JP2015004592A - 電圧測定回路 - Google Patents

Abstract

【課題】例えば、パワーエレクトロニクス分野における高出力回路の交流電圧や直流電圧を観測する電圧測定回路において、必要とする電源電圧数を減らし、部品点数少なく、かつ簡単な構成で直流電圧から検知可能な電圧測定回路の提供を目的とする。
【解決手段】入力信号に対して２つの出力端子から一意のコモン電圧を中心に正負対称に差動出力する差動アンプ１と、差動アンプ１の後段に接続されたオペアンプ５と、を備えた電圧測定回路１００において、少なくとも第１の抵抗体２と第２の抵抗体３と第３の抵抗体４からなる３つの抵抗体が差動アンプ１の正極性出力端子ＶｏｕｔＰ、負極性出力端子ＶｏｕｔＮ及び出力側基準電位ＧＮＤに対してスター結線され、前記スター結線の中心と出力側基準電位ＧＮＤとの間の電圧をオペアンプ５の基準電圧とする。
【選択図】図１

Description

この発明は、例えば、パワーエレクトロニクス分野における高出力回路の交流電圧や直流電圧を観測する電圧測定回路に関するものである。

パワーエレクトロニクス分野における高出力回路の交流電圧や直流電圧を観測する電圧測定回路は、交流電圧若しくは直流電圧を観測するものであり、その電圧測定回路の構成は、絶縁型アンプ、抵抗、コンデンサ、オペアンプとそれらを駆動するための電源回路から構成される。

観測対象が車載用充電器やインバータ、ＡＣ／ＤＣコンバータ、ＤＣ／ＤＣコンバータ、高出力回路（以下、主回路と呼ぶ。）の交流電圧、若しくは直流電圧の場合に、オペアンプ２石、若しくは３石で構成された計装アンプで検出した後に、絶縁型差動アンプを用いて主回路とそれら主回路を制御するマイコン等の制御回路の間を絶縁しつつ、電圧測定する手法が取られている。

前記電圧測定回路の従来技術として、例えば特開２００２−１８９０４１号公報（特許文献１）の図３に開示された電圧モニタ装置（この発明で言う電圧測定回路）が知られている。同図に示すように、この電圧モニタ装置は、高電圧バッテリの出力電圧を平滑化する平滑コンデンサを有しており、平滑化された出力電圧は、２つの抵抗により分圧されて、絶縁アンプに入力される。そして、絶縁アンプで増幅された電圧信号は、増幅回路でさらに増幅されてマイコンのＡ／Ｄポートに入力され、マイコンの制御により過電圧検知、及び放電検知が行われる。

しかし、前記従来の電圧モニタ装置は、マイコンを用いて高電圧バッテリの電圧値をモニタする構成を有しているので、高電圧バッテリの出力電圧を抵抗で分圧し、マイコンに入力できる程度の低電圧まで下げる処理を行っている。この際、マイコンの入力可能電圧は０〜５Ｖ程度に対して、増幅回路の出力電圧は０〜５Ｖの範囲で変動することが要求される。さらに、絶縁アンプの入力可能電圧は、通常３００ｍＶ程度であるので、０〜５００Ｖの範囲の電源電圧をモニタする場合には、高電圧バッテリより出力される電圧を約１０００分の１程度に分圧しなければならない。

ここで、前述の過電圧検知では４００〜５００Ｖ程度の電圧を検知することが要求され、他方、放電検知では２０〜３０Ｖ程度の電圧を検知することが要求される。従って、放電検知に必要な低電圧の領域では、絶縁アンプの入力オフセット電圧が相対的に大きく見えるので、放電検知の精度が低下するという、特許文献１の図４において指摘されているような課題が生じる。

このような課題に対して、特許文献１においては、電源スイッチＳＷ１がオンとされたときに高電圧バッテリの出力電圧をモニタする場合には、絶縁アンプには、高電圧バッテリの出力電圧を分圧した電圧、及びオフセット電圧を供給することで４００〜５００ボルト程度の高い電圧のレベルで高精度な電圧値の検出を可能としている。また、電源スイッチＳＷ１がオフとされたときに平滑コンデンサＣ１に蓄積された充電電圧をモニタする場合には、絶縁アンプには、オフセット電圧を供給せずに２０〜３０ボルト程度の低い電圧レベルで、高精度な電圧値の検出を可能とする手法が開示されている。

また、特開２０００−１３１３５３号公報（特許文献２）に記載されているように、電圧側電線に第１の信号検出電極を被覆の上側から取付け、接地側電線３に第２の信号検出電極６を被覆の上側から取付ける。そして前記第１の信号検出電極に第１の交流成分増大回路を接続し、前記第２の信号検出電極に第２の交流成分増大回路を接続する。これらの後段に、コモンモードノイズ除去回路、不平衡積分回路、比較回路を順次接続する構成として、交流成分増大回路により、信号検出電極から出力される検出信号Ｖ１、Ｖ２中の交流電圧成分を増大させ、比較回路から出力される判定信号Ｖ５を用いて、電圧側電線に交流電圧が供給され、接地側電線が接地されていることを判定する手法が述べられている。なお、前記符号は、特許文献１あるいは特許文献２において使用されている符号を示している。

一方で、特許文献２には、基準電圧の生成方法として、２個の分圧抵抗及びコンデンサをプラス電圧供給源とマイナス電圧供給源との間に直列接続し、プラス電圧とマイナス電圧とを分圧して基準電圧を設定する手法が述べられている。

特開２００２−１８９０４１号公報 特開２０００−１３１３５３号公報

前記特許文献１によれば、高い電圧から低い電圧までの観測電圧範囲を電源スイッチで切り替えることにより高精度な検出性能を実現できるが、抵抗、フォトカプラ、クランプ回路が必要となる。また、特許文献１においては前記クランプ回路の回路構成について詳細に説明されていないが、一般的に所望の電圧にクランプさせようとすると、ダイオードやツェナーダイオード等の非線形部品、及びそれに伴う抵抗、コンデンサ等の追加部品が必要となる。

また、前記特許文献２に記載されているように、観測する周波数帯域が交流信号でゼロ電圧をクロスする場合には、ある所望の基準電圧を生成して信号の直流成分をバイアスする必要がある。このとき、該当回路の信号検出精度を確保するにはこれら基準電圧に高精度のレギュレータ電源等の部品選定が必要となる。

また、所望の交流あるいは直流電圧をマイコンで観測する際、ダイナミックレンジを確保させるため、前記差動アンプの後段に振幅調整させるためのオペアンプ等の増幅回路を設けて信号を増幅し、オペアンプの入力反転端子あるいは非反転端子に基準電圧を与えて入力をバイアス印加させる必要がある。

このような場合には、一般的に基準電圧は電圧値ばらつきが少ない高精度のレギュレータ等の電源から抵抗分圧により生成する。しかし、前記電源電圧の精度や温度特性による抵抗値の変動により、基準電圧精度として凡そ２％〜５％程度のばらつきを生じてしまい、それらばらつきの積み上げにより精度が悪くなるという課題があった。

また、ツェナーダイオード及び抵抗を用いて基準電圧を生成する手法もあるが、同様に温度電圧特性等の影響をキャンセルするためにサーミスタ等を用いる等の追加部品が必要となり、結果として回路規模が大きくなるという課題があった。

さらに、一般的に差動アンプあるいは絶縁アンプのコモン電圧は、ＩＣ内部のリファレンス電源より、高精度で比較的電圧値ばらつきの少ないコモン電圧が生成されるが、他の別電源を用いるか、あるいは前記のようにツェナーダイオード等を用いて前記オペアンプ
の基準電圧を生成した場合には、前記コモン電圧と前記基準電圧とのばらつきで誤差を生じるという課題があった。

また、基板上の部品レイアウトやパターン設計においても、電源や信号線の配線数が多いと部品レイアウトや配線に制約を受けるか、若しくは基板サイズが大きくなるという課題があった。例えば車載充電器の交流電圧測定回路において、交流８５Ｖから２４０Ｖの交流電圧をスイッチングするＡＣ／ＤＣコンバータ（例えば、ＰＦＣコンバータやセミブリッジレスＰＦＣ等の電力変換回路）やＤＣ／ＤＣコンバータ等の高い電圧でかつ大電流が流れる主回路のパターン配線と、それらを制御駆動するための５０Ｖ以下の低電圧で駆動する制御回路のパターン配線との間は、絶縁距離に配慮して基板パターン配線する必要があり、特に、主回路側はスイッチングに起因したノイズレベルが強く、それらを駆動する制御回路側の配線数が多いほどパワーラインとのアイソレーションを確保することが困難となるという課題があった。

この発明は、例えば、パワーエレクトロニクス分野における高出力回路の交流電圧や直流電圧を観測する電圧測定回路において、必要とする電源電圧数を減らし、部品点数少なく、かつ簡単な構成で直流電圧から検知可能な電圧測定回路の提供を目的とするものである。

この発明は係る電圧測定回路は、入力信号に対して２つの出力端子から一意のコモン電圧を中心に正負対称に差動出力する差動増幅回路と、前記差動増幅回路の後段に接続された演算増幅器と、を備えた電圧測定回路において、
少なくとも第１の抵抗体と第２の抵抗体と第３の抵抗体からなる３つの抵抗体が前記差動増幅回路の正極性出力端子、負極性出力端子及び出力側基準電位に対してスター結線され、前記スター結線の中心と前記出力側基準電位との間の電圧を前記演算増幅器の基準電圧とするものである。

この発明に係る電圧測定回路によれば、差動増幅回路の出力を用いて演算増幅器の基準電圧を生成するので、基準電圧を生成するための電源や基準電圧を生成する回路が不要となる。また、少ない部品点数で回路を構成できる。

更に、前記基準電圧は、差動増幅回路の出力のコモン電圧より所望の電圧値を生成するので、差動増幅回路自身の高精度で比較的電圧値のばらつきが少ない電圧となり、精度が良い基準電圧を生成することができる。

この発明に係る電圧測定回路の基本構成を示す図である。 この発明の実施の形態１に係る電圧測定回路を示す図である。 この発明の実施の形態１に係る電圧測定回路に用いられる差動アンプの出力特性を示す図である。 この発明の実施の形態１に係る電圧測定回路の入出力電圧特性を示す図である。 この発明の実施の形態２に係る電圧測定回路を示す図である。 この発明の実施の形態２に係る電圧測定回路の入出力電圧特性を示す図である。

以下、この発明に係る電圧測定回路の好適な実施の形態について図面を参照して説明する。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１に係る電圧測定回路について説明する。説明の便宜上、実施の形態１を説明する前にこの発明に係る電圧測定回路の基本的な構成について説明する。
図１は、この発明に係る電圧測定回路の基本的な構成を示す図である。電圧測定回路１００は、差動増幅回路（以下、差動アンプという。）１を備えている。差動アンプ１には、差動アンプ１の正極性出力端子ＶｏｕｔＰ、負極性出力端子ＶｏｕｔＮ、及び出力側基準電位（例えばＧＮＤ）間でスター結線された第１の抵抗体２、第２の抵抗体３及び第３の抵抗体４が備えられ、この第１の抵抗体２、第２の抵抗体３及び第３の抵抗体４のスター結線の中心とＧＮＤ間の電圧を後段の演算増幅器（以下、オペアンプという。）５の基準電圧Ｖｒｅｆとして印加するような構成になっている。

ここで、差動アンプ１の正極性出力端子ＶｏｕｔＰと負極性出力端子ＶｏｕｔＮとの間の出力は、互いに一意のコモン電圧Ｖｃｍｏｎｔを対称にして反転する。第１の抵抗体２、第２の抵抗体３及び第３の抵抗体４は、正極性出力端子ＶｏｕｔＰ、負極性出力端子ＶｏｕｔＮとＧＮＤ間でスター結線されており、その中点とＧＮＤ間の電圧は一意に決まり、これを後段のオペアンプ５の基準電圧Ｖｒｅｆとして用いる。後段のオペアンプ５は、この基準電圧Ｖｒｅｆを電圧測定回路１００がマイコンＡ／Ｄ端子で所望のダイナミックレンジを実現できるように増幅させる。

このように、差動アンプ１の正極性出力端子ＶｏｕｔＰと負極性出力端子ＶｏｕｔＮの出力は、互いに一意のコモン電圧Ｖｃｍｏｕｔを対称に反転するので、正極性出力端子ＶｏｕｔＰ、負極性出力端子ＶｏｕｔＮとＧＮＤ間に、第１の抵抗体２、第２の抵抗体３及び第３の抵抗体４をスター結線させることで、その中点とＧＮＤ間の電圧は固定電圧となり、この電圧を基準電圧Ｖｒｅｆとして用いることが可能となる。従って、これまでのように基準電圧を生成するための電源や基準電圧を生成する回路が不要となる。また、少ない部品点数で回路を構成できる。

また、基準電圧Ｖｒｅｆは、差動アンプ１の出力のコモン電圧Ｖｃｍｏｕｔにより所望の基準電圧値となり、差動アンプ１自身の高精度で比較的電圧値のばらつきの少ないコモン電圧Ｖｃｍｏｕｔを用いるので、電源を抵抗分圧することで生成する方法、あるいは別途、ツェナーダイオード等で基準電圧を生成する方法に比べて精度が良い基準電圧を生成することができる。

次に、この発明を適用した実施の形態１に係る電圧測定回路について説明する。
図２は、交流電圧を観測するための実施の形態１に係る電圧測定回路を示す図である。電圧測定回路１００は、差動アンプ１、第１の抵抗体２、第２の抵抗体３及び第３の抵抗体４、観測電圧を差動アンプ１の入力端子で所望の電圧レベルに分圧するための抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３からなる第１の分圧抵抗体６と抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３からなる第２の分圧抵抗体７、オペアンプ５、入力抵抗体８、及びフィードバック抵抗体９から構成され、制御回路１０を駆動するための観測対象１１の観測信号をマイコン１２のＡ／Ｄ端子に出力して検出する。なお、オペアンプ５の電源構成は、零ボルト以上の正電圧とＧＮＤからなり、零ボルト以上の正電圧一種類の電源のみ使用して動作させる単電源構成となっている。

ここで、差動アンプ１は、観測する電力系統側と制御系側を分離するための絶縁型アンプであり、入出力間で絶縁されている。従って、差動アンプ１の観測側（入力側）と制御側（出力側）では、各々電源及びグランド電位が異なる。また、差動アンプ１の正極性出力端子ＶｏｕｔＰからの出力と負極性出力端子ＶｏｕｔＮからの出力は、図３の符号Ｐで
示すように互いに一意のコモン電圧Ｖｃｍｏｕｔを対称に各々が反転している。図３において、符号Ａは正極性出力端子ＶｏｕｔＰの出力、符号Ｂは負極性出力端子ＶｏｕｔＮの出力、符号Ｐは正極性出力端子ＶｏｕｔＰの出力と負極性出力端子ＶｏｕｔＮの出力の交点となるコモン電圧Ｖｃｍｏｕｔを示している。なお、第１の抵抗体２、第２の抵抗体３及び第３の抵抗体４は、正極性出力端子ＶｏｕｔＰ、負極性出力端子ＶｏｕｔＮと制御側のＧＮＤ間でスター結線として、その中点とＧＮＤ間の電圧は一意の固定電圧となり、これを後段のオペアンプ５の基準電圧Ｖｒｅｆとして用いる。

ここで、説明を簡単にするために、第１の抵抗体２の抵抗値をＲａ、第２の抵抗体３の抵抗値をＲｂ、第３の抵抗体４の抵抗値をＲｃとしてＲａ＝Ｒｂ＝Ｒｃとすると、この時の基準電圧Ｖｒｅｆは次式で与えられる。

なお、前述のように、第１の分圧抵抗体６は抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３から構成され、第２の分圧抵抗体７は抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３から構成されているが、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３は観測電圧を差動アンプ１の入力で所望の電圧レベルに分圧する分圧抵抗で、抵抗の個数は一例であって観測の電圧範囲によりこの限りではない。

オペアンプ５は、電圧測定回路１００がマイコン１２のＡ／Ｄ端子で所望のダイナミックレンジを実現できるように増幅させるためのもので、入力抵抗体８、フィードバック抵抗体９により反転増幅器を構成している。即ち、オペアンプ５の反転入力端子に前段の差動アンプ１の負極性出力が入力されるように接続され、オペアンプ５の反転入力端子とその出力側端子がフィードバック抵抗体９により接続された反転増幅器が形成されているので、図４に示すように観測信号に対して符号Ｃで示す正特性を得る。なお、フィードバック抵抗体９に並列にコンデンサ１３を配置し、ローパスフィルタを設けても良く、これにより観測帯域に対して不要なノイズ成分を除去できる。また、観測信号が無いときの電圧測定回路１００の出力電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、次式で与えられる。

図２に示すコンデンサ１４は、ノイズ除去用のコンデンサである。差動アンプ１の正極性出力端子ＶｏｕｔＰからの出力と負極性出力端子ＶｏｕｔＮからの出力は一意のコモン電圧Ｖｃｍｏｕｔ（図３の符号Ｐ）を対称に各々出力が反転して出力するので、ディファレンシャルの入力ノイズ成分に対しては、第１の抵抗体２、第２の抵抗体３及び第３の抵抗体４の中点でキャンセルされる。差動アンプ１の出力端でコモンノイズが発生した場合には第３の抵抗体４に並列に設けたコンデンサ１４により除去する。

実施の形態１に係る電圧測定回路は前記のように構成されており、前段の差動アンプ１の出力を用いて、後段のオペアンプ５の基準電圧を生成するので、基準電圧を生成するための電源や基準電圧を生成する回路が不要となる。また、少ない部品点数で回路を構成できる。

また、基準電圧は差動アンプ１の出力のコモン電圧Ｖｃｍｏｕｔにより所望の電圧値を生成し、差動アンプ１自身の高精度で比較的電圧値のばらつきの少ないコモン電圧Ｖｃｍｏｕｔを用いるので、電源を抵抗分圧することで生成する方法、あるいは、別途、ツェナーダイオード等で基準電圧を生成する方法に比べて精度が良い基準電圧を生成できる。

更に、オペアンプ５を反転増幅器とし、前段の差動アンプ１の反転出力を反転増幅するから、入力に対して電圧測定回路１００の出力は正特性を得ることになり、オペアンプ５の入力設計及び基準電圧の設計を簡単に求めることができる。また、オペアンプ５の電源電圧は単電源で実現することができ、かつ電圧測定回路１００のダイナミックレンジを向上できる。

また、前記構成とすることにより、系統側の交流電圧を測定する際に、電源電圧の種類は少ない方法が部品配置やプリント回路基板レイアウトやパターン配線設計の自由度が向上する。特に、絶縁型アンプが使用される箇所、例えば車載充電器の交流電圧モニタ、ＰＦＣ回路等のパワーラインに回路が配置される。従って、低電圧／高電圧間のパターン配線間で絶縁距離確保する必要があり、パターン配線する電源／信号線の本数が少ない方が有利である。また、前記のような回路はスイッチングに起因したノイズがクロストーク等により干渉する点においても、電源／信号線の本数が少ない方が良い。

また、前記に加えて、オペアンプ５の電源電圧を単電源の使用とすることで、電源種類が少なくて済み、これにより必要であった出力電圧変動の少ない高精度なレギュレータ等の高価な電源回路部品や基準電圧生成のためのツェナーダイオードやサーミスタ等の部品も不要となる。その結果、回路規模を小さくすることができる。

実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２に係る電圧測定回路について説明する。図５は直流電圧を観測するための実施の形態２に係る電圧測定回路を示す図である。
実施の形態２に係る電圧測定回路２００は、実施の形態１の抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３からなる第１の分圧抵抗体６を削除もしくは短絡（図５では削除）して構成したもので、観測信号が直流電圧であっても良好に電圧測定が可能である。なお、その他の構成については実施の形態１と同様であり、同一符号を付すことにより説明を省略する。

実施の形態２では、観測信号が最小時に電圧測定回路２００の出力電圧Ｖｏｆｆｓｅｔと同じ電圧になるように、第１の抵抗体２、第２の抵抗体３及び第３の抵抗体４、入力抵抗体８、及びフィードバック抵抗体９の各諸元において、マイコン１２のＡ／Ｄ端で所望のダイナミックレンジを確保するように次式に基づいて入力抵抗体８、及びフィードバック抵抗体９を設定する。

その結果、図６の符号Ｃで示すように観測信号に対して正特性を得ることができる。

このようにすることで、実施の形態１と同様に、前段の差動アンプ１の出力を用いて、後段のオペアンプ５の基準電圧を生成するので、基準電圧を生成するための電源や基準電圧を生成する回路が不要となる。また、少ない部品点数で回路を構成できる。

また、基準電圧は差動アンプ１の出力のコモン電圧Ｖｃｍｏｕｔにより所望の電圧値を生成し、差動アンプ１自身の高精度で比較的電圧値のばらつきの少ないコモン電圧Ｖｃｍｏｕｔを用いるので、電源を抵抗分圧することで生成する方法、あるいは、別途、ツェナーダイオード等で基準電圧を生成する方法に比べて精度が良い基準電圧を生成できる。

更に、オペアンプ５を反転増幅器とし、前段の差動アンプ１の反転出力を反転増幅するから、入力に対して電圧測定回路２００の出力は正特性を得ることになり、オペアンプ５の入力設計及び基準電圧の設計を簡単に求めることができる。また、オペアンプ５の電源電圧は単電源によるもので、かつ簡単な構成で直流電圧から検知可能となる。また、電圧測定回路２００のダイナミックレンジを向上できる。

また、前記構成とすることにより、系統側の交流電圧を測定する際に、電源電圧の種類は少ない方法が部品配置やプリント回路基板レイアウトやパターン配線設計の自由度が向上する。特に、絶縁型アンプが使用される箇所、例えば車載充電器の交流電圧モニタ、ＰＦＣ回路等のパワーラインに回路が配置される。従って、低電圧／高電圧間のパターン配線間で絶縁距離確保する必要があり、パターン配線する電源／信号線の本数が少ない方が有利である。また、前記のような回路はスイッチングに起因したノイズがクロストーク等により干渉する点においても、電源／信号線の本数が少ない方が良い。

また、前記に加えて、オペアンプ５の電源電圧を単電源の使用とすることで、電源種類が少なくて済み、これにより必要であった出力電圧変動の少ない高精度なレギュレータ等の高価な電源回路部品や基準電圧生成のためのツェナーダイオードやサーミスタ等の部品も不要となる。その結果、回路規模を小さくすることができる。

実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態２に係る電圧測定回路について説明する。実施の形態１あるいは実施の形態２においては、オペアンプ５を反転増幅器としたが、オペアンプ５を用いて他の所望のフィルタ回路を構成しても良い。例えば、オペアンプ５を用いてローパスフィルタ、バンドパスフィルタ、ハイパスフィルタ、あるいは２次以上のアクティブフィルタの何れかを構成することにより、観測信号に対して所望のフィルタが構築でき、ノイズ除去できるので電圧測定回路１００あるは２００のＳ／Ｎを向上することができる。

以上のように、実施の形態３によれば、実施の形態１及び２と同様、基準電圧を生成するための電源や基準電圧を生成する回路が不要となり、少ない部品点数で回路を構成できる。また、観測する信号周波数帯以外のノイズが除去できるので電圧測定回路のＳ／Ｎを向上できる。

以上、この発明の実施の形態１から３について説明したが、この発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

１ 差動アンプ、２ 弟１の抵抗体、３ 弟２の抵抗体、４ 第３の抵抗体、５ オペアンプ、６ 弟１の分圧抵抗体、７ 第２の分圧抵抗体、８ 入力抵抗体、９ フィードバック抵抗体、１０ 制御回路、１１ 観測対象、１２ マイコン、１３、１４ コンデンサ、１００、２００ 電圧測定回路。

この発明に係る電圧測定回路は、入力信号に対して２つの出力端子から一意のコモン電圧を中心に正負対称に差動出力する差動増幅回路と、前記差動増幅回路の後段に接続された演算増幅器と、を備えた電圧測定回路において、
前記差動増幅回路の正極性出力端子に一端が接続される第１の抵抗体と、前記差動増幅回路の負極性出力端子に一端が接続される第２の抵抗体と、前記第１の抵抗体及び前記第２の抵抗体のそれぞれの他端に接続され、前記第１の抵抗体及び前記第２の抵抗体と共に前記正極性出力端子、前記負極性出力端子及び前記差動増幅回路の出力側基準電位に対してスター結線を構成する第３の抵抗体と、前記第３の抵抗体に並列接続されるコンデンサと、を備え、前記スター結線の中心と前記出力側基準電位との間の電圧を前記演算増幅器の基準電圧とするものである。

実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３に係る電圧測定回路について説明する。実施の形態１あるいは実施の形態２においては、オペアンプ５を反転増幅器としたが、オペアンプ５を用いて他の所望のフィルタ回路を構成しても良い。例えば、オペアンプ５を用いてローパスフィルタ、バンドパスフィルタ、ハイパスフィルタ、あるいは２次以上のアクティブフィルタの何れかを構成することにより、観測信号に対して所望のフィルタが構築でき、ノイズ除去できるので電圧測定回路１００あるは２００のＳ／Ｎを向上することができる。

Claims (5)

1. 入力信号に対して２つの出力端子から一意のコモン電圧を中心に正負対称に差動出力する差動増幅回路と、前記差動増幅回路の後段に接続された演算増幅器と、を備えた電圧測定回路において、
   少なくとも第１の抵抗体と第２の抵抗体と第３の抵抗体からなる３つの抵抗体が前記差動増幅回路の正極性出力端子、負極性出力端子及び出力側基準電位に対してスター結線され、前記スター結線の中心と前記出力側基準電位との間の電圧を前記演算増幅器の基準電圧とすることを特徴とする電圧測定回路。
2. 前記演算増幅器の反転入力端子に前記差動増幅回路の負極性出力が入力されるように接続されると共に、前記反転入力端子と前記演算増幅器の出力端子がフィードバック抵抗により接続されることを特徴とする請求項１に記載の電圧測定回路。
3. 前記差動増幅回路を入力と出力との間が絶縁された絶縁型差動増幅器で構成したことを特徴とする請求項１または２に記載の電圧測定回路。
4. 前記演算増幅器の供給電源は、零ボルト以上の正電圧とＧＮＤからなり、零ボルト以上の正電圧一種類の電源のみ使用して動作させる単電源であることを特徴とする請求項１から３の何れか一項に記載の電圧測定回路。
5. 前記演算増幅器は、ローパスフィルタ、バンドパスフィルタ、ハイパスフィルタ、もしくはアクティブフィルタの何れかを構成することを特徴とする請求項１から４の何れか一項に記載の電圧測定回路。