CN103460800B - 用于驱动负载特别是led组件的驱动设备和方法 - Google Patents

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Abstract

一种用于驱动负载,特别是包括一个或者多个LED的LED组件的驱动器设备和对应驱动方法。为了提供更好性能、更好成本效率、提高的功率因数和减少的损耗,提供一种驱动器设备(1,1′,2,2′),该驱动器设备包括:整流器单元(10),用于对接收的AC电源电压(VS)进行整流;负载端子(20),用于提供驱动电压(VL)和/或驱动电流(IL)以便驱动所述负载;电容存储单元(30),耦合于所述整流器单元与所述负载端子之间,用于存储由所述整流器单元提供的电能并且向所述负载提供电能;以及桥式切换单元(40),耦合于所述整流器单元与所述负载之间,用于利用期望的极性将所述电容存储单元切换到从所述整流器单元到所述负载端子的负载电流路径中并且用于将所述电容存储单元从所述负载电流路径切换出。

Description

用于驱动负载特别是LED组件的驱动设备和方法

技术领域

[0001] 本发明设及用于驱动负载特别是包括一个或者多个Lm)的Lm)组件的驱动器设备 W及对应的驱动方法。

背景技术

[0002] 发光二级管(LED)正在变更照明界。它的高的并且仍然越来越高的发光功效、它的 长寿命、它的小外形规格、它的低重量、它的坚固性、它的易于制造等为照明产业形成用于 从白识灯转向L抓灯的推动力。然而L抓的非线性(接近指数)I-V曲线、它的低操作电压(几 个伏特)和它的快速电流到光输出转移响应在将从市电电压(例如115V AC或者230V AC)向 灯供电时产生包括光输出闪烁和电压失调的许多问题。

[0003] 理想地,必须向Lm)供应直流,因为从电流到光输出的转移接近线性。一种解决方 案是应用AC-AC转换器W从市电输入电压生成用于L邸的DC供应。运样的转换器可W用设置 输出电流为规定的电平运样的方式来控制。优选地,规定的电平由如下动作改变,运些动作 由例如与市电带电连接和灯串联连接的调光器执行。为了实现功率高效解决方案,一种普 遍方式是使用借助(半导体)开关和电感能量存储部件(比如电感器或者变压器)构建的开 关模式电源。特别地,电感部件增添系统的成本和物理体积。

[0004] 如例如在US 6989807 B2、US 7081722 B1 或者US 2008/0094000A1 中描述的抽头 式线性驱动器(TLD)概念允许用于L邸照明系统的将来市电兼容驱动器的显著成本减少。由 于它的小外形规格,它适合于集成的Lm)光源,比如Lm)改型灯泡和聚光灯而且适合于下照 灯模块。抽头式线性驱动器概念成本低,因为它避免使用电感开关模式电源。它基于应用高 电压LED。本质上,高电压Lm)是多结LED、一串串联连接的LED,从而高电压L邸正向偏置电压 在L抓发射光时是数十伏特。在抽头式线性驱动器中,串联连接若干高电压LED,并且其中高 电压LED被互连的节点形成抽头。根据(整流)市电电压的瞬时值,向更多或者更少高电压 LED供应电流。

[0005] 电流由线性(非开关)电流源供应,该电流源在它的最简单形式中形成电阻器。根 据US 6989807 B2和US 7081722 B1,电流由并联电流源供应,运赋予用于向各种电流源分 配不同电流值的选项。根据US 2008/0094000 A1,与LED串串联应用单个(恒定)电流源电路 而由逻辑电路寻址的多个开关再次将L邸旁路。

[0006] 所有运些化D系统具有一个共同缺点:如果(经整流的)市电电压降至"最短"高电 压LED串的电压W下,则无光输出。运发生于市电AC电压的过零周围。例如在W0 2010/ 027254 A1中提出的解决方案是插入所谓的填入式电容器。将填入式电容器充电到接近经 整流的市电电压的峰值(在市电RMS电压为230V AC时为+325V),并且它针对经整流的市电 电压"太低"的时间向LED供应能量,在实践中,运一时间在某个阔值W下。在该时间期间,反 向偏置市电桥式整流器中的二极管,并且填入式电容器根据各种设计参数和选项由Lm)从 接近+325V放电到例如+280V。

[0007] 另一缺点是降低的效率。线性电流源将某个数量能量耗散为热量,其中该数量依 赖于在瞬间(整流的)市电与可用Lm)串电压抽头之间的未匹配。由于通常限制抽头数目(W 便为驱动器电路避免很高复杂性和零件计数),所W运一电压阶跃并且因此未匹配和损耗 可能很高从而产生近似80%的驱动器效率。

[0008] 在运样的电路与市电供应支路中的调光器使用时新问题出现。在填入式电容器用 来供应能量的时间期间,从市电汲取的电流基本上是零,因为市电桥式整流器中的二极管 被反向偏置,并且运可能导致调光器、例如如TRIAC调光器的两接线调光器内部时序电路的 不恰当操作。运样的调光器被设计用于与白识灯操作,该白识灯始终提供导通路径,因为灯 本身是电阻器。一旦(非可调光化抓灯连接到调光器,运一导通路径未总是存在。在多数情 况下,灯电流在市电电压的过零之前停止流动。运造成未激活或者不正确激活调光器中的 功率开关并且导致无光输出或者不稳定光输出(光闪烁),运当然是不希望的。

[0009] 在功率开关是TRIAC的情况下,如果灯汲取的电流在TRIAC的保持电流W下,则光 闪烁也将发生。在运一情形中,调光器停止导通并且时序电路可W重启并且再次触发 TRIAC。运一序列可W重复。运通常称为"多触发"并且也是不希望的。

[0010] 添加填入式电容器有助于维持光输出在市电电压的过零周围(闪烁减少),但是产 生调光器的问题,比如多触发,因为它的放电电流未通过市电支路。

[0011] -般而言,在固态照明(S化)中,即在普通照明中,驱动器的相对成本贡献有望由 于Lm)成本减少而增加。因此,为了减少总系统在给定的性能水平的成本,驱动器也必须变 得更廉价(特别为更简单和更小)和/或更高效。在L邸与驱动器之间的更近联接仍然将实现 高性能。除了成本之外,对于一些国家,也必须满足某些市电法规,比如低谐波失真和/或高 功率因数。

发明内容

[0012] 本发明的目的是提供一种用于驱动负载、特别是包括一个或者多个Lm)的提供更 加的性能并且更加成本高效的Lm)组件的驱动器设备W及用于对应驱动方法。进一步的目 的是提供功率因数并且减少损耗和输出光闪烁。

[0013] 在本发明的第一方面中,呈现一种用于驱动负载的驱动器设备,该驱动器设备包 括:

[0014] -整流器单元,用于对接收的AC电源电压进行整流,

[0015] -负载端子,用于提供驱动电压和/或驱动电流W便驱动所述负载,

[0016] -电容存储单元,禪合于所述整流器单元与所述负载端子之间用于存储所述整流 器单元提供的电能并且向所述负载提供电能,W及

[0017] -桥式切换单元,禪合于所述整流器单元与所述负载之间用于利用用期望的极性 将所述电容存储单元切换到从所述整流器单元到所述负载端子的负载电流路径中并且用 于将所述电容存储单元从所述负载电流路径切换出。

[0018] 在本发明的又一方面中,呈现一种驱动方法,包括W下步骤:

[0019] -整流器单元对接收的AC电源电压进行整流,

[0020] -在负载端子提供驱动电压和/或驱动电流W便驱动所述负载,

[0021] -禪合于所述整流器单元与所述负载端子之间的电容存储单元存储所述整流器单 元提供的电能并且向所述负载提供电能,W及

[0022] -禪合于所述整流器单元与所述负载之间的桥式切换单元利用期望的极性将所述 电容存储单元切换到从所述整流器单元到所述负载端子的负载电流路径中并且将所述电 容存储单元从所述负载电流路径切换出。

[0023] 在从属权利要求中定义本发明的优选实施例。应当理解,要求保护的方法具有与 要求保护的设备和如在从属权利要求中定义的相似和/或相同优选实施例。

[0024] 本发明提供(理论上)无损、高功率因数驱动器,尤其用于市电供电的高电压LED。 可W不同地操作驱动器。在一个实施例中,驱动器可W在非有损模式中近似地在市电半周 期的50%内操作并且很高效地向负载(例如L邸或者L邸串)供电。在市电半周期的剩余部分 内,驱动器可W在已知有损模式中操作。有效地,总损耗可W削减成一半。通过避免由于如 在用大的填入缓冲电容器生成接近恒定DC电压运样的电源整流的情况下出现的、在(经整 流的)电源电压的峰附近对缓冲电容器进行充电而产生的电流峰来尤其提高功率因数。

[0025] 根据本发明,提出与例如经由例如开关网络(如全桥)的桥式切换单元将例如电容 器的电容存储单元与将供应的市电电压转换成DC电压的整流器单元串联连接。另外,桥式 切换单元可W将电容器串联禪合到负载。通过Lm)和驱动器的负载电流交替地用来对电容 存储单元进行充电和放电并且在电容存储单元周围被旁路。W运一方式,负载电流可W在 100%的AC电源电压(例如市电电压)周期内流动,运有利于与各种类型的调光器恰当操作。 可W用桥式切换单元实施切换电容存储单元的极性。它的时序适于在电容存储单元两端随 时间维持稳定平均电压。

[0026] 运里应当注意,提出的驱动器设备一般接收可W由将AC市电电压(或者任何其它 可用电压)转换成所需AC电源电压的任何预处理单元(比如变压器、逆变器或者调光器)提 供的AC电源电压作为输入。如果可用AC市电电压满足用于作为用于驱动器设备的输入来使 用的准则,则当然也可W有可能直接使用它作为AC电源电压,情况经常如此。因此,本文无 论何处提到"电源电压",也可W在某些条件中理解它为"市电电压"或者在其它实施例中为 "经调光的市电电压"。

[0027] 在一个优选实施例中,所述桥式切换单元包括并联禪合的两个开关路径的全桥, 每个开关路径包括串联禪合的两个开关,其中所述电容存储单元禪合于所述两个并联开关 路径的串联禪合端子之间,所述两个开关路径中的每个开关路径的两个开关在运些串联禪 合端子被连接。一般而言,开关可W各自被单独控制W在期望的模式中操作驱动器设备。

[0028] 根据一个简单实施例,所述电容存储单元包括单个电容器。备选地,所述电容存储 单元包括并联禪合的两个或者更多电容器,并且所述桥式切换单元适于将它们单独切换到 所述负载电流路径中或者从所述负载电流路径切换出,例如用于激活期望的数目的电容器 并且利用期望的极性将它们单独切换到所述负载电流路径中或者从所述负载电流路径切 换出。运允许选择有效电容并且调整负载电流数量,例如在市电周期期间将电流调整成不 同值W便提供平滑的光输出。

[0029] -般而言,在运样的一个实施例中,针对每个附加电容器,可W提供如W上提到的 四个开关的单独全桥。然而在一个简单得多的实施例中,所述桥式切换单元包括用于所有 或者一些电容器,优选地用于除了第一电容器之外的所有电容器的,每电容器的附加电容 器开关是足够的,该附加电容器开关串联禪合到它的关联电容器。备选地,在另一简单实施 例中,所述桥式切换单元包括与全桥的两个开关路径并联禪合的用于所有或者一些电容 器、优选地用于除了第一电容器之外的所有电容器的、每电容器的附加开关路径。运些实施 例的简单电容器开关也允许期望设置有效电容W调整负载电流数量。

[0030] 优选地,驱动器设备还包括禪合于所述整流器单元与所述负载端子之间的电流 源。运一电流源在其中电容存储单元未用于设置电流、但是所述电流源用来在有损模式中 限制负载电流、的操作模式中特别有用。

[0031] 在一个优选实施例中,可W简单地改变电流经过电容器存储单元的方向,出于该 目的,控制所述桥式切换单元W在经整流的电源电压的瞬时值高于负载电压时用第一极性 将所述电容存储单元切换到所述负载电流路径中并且在经整流的电源电压的瞬时值低于 负载电压时用与第一极性相反的第二极性将所述电容存储单元切换到所述负载电流路径 中。

[0032] 在一个实施例中,控制所述桥式切换单元W在经整流的电源电压的半周期期间交 替地利用用第一和第二极性将所述电容存储单元切换到所述负载电流路径中,尤其是一 次、两次或者四次。经整流的电源电压的每半周期的偶数次切换允许电容存储单元的电压 总是为正,运在W上提到的四个开关的全桥用作桥式切换单元的情况下优选的。优点是单 向开关可W用来实施全桥的四个开关,例如单个二极管、单个醒0S晶体管、单个PM0S晶体管 等。在电容存储单元两端的正电压允许使用廉价电解质电容器。否则,将需要更大和更复杂 的膜电容器。

[0033] 在又一实施例中,控制所述桥式切换单元W按照相对于经整流电源电压的过零的 延迟时间控制利用所述不同极性将所述电容存储单元切换到所述负载电流路径中的时序。 因此,其中桥式切换单元的各种支路导通的阶段可W被偏移,即相对于市电周期被延迟或 者提前。如何最好地选择时序依赖于追求哪个目标和应用种类。时间延迟的值可W由反馈 和控制机制生成或者可W被预先确定。

[0034] 有利地,控制所述桥式切换单元W在电容存储单元中存储的电能不应用于向负载 供应时将所述电容存储单元从所述负载电流路径切换出。在运一时间期间,电容存储单元 既未被充电也未被放电。然而,可W控制切换的时序使得仍然向负载提供足够的能量。运一 操作模式与非有损电流限制组合特别有用。在运一非有损电流限制结束时,电容器可W保 持充电到某个电压电平。将在电容器中保留运一充电直至下一周期的开始W实现启动输入 电流和/或Lm)供电。另外,运一实施例的优点是减少最大负载电压与最小负载电压之比,运 有助于产生更少输出光闪烁并且提高功率因数。也可W减少高电压L邸所需数目,运有利于 成本减少。另外,电容器电压的摆幅相对小。运对于相同功率转化成更小电容器。

[0035] 更进一步,在一个实施例中,控制所述桥式切换单元W将所述电容存储单元充电 到预定电压,尤其是预定初始电容器电压,W例如在预定下和上电容器阔值电压内保持电 压位于电容存储单元之上。运对保证也在初始阶段中提供充分电流负载特别重要。也优选 地相应控制切换的时序W保证运一点。在启动时,电容器为空。启动序列的目的是保证将电 容器快速充电到大约典型电压。运意味着直接在接通之后,负载电流可W立即用来对电容 器进行充电,但是不能保证立即生成光,为此而要求负载电压至少与最短L邸串的正向电压 一样大。如果定义启动序列为在功率接通与获得均衡的时间之间的时间,则在启动序列的 第一部分期间仍然将无连续光输出,而在最后部分期间将有连续光输出(但是可能无恰当 幅度)。运里理解连续为意味着"在整个市电半周期内"。

[0036] 优选地,实施所述开关为双向或者单向开关,尤其包括一个或者多个PMOS晶体管、 NM0S晶体管或者二极管。两个可替换形式具有它们自己的优点并且一般根据期望的应用和 实现方式来选择。当然也可W使用其它元件,比如NPN或者PNP晶体管、IGBT或者其它开关实 现方式。

[0037] 例如,在实际实现方式中,所述开关由双向开关实施,并且单向开关由具有公共栅 极端子和公共源极端子的两个反串联连接的高电压NM0S晶体管实施。在备选实际实现方式 中,在适用时,所述开关由单向开关实施,并且单向开关由例如高电压晶体管或者二极管的 单个晶体管来实施。

[0038] 在又一实施例中,控制所述桥式切换单元W切换所述电容存储单元使得经整流的 市电电压的每半周期的负载电压的局部最小值基本上相等。在实际实现方式中,例如、优选 的是负载电压从未降至为了产生充分光而需要的最小电平W下。运一电平依赖于如何实施 L邸串加上驱动器负载。例如,如果期望能够正向偏置至少两个66V L邸串,则需要134V级的 最小负载电压(2*66V和一些电压余量(例如2V))。由于正向Lm)串电压依赖于溫度、电流电 平并且也示出产品传播,所W不能给定绝对电压电平。备选准则然后将是在至少两个(或者 另一数目)高电压Lm)中保证充分电流。另外,运一实施例是电容器的优化时序控制从而产 生有益于提高电效率的更对称波形。

[0039] 一般而言,为了控制所述桥式切换单元的开关而提供适当控制装置。所述控制装 置一般由元件,例如由处理器或者专用硬件实施,并且适于执行根据相应应用和实现方式 而必需的任务,比如测量和比较电压和/或电流、存储电流状态、在市电电压的上升斜坡中 与在下降斜坡中不同地操作、调整用于对Lm)串的部分的分流进行启动的时序、提供连续输 入电流、调整有效存储电容,W便平滑光输出或者谐波等。

[0040] 根据本发明的优选实施例,提供有利的开关控制电路和方法,运些开关控制电路 和方法减少所述桥式切换单元的桥节点上的电压而同时始终保持它们为正,却未显著改变 用于负载的情形。运些控制方法定义分别在哪些时间瞬间和在哪个序列中切换开关打开和 闭合。

[0041] 另外,提供开关控制方法,运些开关控制方法允许更大串联电容器值范围、产生更 少假信号(glitch)、具有与舍相调光器的更好兼容性并且避免对切换式串联电容器进行过 充电W及太高节点电压。

附图说明

[0042] 将从下文描述的实施例清楚并且参照运些实施例阐明本发明的运些和其它方面。 在W下附图中:

[0043] 图1示出根据本发明的驱动器设备的第一实施例的电路图,

[0044] 图2示出根据本发明的驱动器设备的第二实施例的电路图,

[0045] 图3示出用于第一操作模式的示例波形,

[0046] 图4示出根据本发明的驱动器设备的测试电路的电路图,

[0047] 图5示出用于第一设置的在测试电路中的电压的示例波形,

[0048] 图6示出用于第二设置的在测试电路中的电压的示例波形,

[0049] 图7示出用于第Ξ设置的在测试电路中的电压的示例波形,

[0050] 图8示出用于第四设置的在测试电路中的电压的示例波形,

[0051] 图9示出用于第五设置的在测试电路中的电压的示例波形,

[0052] 图10示出用于第六设置的在测试电路中的电压的示例波形,

[0053] 图11示出用于第屯设置的在测试电路中的电压的示例波形,

[0054] 图12示出用于第八设置的在测试电路中的电压的示例波形,

[0055] 图13示出根据本发明的驱动器设备的第Ξ实施例的电路图,

[0056] 图14示出图13中所示电路中的电压和电流的波形,

[0057] 图15示出用于在根据本发明的驱动器设备中使用的电容存储单元的实施例,

[0058] 图16示出用于控制图1中所示驱动器设备的桥式切换单元的实施例中的开关S2和 S3的控制信号,

[0059] 图17示出用于图16中所示控制信号的经整流的电源电压和所得负载电压的波形,

[0060] 图18示出用于控制图1中所示驱动器设备的桥式切换单元的实施例中的开关S2和 S3的控制信号,

[0061] 图19示出用于图18中所示控制信号的经整流的电源电压W及所得负载电压和电 容器电压的波形,

[0062] 图20示出图13中所示驱动器设备的示例实现方式,

[0063] 图21示出图1中所示驱动器设备的示例实现方式,

[0064] 图22示出作为归一化电容器电压摆幅d的函数的归一化保证电压X,

[0065] 图23示出在使用第一开关控制方法时的电压的波形,

[0066] 图24示出在使用第二开关控制方法时的电压的波形,

[0067] 图25示出在使用第Ξ开关控制方法时的电压的波形,

[0068] 图26示出用于实施第Ξ开关控制方法的控制电路的一个实施例,

[0069] 图27示出使用第Ξ开关控制方法的各种电压和逻辑信号的波形,

[0070] 图28示出各种信号的波形,运些波形图示在使用第Ξ开关控制方法时在前100ms 期间的启动行为,

[0071] 图29示出在使用第四开关控制方法时的电压的波形,

[0072] 图30示出第四开关控制方法的状态图,其中按照电压表述条件,

[0073] 图31示出第四开关控制方法的状态图,其中按照逻辑信号表述条件,

[0074] 图32示出第四开关控制方法的具有附加状态的状态图,

[0075] 图33示出用于实施第四开关控制方法的控制电路的一个实施例,

[0076] 图34示出在相对小的串联电容器值的情况下使用第四开关控制方法的第一变化 的各种电压和逻辑信号的波形,

[0077] 图35示出在相对大的串联电容器值的情况下使用第四开关控制方法的第一变化 的各种电压和逻辑信号的波形,

[0078] 图36示出在相对大的串联电容器值的情况下使用第四开关控制方法的第二变化 的各种电压和逻辑信号的波形,

[0079] 图37示出在相对小的串联电容器值的情况下使用第四开关控制方法的第Ξ变化 的各种电压和逻辑信号的波形,并且

[0080] 图38示出在相对大的串联电容器值的情况下使用第四开关控制方法的第Ξ变化 的各种电压和逻辑信号的波形。

具体实施方式

[0081] 图1示出根据本发明的用于驱动负载100、特别是包括一个或者多个Lm)的L邸组件 的驱动器设备1(也称为驱动器电路)的第一实施例。所述驱动器设备1包括用于通过对在运 一实施例中由禪合到(外部)市电电压电源300的(外部)调光器200供应的接收的AC电源电 压Vs进行整流来生成经整流的电源电压Vr的整流器单元10,该市电电压电源提供市电电压 Vmains。在一对负载端子20提供用于驱动负载100的驱动电压化。在整流器单元10与负载100 之间禪合电容存储单元30用于存储整流器单元10提供的电能并且向负载100提供电能。在 整流器单元10与负载100之间禪合桥式切换单元40用于利用期望的极性将电容存储单元30 切换到从整流器单元10到负载100的负载电流路径中并且用于将电容存储单元30从所述负 载电流路径切换出。

[0082] 在图1中所示实施例中,整流器单元10由四个二极管化...D4的全桥二极管整流器 实施,电容存储单元30由单个电容器C实施,并且桥式切换单元40由四个开关Si. . .S4的全桥 电路实施,围住所述电容器C并且与负载100串联禪合。另外,为了控制所述桥式切换单元40 的开关(并且如果适当和需要则用于控制其它部件)而优选地提供控制单元60(但是未在所 有图中明示它)。

[0083] 在图1中,负载100由简单电阻器符号代表,但是根据本发明,任何类型的线性或者 非线性负载可W由驱动器设备巧区动。作为非线性负载的示例,图2示出抽头式LED串负载 100'。所述抽头式L抓串负载100'包括串联禪合的多个高电压L抓串^..丄6和禪合到所述 LED串负载100'的不同节点(抽头)的一个或者多个可控电流源Ji. . .J3。运些可控电流源 Ji. . .J3保证根据负载电压化的瞬时值向所述多个高电压1^0串^..丄6中的更多或者更少高 电压L邸提供电流。运赋予用于向各种电流源Ji. . .J3提供不同电流值的可能性。另外,在运 一实施例中,在可变电阻器400和电容器500的并联电路提供电源电压Vs,该并联电路并联 禪合到市电电压电源300和调光器200的串联禪合。

[0084] 在运些实施例中,向负载100或者100'供应的负载电压化是市电桥式整流器10生 成的整流电源电压Vr与能量存储电容器C和桥式切换单元40生成的(切换)串联电容器电压 Vc之和。在原理上,闭合开关Si和S4或者闭合开关S2和S3,或者闭合开关Si和S3或者闭合开关 S2和S4。未认为开关Si和S2或者开关S3和S4的同步闭合对于正常操作有用。只要电流流过负 载100,它也流过市电全桥式整流器10。只要它的值在调光器保持电流W上,调光器触发问 题得W避免并且无需(如例如在W0 2011/013060 A中描述的)泄流器。应当W负载电流II可 W在100%的时间内、因此也在市电电压的过零期间继续流动运样的方式控制桥式切换单 元40的时序。运要求负载电压化保持于抽头式线性驱动器串的最小串电压W上,该最小串 电压例如是48V或者64VdW运一方式,L抓将在100%的时间内生成光,运有利于光闪烁减 少。

[0085] 虽然可W用负载电流在负载电压在最小串电压W下时继续流动运样的方式设计 负载100,但是一般未认为运有用,因为如此不能生成光输出从而造成光闪烁。运特别与大 型的大电容器组合更是如此。在无损版本中与小电容器组合而且在上电之后立即实现电流 流动从而短接负载是有用的。

[0086] 在图3中示出用于图2中所示驱动器设备1的实施例的示例一组波形。经整流的电 源电压VR实现峰值230V*^Γ2 = 325V。图3还示出驱动器设备1的实施例可W实现的负载电压 化和LED Lr-Ls的串电压化ED。可见至少一个高电压LED总是导通并且发射光。因此向上至四 个高电压LED供电。将在下文中提供更多细节。

[0087] 如可见的那样功率因数得W提高。假设恒定电流负载,输入电流波形类似于交变 方波。由于电容器充电和放电电流等于负载电流,所W又一优点是显著减少输入电流波形 中的重复峰,运有利于TRIAC调光器。

[0088] 将参照图4中描绘的测试电路更具体说明操作。在运一示例中,负载由具有固定值 Jl的电流源110代表。假设调光器不存在。假设市电电压Vmains为230V RMS、50Hz。假设负载电 流化为50mA。在运一恒定电流示例中,桥式切换单元40需要用50%占空比来切换W保持平 均电容器电压Vc随时间恒定。

[0089] 假设需要重复波形,可W选择每电源半周期切换桥式切换单元40多少次。为了简 化运里提供的说明,W下说明将限于每电源半周期切换一次或者两次或者四次。

[0090] 参照图4,在第一示例中,假设每电源半周期,即每5ms,切换桥式切换单元40两次。 假设串联电容器C具有值ΙΟμΡ。电容器电压摆幅然后是Δ Vc = Jl* Δ t/C = 50mA*5ms/10yF = 25V。在选择平均电容器电压为lOOV并且在ti = 2.5ms和在t2 = 7.5ms切换桥式切换单元40 (产生50%占空比)时,电压将如图5中所示。

[0091] 图5示出经整流的电源电压Vr、电容器电压Vc和负载电压化。初始地,电容器C在市 电电压的过零周围由负载电流放电。由于选择平均电容器电压如100V-样高,所W最小电 容器电压仍然是Vc,min = 87.5V。在ti = 2.5ms切换桥式切换单元40,并且从那时起,电容器C 由相同负载电流充电直至在t2 = 7.5ms再次切换桥式切换单元40。因此在经整流的电源电 压的峰值周围对电容器C充电。在运些境况之下,最小负载电压是在市电过零时获得的化,min = 100V。最大负载电压是超过峰市电电压的VL,max=343V。直接在t2 = 7.5ms的切换之后获得 该最大值。

[0092] 通过延迟时序略微超过+0.5ms,波形改变成图6中所示波形。最小电容器电压现在 略微减少成Vc,min = 85V,而最大电压已经减少成110V,因此平均电容器电压已经略微减少成 97.5V。在运些境况之下,最小负载电压是直接在t2 = 8ms的切换之前获得的化,min = 81.2V。 最大负载电压是再次超过峰市电电压的化,max = 348V。直接在ti = 3ms的切换之前获得该最 大值。

[0093] 如果初始电容器电压随后改变成120V,则波形改变成图7的波形。最小电容器电压 现在改变成VG,min=105V。在运些境况之下,最小负载电压是直接在t2 = 8ms的切换之前获得 的VL,min = 61.2V。最大负载电压是再次超过峰市电电压的VL,max=368V。直接在tl = 3ms的切 换之前获得该最大值。

[0094] -般而言,例如在驱动器设备在很长时间内未连接到电源电压时,初始电容器电 压将最可能是(接近)零伏特。在电容器无电荷或者可忽略不计或者太少的电荷时,提出的 本发明的主要思想难W实现,运是保证在整个电源周期内向负载供应充分高负载电压,W 便能够在整个电源周期内生成光,并且保证电源电流在整个电源周期内生成流动及其 它调光器兼容性)。因此优选地添加启动序列。

[0095] 在启动序列中,在电容器周围的在切换单元中的各种开关的时序不同于在达到均 衡中的序列。初始地,选择开关时序使得对电容器进行充电比放电更多直至电容器电压高 到足W在整个电源周期内生成光输出。运意味着其中闭合开关Si和S4的各种充电周期例如 通过初始地完全省略放电模式来初始地延续比其中闭合开关S2和S3的放电周期更长。

[0096] 也可W选择时序和初始电容器电压使得电容器电压的每电源半周期的Ξ个局部 最小值如图8中所示相等。最小电容器电压现在改变成Vc,min=103V。在运些境况之下,最小 负载电压是VL,min=114.4V,每电源半周期出现;次:直接在ti = 2.327ms的切换之后、直接 在t2 = 7.327ms的切换之前和在市电电压过零时。最大负载电压是化,max = 370V,其超过峰市 电电压。

[0097] W上给出的示例清楚地示出(除了在市电电压不存在时或者在它存在时直接在启 动之后的情形之外),负载电压从未获得零值。可W选择最小值为至少数十伏特。在另一方 面,显著超过市电峰电压的负载电压的最大值无吸引力,因为它可能需要额外高电压Lm)W 保持功率效率充分高并且运增添成本。

[0098] 每电源半周期切换两次允许电容器电压总是为正,运对于实施桥式切换单元40有 吸引力。开关Si. . .S4优选地需要单向电压阻塞能力。例如,可W用高电压二极管实现Si和 S4。可W用高电压NM0S晶体管实现开关S2,并且可W用高电压PM0S晶体管实现开关S3。

[0099] 如W上说明的那样,可W进行选择W每电源半周期切换图4中所示桥式切换单元 40仅一次。运意味着在50化市电频率在10ms期间对电容器进行放电并且在下一 10ms期间对 电容器进行充电。对于半个电源周期的持续时间(在50化为10ms),负载电压化是经整流的 市电电压Vr减去电容器电压Vc,并且在下一 10ms期间,负载电压化是经整流的市电电压Vr加 上电容器电压Vc。为了保证在各种电源半周期中的波形相同,电容器电压按平均而言优选 地是零。运相对于每电源半周期切换桥式切换单元40偶数次的情况是重要不同,其中可W 自由选择平均电容器电压。一般而言,每电源半周期切换奇数次并且要求在各种电源半周 期中的波形相同造成要求电容器电压按平均而言为零。

[0100] 按平均而言为零的电容器电压对于实现桥式切换单元40更少有吸引力,因为开关 Si. . .S4优选地需要双向电压阻塞能力。开关Si. . .S4优选地是四象限开关并且可W例如使 用两个反串联连接的高电压M0S晶体管(公共栅极和公共源极)来实现。由于复杂性比在其 它情况下更高一些,所W运比用分立部件来实现更好地适合于单片集成。

[0101] 然而,很有可能的是平均电容器电压是(接近于)零。它对于实现桥式切换单元更 少有吸引力,因为开关然后需要双向电压阻塞能力,运意味着它们应当能够在端子两端的 电压为正时非导通而且在端子之间的电压为负时也是非导通。在电力电子装置中,运通常 被描述为四象限开关。可W例如使用两个反串联连接的(例如醒0S)晶体管(公共栅极和公 共源极)来实现运样的双向或者四象限开关。由于具有控制电路装置的双向开关的复杂性 高于(可W用单个晶体管实现的)单向开关的复杂性并且占用比单向开关更大的有源娃面 积(为了实现在开关端子之间的相同等效接通电阻,双向开关实现需要四倍的有源娃面 积),所W其中需要双向开关的情况比用分立(单独)晶体管来实现更好地适合于单片集成。

[0102] 为了保证数十伏特的最小负载电压,可W理解电容器C具有比先前情况(1化F)低 得多的值。在W下示例中,选择值2.化F。由于电容器电压的交变极性,所W电容器C不能是 电解质类型,因此优选地选择非电介质类型,如例如一般具有比电介质电容器更长的寿命 的膜电容器。

[0103] 在2.化F,电容器电压摆幅是 AVc = Jl*A t/C = 50mA*10ms/2.2yF = 227V。图9示出 在每电源半周期中在ti = 7.5ms切换桥式切换单元40并且平均电容器电压是零时的波形。 最小电容器电压是Vc,min = -114V,并且最大电容器电压是Vc,max=114V。初始地,电容器C由 50mA负载电流II放电。在ti = 7.5ms切换桥式切换单元40之后,电容器C由相同负载电流II充 电直至在半个电源周期,之后在ti = 17.5ms再次切换桥式切换单元40。在运些境况之下,最 小负载电压是在市电电压过零时的化,min = 56.8V。最大负载电压是超过峰市电电压的Vl,max = 344V。它是直接在ti = 7.5ms的切换之后获得的。

[0104] 在时序被延迟1ms至ti = 8.5ms时,波形改变成图10的波形。现在最小负载电压是 直接在tl = 7.5ms的切换之前获得的VL,min=45V。最大负载电压是未超过峰市电电压的VL,max = 299V。它在 t = 4.3ms 获得。

[0105] 也可W选择时序使得电容器电压的每电源半周期的局部最小值相等。为了在W上 给出的示例中实现该目标,必须在ti = 8.088ms切换桥式切换单元40,并且电压将如图11中 所示。最小负载电压是直接在tl = 8.088ms的切换之前并且在市电电压过零时获得的化,min =70.0¥。最大负载电压是未超过峰市电电压的¥1,。3、= 297¥。它在^ = 8.0881113获得。

[0106] 假设高电压LED在lL = 50mA时的串电压是Vled = 65V,可见W上图11的负载电压波 形允许至少一个高电压Lm)在100 %的时间内发射光,如示出L抓的串电压化ED的图12中所 示。可见至少一个高电压Lm)总是导通并且发射光。因此向上至四个高电压L邸供电。在负载 电压化与LED串电压化ED之间的(总是为正)差值是用于偏置50mA电流源的电压Vcs。

[0107] 在W上提供的两个示例中,每电源半周期切换一次或者两次,假设负载电流恒定。 运使计算和制作示例图变容易,但是应当注意,根据本发明它完全是不希望的,但是负载电 流也可W变化。

[0108] 另外W上也假设无调光器存在,但是运根据本发明也是不希望的。恰好相反,本发 明有利地服务于通过保证在100%的时间内负载电流由其中连接调光器的市电支路导通来 避免调光器的问题,比如TRIAC调光器的多触发,并且保证负载电流超过调光器的保持电 流。

[0109] 多数调光器在前沿中或者在后沿中削减市电电压波形的相位W便对光输出进行 调光。对于L邸灯,运意味着必须操作电流被减少。由于全波整流调光电源电压Vr可用,所W 电路可W使用该舍相输入电压并且与输入波形的计算的RMS内容(或者平均内容或者相似 内容)成比例地输出电流设置。备选地,可W实施其它调光特性,运些调光特性描述从调光 器舍相角度到负载电流设置或者输出功率设置的转移。

[0110] 也应当注意,需要适配桥式切换单元40的时序W便应对传导非恒定电流的负载或 者当在市电支路中连接调光器时适配该时序。

[0111] 如W上说明的那样,根据本发明的一个方面,提出一种切换式电容电流限制方法。 电容器或者更一般为电容切换单元可W被切换到负载的电流路径中。经由周围的开关(例 如,借助CMOS双向模拟开关1C或者用分立M0SFET或者双极晶体管来实施),可W设置电容器 的有效极性为正或者负或者可W将电容器旁路。在电源电压的瞬时值高于负载电压时,过 量电压用来对电容器进行充电。在电源电压的瞬时值低于负载电压时,用相反极性连接(先 前充电的)电容器,因此升高电压使得可W操作负载。电容器可W例如在不希望改变经由电 容器的负载电压时被旁路。与正常使用的有损电流限制比较,使用电容器W存储和释放过 量电压(和能量)提高总系统的效率。

[0112] 图13示出根据本发明的驱动器设备2的另一实施例的框图。运里作为负载而使用 具有可变正向电压的Lm)串(运里由抽头式Lm)串代表,该抽头式Lm)串具有由开关Ss、S6控制 的1、2或者3个串联LED b、L2、L3)。虽然单个Lm)符号用于b、L2、L3,但是可W有用来实现b、 L2、L3中的任何LED的串联或者并联连接的多个单独或者集成LED结。为了在设置负载电压时 的更高自由度,可W使用用于分流LED ^并且可选地将负载电压控制为化=0的第Ξ开关。 另外,除了驱动器设备1的实施例之外,还在整流单元10与负载100之间串联提供附加电流 源50。运一布置允许:

[0113] •在闭合Si和S4时经过电容器C在一个方向上驱动LED电流II,

[0114] •在闭合S2和S3时经过电容器C在相反方向上驱动L邸电流II,并且

[011引 •通过闭合开关S4、S3或者S3、Si由电容器C传递LED电流II,而电容器C未接收任何 充电或者放电电流;运一状态在未使用切换式电容器C、但是电流源50在有损模式中用来限 制Lm)电流时特别有用。电容器C保持充电(即让一些能量被存储用于下一升压阶段)而负载 电流II由该布置传递。

[0116] 与II经过电容器C的方向一起,也设置驱动器设备2中的电容器电压的有效极性。 电容器C可W "添加"或者从总回路"减去"它的电容器电压。

[0117] 在电源电压周期期间,电源电压Vs的绝对瞬时值在多数的时间内不等于负载电压 化(由Lm)负载正向电压实现)。在有损线性驱动器中,可W选择造成化低于电源电压的绝对 瞬时值的Lm)负载设置,并且电压差可能在有损电流源/电阻器两端下降。例如,图12示出电 压Vcs,该电压在另一实施例中是在电流源两端的电压降。运一电压降在很大程度上确定驱 动器中的损耗。应当注意,从其获得图12中的波形的系统已经包含电容切换单元,但是运是 W与在现在描述的实施例中不同的方式设置尺度和控制的。

[0118] 在引入极性可切换电容器別寸,运一电容器C可W用来"消耗"电压差。由于电容器C 可W存储能量,所W在W后时间点,电容器C可W向负载"释放"它的电压和能量。与有损电 流源50对照,电容器C具有更好效率并且也可W升高电压。只要电流由电容器限制成比电流 源50的实际上当前编程的电流电平更低的值,电流源50将留在饱和模式中。然后,将无在电 流源50两端的显著电压降并且将无与该电流源关联的显著损耗。

[0119] 在W适当方式在消耗与释放状态之间切换时,可W控制负载电流II(使得电流源 50无需限制电流),并且可W从经整流的电源电压波形向负载100供电而至少在部分的时间 内实质上无损耗。特别是在电源电压的上升斜坡(从每个半周期的0到接近90°)期间,可W 使用电容器C作为用于负载100的主要"无损驱动器"。对于周期的其余部分,电容器C被旁 路,并且正常(有损)电流源50控制/限制负载电流II。

[0120] 备选地,通过使用具有可选电容的电容器单元,一个电容设置可W用于非有损驱 动模式而不同电容设置可W用于根据本发明的前述实施例的操作模式。

[0121] 当在完整电源周期内平均时,在时间的~50%内无损驱动器可W活跃而在时间的 ~50 %内使用"正常"有损驱动器。

[0122] 通过使用如图20中所示仿真电路来计算根据本发明的驱动器设备的行为,该图描 绘图13中所示驱动器设备2的示例实现方式2'。在运一实现方式中,齐纳二极管D1.. .D6对 高电压LED串进行建模。在运一实现方式中,电压源VI控制第二LED段(D3,D4)的按时间驱动 的分流,电压源V2控制第SLED段(D5,D6)的按时间驱动的并接。在运一示例中未对第一段 (D1,D2)进行分流。可选地,又一电压源也可W控制运一 Lm)段的分流。电压源V3产生初始重 置条件(用于开始仿真)。压控电压源B4是比较电容器电压与更低阔值(约为零伏特)的比较 器。如果电容器电压降至更低阔值W下,贝化4生成高输出信号从而设置锁存器A1。压控电压 源B3是比较电容器电压与更高阔值(约为0.5Vseg,Vseg是L抓段电压)的比较器。如果电容器 电压升至更高阔值W上,贝化3生成高输出信号从而重置锁存器A1。锁存器A1用来存储切换 状态。锁存器输出Q和反相锁存器输出/Q控制围绕电容器的开关Si. . .S4。运里使用的开关 Si...S4是理论(仿真提出的)开关。在物理实现方式中,不同类型/数目的开关和不同驱动 (除了逻辑锁存器之外)将足够了或者是需要的。

[0123] 如图20中所示,在运一实现方式中,可编程(压控)电压源已经用于控制开关(用于 电容器开关W及用于调整Lm)串的长度)。例如,逻辑口可W用来通过简单电压监视来控制 电容器开关Si. . .S4。一旦在电容器C两端的电压接近零或者等于L邸正向电压阶跃的一半, 信号源中的任一信号源发出信号并且存储元件改变它的状态,从而控制开关使得电容器W 反转电容器的有效极性运样的方式切换。电容器C被放电尽可能深。在再充电期间,对电容 器C进行充电直至它已经达到下一段的正向电压的50%。在运一充电模式期间,有效电容器 电压为负。直接在已经达到50%之后,反转电容器C,从而开始放电,并且有效电容器电压为 正,而且同时通过增加待供电的Lm)结的数目(例如在抽头式串中,运是经由打开分流开关 Ss、S6来完成)来增加 LH)的正向电压。

[0124] 例如,当在从一个L邸段转变为两个L邸段期间关注总的整流的输入电压Vr时:

[012引 *<充电结束:lVseg-Vc

[0126] t>充电结束:2Vseg+Vc。

[0127] 当在Vc = ^2Vseg期间执行切换动作时,运将是平滑转变。

[0128] 在图14A、B、C中绘制在市电电压的上升斜坡(对于50化市电电源电压意味着前 5ms)期间的一些信号迹线。电容器电压Vc总是为正,但是由于开关,电容器C的有效电压 Vc,eff也可W为负。在电源周期开始时,经整流的电源电压Vr低于最低Lm)串电压化(运里为 66V),因此设置电容CW升高电压。一旦经整流的电源电压是40V,经整流的电源电压与电容 器C中的剩余电荷(来自先前周期)之和足W达到66V电平并且允许经过由齐纳二极管D1、D2 建模的Lm)段的电流流动。电容器C被放电并且在3V反转电容器极性,从而现在电容器电流 Ic流过至少一个L邸结从而产生光。在将电容器C充电到L邸串电压的阶跃的近似一半时,再 次反转电容器C(现在产生有效电容器电压的阶跃),并且设置Lm)串为更高电压(两段,化= 132V)。同样,纯整流的电源电压不足W驱动LED,但是用来自电容器C的升高电压可W驱动 两段。在添加与减去电压之间的在充电与放电之间的运一切换针对Lm)分段的数目在电源 电压的上升斜坡内重复(运里,仅Ξ段和减少的156V的RMS市电电压用来使仿真和说明变容 易)。

[0129] L抓中的电流(并且因此也有市电电流)具有一些调制、但是无相对于市电电压的 大相移。运实现高功率因数。利用电容器C的正确设置,可W将输入电流波形调谐成期望的 值。在任何时间点,有损电流源50可W用来设置更低电流(在电容器C就位时)或者更高电流 (在将电容器C旁路之后)。

[0130] 很宽输入电流波形(意味着电流在电源周期的大部分内流动)(在原理上)有益于 与现有舍相调光器组合的电路的可调光性。

[0131] 电容器C中的电流与电压Vc的时间导数(电压Vc随时间的改变)成比例。在过零旁 边,电源电压的时间导数很高,因此电容器C设置的电流也很高。在电源电压的峰周围,时间 导数很低,因此电容器电流降至更小值。作为结果,用于Lm)的操作电流也改变。可能乍一眼 看来像是缺点的方面显现为电路的益处:在过零旁边,L抓串很"短",因此仅能串联连接很 少结。因此,高电流与低电压相乘从而产生某个功率并且最终产生光。在电源电压更高时, 可W操作更多LED段、但是仅用更小电流。减少的电流现在是有益的,因为与高电压相乘的 相同高电流将产生更高功率和更多光。因此,电流的调制有点有助于平滑光输出。

[0132] 由于在电容器两端的电压改变,所W运将产生由电容器的大小/值和电容器电压 改变速率定义的电流流速。利用固定电容器值和固定L邸段电压阶跃,将实现可能未与市电 谐波法规兼容的固定输入电流形状。此外,L抓生成的光数量由电容器的值确定。很不可能 的是固定一组控制参数和电容器大小将同时满足谐波和光输出要求。可W改变控制(也可 W与不等Lm)段组合将切换时刻移位到更早或者更晚时间点W应对某些谐波,但是电流 电平本身更主要受电容要求。因此,电容器值在操作期间的改变可W用来让更高或者更低 电容在需要时可用。作为示例:向Lm)的功率递送(并且因此在一阶近似中也为Lm)生成的 光)不会在具有固定电容值的操作期间稳定。在0°周围和在90°周围增加电容可W升高功 率,W在一些程度上使光均衡。

[0133] 借助全桥实现桥式切换单元40具有如下益处,该益处为电容器电压可W总是具有 相同极性,因此可W使用无极性电容器类型,并且可W例如借助CMOS模拟开关1C实现电路, 其中在电源端子连接电容器。电容器或者电容器切换级的串联连接当然也是可能的,例如 在希望限制每电容器或者每开关的最大电压应力的情况下。

[0134] W上示例是用抽头式线性串,但是根据本发明的驱动器设备的适用性不限于此。 对于其它驱动概念,可W使用相同驱动。

[0135] 在无损电容驱动期间(在电源半周期的前一半中),电容器C的值和整流的电源电 压Vr的时间导数确定负载电流II。为了具有对负载电流II的甚至更好控制,可W并联使用多 个电容存储单元或者一个具有多个(至少两个)电容器的电容存储单元。通过选择有效电 容,可W调整负载电流II的数量W例如在调光期间减少电流。如W上提到的那样,甚至可W 在电源周期期间调整激活的电容器的数目W例如在某些相位角实现功率升高。通过去激活 电容器在任何时间点减少电流是有可能的。用于增加的电流递送而无损激活电容器在电源 周期期间也是有可能的,因为如图14A中所示用比市电电压更高的速率循环电容器电压:存 在其中有源电容器的(可变)电压与先前未激活的电容器的任何(静态)电压相等的多个时 间点,因此可W再次激活(并联连接)它们而未均衡电流。

[0136] 作为示例,将提供如图13中所示驱动器设备2的实施例的操作的更具体描述。运一 实施例基于用高效率匹配可用的整流的电源电压与LED负载电压。可W按步骤调整负载电 压。例如可W有可能用向LED(的部分)供应30V或者60V。输入电压是整流正弦波。

[0137] 操作和描述始于市电电压过零(Vs = 0)、电容器放电(Vc = 0)。

[0138] .Vs = 0:使完整Lm)串分流,因此负载电压是零。控制开关使得在"极性Γ连接电 容器。

[0139] · Vs〉0:输入电压将上升。电容器将被充电到输入电压值。化= Vs-Vc = 0(LED被分 流)-〉Vc = Vs。

[0140] · Vs=15V:电容器电压是Vc=15V。去激活最低LED段的分流,因此化= 30V。控制开 关使得用相反极性连接电容器。

[0141] 化=Vs+Vc = 15V+15V = 30V,将向 L邸段供电。

[0142] · Vs〉15V:Lm)的正向电流将充当用于电容器的放电电流。同时,输入电压增加。输 入电压增加和电容器电压减少将抵消,因此化保持于30V。

[0143] .Vs = 30V:将电容器放电到0V。进一步放电将产生负电压。再次反转电容器极性。 由于Vc = 0,所W将对瞬时LED电流无影响。

[0144] · Vs〉30V:利用进一步增加的输入电压,电容器将被充电到在Vs与化之间的电压差 (确切地如同在Vs〉0之前,不同在于现在化=30V而之前由于分流的L邸而化=0)。

[0145] 电容器将被充电。

[0146] · Vs = 45V:电容器电压是Vc=15V。去激活下一LED段的分流,因此化= 60V。控制开 关使得用相反极性连接电容器。化=Vs+Vc = 45V+15V = 60V,将操作LED。

[0147] · Vs〉45V:LED的正向电流将充当用于电容器的放电电流。同时,输入电压增力日。输 入电压增加和电容器电压减少将抵消,因此化保持于60V。

[0148] W相同方式,操作继续。

[0149] 作为一种控制法则,在相等LED段电压的情况下(例如Vseg = 30V,化= n*Vseg:n = 0 一化= 0,n=l一化= 30V,n = 2一化= 60V,..),操作如下:

[0150] •测量整流的输入电源电压Vr。

[0151] •设置L邸负载为与输入电压最佳匹配的正向电压设置:

[0152] n = ;round(Vs/Vs(3g)。

[015;3] •计算所需有效电容器电压Vc,eff = VR-n*Vseg。

[0154] 有效电容器电压将是-0.5Vseg含Vc,eff <0.5Vseg。

[0155] •根据Vc,eff的符号设置开关坏同:Vc是电容器的电压,而Vc,eff是电容器根据极性 (=周围开关的状态)而产生的有效电压)。

[0156] 如W上提到的那样,开关在运一实施例中优选地为单极/双向开关。电容器电压总 是为正,但是改变用来与Lm)串联连接电容器的极性。然后,在电容器周围的开关可W是单 向的。将有可能将两个极性用于电容器电压(在电容器类型允许运一点的情况下),因此从+ 0.5Vseg跨越0到-0.5Vseg循环电容器。然后,开关将必须阻塞正和负电压。通常,运需要更多 工作(可能需要两个物理开关W实现一个双向开关)并且因此更少优选。

[0157] 为了使用多个电容器,有可能、但是无需让四个开关用于每个电容存储单元。备选 地,可W如图15A中所示使用每附加电容器C2、C3的另外的开关S7、S8,该图描绘桥式切换单 元41和电容存储单元31的另一实施例,该电容存储单元包括并联禪合的Ξ个电容器C1、C2、 C3和两个附加开关S7、S8。在图15B中示出桥式切换单元42的另一实施例,其中与电容器Cl串 联提供第Ξ附加开关S9。

[0158] 另一选项是如图15C中所示复制桥式切换单元的仅一半,该图描绘桥式切换单元 43的另一实施例,该桥式切换单元包括四个附加开关Si'、Si"、S3'、S3。和电容存储单元32,该 电容存储单元包括并联禪合的Ξ个电容器(:1^2八3。虽然图158中描绘的解决方案需要更 多开关,但是运由于可W有可能与现有四个开关51心、53、54共享电平移位逻辑而仍然可^ 更好、更廉价和更小。

[0159] 使用如W上说明的所有Ξ个操作模式(对电容器进行充电、对电容器进行放电和 将电容器旁路)可W实现甚至更有吸引力的波形。W下示出运样的波形的示例。图21示出如 图1中所示驱动器设备1的示例实现方式Γ。在运一实现方式中,驱动器设备Γ由正弦 230V50化AC电压源300供电。开关Si和S4由二极管DS1和DS4实施,并且开关S2和S3由PM0S晶 体管PS2、PS3实施。每个开关优选地具有它自己的分别由单独电压源Vs2、Vs3生成的时序。已 经为电容器C选择相当大的值1(Κ)μΡ。

[0160] 图16示出用于开关S2和S3的示例控制信号。如图16Α中所示所示,从0至Ijl .476ms和 从(10ms-1.476ms) = 8.524ms到10ms闭合开关S2,重复波形。如图16B中所示,从3.524m巧Ij (10ms-3.524ms) =6.476ms 闭合开关 S3,重复波形。

[0161] 在图17中示出经整流的电源电压Vr和负载电压化。在放电期间,电容器电压Vc将减 少。运在市电电压的过零周围发生。在充电期间,在经整流的电源电压Vr的峰周围,电容器 电压Vc将增加。在充电与放电模式之间,电容器C既未被充电也未被放电,因为桥式切换单 元40被置于直通连接或者电容器旁路模式中。

[0162] 由于已经选择电容器C的值1(Κ)μΡ相当大,所W电容器电压Vc几乎未改变:在图17 的示例中,它是接近恒定的145.5V。在整个电源周期内运样实现的最小负载电压在230V的 市电RMS电压处为145.5V。

[0163] 实际串联电容器具有低得多的值W节省成本和体积。对于电容器值2.化F,已经如 图18中所示适配开关的时序而目的为保证负载电压尽可能大。在运一示例中,如图18A中所 示,从0到1.42ms和从(10ms-1.42ms) = 8.58ms到10ms闭合开关S2,重复波形。如图18B中所 示,从2.84ms®j5.68ms闭合开关S3,重复波形。

[0164] 图19示出用于运一实施例的负载电压化、经整流的电源电压Vr和电容器电压Vc的 波形。在均衡中,电容器电压Vc在两个值之间(在运一情况下在108V与172V之间)摆动。相对 于图17中所示结果,最小负载电压已经有点减少成大约140V。

[0165] 在负载是抽头式线性Lm)驱动器时,图16和18二者的负载电压化高到足W在整个 电源周期内向两个串联64-V LED串供电,而可W在电源周期的部分内向第Ξ和第四高电压 L邸串供电。运些高电压Lm)串的正向电压也可W是64V,但是必须强调它们无需必然等于第 一和第二LH)串的正向电压。

[0166] 在W上示例中,最小电压在整个电源周期内约为140V。因此不再有必要具有在第 一与第二64V L抓串之间的抽头。取代第一和第二64V L抓串,也可W备选地使用单个128V L邸串。

[0167] 在图8中,其中相应开关导通的阶段相对于图7在时间上被移位0.5ms。在图16至19 中所示波形中,其中开关导通期间、即其中控制信号具有12V值期间,向右(延迟)或者向左 (提前)移位一点。如何最好地选择时序依赖于追求哪个目标。该目标可W是保证负载电压 的所有局部最小值彼此相等(如例如图8中所示)。然而,其它目标也可W被追求并且例如对 保证在电源半周期内的最小电压高到足W保持至少两个串联连接的64V L抓串(或者单个 128V L抓串)在整个电源周期内被供电是有价值的。运具有其它局部最小值然后将高于全 局最小值运样的结果。可W通过仔细控制其中桥式切换单元中的各种开关导通/非导通的 阶段来实现运样的目标。

[0168] 选择在图16和18的W上示例中选择的时序使得最小负载电压在整个电源周期内 大约相等。然而,有用于控制或者确定时序的多得多的方式。

[0169] W上描述的实施例基于相同总体思想。操作和功能依赖于部件选择和或开关的控 审IJ/使用。另外,实施例可W在效率、闪烁和与调光器(比如基于TRIAC的前沿调光器或者后 沿调光器)的兼容性、电容器的大小/值上W及在其它实施细节(比如双向或者单向开关,运 与1C集成有牵连)上不同。但是一般而言,所有实施例设及实现高功率因数、市电电流的低 谐波失真、光输出的低闪烁。另外,实施例可W与除了示例所示负载之外的负载、甚至除了 固态L邸照明之外的负载使用。

[0170] W上描述的实现方式使用不能容易地单片集成的电容器值。典型可集成具体电容 器值是每1mm2娃面积为InF,运需要MIM(金属-绝缘体-金属)电容器的1C技术选项。在电容 器上的电压超过集成高密度电容器上的可允许电压20…25V。然而一般而言,是否可W单片 集成电容器依赖于架构选择、电流电平等。

[0171] 在各种实施例之间的不同主要由归因于对功率效率提高、闪烁减少、调光器兼容 性、市电电流谐波失真、电容器值和电容器电压选择W及其它方面的不同注重。

[0172] 另外,在图13中所示实施例中,在整流的市电电压的上升部分期间实现增加的功 率效率,而在下降部分期间使用"正常"有损驱动器。在图1中所示实施例中,(有损)电流源 在100 %的时间内确定LED电流。

[0173] 在图13中所示实施例中,在经整流的市电电压的上升部分期间,电流源应当或多 或少表现为短路(因此避免功率耗散),并且经过Lm)串的电流由电容器确定,该电容器是能 量存储器件而不是能量耗散器件。电容器电压是经整流的电源电压和L邸串电压之差(假设 在电流源两端的电压可忽略不计)。由于LED串电压的时间导数相对于经整流的电源电压 (假设为整流正弦波)的时间导数为小,所W电流如图14C中所示表现为余弦波(除了切换假 信号之外)。电容器电压交替极性。每当电容器电压的幅度达到与正弦高电压Lm)的正向电 压的一半相等的值时,全桥被切换(toggle),并且同时选择LED串的下一抽头。

[0174] 在图13中所示实施例中,在整流的市电电压的下降部分期间,将电容器旁路,并且 正常(有损)电流源50必须控制/限制L邸电流。

[017引在图帥所示实施例中,(有损)电流源在100 %的时间内确定LED电流。在全桥中围 住的电容器的目的是保证可用负载电压始终超过至少一个高电压L邸的正向电压降W减少 光输出闪烁。运样,全桥加上与抽头式线性驱动器和L邸负载串联连接的电容器可W视为其 它抽头式线性驱动器中的(并联)填入电容器的替换。然而,现在AC市电电流始终流动,运例 如避免基于TRIAC的调光器的问题并且提高功率因数。优选地,保持最大与最小负载电压之 比有限W避免大量所需高电压Lm)和/或者沿着Lm)串的大量抽头和/或在(有损)电流源两 端的大电压降。优选地,保持在电流源两端的平均电压降尽可能小W避免功率损耗。运可W 由全桥中的开关的适当时序实现。特别地,如下模式赋予如W上在图16至19中示出的很有 吸引力的波形,在该模式中每电源半周期切换全桥四次并且使全桥依次从"充电"到"直通 连接"到"放电"到"直通连接"。

[0176] 在图2中所示实施例中,可W例如通过控制电流源来自由选择负载电流的形状。例 如可W选择负载电流随时间恒定。其它电流波形通过控制电流源也是有可能的。

[0177] 在图13中所示实施例中,如果根据本发明在经整流的电源电压的上升部分期间为 无损驱动做出选择,则不能自由选择负载电流的形状,因为负载电流然后由在上升部分期 间的整流的电源电压的dV/dt和连接的电容器的值确定。在整流的电源电压的上升部分期 间的负载电流的值的更好控制可W由可调电容器实现。使用桥式切换单元的直通连接或者 桥的不同时序,可W迫使电流源进入操作,运意味着不再选择无损驱动。

[0178] 在图13中所示实施例中,电源电流在电源电压过零期间未流动、但是仅在电源电 压超过电平40V时流动。运由具有小电容器值、有线电容器电压和66V L抓段电压的具体实 施例产生。在图1和2中所示实施例中,电源电流在100%的电源周期内流动。

[0179] 在图13中所示实施例中,优选地每电源半周期切换桥式切换单元六次。该数目也 依赖于高电压Lm)的正向电压降(例如66¥、132¥、198¥)。正向电压越高,就越少经常切换桥 式切换单元。

[0180] 可W用双向开关构建桥式切换单元,因为多个电容器电压交变。然而,有允许单向 开关的其它实现方式。例如在图13中所示实现方式中,桥式切换单元可W使用单向开关,因 为电容器电压的极性未随着在实施例中使用的尺度设置而改变,并且电流流动的方向总是 相同。当然也可W使用单向开关(例如如商业上可用作所谓"模拟开关"的那样)。

[0181] 在图1和2中所示实施例中,在每电源半周期切换桥式切换单元奇数次时优选地用 单向开关构建桥式切换单元,但是也可W在每电源半周期切换桥式切换单元偶数次(例如 两次或者四次等)时用单向开关构建桥式切换单元。单向开关对于单片集成更有吸引力,因 为它与单向开关比较节省大量娃面积。另外,单向开关(比如NM0ST)(的栅极-源极电压)的 控制通常比双向开关(的栅极-源极电压)的控制更简单,因为单向开关的源极通常连接到 具有直接电压的端子。在一对反串联连接的NM0S晶体管形成的双向开关中,公共源极未连 接到具有直接电压的端子、但是"浮动"。运样,确定控制(即双向开关的栅极-源极电压)的 驱动器也"浮动"并且需要"浮动"电源。

[0182] 可W实施所有实施例为抽头式线性驱动器,该抽头式线性驱动器具有作为负载的 L邸的串联连接串,其中一些L邸可W由开关旁路,并且具有串联连接的电流源。也可W使用 连接到抽头的(受控或者切换式)电流源。

[0183] 利用图13中所示实施例,主要调谐和选择电流波形W(试图,在无额外损耗时尽可 能好地)用可变L邸串长度补偿不同正向电流要求。

[0184] 在下文中,将说明根据本发明的控制单元的更多实施例。根据W上说明的实施例, 产生图19中所示波形的开关S1-S4的时序与时钟参考同步。简单地通过检查生成的波形W及 试错来选择时刻使得最小负载电压在整个市电周期内大约相等。然而对于专业和/或消费 者产品实现,更高级控制方法可W更优选。

[0185] 特别希望控制方法适应电源电压(例如抓市电230V+10 %-6% )的RMS电压的改变、 L邸串电压的改变(生产扩展、电流扩展、溫度扩展等)和其它不确定性,比如电源/市电频率 的改变(50HZ+/-1%或者60HZ+/-1%)。另外,全桥(即桥式切换单元40)的开关S广S4的时序 应当优选地由测量和控制电路生成。因此,基于理解最低负载值如何与电容器值、负载电 流、市电RMS电压、市电频率等有关,提出根据本发明的W下控制方法和控制电路W选择设 计参数,比如L邸串电压,W求良好性能并且设计测量和反馈电路装置W最好地控制开关的 时序。另外,附加地提出一种控制方法,该控制方法在全桥的四个操作模式(在下文中称为 电容器充电模式、电容器放电模式、电容器顶部旁路模式或者电容器底部旁路模式)之间选 择而同时保持所有电压在零w上并且保持全桥的所有节点电压尽可能低。

[0186] 首先考察W上描述的控制方法的理论限制,对于运些控制方法进行几个假设。

[0187] 第一假设是市电电压(一般而言,应当理解术语"市电电压"为一般指代电源电压) 具有峰值为Vpeak的正弦时间演变。

[018引 Vmains(t)=Vpeak · Sin(2 · π · f · t) (1)。

[0189] 经常按照有效值或者均方根值Vmains,RMS指定市电电压。对于等式的正弦时间演变, 运产生:

[0190]

Figure CN103460800BD00211

(2)。

[0191] 第二假设是获得均衡,因此该情形视为在上电之后充分久(运时电容器30仍然未 充电)。

[0192] 第Ξ假设是假设理想开关,运意味着在打开开关时零电流导通和在闭合开关时零 电压降。

[0193] 第四假设是使用具有大电容的电容器。然后,电容器电压示出可忽略不计的变化 并且电容器电压可W视为常数Vc。

[0194] 在市电电压的过零时,负载电压等于电容器电压,例如见图19中的在t = 10ms。

[0195] 可W计算随时间出现的最低负载电压的最大值是:

[0196]

Figure CN103460800BD00212

(3 )。

[0197] 运是W上描述的方法的绝对理论值。对于标称230V市电RMS电压,运共计为 145.5V,而对于标称120V市电电压,运共计为75.9V。运些高值对实现与高功率因数组合的 对于L邸照明的低的光输出闪烁很有吸引力。

[0198] 第四假设(很大电容)不是很现实。大电容出于体积和成本原因而不是需要的。更 实际的新的第四假设是(在均衡中见第二假设)电容器电压在最小值Vc,"in与最大值Vc,max之 间循环。电容器电压摆幅A Vc现在是:

[0199] AVc = Vc,max-Vc,min (4)。

[0200] 可W定义值Vc, m为Vc, max和Vc,min的均值:

[0201]

Figure CN103460800BD00213

:(5 )。

[0202] 应当注意,如后文将看到的那样,平均电容器电压一般不等于运一均值。

[0203] 可W通过定义归一化电容器电压摆幅d为下式来相对于市电电压归一化电容器电 压摆幅:

[0204]

Figure CN103460800BD00214

(6)。

[0205] 第五假设是从系统汲取的电流随时间恒定。可W证明,可W保证始终存在的最低 电压的最大值等于等式(5)的Vc,m。注意Vc,m在电容逼近无穷大并且电容器电压摆幅减少成 零时逼近等式(3)的Ve。另外可W计算Vc,m的值是:

[0206]

Figure CN103460800BD00221

(7 )。

[0207]为了更好地看到与针对很大电容器值(意味着取情况d = 0)而计算的等式(3)的结 果的关系,可W改写等式为:

[020引

Figure CN103460800BD00222

(8)。

[0209] 可W定义归一化保证电压X如下:

[0210]

Figure CN103460800BD00223

(9 )。

[0211] 通过改写等式(8)来发现在归一化电容器电压摆幅d与归一化保证电压X之间的关 系W得到:

Figure CN103460800BD00224

[0212] (10)。

[0213] 图22示出作为d的函数X的图形。

[0214] 也可从反转等式(10似表达d为X的函数:

Figure CN103460800BD00225

[0215] (11 )。

[0216] 图22示出对于归一化电容器电压摆幅d的值<0.10,归一化保证电压X的减少限于 2.2%,而对于d<0.15,x的减少限于5%。

[0217] 从图22中所示图形清楚的是不应允许显著电容器电压摆幅,比如d = 0.2,因为它 导致归一化保证电压X的显著减少大约13%,而将d增加到值d〉0.236甚至导致不稳定系统。 考虑部件值示出一些扩展(或者甚至明显扩展W节省成本)并且为了在开关两端的实际电 压降(例如对于用作非可控开关的半导体二极管为大约IV的正向偏置二极管电压降)而必 须允许附加电压余量,可优选选择电容器的电容使得在范围0.10…0.15中选择归一化电容 器电压摆幅d。

[0218] 使用等式(6)和目标值d = 0.10,可W在市电电压中表达可允许电容器电压摆幅:

[0219] AVc = 0.283 · Vmains'RMS (12)。

[0220] 可W通过选择充分大的电容器值来遵守运一限制值。做出运一电容器选择,随时 间出现的最低负载值比等式(3)预测的最低负载值仅差2.2%并且共计为:

[022。 Vl0ad(t)>Vc'm = 0.619-Vmains'RMS (13)。

[0222] 欧洲市电RMS电压指定在230V-6%+10%。最坏情况是Vmains,RMs = 216.2V,运产生电 容器电压摆幅AVc = 61.2V和最低负载电压Vioad(t) >Vc,m=133.8V。

[0223]电容器电压在值Vc,max与Vc,min之间摆动。使用等式(4)和(5)并且假设最坏情况 Vmains, RMS 二 216.2V ,可 W 计算:

Figure CN103460800BD00231

[0227] 在标称市电电压Vmains,RMS = 230V,电容器电压摆幅是AVc = 65.1V并且最低负载电 压是Vioad(t) >Vc,m=142.4V。

[022引在Vmains, RMS = 230V,电容器电压在W下两个值之间摆动:

Figure CN103460800BD00232

[0237] 使用W上确定的值并且假设最坏情况¥。加3,1»15 = 216.2¥,我们得到^ = 1.4421113八2 =2.824ms、t3 = 5.708ms、t4 = 8.558ms。在Vmains,RMS = 230V,我们得到ti = 1.442ms、t2 = 2.827ms、t3 = 5.712ms、t4 = 8.558ms。

[0238] 可W计算所需电容器值为:

Figure CN103460800BD00233

[0239] (22)。

[0240] 对于Vmains, RMS 二 216.2V和负载电流Iload 二 50mA ,结果是C 二 2.3化F。对于Vmains ,RMS 二 230V和负载电流Ii〇ad = 50mA,结果是C = 2.22yF。

[0241] 如W上提到的那样,欧洲市电RMS电压指定在230V-6% + 10%。最低值是Vmains,RMS = 216.2V,运产生 AVc = 61.2V和Vioad(t) > Vc,m = 133.8V。在标称RMS市电电压Vmains,RMS = 230V, 结果是 A Vc = 65. IV和Vioad(t) > Vc,m= 142.4V。

[0242]假设恒定负载电流Ii〇ad = 50mA(运当然依赖于负载类型,例如抽头式线性LED驱动 器或者开关矩阵驱动器),计算所需电容器值在最坏情况市电RMS电压216.2V为C = 2.36yF 而在标称市电RMS电压230V为C = 2.22yF。

[02创图19示出在标称RMS市电电压230V、电容器值2.化F(标准值)和恒定负载电流Iioad = 50mA时的负载电压、整流的市电电压和电容器电压的示例波形。在均衡时,电容器电压摆 幅是64V,并且最小负载电压是大约140V。运些值相当好地对应于计算。

[0244] 计算示出W上描述的技术意味着如果选择高电压Lm)串负载(无抽头),串电压超 过等式(3)的理论Vc限制或者等式(13)的更实际Vc,m限制(例如在RMS市电电压230V为150V L邸串),则L邸负载电流不能在整个市电(半)周期内被导通,但是将在市电(半)周期的至少 部分期间截止,由此产生不希望的光输出闪烁。

[0245] 反过来看,如果选择高电压Lm)串负载,串电压在理论Vc限制或者更实际Vc,m限制 W下(例如在RMS市电电压230V为128V L抓串),则可W通过选择全桥中的充分大的电容器 和对开关的恰当时序控制在整个市电(半)周期期间连续导通负载电流,由此避免光输出闪 烁。

[0246] 如果在市电电源支路中使用舍相调光器,例如前沿、后沿调光器或者甚至两个边 沿调光器,则所得RMS电压将根据导通相位角而下降。作为结果,W上描述的技术可W生成 的最低负载电压的最大值将下降。基于W上认识,可W如在下文中描述的那样推导进一步 改进的测量和控制技术。

[0247] 提出至少Ξ种另外的方法W控制开关。在Ξ种方法中的每种方法中,如图19中所 示所得负载电压相同。可W在全桥40中包括的电容器的负和正端子的电压中发现在Ξ种方 法之间的不同。为了清楚地示出不同,将图23至25的竖直刻度固定在范围-50V…500V。

[0248] 必须W经过负载的电流流动有可能运样的方式控制全桥40的开关Sr-S4。运开放 四种可能性:

[0249] -闭合开关Si和S4(电容器充电模式)

[0250] -闭合开关S2和S3(电容器放电模式)

[0251] -闭合开关Si和S3(电容器顶部旁路模式)

[0252] -闭合开关S2和S4(电容器底部旁路模式)。

[0253] 第一开关控制方法W图23中所示方式迭代地循环经过如下模式:

[0254] -电容器放电模式 [02W]-电容器顶部旁路模式

[0256] -电容器充电模式

[0257] -电容器顶部旁路模式。

[0258] 图23A的上面两个波形示出与图19的波形相同的经整流的市电电压Vrect(t)和Vload (t)。图23B的下面两个波形示出分别在全桥40中包括的电容器30的正和负端子的电压Vcpos (t)和Vcneg(t)。注意电压无一获得在市电电压的峰值(325V)W上的值,但是在电容器的负 端子的电压Vcneg(t)未示出负值。运特别在电容器充电模式结束时发生并且是运一第一开 关控制方法固有的:W便能够在市电电压过零的时间向负载供应电压Vc,",在电容器充电模 式结束时在电容器中存储的电压至少与Vc,m,一样大。运对于用分立部件构建的电路不是问 题,但是对于集成电路,它可能是缺点。

[0259] 在第二和第Ξ开关控制方法中防止运些负电压。

[0260] 在第二开关控制方法中,电容器顶部旁路模式、电容器充电模式被电容器底部旁 路模式互换。迭代重复的模式序列因此W图24中所示方式变成:

[0%1]-电容器放电模式

[0262] -电容器顶部旁路模式

[0263] -电容器充电模式

[0264] -电容器底部旁路模式。

[0265] 可见电压无一曾经获得负值,运利于集成电路设计。然而,在电容器的正端子的电 压Vcpos(t)实现显著在市电电压的峰值W上的值、即在230V RMS市电电压的325V峰值为 488V。运伸展对部件设置的要求并且可能是缺点。

[0266] 第Ξ开关控制方法混合第一和第二开关控制方法的性质。在第Ξ开关控制方法 中,在电容器充电模式之后的电容器旁路模式被拆分成两个部分:首先选择电容器顶部旁 路模式,随后选择电容器底部旁路模式。迭代重复的模式序列因此W图25中所示方法变成: [0%7]-电容器放电模式

[0268] -电容器顶部旁路模式

[0269] -电容器充电模式

[0270] -电容器顶部旁路模式

[0271] -电容器底部旁路模式。

[0272] 可W例如当在电容器的负端子的电压已经减少成仅几个伏特的值时完成从电容 器顶部旁路模式步进到电容器底部旁路模式。现在电压无一获得负值,并且曾经出现的最 高电压仅在市电电压的峰值W上一点、在使用的示例中在230V RMS市电电压的325峰值仅 为355V。

[0273] 为了根据第Ξ开关控制方法控制开关而使用两个参考电压Vrefl和VrefsW及实时测 量的两个瞬时电压VreEt(t)和Vcneg(t)。附加地使用时序信号First。

[0274] 时序信号First指示经整流的市电电压Vrect(t)是否在市电半周期0···Τ/2的前一 半(0<t<T/4)中或者后一半(T/4<t<T/2)中。因此,运是具有周期172的重复序列。

Figure CN103460800BD00251

[0275] (23 )。

[0276] 参考电压Vrefl和Vref2旨在于是直流(或者DC)电压,即可W视为随时间恒定的电压。

[0277] 存在多种方式生成用于第一参考电压Vrefi的实际值。第一方式是测量在第一 LED 串的正极和负极的电压差(例如通常在市电RMS电压230V为128V)并且添加为了恰当偏置晶 体管化电流调节器而必需的最小电压余量(例如5V)。运一方式适合于具有低的光输出闪烁 的非可调光L邸驱动器。

[027引第二方式是测量实时市电输入电压并且例如根据W上计算,即Vrefl = 0.619Vmains,RMS,生成与RMS值成比例的输出电压。运一方式适合于具有低的光输出闪烁的可 调光L邸驱动器。

[0279] 另一所需参考电压是Vref2,该参考电压反映为了恰当偏置晶体管化电流调节器而 必需的最小电压余量(例如2V或者5V)。运一电压可W由晶体管电路生成。

[0280] 可W用来控制开关的实时测量的两个瞬时电压是经整流的市电电压Vrect(t)和在 全桥中包括的电容器的负端子的电压Vcneg(t)。

[02川比较W上提到的电压Vrect(t)、Vcneg(t)与参考电压Vrefl、Vref2从而产生数字控制信 号A、B和C。

[0282] 比较器(图26中的比较器B6 )比较经整流的市电电压Vrect ( t)与参考电压Vref 1:

Figure CN103460800BD00261

[0283] ( 24)。

[0284] 比较器(图26中的比较器B5)比较在电容器的负端子的电压Vcneg(t)与参考电压

Figure CN103460800BD00262

Vrefl:

[0285] (25) 。

[0286] 比较器(图26中的比较器B4)比较在电容器的负端子的电压Vcneg(t)与参考电压 Vref2:

Figure CN103460800BD00263

[0287] (26) 。

[0288] 利用四个数字控制信号First、A、B和C,可W根据第Ξ开关控制方法控制全桥40中 的两个独立开关S2和S3。用两输入NAND 口构建的并且各自具有Snot (S的逻辑反相)和化ot输 入的两个设置-重置触发器用来创建用于两个M0SFET开关S2和S3的驱动信号M2和M3。图26不 出实现第Ξ开关控制方法的所需功能的示例电路图。

[0289] 图27示出在一个全市电周期(或者两个市电半周期)的时间跨度内作为时间的函 数的电压和逻辑信号的各种波形。图27A示出分别在电平大约135V和5V的参考电压Vrefl和 Vref2、经整流的市电电压Vrect(t)w及在电容器的负端子的电压Vcneg(t)。可W从经整流的市 电电压Vrect(t)推导图27B中所不逻辑信号First。

[0290] 图27C、27D、27E示出图26的Ξ个比较器B6、B5和B4分别生成的逻辑信号A、B和C、图 27F和27G示出两个独立开关的开关控制信号M2和M3。运些信号在运一实施例中由用NANDO 构建的设置-重置触发器生成。

[0291] 图27H、27I、27J、27K示出指示对应开关控制模式的逻辑信号Discharge(放电)、 畑arge (充电)、Top_bypass (顶部旁路)和Bottom_Bypass(底部旁路)。特别地,在其中 Bottom_Bypass跟随模式Top_Bypass的经整流的市电电压的负斜坡期间的序列对于第Ξ开 关控制方法是特有的:电压无一曾经获得负值,并且曾经出现的最高电压仅在市电电压的 峰值W上一点,在使用的示例中,在230V RMS市电电压的324V峰值仅为355V。

[0巧2] 图2化和27M示出在正电容器端子上的电压Vcpos(t)和向负载赋予的电压化EDi(t)。

[0293]图28示出在50化市电频率与0.1秒对应的前五个全市电周期期间的启动行为。图 28A和28B示出经整流的市电电压W及在正和负电容器端子的电压。图28C示出差动电容器 电压。图28D不出所得负载电压VLEDl(t)。

[0294]从W抽头式线性L邸驱动器作为负载的系统取得图27和28的波形。在运一系统中, 第一高电压L邸是128V LED、因此符合等式(13)的实际Vc,m限制。图28E示出在所述128V LED 两端的差动电压,并且它示出在大约40msW后128V L邸连续地导通电流,从而运一特定LED 未示出光输出闪烁。波形也示出在大约60ms(S个全市电周期)内系统已经达到均衡。

[02M]图28F清楚地示出对于运一特定抽头式线性Lm)驱动器,市电电流仅在前很少的电 压过零期间具有非零值。运一行为不仅依赖于串联电容器和具有控制的环绕全桥开关网络 而且依赖于应用的负载。

[0296] 在W上第Ξ开关控制方法中从电容器顶部旁路模式步进到电容器底部旁路模式 需要关断开关Si和S3并且闭合开关S2和S4。作为结果,节点epos和cneg是在与瞬时电容器电 压一样大的电压上的移位电平。由于开关Sr-S4分别由Dsi、Ps2、Ps3和Ds4实施,所W它需要为 通过使它的控制信号M3为逻辑0来打开开关Ps3运样的有源控制和通过使它的控制信号M2为 逻辑1来闭合开关PS2运样的有源控制。无源开关化1和化4将自动打开和闭合(而无需控制信 号)。由于不能忽略对PM0S晶体管Ps2和Ps3的栅极进行驱动的电平移位电路(未示出)的影响 并且所有种类的寄生效应存在,比如寄生电容、寄生电感和存储电荷,所W普遍做法是为未 同步激活开关PS2和PS3的情况做准备,但是它们的控制信号M2和M3可W同步切换状态。如 果PS3在闭合PS2之后打开,则暂时激活电容器放电模式,运产生关于负载电压的变正假信 号。如果PS3在闭合PS2之前打开,则暂时激活电容器充电模式,运产生关于负载电压的变负 假信号。后一种情况是高度地不希望的,因为负载电压将暂时不足W产生光输出。一种廉价 解决方案然后是产生在用于PM0S晶体管Ps2的控制信号M2的上升沿与用于PM0S晶体管Ps3的 控制信号M3的下降沿之间的时序延迟,因此实现短电容器放电模式。运如在t = 8.1ms和在t = 18.1ms在图25A中的Vioad图形中可见表现为在负载节点的假信号,除非采取特殊措施W 通过例如反馈策略来保证准确地调谐时序延迟。

[0297] 在W上第一、第二和第Ξ开关控制方法的实现方式中,通过测量在高电压Lm)串两 端的差动电压来生成参考电压Vrefl,选择运些L抓串的求和电压降(比如132V)W接近理论 最大值(142V)。运适合于具有低的光输出闪烁的非可调光L邸驱动器,但是对于具有低的光 输出闪烁的可调光Lm)驱动器不是最优的。一旦输入电源电压由于调光而存在显著舍相,输 入RMS电压显著下降并且Ξ种控制方法的实现方式可能产生光输出闪烁,因为系统不再可 W产生大于132V的负载电压。

[0298] 应用的串联电容器C的选择在原理上当然是成本比对性能的问题。第Ξ开关控制 方法的控制策略在选择的电容器值相当低并且电容器电压摆幅相当高时是适合的。然而, 仿真已经示出在选择电容器值相对大使得电容器电压摆幅小时,负电压可能在从电容器放 电模式移向电容器顶部旁路模式时,特别在切换时刻tl显现。特别低,负电容器端子连接到 的节点cneg可能在该时间示出负电压,运是不希望的并且应当加 W避免。

[0299] 在系统上电时对所有电容器进行放电。已经在图28中示出控制系统可W负责对切 换式串联电容器快速放电并且实现均衡。图26中所示用来生成运一启动行为的控制方法具 有由串联电容器本身确定的主要时间常数。然而,可W使用比如后文将呈现的其它控制方 法,运些控制方法的主要时间常数大于切换式串联电容器确定的主要时间常数,运可能在 上电序列期间导致过充电的切换式串联电容器和太高节点电压。

[0300] 因此,W下说明的目的是提出另外的开关控制方法,运些开关控制方法允许更大 串联电容器值范围、产生更少假信号、具有与舍相调光器的更好兼容性并且避免对切换式 串联电容器过充电和太高节点电压。

[0301] 可W通过使用无需有源开关的(接近)同步状态改变的控制方法来防止比如在第 Ξ开关控制方法中的假信号。W上第一和第二控制方法无运样的假信号,因为在每个模式 转变时仅一个有源开关(Ps2或者PS3)改变状态。然而,运些控制方法具有负电压(控制方法 1)或者太高正电压(控制方法2)的缺点。W下呈现一种解决方案作为开关控制方法4。

[0302] 应当满足附加条件W便避免系统中的节点上的负电压。运需要测量瞬时差动串联 电谷器电压Vc二Vcpos-Vcnego

[0303] 可W通过产生逻辑信号G来防止电容器过充电,该逻辑信号指示电容器电压Vc是 否参考电压Vref3指示的最大电压W上(G = 0)或者W下(G=l),该参考电压Vref3例如从市电 电压推导出或者从LED串电压推导出。在控制策略中,仅在运一逻辑信号G是真=1时允许电 容器充电模式。

[0304] 可W通过使用其它方法创建参考电压Vrefl来产生与舍相调光器的更好兼容性。基 本上,它意味着参考电压Vrefl应当是低于但是与在未调光市电电压(230V RMS)的情况下的 理论最大值(142V)接近的值。在已调光市电电压的情况下,该值应当相应地减少。

[0305] 开关控制方法4具有W下性质:

[0306] -在每个模式转变时仅一个有源开关(Ps2或者Ps3)改变状态;

[0307] -通过要求对于状态转变而满足更多条件来避免负电压;

[0308] -可W通过仅在电容器电压在电压限制W下的情况下允许电容器充电模式来避免 电容器过充电。

[0309] 开关控制方法4W示出控制方法4中的电压的图29中所示方式按与开关控制方法1 相同的顺序循环经过模式:

[0310] -电容器放大模式;

[0311] -电容器顶部旁路模式;

[0312] -电容器充电模式;

[0313] -电容器顶部旁路模式。

[0314] 可W用来控制开关的实时测量的Ξ个瞬时电压是:

[0315] -经整流的市电电压Vrect(t);

[0316] -在全桥中围住的电容器的电容器电压Vc(t);

[0317] -在负电容器端子的电压Vcneg(t)。

[0318] 除了运些瞬时电压之外还需要Ξ个参考电压。

[0319] 参考电压Vref3反映曾经应当例如在启动序列期间在切换式串联电容器两端出现 的最大电压。运可W从市电电压或者从L邸串的正向电压推导。在市电RMS电压230V,它的值 可W例如是Vref3 = 200V,运是在稳定操作中在电容器两端出现的电压的值W上的值。

[0320] 参考电压Vref2反映用于在晶体管化电流调节器的有源区域中恰当偏置它而必需 的最小电压余量(例如2V)。

[0321] 可W选择参考电压VreflW近似为可W生成的最小负载电压的最大值。在未调光的 230V RMS市电,它共计为近似140V。^下提到用于生成Vrei的其它可能性。

[032^ 比较W上提到的电压Vrect(t)、Vc(t)和Vcneg(t)与参考电压Vrefl、Vref2和VrefsW生成 数字控制信号A、B、C和G。在比较器A、B和C中,右边的项根据参考电压Vref2被偏移几伏特:

[032引-比较器A比较经整流的市电电压Vrect (t)与电容器电压Vc(t);

Figure CN103460800BD00291

[0324] (27)

[032引-比较器B比较经整流的市电电压Vrect ( t)与参考电压Vref 1;

Figure CN103460800BD00292

[0326] (28)

[0327] -比较器化k较负电容器端子电压Vcneg(t)与参考电压Vrefl;

Figure CN103460800BD00293

[032引 (29)

[0329] -比较器G比较电容器电压Vc(t)与参考电压Vref3指示的最大值;

Figure CN103460800BD00294

[0330] 、30)

[0331] 利用四个数字控制信号A、B、C和G,如在图30(按照电压表述的条件)或者图31(按 照逻辑信号表述的条件)的状态图中说明的那样,可W分别用控制信号M2和M3根据第四开 关控制方法控制全桥中的两个独立开关S2和S3。

[0332] 图30和图31的状态图仅示出Ξ个状态。用化化=11对电容器放电模式进行编码是 方便的,因为所需开关控制信号是M2=1和M3=1。类似地,用化化=01对电容器顶部旁路模 式进行编码,并且用化化=00对电容器充电模式进行编码。

[0333] 在仔细考察开关状态对四个数字控制信号A、B、C和G的影响时,可W理解第四状态 是必需的。为了从电容器放电模式移向电容器顶部旁路模式,要求A=1并且B=l。并且为了 从电容器顶部旁路模式移向电容器充电模式,要求C=l。然而,在串联电容器具有相对大的 值时,可W出现比较器C在A = 0并且B=1的时间期间示出逻辑高(C=l)并且在比较器A切换 成逻辑1(A=1)之后切换成C = 0。因此在短时间内A=1并且B = 1并且C=1可能在从电容器 放电模式向电容器顶部旁路模式转变之后,引起向电容器充电模式的后续立即转变。为了 避免运一点,引入提到的第四状态。系统只要比较器C示出逻辑高(C=l)就保持于运一第二 电容器顶部旁路状态中,并且一旦比较器C示出逻辑低(C = 0)就移向原有电容器顶部旁路 模式。因此,四个状态中的两个状态代表电容器顶部旁路模式。

[0334] 对于四个状态的编码,需要至少两个触发器。如果选择用剩余组合化化=10对运一 第二电容器顶部旁路模式进行编码,则在两个电容器顶部旁路模式之间的转变要求两个触 发器化和化切换。根据电路实现中的不等式,运些触发器之一将比另一个更快切换,运意味 着在短时间内选择电容器放电模式(化化= 11)或者电容器放电模式(化化= 00),运表示高 度地不希望的假信号。

[0335] 为了避免运一假信号,选择使用第Ξ触发器QextraW在表示电容器顶部旁路模式的 两个状态之间区分。现在将它们编码为QlQ2Qextra = 010和QlQ2Qextra = 011。将电容器放电模式 编码为化化Qextra= 110,并且将电容器充电模式编码为化化Qextra = 000。

[0336] 用可能在上电时显现的、但是在原理上未使用的剩余四个状态001、100、101和111 扩展状态图。如图32中所示选择用于状态转变的条件,并且未提到的所有条件意味着在Ξ 个触发器的控制中的不在意(don't care)位置。

[0337] 相对于W上第一开关控制方法的主要不同是为了让控制状态机依次经过状态而 必须满足的不同条件集。运产生不同时序。

[0338] 在与第Ξ开关控制方法比较时,如在研究图25和图29的图形时清楚地可见的那 样,延长放电时间并且作为结果也延长和提前充电时间。运都W略微更低的保证的负载电 压为代价。

[0339] 比较器的实际实现方式示出延迟和偏移。逻辑口示出延迟。可W例如在比较器中 添加滞后W减少对例如市电电压上的噪声和扰动的灵敏度并且产生四个比较器的更稳定 转变。在图30中未示出添加滞后。

[0340] 在图33中示出用两输入NAND 口构建的具有Ξ个设置-重置触发器的实现方式。图 33示出逻辑电路,该逻辑电路使用第四开关控制方法来处理数字输入信号A、B、C和GW分别 为开关S2和S3产生控制信号M2和M3。

[0341] 通过各种示例来举例说明图33的状态机实施的、提出的第四开关控制方法的行 为。

[0342] 作为第一示例,取得恒定电流负载50mA。将参考电压Vrefi设置在固定电平125V(下 文称为开关控制方法4a),并且经参考电压Vref2设置在固定电平5V。考察两个子情况:应用 的串联电容器的相对低值(图34,c =化F)或者相对大值(图35,C=20yF)。运些分别产生相 对大(55V)和小(8V)的电容器电压摆幅。

[0343] 图34和35示出对于相对小的串联电容器值的情况(图34)和对于相对大的串联电 容器值的情况(图35)、当电路在均衡中时在一个全市电周期(两个市电半周期)的时间跨度 内作为时间的函数的电压和逻辑信号的各种波形。

[0344] 图34A和35A示出参考电压Vren其设置在电平125VW及经整流的市电电压Vrect(t) 和在电容器的负端子的电压Vcneg(t)。

[0345] 图34B-E和35B-E示出四个比较器分别生成的逻辑信号A、B、C和G。运些比较器实施 等式(27)、(28)、(29)和(30)的比较并且配备有一些滞后并且示出延迟。

[0346] 图34F、G和35F、G示出图33的状态机生成的两个独立开关的开关控制信号M2和M3。 [cm7]图:34H-J和35H-J示出指示对应开关控制信号的逻辑信号Discharge、畑arge和 Top_Bypass〇

[0%引图34K-M和35K-M示出在正电容器端子上的电压Vcpos(t)、向负载赋予的电压Vioad (t)和差动串联电容器电压Vcpos(t)-Vcneg(t)。

[0349] 在两种情况下,最小负载电压约为130八等于设置的电平Vrefl+Vref2=130V)。

[0350] 对于相对小的串联电容值的情况(图34,C =化F),最大负载电压约为355V。在市电 电压过零时,负载电压是144V。差动串联电容器电压在121V与176V之间循环。

[0351] 对于相对大的串联电容值的情况(图35,C = 20yF),最大负载电压约为325V。在市 电电压过零时,负载电压是151V。差动串联电容器电压在147V与155V之间循环。

[0352] 电路节点电压无一曾经获得负值。

[0353] 在开关控制方法4a的W上示例中,与在开关控制方法3中提出的方法相似,设置参 考电压Vrefl为固定值125。

[0354] 然而,也可W用其它方式生成参考电压Vrefl。更好地适合于与舍相调光器使用的 另一可能性是在例如在上电期间或者由于舍相调光而不再能够维持与理论最大值(在未调 光市电RMS电压230V的情况下为142V)接近的最小负载电压的值的情况下赋予参考电压 Vrefl的更低值。

[0355] 在开关控制方法4b中,从可能性范围选择参考电压Vrefl。在W下所示示例中,该范 围包含两个值。使用逻辑信号Normal来做出选择,该逻辑信号指示差动串联电容器电压Vc 是否高到足W向两个LED串供电(在示例中为125V)。在逻辑信号Normal为假的情况下,选择 参考电压Vrefi等于单个L抓串电压(在示例中为63V)。在Normal为真的情况下,选择参考电 压Vrefi等于第一和第二Lm)串电压之和(在示例中为125V)。

[0356]

Figure CN103460800BD00311

(31 )

[0357] 逻辑信号Normal可W由比较器生成,该比较器如W下所示比较电容器电压Vc与参 考电压Vref4:

[035引

Figure CN103460800BD00312

(32)

[0359] 可W选择参考电压Vref4W具有在VlEDI与VlED1+VlED2之间的范围中的值,例如Vref4 = I.IVledi (在示例中为73V)。

[0360] 图36示出在空串联电容器具有值C = 20yF时在启动之后的前300ms的波形。在图 36M中,与差动电容器电压Vc = Vcp。s-Vcneg-起示出参考电压Vref4 = 73V。在t = 45ms,差动电 容器电压Vc穿越电平Vref4 = 73V。逻辑信号NormaK未示出)切换成逻辑高,并且第一波形条 示出参考电压Vrefi从64V切换成125V,见等式(31)。在图3化中描绘的Vioad波形条中清楚地示 出切换参考电压Vrefl的效果。

[0361] 在开关控制方法4c中,参考电压Vrefl既未保持于固定电平,也未选自于有限可能 性集合,但是为例如由(最小值)峰检测器控制的真实模拟数量。运一方法4c尤其旨在于独 立于各种高电压Lm)的正向电压或者更一般地旨在于独立于连接无论任何负载(当然除了 短路之外)。为此,从负载电压在至少半个市电周期内、但是优选地在几个周期内的局部最 小值推导最小电压电平Vmin,并且该电平用作参考电压Vrefl。控制有源开关W推动运一电压 电平尽可能高。

[0362] 峰检测器可W用来生成Vmin。在它的最简单形式中,需要电阻器、电容器和二极管 W实施电路。

[0363] 再次考察两个子情况:应用的串联电容器的相对低值(图37,C =化F)或者相对大 值(图38, C = 20yF)。运些图示出在启动之后的前300ms内的行为。

[0364] 对于相对小的串联电容器值的情况(图37,C =化F),一旦已经实现均衡,最小负载 电压约为133V。最大负载电压在启动阶段中实现上至375V的值并且在均衡中约为330V。在 市电电压过零时,负载电压在均衡中为133V。差动串联电容器电压初始地被快速充电到 180V,运时控制信号G结束电容器充电模式,该控制信号指示限制功能被激活W防止串联电 容器的过充电(设置限制值为Vref3=180V)。在启动阶段期间激活运一限制功能共计屯次 (见图37E中所示波形条)。在均衡中,差动串联电容器电压在111V与165V之间循环。

[0365] 对于相对大的串联电容器值的情况(图38,C = 20yF)。最大负载电压在启动阶段中 为310V并且在均衡中约为290V。一旦已经实现均衡,最小负载电压约为138V。在市电电压过 零时,负载电压在均衡中为138V。差动串联电容器电压在136V与144V之间循环。注意电容器 充电限制功能未被激活(见图38E中所示波形条)。

[0366] 电路节点电压无一曾经获得负值。

[0367] 概括而言,在从市电电压电源操作高电压L邸时,电输入波形和光输出波形二者必 须满足某些准则。根据本发明,提出一种切换式电容电流限制设备和方法。电容器将被切换 到L抓串的DC电流路径中。经由一些围绕开关(例如借助CMOS双向模拟开关1C来实施),可W 设置电容器的有效极性为正或者负或者可W将电容器旁路。在经整流的市电电压的瞬时值 高于Lm)电压时,过量电压用来对电容器进行充电。在经整流的市电电压的瞬时值低于LED 值时,用相反极性连接(先前充电的)电容器,因此升高电压,从而可W操作LED。

[0368] 使用电容器W存储和释放过量电压(和能量)与正常使用的有损电流限制比较将 提高总系统的效率。运里提出的方法未在AC输入侧上产生大的相位移位,因此功率因数高。 该整个方法可W与任何高电压L邸使用,但是与具有可变正向电压的L邸串(例如抽头式LED 串)组合,可W减少电容器的大小和电压额定值。

[0369] 本发明可W用于驱动各种类型的负载和在各种应用中使用。例如本发明可W应用 于L抓照明设备,例如用于市电供电的普通照明的高效率和高功率因数"线性"HV L抓驱动 器。提出的方法可W应用于Lm)照明和其它应用,特别是Lm)灯(ACLED)、低成本Lm)灯(比如 用于L邸改型灯泡和模块的抽头式线性驱动器)W及具有集成驱动器的Lm)灯和模块的高和 低电压AC驱动。

[0370] 尽管已经在附图和前文描述中具体图示和描述本发明,但是运样的图示和描述将 视为例示或者示例性的而非限制;本发明不限于公开的实施例。本领域普通技术人员可W 在实现要求保护的本发明时从附图、公开内容和所附权利要求的研读中理解和实现对公开 的实施例的变化。

[0371] 在权利要求中,字眼"包括"未排除其它元件或者步骤,并且不定冠词"一个"未排 除多个。单个元件或者其它单元可W实现权利要求中记载的若干项的功能。在互不相同的 从属权利要求中记载某些措施运仅有的事实未指示不能有利使用运些措施的组合。

[0372] 不应解释权利要求中的任何附图标记为限制范围。

Claims (20)

1. 一种用于驱动负载(100,100 ')的驱动器设备(1,Γ,2,2 '),所述驱动器设备包括: -整流器单元(10),用于对接收的AC电源电压(Vs)进行整流, -负载端子(20),用于提供驱动电压(I)和/或驱动电流(L·)以便驱动所述负载, -电容存储单元(30),耦合于所述整流器单元与所述负载端子之间用于存储由所述整 流器单元提供的电能并且向所述负载提供电能,以及 -桥式切换单元(40),耦合于所述整流器单元与所述负载之间用于利用期望的极性将 所述电容存储单元切换到从所述整流器单元到所述负载端子的负载电流路径中并且用于 将所述电容存储单元从所述负载电流路径切换出,在整个AC周期期间维持负载电流路径。
2. 根据权利要求1所述的驱动器设备,其中所述桥式切换单元(40)包括并联耦合的两 个开关路径的全桥,每个开关路径包括串联耦合的两个开关(3 1,52,&,54),其中所述电容 存储单元耦合于所述两个并联开关路径的串联耦合端子之间,所述两个开关路径中的每个 开关路径的所述两个开关在所述串联耦合端子被连接。
3. 根据权利要求1所述的驱动器设备,其中所述电容存储单元包括单个电容器(C)。
4. 根据权利要求1所述的驱动器设备,其中所述电容存储单元包括并联耦合的两个或 者更多电容器((:1,02,03),并且其中所述桥式切换单元(41,42,43)适于将每个电容器单独 切换到所述负载电流路径中或者从所述负载电流路径切换出。
5. 根据权利要求2和4中任一个所述的驱动器设备,其中所述桥式切换单元(41,42)包 括对于所有或者一些电容器(C2,C3)的每电容器(C2,C3)的附加电容器开关(S7,S 8),所述附 加电容器开关串联親合到它的关联电容器。
6. 根据权利要求2和4中任一个所述的驱动器设备,其中所述桥式切换单元(43)包括与 所述全桥的所述两个开关路径并联耦合的对于所有或者一些电容器(C2,C3,C1)的每电容 器(C2,C3)的附加开关(S 3 ',S3",S4 ',S4")路径。
7. 根据权利要求1所述的驱动器设备,还包括耦合于所述整流器单元与所述负载端子 之间的电流源(50)。
8. 根据权利要求1所述的驱动器设备,其中控制所述桥式切换单元(40)以在经整流的 电源电压的瞬时值高于负载电压时利用第一极性将所述电容存储单元切换到所述负载电 流路径中,并且在经整流的电源电压的瞬时值低于所述负载电压时利用与所述第一极性相 反的第二极性将所述电容存储单元切换到所述负载电流路径中。
9. 根据权利要求8所述的驱动器设备,其中控制所述桥式切换单元(40)以在经整流的 电源电压的半周期期间交替地利用所述第一极性和所述第二极性将所述电容存储单元切 换到所述负载电流路径中。
10. 根据权利要求9所述的驱动器设备,其中控制所述桥式切换单元(40)以在经整流的 电源电压的半周期期间交替地利用所述第一和第二极性将所述电容存储单元切换到所述 负载电流路径中一次、两次或者四次。
11. 根据权利要求8所述的驱动器设备,其中控制所述桥式切换单元(40)以按照相对于 经整流的电源电压的过零的延迟时间控制利用所述不同极性将所述电容存储单元切换到 所述负载电流路径中的时序。
12. 根据权利要求1所述的驱动器设备,其中控制所述桥式切换单元(40)以在所述电容 存储单元中存储的所述电能不应用于向所述负载供应时将所述电容存储单元从所述负载 电流路径切换出。
13. 根据权利要求1所述的驱动器设备,其中控制所述桥式切换单元(40)以将所述电容 存储单元充电到预定电容器电压。
14. 根据权利要求13所述的驱动器设备,其中控制所述桥式切换单元(40)以将所述电 容存储单元充电到预定初始电容器电压。
15. 根据权利要求2所述的驱动器设备,其中实施所述开关(51,52,53,5 4)为双向或者单 向开关。
16. 根据权利要求15所述的驱动器设备,所述开关(51,&,&,54)包括一个或者多个?103 晶体管、NMOS晶体管或者二极管。
17. 根据权利要求1所述的驱动器设备,所述负载为包括一个或多个LED的LED组件。
18. -种用于驱动负载(100,100')的驱动方法,所述驱动器方法包括以下步骤: -通过整流器单元(10)对接收的AC电源电压(Vs)进行整流, -在负载端子(20)提供驱动电压(I)和/或驱动电流(L·)以便驱动所述负载, -通过耦合于所述整流器单元与所述负载端子之间的电容存储单元(30)存储所述整流 器单元提供的电能并且向所述负载提供电能,以及 -通过耦合于所述整流器单元与所述负载之间的桥式切换单元(40)利用期望的极性将 所述电容存储单元切换到从所述整流器单元到所述负载端子的负载电流路径中并且将所 述电容存储单元从所述负载电流路径切换出,在整个AC周期期间维持负载电流路径。
19. 根据权利要求18所述的驱动方法,所述负载为包括一个或多个LED的LED组件。
20. -种灯装置,包括: -灯单元(100,100 '),包括一个或者多个LED,以及 -根据权利要求1所述的驱动器设备(1,Γ,2,2'),耦合到所述灯单元用于驱动所述灯 单元。
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