実施例２＞
図５に、実施例２のスイッチング電源回路の構成例を示す。図１のスイッチング電源回路では、定電圧出力での構成において、出力電圧ＶＯＵＴの上昇が、ソフトスタート回路３Ｂの出力電圧Ｖ３の上昇が開始されるまで、一旦停止する時間帯（図２の時刻ｔ１〜ｔ２の時間Ｔ１）が存在する。

そこで、実施例２のスイッチング電源回路においては、帰還電圧ＶＦＢがソフトスタート回路３Ｂの初期電圧ＶＲＥＦＳに達したことを検出する検出回路４Ｂを設けて、この検出回路４Ｂが初期電圧ＶＲＥＦＳを検出すると、ソフトスタート回路３Ｂの動作を開始させる。これにより、図２の時刻ｔ１でソフトスタート回路３Ｂがスイープを開始することになり、出力電圧ＶＯＵＴの上昇が一旦停止する期間を短縮することができる。

ここで、上記した図５の回路と同様に停止時間帯を無くす動作を行う変形例の回路を、図６に示す。図６の回路構成では、図４の回路に加え、ソフトスタート回路３Ａを、コンデンサＣ３への充電電流を増加させる新たな電流源Ｉ３を備えたソフトスタート回路３Ａ’に置き換える。また、この電流源Ｉ３を制御する検出回路４Ｃを新たに備える。この検出回路４Ｃは、電流源Ｉ３の動作／停止を制御するアンド回路ＡＮＤ１と、比較器ＣＯＭＰ６，ＣＯＭＰ７と、開始電圧ＶＲＥＦＳの電圧源で構成されている。

動作開始時、アンド回路ＡＮＤ１は、ソフトスタート回路３Ｂの出力電圧Ｖ３が開始電圧ＶＲＥＦＳより低くても、帰還電圧ＶＦＢが開始電圧ＶＲＥＦＳを超えると、電流源Ｉ３を動作させて、その電流源Ｉ３によりコンデンサＣ３への充電を開始する。その後、ソフトスタート回路３Ｂの出力電圧Ｖ３が開始電圧ＶＲＥＦＳを超えると、コンデンサＣ３への充電を停止する。

以上の結果、図１のスイッチング電源回路では、定電圧出力動作時に、一時的に出力電圧ＶＯＵＴの上昇が停止する時間帯があったが、図６の構成を備えたスイッチング電源回路では、その時間を電流源Ｉ３がコンデンサＣ３への充電電流を増やすことで短くすることができる。

＜実施例３＞
図７に、実施例３のスイッチング電源回路の構成例を示す。前記した実施例２の図５のスイッチング電源回路では、誤差増幅器ＡＭＰ１の出力端子と反転入力端子間に、位相補償用のコンデンサを接続した構成においては、ソフトスタート回路３Ｂの動作開始を正確にコントロールできない。

実施例３の図７はこうした問題点を解決するための構成であり、ソフトスタート回路３Ａの出力電圧Ｖ２と誤差増幅器ＡＭＰ１の出力電圧Ｖ１を比較器ＣＯＭＰ３で比較し、誤差増幅器ＡＭＰ１の出力電圧Ｖ１がソフトスタート回路３Ａの出力電圧Ｖ２より低下したとき、すなわちトランジスタＭＰ１の制御が誤差増幅器ＡＭＰ１の出力電圧Ｖ１により行なわれる状態になったときに、ソフトスタート回路３Ｂの動作を開始させるものである。これにより、位相補償用のコンデンサＣ４を接続した構成においても、ソフトスタート回路３の動作開始を正確にコントロールできる。

＜実施例４＞
図８に、実施例４のスイッチング電源回路の構成例を示す。実施例１〜３（図１、図５、図７）のスイッチング電源回路においては、ソフトスタート回路３Ａの出力電圧Ｖ２と三角波発振器２の出力電圧と誤差増幅器ＡＭＰ１の出力電圧Ｖ１を比較する比較器ＣＯＭＰ３を用いていた。

これに対し、図８のスイッチング電源回路では、トランジスタＭＰ１が導通状態にある間に検出抵抗ＲＴに流れる電流ＩＩＮを検出して、その電流値に比例した出力電圧Ｖ４を出力する検出回路４Ｃを設け、その検出電圧Ｖ４をソフトスタート回路３Ａの出力電圧Ｖ２と比較する比較器ＣＯＭＰ４を設ける。また、比較器ＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ４の出力を入力して駆動回路１を制御するノア回路ＮＯＲ１を備える。

比較器ＣＯＭＰ４は、検出回路４Ｃの出力電圧Ｖ４がソフトスタート回路３Ａの出力電圧Ｖ２より高いときその出力を“Ｈ”にする。比較器ＣＯＭＰ１の出力電圧は、前記したように、帰還電圧ＶＦＢが初期電圧ＶＲＥＦＳに到達した以後は、三角波発振器２の出力電圧の変化に応じて“Ｌ”、“Ｈ”を繰り返す。

トランジスタＭＰ１に流れる電流ＩＩＮは、導通時間の長さに応じてその値が増加していくが、ソフトスタート回路３Ａの出力電圧Ｖ２の上昇に応じて、比較器ＣＯＭＰ４の出力が“Ｌ”となり、トランジスタＭＰ１の導通時間は短い状態から次第に長くなり、図１のスイッチング電源回路と同様のソフトスタート動作を行なうことができる。

この場合においても、帰還電圧ＶＦＢを検出回路４Ｂで検出して、その帰還電圧ＶＦＢが初期電圧ＶＲＥＦＳに達したときにソフトスタート回路３Ｂから参照電圧ＶＲＥＦを出力させる動作させることが行われ、図５のスイッチング電源回路と同様の効果を得ることができる。

＜実施例５＞
図９に、実施例５のスイッチング電源回路の構成例を示す。図９は図８のスイッチング電源回路において、図７のソフトスタート回路３Ｂと同等の特性を実現する場合の構成である。図９の回路においては、ソフトスタート回路３Ａの出力電圧Ｖ２と、誤差増幅器ＡＭＰ１の出力電圧Ｖ１を比較しても、比較器ＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ４のどちらの比較結果によってトランジスタＭＰ１の遮断に至るタイミングが制御されているかが、判定できない。

しかしながら、比較器ＣＯＭＰ１の出力が“Ｌ”、“Ｈ”を繰り返すことでトランジスタＭＰ１の導通／遮断の制御が行なわれる場合、トランジスタＭＰ１が遮断になることにより、検出回路４Ｃの出力電圧Ｖ４はそれ以上に上がらず、ソフトスタート回路３Ａの出力電圧Ｖ２に達することができず、比較器ＣＯＭＰ４の出力は“Ｌ”状態に固定されたままになる。

そこで、比較器ＣＯＭＰ１の出力電圧は“Ｌ”、“Ｈ”を繰り返しているにもかかわらず、三角波発振器２の１周期または数周期において比較器ＣＯＭＰ４の出力電圧が“Ｌ”から変化しない状態が続くことを検出器４Ｄによって検出すれば、この検出結果によって、トランジスタＭＰ１の制御は誤差増幅器ＡＭＰ１の出力電圧Ｖ１により行なわれている事が判断できる。そして、その状態が継続することが検出されたときに、ソフトスタート回路３Ｂの動作を開始させるようにすれば、実施例３の図７のスイッチング電源回路と同様の効果を得ることができる。

本発明はスイッチング電源回路において、回路構成を変更することなく、定電圧出力および発光ダイオードの定電流制御などの用途への利用を容易し、発光ダイオードを用いた照明や自動車の灯火類など幅広い用途への利用を可能とする。

１：駆動回路、２：三角波発振器、３，３Ａ，３Ｂ：ソフトスタート回路、４Ａ，４Ｂ，４Ｃ，４Ｄ：検出回路

Claims

負荷に供給する電圧を導通／遮断するスイッチ素子と、前記負荷に供給される電圧に相当する帰還電圧を参照電圧と比較して得られる誤差電圧を出力する誤差増幅器と、起動時に緩やかに上昇する電圧を出力する第１のソフトスタート回路と、該第１のソフトスタート回路の出力電圧および前記誤差電圧の内の低い方の電圧と一定周期の三角波電圧とを比較する第１の比較器と、該第１の比較器の比較結果に応じて前記スイッチ素子の導通／遮断を制御する駆動回路とを有し、前記スイッチ素子の導通／遮断に応じて負荷に一定電圧を供給するスイッチング電源回路において、
前記第１のソフトスタート回路の出力電圧が所定値に達したときに前記参照電圧を第１の電圧値から目標とする第２の電圧値へ緩やかに上昇させることを開始する第２のソフトスタート回路を備えたことを特徴とするスイッチング電源回路。
負荷に供給する電圧を導通／遮断するスイッチ素子と、前記負荷に供給される電圧に相当する帰還電圧を参照電圧と比較して得られる誤差電圧を出力する誤差増幅器と、起動時に緩やかに上昇する電圧を出力する第１のソフトスタート回路と、該第１のソフトスタート回路の出力電圧および前記誤差電圧の内の低い方の電圧と一定周期の三角波電圧とを比較する第１の比較器と、該第１の比較器の比較結果に応じて前記スイッチ素子の導通／遮断を制御する駆動回路とを有し、前記スイッチ素子の導通／遮断に応じて負荷に一定電圧を供給するスイッチング電源回路において、
前記帰還電圧が所定値に達したときに前記参照電圧を第１の電圧値から目標とする第２の電圧値へ緩やかに上昇させる第２のソフトスタート回路を備えたことを特徴とするスイッチング電源回路。
請求項１に記載のスイッチング電源回路において、
前記第１のソフトスタート回路は、前記帰還電圧が前記第１の電圧値を超えてから前記第２のソフトスタート回路の出力電圧が前記第１の電圧値を超えるまでの期間中、出力電圧の上昇率がそれ以外の期間の上昇率よりも高くなるよう設定されていることを特徴とするスイッチング電源回路。
負荷に供給する電圧を導通／遮断するスイッチ素子と、前記負荷に供給される電圧に相当する帰還電圧を参照電圧と比較して得られる誤差電圧を出力する誤差増幅器と、起動時に緩やかに上昇する電圧を出力する第１のソフトスタート回路と、該第１のソフトスタート回路の出力電圧および前記誤差電圧の内の低い方の電圧と一定周期の三角波電圧とを比較する第１の比較器と、該第１の比較器の比較結果に応じて前記スイッチ素子の導通／遮断を制御する駆動回路とを有し、前記スイッチ素子の導通／遮断に応じて負荷に一定電圧を供給するスイッチング電源回路において、
前記第１のソフトスタート回路の出力電圧と前記誤差電圧を比較する第２の比較器と、
該第２の比較器が前記誤差電圧が前記第１のソフトスタート回路の出力電圧より低いことを判定したとき前記参照電圧を第１の電圧値から目標とする第２の電圧値へ緩やかに上昇させることを開始する第２のソフトスタート回路を備えたことを特徴とするスイッチング電源回路。
負荷に供給する電圧を導通／遮断するスイッチ素子と、前記負荷に供給される電圧に相当する帰還電圧を参照電圧と比較して誤差電圧を出力する誤差増幅器と、該誤差電圧と一定周期の三角波電圧とを比較する第３の比較器と、該第３の比較器の比較結果に応じて前記スイッチ素子の導通／遮断を制御する駆動回路とを有し、前記スイッチ素子の導通／遮断に応じて負荷に一定電圧を供給するスイッチング電源回路において、
起動時に緩やかに上昇する電圧を出力する第１のソフトスタート回路と、
前記帰還電圧が所定値に達することにより前記参照電圧を第１の電圧値から目標とする第２の電圧値へ緩やかに上昇させることを開始する第２のソフトスタート回路とを備え、
前記スイッチ素子に流れる電流に対応する電圧よりも前記第１のソフトスタート回路の出力電圧が低いとき前記駆動回路が前記第３の比較器の比較結果に応じて制御されるようにしたことを特徴とするスイッチング電源回路。
負荷に供給する電圧を導通／遮断するスイッチ素子と、前記負荷に供給される電圧に相当する帰還電圧を参照電圧と比較して誤差電圧を出力する誤差増幅器と、該誤差電圧と一定周期の三角波電圧とを比較する第３の比較器と、該第３の比較器の比較結果に応じて前記スイッチ素子の導通／遮断を制御する駆動回路とを有し、前記スイッチ素子の導通／遮断に応じて負荷に一定電圧を供給するスイッチング電源回路において、
起動時に緩やかに上昇する電圧を出力する第１のソフトスタート回路と、
前記三角波電圧の１又は複数周期の期間にわたって、前記スイッチ素子に流れる電流に対応する電圧よりも前記第１のソフトスタート回路の出力電圧が低いとき、前記参照電圧を第１の電圧値から目標とする第２の電圧値へ緩やかに上昇させることを開始する第２のソフトスタート回路と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。