JP2014509792A - 負荷、特にledアセンブリを駆動するための駆動装置及び方法 - Google Patents
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Abstract
Description
− 受信されたAC供給電圧を整流するための整流器ユニットと、
− 前記負荷を駆動するために駆動電圧及び/又は駆動電流を供給するための負荷端子と、
− 前記整流器ユニットと前記負荷端子との間に結合された容量性蓄積ユニットであって、前記整流器ユニットによって供給される電気エネルギを蓄積し、且つ電気エネルギを前記負荷に供給するための容量性蓄積ユニットと、
− 前記整流器ユニットと前記負荷との間に結合されたブリッジ切り替えユニットであって、前記整流器ユニットから前記負荷端子への負荷電流経路内に、前記容量性蓄積ユニットを所望の極性で切り替えるための、且つ前記容量性蓄積ユニットを前記負荷電流経路外に切り替えるためのブリッジ切り替えユニットと、
含む駆動装置が提供される。
− 受信されたAC電源電圧を整流器ユニットによって整流するステップと、
− 前記負荷を駆動するために、負荷端子において駆動電圧及び/又は駆動電流を供給するステップと、
− 前記整流器ユニットと前記負荷端子との間に結合された容量性蓄積ユニットによって、前記整流器ユニットによって供給される電気エネルギを蓄積し、且つ電気エネルギを前記負荷に供給するステップと、
− 前記整流器ユニットと前記負荷との間に結合されたブリッジ切り替えユニットによって、前記整流器ユニットから前記負荷端子への負荷電流経路内に、前記容量性蓄積ユニットを所望の極性で切り替え、且つ前記容量性蓄積ユニットを前記負荷電流経路外に切り替えるステップと、
を含む駆動方法が提供される。
・ S1及びS4が閉じられている場合に、コンデンサCを通して一方向にLED電流ILを駆動することと、
・ S2及びS3が閉じられている場合に、コンデンサCを通して反対方向にLED電流ILを駆動することと、
・ S4、S2又はS3、S1を閉じることにより、コンデンサCによってLED電流ILを通過させ、一方でコンデンサCは、いずれの充電電流も放電電流も受信しない。この状態は、損失のあるモードにおいてLED電流を制限するために、切り替えコンデンサCが使用されず、電流源50が使用される場合に、特に有用である。コンデンサCは、充電されたままであり(すなわち、次の起動段階用にエネルギを蓄積しておくために)、一方で負荷電流ILは、機構によって伝達されることと、
を可能にする。
t<充電の終了:1Vseg−VC
t>充電の終了:2Vseg+VC
である。
スイッチ動作が、VC=1/2Vseg中に実行される場合に、これは、平滑な遷移になる。
・ VS=0:完全なLEDストリングを分路し、その結果、負荷電圧はゼロである。制御は、コンデンサが「極性1」で接続されるように切り替わる。
・ VS>0:入力電圧は、上昇する。コンデンサは、入力電圧値に充電される。VL=VS−VC=0(LEDは分路される)−>VC=VS。
・ VS=15V:コンデンサ電圧は、VC=15Vである。最低LEDセグメントの分路は、不作動にされ、その結果、VL=30Vである。スイッチは、コンデンサが、反対極性と接続されるように制御される。
VL=VS+VC=15V+15V=30Vであり、LEDセグメントは、電力を供給される。
・ VS>15V:LEDの順方向電流は、コンデンサ用の放電電流として働く。同時に、入力電圧は、増加している。入力電圧の増加及びコンデンサ電圧の低下は、打ち消し合い、その結果、VLは、30Vに留まる。
・ VS=30V:コンデンサは、0Vに放電される。さらなる放電は、負電圧に帰着することになろう。コンデンサ極性は、もう一度逆にされる。VC=0Vであるため、瞬間LED電流にはどんな影響もない。
・ VS>30V:入力電圧がさらに増加すると、コンデンサは、VS及びVL間の電圧差に充電される(まさに前にVS>0のときのように。差が、今やVL=30Vであるのに対して、前は、分路されたLEDゆえにVL=0である)。コンデンサは、充電される。
・ VS=45V:コンデンサ電圧は、VC=15Vである。次のLEDセグメントの分路は、非作動にされ、その結果、VL=60Vである。スイッチは、コンデンサが反対極性で接続されるように制御される。VL=VS+VC=45V+15V=60Vであり、LEDは、動作される。
・ VS>45V:LEDの順方向電流は、コンデンサに対して放電電流として働く。同時に、入力電圧は、増加している。入力電圧の増加及びコンデンサ電圧の低下は打ち消し合い、その結果、VLは、60Vに留まる。
同じ方法で、動作は継続する。
・ 整流入力供給電圧VRを測定する。
・ 入力電圧に最もよく一致する順方向電圧設定にLED負荷を設定する:n=round(VS/Vseg)。
・ 必要とされる有効コンデンサ電圧VC,eff=VR−n*Vsegを計算する。有効コンデンサ電圧は、−0.5Vseg≦VC,eff≦0.5Vsegになる。
・ VC,effの符号に従ってスイッチを設定する(差:VCが、コンデンサの電圧であるのに対して、VC,effは、極性=周囲のスイッチのステータスに依存してコンデンサが生成する有効電圧である)。
Vmains(t)=Vpeak・sin(2・π・f・t) (1)
供給電圧は、実効値又は二乗平均平方根値Vmains,RMSの点から規定されることが多い。式の正弦波の時間発展に関して、これは、
に帰着する。
であることが計算され得る。
これは、上記で説明された方法の絶対的な理論的限界である。名目230V電源RMS電圧に対して、これは、145.5Vになり、名目120V電源電圧に対して、これは、75.9Vになる。これらの高い値は、高力率と組み合わされたLED照明用の低光出力フリッカを達成するために、非常に魅力的である。
ΔVc=VC,max−VC,min (4)
である。値VC、mは、VC,max及びVC、minの平均値であると定義され得る。
一般的な平均コンデンサ電圧が、後で理解されるように、この平均値に等しくないことが留意されるべきである。
として定義することによって、供給電圧に対して正規化され得る。
第5の仮定は、システムから引き出される電流が、経時的に一定であるということである。常に存在することを保証され得る最低電圧の最大値が、式(5)のVC,mと等しいことが証明され得る。静電容量が無限大に近づき、且つコンデンサ電圧振幅がゼロになる場合に、VC,mが、式(3)のVCに近づくことに留意されたい。さらに、VC,mの値が、
であることが、計算され得る。
非常に大きなコンデンサ値(d=0の事例を取り上げることを意味する)用に計算された式(3)の結果との関係をよりよく理解するために、式は、
と書き換えられ得る。
正規化され保証された電圧xは、以下のように定義され得る。
正規化されたコンデンサ電圧振幅dと正規化され保証された電圧xとの間の関係は、式(8)を書き換えて、
を得ることによって見い出される。
図22は、dの関数としてのxのグラフを示す。
図22は、正規化されたコンデンサ電圧振幅d<0.10の値に対して、正規化され保証された電圧xの低減が、2.2%に制限され、且つd<0.15に対してxの低減が、5%に制限されることを示す。
ΔVc=0.283・Vmains,RMS (12)
になる。
最悪の場合は、Vmains,RMS=216.2Vであり、それは、ΔVC=61.2Vのコンデンサ電圧振幅、及びVload(t)≧VC,m=133.8Vの最低負荷電圧に帰着する。
が計算され得る。
Vmains,RMS=230Vの名目電源電圧において、コンデンサ電圧振幅は、ΔVC=65.1Vであり、最低負荷電圧は、Vload(t)≧VC(m=142.4Vである。
との間で振動する。
であることが計算され得る。
上記で決定された値を用い、且つ最悪の場合Vmains,RMS=216.2Vを仮定すると、t1=1.442ms、t2=2.824ms、t3=5.708ms、t4=8.558msとなる。Vmains、RMS=230Vにおいて、t1=1.442ms、t2=2.827ms、t3=5.712ms、t4=8.558msとなる。
と計算され得る。
Vmains,RMS=216.2V及びIload=50mAの負荷電流に対して、結果は、C=2.36μFである。Vmains,RMS=230V及びIload=50mAの負荷電流に対して、結果は、C=2.22μFである。
− スイッチS1及びS4が、閉じられる(コンデンサ充電モード)。
− スイッチS2及びS3が、閉じられる(コンデンサ放電モード)。
− スイッチS1及びS3が、閉じられる(コンデンサトップバイパスモード)。
− スイッチS2及びS4が、閉じられる(コンデンサボトムバイパスモード)。
− コンデンサ放電モード
− コンデンサトップバイパスモード
− コンデンサ充電モード
− コンデンサトップバイパスモード
を通し反復して循環する。図23Aの上部の2つの波形は、整流電源電圧Vrect(t)及びVload(t)を示し、それらは、図19の波形と同一である。図23Bの底部の2つの波形は、フルブリッジ40に含まれるコンデンサ30のそれぞれ正端子及び負端子における電圧VCpos(t)及びVCneg(t)を示す。どの電圧も電源電圧のピーク値(325V)を超える値を達成しないが、しかしコンデンサの負端子における電圧VCneg(t)が負値を示すことに留意されたい。これは、特にコンデンサ充電モードの終わりに発生し、且つこの第1のスイッチ制御方法に固有である。電源電圧ゼロ交差のときに負荷にVC,mの電圧を供給できるために、コンデンサ充電モードの終わりにコンデンサに蓄積されている電圧は、少なくともVC,mと同じくらい大きい。これは、別個のコンポーネントで構築された回路にとって問題ではないが、しかしそれは、集積回路にとっては欠点になり得る。
− コンデンサ放電モード
− コンデンサトップバイパスモード
− コンデンサ充電モード
− コンデンサボトムバイパスモード
になる。電圧のどれも、決して負値を達成せず、それが、集積回路設計にとって良いことが理解され得る。しかしながら、コンデンサの正端子における電圧VCpos(t)は、電源電圧のピーク値を著しく超える値、すなわち、230VのRMS電源電圧の325Vピーク値において488Vを達成する。これは、コンポーネントに対して設定される要件を広げ、欠点になり得る。
− コンデンサ放電モード
− コンデンサトップバイパスモード
− コンデンサ充電モード
− コンデンサトップバイパスモード
− コンデンサボトムバイパスモード
になる。コンデンサトップバイパスモードからコンデンサボトムバイパスモードへのステッピングは、コンデンサの負端子における電圧が、例えば、ほんの数ボルトの値に低下した場合に行われ得る。今やどの電圧も、決して負値を達成せず、そもそも現れる最高電圧は、電源電圧のピーク値を少しだけ超えるだけであり、使用される例では、230VのRMS電源電圧の325Vのピーク値においてわずかに355Vである。
基準電圧Vref1及びVref2は、直流(又はDC)電圧、すなわち経時的に一定であると考えられ得る電圧であるように意図されている。
第1の基準電圧Vref1用の実際の値を生成する幾つかの方法がある。第1の方法は、第1のLEDストリングのアノード及びカソードにおける電圧の差(例えば、典型的には、230Vの電源RMS電圧において128V)を測定し、トランジスタ化された電流調整器に適切にバイアスをかけるために必要な最小電圧ヘッドルーム(例えば5V)を追加することである。この方法は、低い光出力フリッカを伴う非調光LEDドライバに適している。
− 各モード遷移において、1つの能動スイッチだけ(PS2又はPS3)が状態を変化させる。
− 負電圧は、状態遷移のために、より多くの条件が満たされることを要求することによって回避される。
− コンデンサ過充電は、コンデンサ電圧が電圧限界未満である間だけコンデンサ充電モードを可能にすることによって回避され得る。
− コンデンサ放電モード
− コンデンサトップバイパスモード
− コンデンサ充電モード
− コンデンサトップバイパスモード
− 整流電源電圧Vrect(t)、
− フルブリッジに包まれたコンデンサのコンデンサ電圧VC(t)、
− 負コンデンサ端子における電圧VCneg(t)、
である。
これらの瞬間電圧に加えて、3つの基準電圧が必要とされる。
− コンパレータAは、整流電源電圧Vrect(t)をコンデンサ電圧VC(t)と比較する。
− コンパレータBは、整流電源電圧Vrect(t)を基準電圧Vref1と比較する。
− コンパレータCは、負コンデンサ端子電圧VCneg(t)を基準電圧Vref1と比較する。
− コンパレータCは、負コンデンサ端子電圧VCneg(t)を基準電圧Vref1と比較する。
論理信号Normalは、コンパレータによって発生されることができ、以下に示されているように、コンデンサ電圧VCを基準電圧Vref4と比較する。
基準電圧Vref4は、VLED1とVLED1+VLED2との間の範囲における値、例えばVref4=1.1VLED1(例では73V)を有するように選択され得る。
Claims (15)
- 負荷を駆動するための駆動装置であって、
− 受信されたAC供給電圧を整流するための整流器ユニットと、
− 前記負荷を駆動するための駆動電圧及び/又は駆動電流を供給するための負荷端子と、
− 前記整流器ユニットと前記負荷端子との間に結合された容量性蓄積ユニットであって、前記整流器ユニットによって供給された電気エネルギを蓄積し、且つ電気エネルギを前記負荷に供給するための容量性蓄積ユニットと、
− 前記整流器ユニットと前記負荷との間に結合されたブリッジ切り替えユニットであって、前記整流器ユニットから前記負荷端子への負荷電流経路内に、前記容量性蓄積ユニットを所望の極性で切り替えるための、且つ前記容量性蓄積ユニットを前記負荷電流経路外に切り替えるためのブリッジ切り替えユニットと、
を含む駆動装置。 - 前記ブリッジ切り替えユニットが、並列に結合された2つのスイッチ経路のフルブリッジを含み、各スイッチ経路が直列に結合された2つのスイッチを含み、前記容量性蓄積ユニットが、前記2つの並列スイッチ経路の直列結合端子間に結合され、これら直列結合端子において、前記2つのスイッチ経路のそれぞれの前記2つのスイッチが接続される、請求項1に記載の駆動装置。
- 前記容量性蓄積ユニットが、単一のコンデンサを含む、請求項1に記載の駆動装置。
- 前記容量性蓄積ユニットが、並列に結合された2つ以上のコンデンサを含み、前記ブリッジ切り替えユニットが、各コンデンサを前記負荷電流経路内に又はその経路外に別々に切り替える、請求項1に記載の駆動装置。
- 前記ブリッジ切り替えユニットが、全て又は幾つかのコンデンサ用に、コンデンサごとの追加コンデンサスイッチを含み、前記追加コンデンサスイッチが、その関連するコンデンサに直列に結合される、請求項2及び4に記載の駆動装置。
- 前記ブリッジ切り替えユニットが、前記フルブリッジの前記2つのスイッチ経路に並列に結合された全て又は幾つかのコンデンサ用に、コンデンサごとの追加スイッチ経路を含む、請求項2及び4に記載の駆動装置。
- 前記整流器ユニットと前記負荷端子との間に結合された電流源をさらに含む、請求項1に記載の駆動装置。
- 前記ブリッジ切り替えユニットが、前記整流供給電圧の瞬間値が前記負荷電圧より高い場合に、前記容量性蓄積ユニットを前記負荷電流経路内に第1の極性で切り替えるように制御され、且つ前記整流供給電圧の瞬間値が前記負荷電圧より低い場合に、前記容量性蓄積ユニットを前記負荷電流経路内に前記第1の極性と反対の第2の極性で切り替えるように制御される、請求項1に記載の駆動装置。
- 前記ブリッジ切り替えユニットが、前記整流供給電圧の半サイクル中に特に1回、2回又は4回、前記容量性蓄積ユニットを前記負荷電流経路内に前記第1及び第2の極性で交互に切り替えるように制御される、請求項1に記載の駆動装置。
- 前記ブリッジ切り替えユニットが、前記整流供給電圧のゼロ交差に対する遅延時間によって、前記容量性蓄積ユニットを前記負荷電流経路内に前記異なる極性で切り替えるタイミングを制御するように制御される、請求項8に記載の駆動装置。
- 前記ブリッジ切り替えユニットが、前記容量性蓄積ユニットに蓄積された電気エネルギが前記負荷に電力を供給するために使用されない場合に、前記容量性蓄積ユニットを前記負荷電流経路外に切り替えるように制御される、請求項1に記載の駆動装置。
- 前記ブリッジ切り替えユニットが、所定のコンデンサ電圧、特に所定の初期コンデンサ電圧に前記容量性蓄積ユニットを充電するように制御される、請求項1に記載の駆動装置。
- 前記スイッチが、特に1つ又は複数のPMOSトランジスタ、NMOSトランジスタ又はダイオードを含む双方向又は一方向スイッチとして実現される、請求項2に記載の駆動装置。
- 負荷を駆動するための駆動方法であって、
− 受信されたAC供給電圧を整流器ユニットによって整流するステップと、
− 前記負荷を駆動するために、負荷端子に駆動電圧及び/又は駆動電流を供給するステップと、
− 前記整流器ユニットと前記負荷端子との間に結合された容量性蓄積ユニットによって、前記整流器ユニットによって供給された電気エネルギを蓄積し、且つ電気エネルギを前記負荷に供給するステップと、
− 前記整流器ユニットと前記負荷との間に結合されたブリッジ切り替えユニットによって、前記整流器ユニットから前記負荷端子への負荷電流経路内に、前記容量性蓄積ユニットを所望の極性で切り替え、且つ前記容量性蓄積ユニットを前記負荷電流経路外に切り替えるステップと、
を含む駆動方法。 - − 1つ又は複数のLEDを含む光ユニットと、
− 前記光ユニットを駆動するために前記光ユニットに結合された、請求項1に記載の駆動装置と、
を含む照明器具。
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